DE60106998T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Symboltaktrückgewinnung von phasenmodulierten Signalen - Google Patents

Verfahren und Vorrichtung zur Symboltaktrückgewinnung von phasenmodulierten Signalen Download PDF

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Description

  • GEBIET DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung bezieht allgemein auf ein Verfahren und eine Vorrichtung, die in der Lage sind, einen Phasenzeitfehler in einem empfangenen Basisbandsignal zu erfassen, und auf eine Demodulationsvorrichtung, die das Verfahren und die Vorrichtung zur Taktwiedergabe verwendet. Genauer gesagt, bezieht sich diese Erfindung auf ein Verfahren und eine Vorrichtung, die in einem digitalen Breitband-Radiokommunikationssystem verwendet werden.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • In jüngster Zeit fand ein drastischer Fortschritt auf dem Gebiet des digitalen Radiokommunikationssystems statt. Bei dem digitalen Radiokommunikationssystem ist es erforderlich, dass die Zeitphase mit hoher Geschwindigkeit und hoher Genauigkeit auf der Empfangsseite geschätzt wird. Eine derartige Zeit- oder Takt phasenschätzung ist beispielsweise in der Japanischen Patent-Offenlegungsschrift Nr. 6-141048 offenbart. Dieses Dokument offenbart ein Signalerfassungssystem und eine Bündeldemodulationsvorrichtung. Eine Korrelation zwischen einem durch nicht lineare Verarbeitung erhaltenen Signal wie einer aus dem empfangenen Basisbandsignal bestimmten Umhüllung und einer aus einem asynchronen Abtasttakt erzeugten Symbolfrequenzkomponente wird erhalten und die Taktphase des asynchronen Abtasttaktes und das empfangene Basisbandsignal werden geschätzt.
  • Das Blockschaltbild in 10 zeigt einen Teil eines herkömmlichen digitalen Radiokommunikationssystems. Dieses herkömmliche digitale Radiokommunikationssystem hat einen herkömmlichen Demodulator, der seinerseits eine herkömmliche Taktwiedergabeeinheit hat. Eine Antenne 101 empfängt ein Bündelsignal in einem PSK(Phasenumtast)-modulierten HF(Hochfrequenz)-Band. Ein Frequenzwandler 102 wandelt das empfangene HF-Bandsignal in ein Basisbandsignal (empfangenes Basisbandsignal Sb) um.
  • Ein A/D-Wandler 103a, der einen asynchronen Abtasttakt CK mit einer Frequenz verwendet, die das n(n=2)-Fache der von einem Oszillator 106 ausgegebenen Symbolrate hat, tastet das empfangene Basisbandsignal Sb zur Zeit t(=τ + iT/2) ab. Der A/D-Wandler 103a gibt eine gleichphasige Komponente des abgetasteten empfangenen Basisbandsignals Sb als gleichphasige Datenreihe Ii aus. Hier ist "i" eine natürliche Zahl, "T" ist eine Symbolperiode und "τ" ist ein Zeitfehler (-T/2 ≤ τ < T/2). In ähnlicher Weise tastet ein A/D-Wandler 103b, der einen asynchronen Abtasttakt CK mit einer Frequenz verwendet, die das zweifache der von dem Oszillator 106 ausgegebenen Symbolrate beträgt, das empfangene Basisbandsignal SB zur Zeit t(=τ+iT/2) ab. Der A/D-Wandler 103b gibt eine orthogonale Komponente des abgetasteten empfangenen Basisbandsignals Sb als orthogonale Datenreihe Qi ab.
  • Eine Taktwiedergabeeinheit 104 berechnet einen Zeitfehler τ aus der gleichphasigen Datenreihe Ii und der orthogonalen Datenreihe Qi. Andererseits wird eine Dateninterpolationseinheit 112 verwendet, wenn die Abtastgeschwindigkeit niedrig ist, und die Empfangsdaten, die aus der gleichphasigen Datenreihe Ii und der orthogonalen Datenreihe Qi, die durch den asynchronen Abtasttakt CK mit der Zeitauflösung n [Abtastung/Symbol] abgetastet sind, zusammengesetzt sind, werden ausgegeben durch Interpolieren mit den Empfangsdaten, die jeweils eine Zeitauflösung n' (n'>n) [Abtastung/Symbol] haben. Die Dateninterpolationseinheit 112 führt keine Interpolation durch, wenn die Abtastgeschwindigkeit hoch ist.
  • Eine Datenbeurteilungseinheit 113 zieht den Nyquistpunkt der durch die Dateninterpolationseinheit 112 interpolierten Empfangsdaten heraus durch Verwendung des Zeitfehlers τ, der von der Taktwiedergabeeinheit 104 eingegeben ist, und gibt den beurteilten Wert der Empfangsdaten an diesem herausgezogenen Nyquistpunkt als demodulierte Daten D1 aus.
  • Andererseits gibt ein Umhüllungsdetektor 105 der Zeitwiedergabeeinheit 104 Umhüllungsdaten Ei aus, die eine Umhüllung des empfangenen Basisbandsignals Sb zeigen, anhand der gleichphasigen Datenreihe Ii und der orthogonalen Datenreihe Qi gemäß der Gleichung (1). Ei = ((Ii)2 + (Qi)2)1/2 ...(1)
  • Der Oszillator 106 gibt einen asynchronen Abtasttakt CK mit einer Frequenz, die das n-fache (n=2) der Symbolrate beträgt, aus. Ein Generator 107 für eine komplexe Sinuswelle betätigt einen m-Bit-Zähler durch Verwendung des asynchronen Abtasttaktes CK und gibt Kosinussignaldaten Ci mit der Symbolfrequenz fs (=1/T) und Sinussignaldaten Si mit der Symbolfrequenz fs aus entsprechend dem Wert Yi des m-Bit-Zählers, der von 0 bis 2π reicht. Hierin ist die Beziehung zwischen n und m gleich n = 2m und Yi ... Yi ∈ {0, 1, 2, 3,..., 2m-1}. D.h., der Generator 107 für eine komplexe Sinuswelle erzeugt die Symbolfrequenzkomponente exp [j2π·fst] der Symbolfrequenz fs, und Sinussignaldaten Si und Kosinussignaldaten Ci werden jeweils als Gleichung (2) und Gleichung (3) ausgegeben. Ci = cos (Yi/2m-1) π ...(2) Si = sin (Yi/2m-1) π ...(3)
  • Die Kosinussignaldaten Ci sind Datenreihen mit n-facher Überabtastung der Kosinuskomponente cos(2π·fst) der Symbolfrequenz fs, und die Sinussignaldaten Si sind Datenreihen mit n-facher Überabtastung der Sinuskomponente sin (2π·fst) der Symbolfrequenz fs.
  • Eine Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 108 multipliziert die von dem Umhüllungsdetektor 105 ausgegebenen Umhüllungsdaten Ei und die von dem Generator 17 für eine komplexe Sinuswelle ausgegebenen Kosinussignaldaten Ci und Sinussignaldaten Si entsprechend der Gleichung (4) und der Gleichung (5) und bestimmt die Multiplikationsergebnisse MCi, MSi. MCi = Ei × Ci ...(4) MSi = Ei × Si ...(5)
  • Weiterhin bildet die Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 108 den Durchschnitt der Multiplikationsergebnisse MCi, MSi individuell über die L-Symbolzeit und gibt Korrelationssignale CIi, SIi entsprechend Gleichung (6) und Gleichung (7) aus. CIi = (MCi + MCi-1 + ... + MCi-nL+1) / L ...(6) SIi = (MSi + MSi-1 + ... + MSi-nL+1) / L ...(7)
  • Eine Berechnungsvorrichtung 109 für den inversen Tangens bestimmt die Taktphasendifferenz Δθ der Korrelationssignale CIi, SIi entsprechend der Gleichung (8). ∆θ = tan–1 (SIi / CIi) ...(8)
  • Die Berechnungsvorrichtung 109 für den inversen Tangens gibt den Zeitfehler τ auf der Grundlage dieses Taktphasenfehlers Δθ aus.
  • Die Taktwiedergewinnungseinheit 104 arbeitet wie vorstehend erläutert, wenn die Empfangszeit des Bündelsignals bekannt ist, aber wenn die Empfangszeit des Bündelsignals nicht bekannt ist und es erforderlich ist, den Bündeltaktsynchronismus des Bündelsignals herzustellen, wird das Bündelsignal erfasst und der Bündeltakt kann auf der Grundlage der erfassten Informationen hergestellt werden. In diesem Fall bestimmt eine Vektorlängen-Berechnungsvorrichtung 110 in der Taktwiedergabeeinheit 104 die Vektorlänge Vi, die durch die von der Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 108 ausgegebenen Korrelationssignal CIi, SIi angezeigt ist, gemäß Gleichung (9) und gibt diese aus. Vi = CIi 2 + SIi 2)1/2 ...(9)
  • Ein Komparator 111 vergleicht die Vektorlänge Vi und den Schwellenwert ε, und wenn die Vektorlänge Vi größer als der Schwellenwert ε ist, wird festgestellt, dass das Bündelsignal empfangen wurde, und eine Signalerfassungsinformation D2 mit der logischen "1" wird ausgegeben, und wenn die Vektorlänge Vi kleiner als der Schwellenwert ε ist, wird festgestellt, dass kein Signal empfangen wurde, und die Signalerfassungsinformation D2 mit der logischen "0" wird ausgegeben.
  • Somit tastet die Taktwiedergabeeinheit 104 asynchron mit der n-fachen Geschwindigkeit der Symbolrate ab, und sie berechnet die Korrelation durch die Symbolfrequenzkomponente durch Verwendung der abgetasteten Informationen, so dass die Taktphase mit hoher Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit geschätzt werden kann.
  • Wie vorstehend erwähnt ist, ist die asynchrone Abtastgeschwindigkeit das n-Fache der Symbolrate, aber da der untere Grenzwert von n gleich 4 ist, um die Korrelationsberechnung durch die Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 108 gemäß den Gleichungen (4) bis (7) zu realisieren, kann die Taktphasendifferenz Δθ durch Verwendung eines kleineren Wertes für n nicht berechnet werden.
  • Beispielsweise sind bei n = 4 die zu verwendenden Kosinussignaldaten Ci gleich {1, 0, –1, 0,...}, und die Sinussignaldaten Si sind {0, –1, 0, –1 ...}, und somit ist der Multiplikationsvorgang bei n = 4 leicht, aber bei n = 1 sind die Kosinussignaldaten Ci gleich {1, –1, 1, – 1,...} und die Sinussignaldaten Si sind {0, 0, 0, 0,...}, und obgleich das Korrelationssignal CIi auf der Seite der gleichphasigen Komponente bestimmt ist, aber das Korrelationssignal SIi auf der Seite der orthogonalen Komponente ist immer 0, wodurch nicht der wahre Wert ausgedrückt wird, und es gibt zwei Werte für die Taktphasendifferenz Δθ, d.h. {0, π}. In diesem Fall tritt der Zeitfehler von maximal ±T/2 auf ungeachtet des Zustands von C/N (Verhältnis des Trägersignals zum Rauschsignal).
  • Andererseits wurde kürzlich ein Breitband-Radiokommunikationssystem beachtet, das eine Übertragung von bewegten Bildern oder eine Übertragung von riesigen Datenmengen mittels einer Radioschaltung realisiert. Bei diesem Breitband-Radiokommunikationssystem muss die Datenübertragungsgeschwindigkeit von dem herkömmlichen Geschwindigkeitsbereich von einigen zehn bis zu einigen hundert kbps, der hauptsächlich für Audiokommunikation verwendet wird, auf einen Geschwindigkeitsbereich von einigen zehn bis zu einigen hundert Mbps erhöht werden.
  • Jedoch beträgt abhängig von den Vorrichtungen, die CMOS-Toranordnungen oder dergleichen verwenden, die maximale Arbeitsgeschwindigkeit der Demodulationsvorrichtung einige zehn bis einige hundert Mbps, und daher kann, wenn die Datenabtastgeschwindigkeit (Geschwindigkeit, die das n-Fache der Symbolrate beträgt) höher wird, die Abtastgeschwindigkeit die maximale Arbeitsgeschwindigkeit der Demodulationsvorrichtung überschreiten, und die Demodulationsvorrichtung zur Durchführung eines derartigen Taktwiedergewinnungsvorgangs kann nicht in dem Breitband-Radiokommunikationssystem angewendet werden.
  • Beispielsweise ist in dem Fall des QPSK-Modulations systems mit einer Datenübertragungsgeschwindigkeit von 100 Mbps, d.h., der Symbolrate von 50 M Baud, wenn die aus digitalen Schaltungen zusammengesetzte Demodulationsvorrichtung realisiert ist durch Verwendung der Vorrichtung mit der maximalen Arbeitsgeschwindigkeit von 150 MHz, da n ≥ 4 ist, der untere Grenzwert der Abtastgeschwindigkeit gleich 50 × 4 = 200 MHz, und diese Abtastgeschwindigkeit überschreitet die maximale Arbeitsgeschwindigkeit der Vorrichtung von 150 MHz, und die einen derartigen Taktwiedergabevorgang durchführende Demodulationsvorrichtung kann nicht in dem Breitband-Radiokommunikationssystem angewendet werden.
  • Die US-A-5 235 622 offenbart eine Taktwiedergewinnungsschaltung, die eine Taktwelle zum Erzeugen eines ersten Taktes mit einer Frequenz, die N-fach höher als die Taktfrequenz eines empfangenen APSK-Signals ist, aufweist. Ein A/D-Wandler tastet die orthogonal APSK-Signale als Antwort auf den ersten Takt ab und quantisiert die APSK-Abtastungen in orthogonale digitale APSK-Abtastungen. Ein Umhüllungsdetektor ist mit dem A/D-Wandler gekoppelt für die Erzeugung eines Signals, das repräsentativ für die Umhüllung der digitalen orthogonalen APSK-Abtastungen ist. Von dem ersten Takt werden orthogonale sinusförmige Signale mit einer Frequenz, die das 1/N-Fache der Frequenz des Taktes ist, abgeleitet. Phasenkorrelationen werden erfasst zwischen den orthogonalen sinusförmigen Signalen und dem die Umhüllung darstellenden Signal für die Kopplung mit einem Tiefpassfilter, in welchem der Durchschnitt der Phasenkorrelationen gebildet wird. Eine Arkustangens-Berechnungsvorrichtung ist mit dem Tiefpassfilter gekoppelt, um den Arkustangens zwischen den der Tiefpassfilterung unterzogenen orthogonalen Signalen zu berechnen. Ein Frequenzteiler ist mit der Taktquelle verbunden, um einen zweiten Takt mit einer Frequenz, die das 1/N-Fache der Frequenz des ersten Taktes beträgt, zu erzeugen. Eine Phasendifferenz wird durch einen Phasenkomparator zwischen dem zweiten Takt und einem Abtasttakt, der bei einer Frequenz 1/N der Frequenz des ersten Taktes durch einen digitalen spannungsgesteuerten Oszillator erzeugt wird, erfasst, die Phasendifferenz wird zu einer Subtraktionsvorrichtung geführt, in der sie von dem Ausgangssignal der Arkustangens-Berechnungsvorrichtung subtrahiert wird. Ein Schwellenwertkomparator ist vorgesehen für den Vergleich des Ausgangssignals der Subtraktionsvorrichtung mit N aufeinander folgenden Bezugswerten, um einen von N Ausgangswerten, die jeweils den N Bezugswerten entsprechen, zu erzeugen, wenn das Ausgangssignal der Subtraktionsvorrichtung einem der Bezugswerte entspricht. Die Bezugswerte sind vorzugsweise gegeben durch (2π/N)XM wobei M eine ganze Zahl in dem Bereich zwischen 1 und N ist. In Abhängigkeit von dem ersten Takt steuert der digitale spannungsgesteuerte Oszillator die Zeit des Abtasttaktes N-mal während des Intervalls zwischen aufeinander folgenden Abtastzeitpunkten entsprechend dem Ausgangssignal des Schwellenwertkomparators. Der Abtasttakt wird zu einer Abtastvorrichtung zum Abtasten der digitalen Abtastungen von dem A/D-Wandler geführt.
  • Weiterhin beschreibt die US-A-5 170 415 einen Bündeldemodulator, der einen orthogonalen Detektor für den Empfang eines Amplitudenphasenumtast(APSK)-Bündelsignals, das einen Vorsatz von abwechselnden "1"- und "–1"-Symbolen und ein Datenfeld enthält, aufweist. Der Detektor demoduliert quasi-kohärent das empfangene Bündelsignal in ein komplexes Basisbandsignal, das in einer solchen Weise in eine digitale Form umgewan delt wird, das jedes Symbol des komplexen Signals N binärcodierte digitale Abtastungen ergibt, wobei die ganze Zahl N so ausgewählt ist, dass zumindest eine der N digitalen Abtastungen einen Signalpunkt des empfangenen Bündelsignals am nächsten ist. Ein Bündeldetektor ist vorgesehen für die Erfassung der Ankunft des Bündelsignals. Eine Taktwiedergewinnungsschaltung spricht auf die Erfassung der Ankunft des Bündelsignals an, um die Symbolzeit des Bündelsignals anhand digitaler Abtastungen des Vorsatzes zu schätzen. Eine digitale Abtastung wird aus jeweils N Abtastungen des Vorsatzes herausgezogen als Antwort auf die geschätzte Symbolzeit, derart, dass die herausgezogene Abtastung am wahrscheinlichsten dem Signalpunkt am nächsten ist. Eine Trägerwiedergewinnungsschaltung spricht auf die geschätzte Symbolzeit an durch Schätzen der Trägerfrequenz und der Phase des Bündelsignals anhand der herausgezogenen digitalen Abtastungen, um ein komplexes Trägersignal zu erzeugen, das mit den herausgezogenen digitalen Abtastungen multipliziert wird, um das ursprüngliche Signal wiederzugewinnen.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung anzugeben, die in der Lage sind, die Taktphase mit derselben hohen Genauigkeit und hohen Geschwindigkeit wie bei dem Stand der Technik zu schätzen, selbst wenn die untere Grenze der Abtastgeschwindigkeit herabgesetzt wird, und die hierdurch in der Lage sind, die maximale Arbeitsgeschwindigkeit der Demodulationsvorrichtung relativ anzuheben. Es ist auch eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Demodulationsvorrichtung zu schaffen, die das Verfahren und die Vorrichtung zur Taktwieder gewinnung verwendet.
  • Eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung weist auf: eine Erzeugungseinheit für eine komplexe Symbolfrequenzkomponente zum Erzeugen einer Frequenzkomponente entsprechend einer senderseitigen komplexen Symbolfrequenzkomponente aus einem empfangenen Basisbandsignal und zum Ausgeben der erzeugten Komponente als ein komplexes Symbolfrequenzkomponentensignal, eine Korrelationswert-Berechnungseinheit zum Bestimmen eines Korrelationswertes zwischen einem Kosinuswellensignal einer freilaufenden Symbolfrequenz, die auf der Empfangsseite erzeugt ist, und dem komplexen Symbolfrequenzkomponentensignal, und zum Ausgeben des erhaltenen Wertes als ein Korrelationssignal, und eine inverse Tangenseinheit zum Berechnen eines Vektorwinkels, der durch das Korrelationssignal angezeigt wird, der ein Phasenzeitfehler zwischen dem empfangenen Basisbandsignal und der freilaufenden Symbolfrequenz ist, und sie ist erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, dass die Erzeugungseinheit für die komplexe Symbolfrequenzkomponente enthält:
    Eine Umhüllungserfassungseinheit zum Bestimmen eines Umhüllungswertes des empfangenen Basisbandsignals und zum Ausgeben des erhaltenen Wertes als ein Umhüllungssignal, oder eine Signalvarianz-Erfassungseinheit zum Multiplizieren des empfangenen Basisbandsignals mit einer vorbestimmten Zahl, zum Bestimmen eines Varianzwertes eines Symbols vor und nach dem multiplizierten empfangenen Basisbandsignal, und zum Ausgeben des erhaltenen Wertes als ein Varianzsignal, und eine Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit zum Bestimmen eines Amplitudenänderungsbetrags in 1/2 Symbol des empfangenen Basisbandsignals und zum Ausgeben des erhaltenen Betrags als ein Amplitudenände rungsbetragssignal, wobei das komplexe Signal, das das Umhüllungssignal oder Varianzsignal mit dem Amplitudenänderungsbetragssignal kombiniert, das komplexe Symbolfrequenzkomponentensignal ist.
  • Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist diese Vorrichtung eine Vektorlängenberechnungseinheit auf zum Berechnen einer durch das Korrelationssignal angezeigten Vektorlänge, sowie eine Vergleichseinheit zum Vergleichen der berechneten Vektorlänge mit einem vorbestimmten Schwellenwert und zum Ausgeben einer Bündelerfassungsinformation zur Anzeige der Erfassung eines Bündelsignals, wenn die Vektorlänge länger als der vorbestimmte Schwellenwert ist.
  • Vorzugsweise wird eine Taktwiedergewinnungseinheit gemäß der Erfindung in einer Demodulationsvorrichtung verwendet, welche aufweist:
    eine Antenne, die ein Radioempfangssignal empfängt, eine Frequenzumwandlungseinheit, die das von der Antenne empfangene Radioempfangssignal in ein empfangenes Basisbandsignal umwandelt, eine A/D-Umwandlungseinheit, die das empfangene Basisbandsignal mit der doppelten Geschwindigkeit der Symbolrate abtastet und umwandelt und das abgetastete Signal als ein digitales Empfangsbasisbandsignal ausgibt, wobei die Taktwiedergewinnungseinheit ausgebildet ist zur Bestimmung eines Umhüllungssignals des digitalen Empfangsbasisbandsignals, um einen Amplitudenänderungsbetrag in 1/2 Symbol des digitalen Empfangsbasisbandsignals zu bestimmen und den Korrelationswert zwischen der komplexen Symbolfrequenzkomponente, die den Umhüllungswert und den Amplitudenänderungsbetrag kombiniert und die Kosinuswellenkomponente des auf der Empfangsseite erzeugten freilaufenden Symbolfrequenz signals zu bestimmen, und den durch den Korrelationswert angezeigten Vektorwinkel zu berechnen, wodurch der Phasenzeitfehler zwischen dem digitalen Empfangsbasisbandsignal und dem freilaufenden Symbolfrequenzsignal bestimmt wird, eine Dateninterpolationseinheit, die das digitale Empfangsbasisbandsignal interpoliert und die interpolierten Daten als interpoliertes Basisband ausgibt, und eine Datenbeurteilungseinheit, die einen Nyquistpunkt des interpolierten Basisbandsignals auf der Grundlage des von der Taktwiedergewinnungseinheit bestimmten Phasenzeitfehlers herauszieht und Daten an dem herausgezogenen Nyquistpunkt als demodulierte Daten ausgibt.
  • Vorzugsweise wird weiterhin eine Taktwiedergewinnungseinheit gemäß der Erfindung in einer Demodulationsvorrichtung verwendet, welche aufweist:
    eine Antenne, die ein Radioempfangssignal empfängt, einen Begrenzer, der konstant das von der Antenne empfangene Radioempfangssignal begrenzt und ein konstant begrenztes Signal ausgibt, eine Frequenzumwandlungseinheit, die das konstant begrenzte Signal in ein empfangenes Basisbandsignal umwandelt, eine A/D-Umwandlungseinheit, die das empfangene Basisbandsignal mit der doppelten Geschwindigkeit der Symbolrate abtastet, umwandelt und das abgetastete Signal als ein digitales Empfangsbasisbandsignal ausgibt, wobei die Taktwiedergewinnungseinheit, die das digitale Empfangsbasisbandsignal mit einer vorbestimmten Zahl multipliziert, einen Varianzwert eines Symbols vor und nach dem multiplizierten digitalen Empfangsbasisbandsignal bestimmt, einen Amplitudenänderungsbetrag in 1/2 Symbol des digitalen Empfangsbasisbandsignals bestimmt, den Korrelationswert zwischen der den Varianzwert und den Amplitudenänderungsbetrag kombinie renden komplexen Symbolfrequenzkomponente und der Kosinuswellenkomponente des auf der Empfangsseite erzeugten freilaufenden Symbolfrequenzsignals bestimmt und den durch den Korrelationswert angezeigten Vektorwinkel berechnet, wodurch der Phasenzeitfehler zwischen dem digitalen Empfangsbasisbandsignal und dem freilaufenden Symbolfrequenzsignal bestimmt wird, eine Dateninterpolationseinheit, die das digitale Empfangsbasisbandsignal interpoliert und die interpolierten Daten als interpoliertes Basisband ausgibt, und eine Datenbeurteilungseinheit, die einen Nyquistpunkt des interpolierten Basisbandsignals auf der Grundlage des von der Taktwiedergewinnungseinheit bestimmten Phasenzeitfehlers herauszieht und herausgezogene Daten an dem herausgezogenen Nyquistpunkt als demodulierte Daten ausgibt.
  • Ein Taktwiedergewinnungsverfahren weist auf: einen Erzeugungsschritt für eine komplexe Symbolfrequenzkomponente zum Erzeugen einer komplexen Symbolfrequenzkomponente entsprechend einer sendeseitigen Symbolfrequenzkomponente anhand eines empfangenen Basisbandsignals und zum Ausgeben der erzeugten Komponente als ein komplexes Symbolfrequenzkomponentensignal, einen Korrelationswert-Berechnungsschritt zum Bestimmen eines Korrelationswertes zwischen einem Kosinuswellensignal einer freilaufenden Symbolfrequenz, das auf der Empfangsseite erzeugt wurde, und dem komplexen Symbolfrequenzkomponentensignal, und zum Ausgeben des erhaltenen Wertes als ein Korrelationssignal, und einen inversen Tangensschritt zum Berechnen eines durch das Korrelationssignal angezeigten Vektorwinkels, der ein Phasenzeitfehler zwischen dem empfangenen Basisbandsignal und der freilaufenden Symbolfrequenz ist, und es ist gemäß der Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass der Erzeugungsschritt für die kom plexe Symbolfrequenzkomponente enthält: einen Umhüllungserfassungsschritt zum Bestimmen des Umhüllungswertes des empfangenen Basisbandsignals und zum Ausgeben des erhaltenen Umhüllungswertes als ein Umhüllungssignal, oder einen Signalvarianz-Erfassungsschritt zum Multiplizieren des empfangenen Basisbandsignals mit einer vorbestimmten Zahl, Bestimmen eines Varianzwertes von einem Symbol vor und nach dem multiplizierten empfangenen Basisbandsignal, und Ausgeben dieses Varianzwertes als ein Varianzsignal, und einen Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungsschritt zum Bestimmen eines Amplitudenänderungsbetrags in 1/2 Symbol des empfangenen Basisbandsignals und zum Ausgeben dieses Amplitudenänderungsbetrags als ein Amplitudenänderungsbetragssignal, wobei das komplexe Signal, das das Umhüllungsvarianzsignal mit dem Amplitudenänderungsbetragssignal kombiniert, als das komplexe Symbolfrequenzkomponentensignal ausgegeben wird.
  • Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel dieses Verfahrens umfasst einen Vektorlängen-Berechnungsschritt zum Berechnen einer durch das Korrelationssignal angezeigten Vektorlänge und einen Vergleichsschritt zum Vergleichen der Vektorlänge mit einem vorbestimmten Schwellenwert und zum Ausgeben einer Bündelerfassungsinformation, die die Erfassung eines Bündelsignals anzeigt, wenn die Vektorlänge größer als der vorbestimmte Schwellenwert ist.
  • Andere Aufgaben und Merkmale dieser Erfindung werden augenscheinlich anhand der folgenden Beschreibung mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist ein Blockschaltbild, das einen Teil der Ausbildung einer Taktwiedergewinnungsvorrichtung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung und einen Empfänger eines digitalen Radiokommunikationssystems, aufweisend eine dieselbe verwendende Demodulationsvorrichtung zeigt;
  • 2 ist ein Wellenformdiagramm eines 0π-Modulationssignals bei einer Trägerphase von 45 Grad;
  • 3 ist ein Diagramm, das einen Signalübergang des 0π-Modulationssignals zeigt;
  • 4 ist ein Wellenformdiagramm des Umhüllungssignals E(t) und des Amplitudenänderungsbetragssignals D(t) entsprechend dem in 2 und 3 gezeigten 0π-Modulationssignal;
  • 5 ist ein Wellenformdiagramm des Umhüllungssignals E(t) und des gewichteten Amplitudenänderungsbetragssignals DW(t) entsprechend dem in 2 und 3 gezeigten 0π-Modulationssignal;
  • 6 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel für das empfangene Basisbandsignal mit QPSKmoduliertem Zufallsmuster bei einer Trägerphase von 45 Grad zeigt;
  • 7 ist ein Wellenformdiagramm des Umhüllungssignals E(t) und des Amplitudenänderungsbetragssignals DW(t) durch das empfangene Basisbandsignal mit Zufallsmuster, das in 6 gezeigt ist;
  • 8 ist ein Wellenformdiagramm des Signals ME(τ) und des Signals MDE(τ), die auf der Grundlage des in 6 gezeigten empfangenen Basisbandsignals mit Zufallsmuster erhalten sind;
  • 9 ist ein Blockschaltbild, das einen Teil der Ausbildung einer Taktwiedergewinnungsvorrichtung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung und einen Empfänger eines digitalen Radiokommunikationssystems, der eine diese verwendende Demodulationsvorrichtung aufweist, zeigt; und
  • 10 ist ein Blockschaltbild, das einen Teil der Ausbildung eines Empfängers eines digitalen Radiokommunikationssystems, der einen Demodulator enthaltend eine herkömmliche Taktwiedergewinnungseinheit aufweist, zeigt.
  • BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
  • Bevorzugte Ausführungsbeispiele des Verfahrens und der Vorrichtung zur Taktwiedergewinnung und die Demodulationsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend mit Bezug auf die angefügten Zeichnungen erläutert.
  • 1 ist ein Blockschaltbild, das einen Teil der Ausbildung einer Taktwiedergewinnungsvorrichtung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt. 1 zeigt auch einen Empfänger eines digitalen Radiokommunikationssystems, der eine Modulationsvorrichtung enthält, die die Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach der Erfindung verwendet. Eine Antenne 1 empfängt ein Bündelsignal in einem PSK modulierten HF(Hochfrequenz)-Band. Ein Frequenzwandler 2 wandelt das von der Antenne 1 eingegebene HF-Band-Empfangssignal in ein Basisbandsignal (empfangenes Basisbandsignal Sb) um.
  • Ein A/D-Wandler 3a, der einen asynchronen Abtasttakt CK mit einer Frequenz, die das Zweifache (n = 2) der von einem Oszillator 8 ausgegebenen Symbolrate ist, verwendet, tastet das empfangene Basisbandsignal Sb zu der Zeit t(=τ+iT/2) ab und gibt die gleichphasige Komponente des abgetasteten empfangenen Basisbandsignals Sb als gleichphasige Datenreihe Ii aus. Hier ist "i" eine natürlich Zahl, "T" ist eine Symbolperiode und "τ" ist ein Zeitfehler (-T/2 ≤ τ < T/2). In gleicher Weise tastet ein A/D-Wandler 3b, der einen asynchronen Abtasttakt CK mit einer Frequenz, die das Zweifache der von dem Oszillator 8 ausgegebenen Symbolrate ist, verwendet, das empfangene Basisbandsignal Sb zu der Zeit t(=τ+iT/2) ab und gibt die orthogonale Komponente des abgetasteten empfangenen Basisbandsignals Sb als orthogonale Datenreihe Qi aus.
  • Eine Taktwiedergewinnungseinheit 4 berechnet einen Zeitfehler τ anhand der gleichphasigen Datenreihe Ii und der orthogonalen Datenreihe Qi. Andererseits wird eine Dateninterpolationseinheit 14 verwendet, wenn die Abtastgeschwindigkeit niedrig ist, und die Empfangsdaten, die aus der gleichphasigen Datenreihe Ii und der orthogonalen Datenreihe Qi zusammengesetzt sind, die von dem asynchronen Abtasttakt CK mit der zeitlichen Auflösung von 2 [Abtastung/Symbol] abgetastet sind, werden ausgegeben durch Interpolieren mit den Empfangsdaten, die jeweils eine zeitliche Auflösung n' (n' > 2) [Abtastung/Symbol] haben. Die Dateninterpolationseinheit 14 führt keine Interpolation durch, wenn die Abtastgeschwindigkeit hoch ist.
  • Eine Datenbeurteilungseinheit 15 zieht den Nyquistpunkt der von der Dateninterpolationseinheit 14 interpolierten Empfangsdaten heraus durch Verwendung des von der Taktwiedergewinnungseinheit 4 eingegebenen Zeitfehlers τ und gibt den beurteilten Wert der Empfangsdaten an diesen herausgezogenen Nyquistpunkt als demodulierte Daten D1 aus. Andererseits hat die Taktwiedergewinnungseinheit 4 einen Generator 5 für die komplexe Symbolübertragungsfrequenz, und der Generator 5 für die komplexe Symbolübertragungsfrequenz hat einen Umhüllungsdetektor 6 und einen Amplitudenänderungsbetragsdetektor 7. Der Umhüllungsdetektor 6 gibt ein Umhüllungssignal E(t), das eine Umhüllung des empfangenen Basisbandsignals Sb zeigt, anhand der gleichphasigen Datenreihe Ii und der orthogonalen Datenreihe Qi aus entsprechend der Gleichung (10). E(t) = (I(t)2 + Q(t)2)1/2 ...(10)
  • Der Amplitudenbetragsdetektor 7 berechnet das Amplitudenänderungsbetragssignal D(t) des empfangenen Basisbandsignals Sb anhand der gleichphasigen Datenreihe Ii und der orthogonalen Datenreihe Qi entsprechend der Gleichung (11) und gibt dieses aus. D(t)=((I(T)-I(t-T/2))2+((Q(t)-Q(t-T/2))2)1/2 ...(11)
  • Das Umhüllungssignal E(t) und das Amplitudenänderungsbetragssignal D(t) haben jeweils die Symbolfrequenzkomponente fs. Die Phasendifferenz des Umhüllungssignals E(t) und des Amplitudenänderungsbetragssignals D(t) beträgt immer π/2. Die Taktwiedergewinnungseinheit 4 schätzt die Taktphase mit hoher Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit unter Verwendung dieser Merkmale, wie bei dem Stand der Technik mit einer Abtastgeschwindigkeit, die das Zweifache (n=2) der Symbolrate ist.
  • Es wird angenommen, dass das empfangene Basisbandsignal Sb ein "0π-Modulationssignal ist, das in weitem Umfang als Vorsatzmuster für die Taktwiedergewinnung verwendet wird. 2 ist ein Wellenformdiagramm eines "0π"-Modulationssignals, wenn die Trägerphase 45 Grad beträgt. In 2 bezeichnet die Achse der Abszisse die Zeit in der Symboleinheit, und die Zeit tn des Nyquistpunktes ist tn = iT (wobei i = 0, 1, 2, 3, ...). Wie vorstehend erwähnt ist, ist T die Symbolperiode. Die Achse der Ordinate zeigt die Amplitude, wenn sie mit dem Umhüllungspegel des empfangenen Basisbandsignals normiert ist. Daher wird dieses "0π"-Modulationssignal symmetrisch zu dem Ursprung in jedem Symbol in dem System von orthogonalen Koordinaten verschoben, wie in 3 gezeigt ist.
  • Wenn dieses "0π"-Modulationssignal gemäß Gleichung (10) betätigt wird, wird ein Umhüllungssignal E(t) wie in 4 gezeigt erhalten. Das Umhüllungssignal E(t) zeigt den maximalen Wert zu der Zeit tn = iT des Nyquistpunktes, und des zeigt den minimalen Wert zu der Zeit t = iT + T/2. Wenn andererseits das "0π"-Modulationssignal gemäß Gleichung (11) betätigt wird, wird das in 4 gezeigte Amplitudenänderungsbetragssignal D(t) erhalten. Der Änderungsbetrag der Umhüllung ist maximal zu der Zeit t = iT + T/4 und der Zeit t = iT + 3T/4, und er ist minimal zu der Zeit t = iT + 3T/4 und zur Zeit t = iT + 5T/4. Daher ist das Amplitudenänderungsbetragssignal D(t) maximal zu der Zeit t = ikT + 3T/4 und minimal zu der Zeit t = iT + T/4.
  • Unter der Annahme, dass der Umhüllungspegel am Ny quistpunkt gleich E ist, haben das Umhüllungssignal E(t) und das Amplitudenänderungsbetragssignal D(t) Signalkomponenten Es(t) und Ds(t) wie in Gleichung (12) bzw. Gleichung (13) gezeigt. Es(t) = (E/2 cos(2·πfst) + E/2) ...(12) DS(t) = (√(2)E/2) sin(2·πfst) + √(2)E/2) ...(13)
  • Da das Amplitudenverhältnis der Signalkomponenten Es(t) und Ds(t) gleich Es(t):DS(t) = 1:√(2) ist, wenn das Amplitudenänderungsbetragssignal D(t) mit 1/√)2= gewichtet ist, kann das gewichteten Amplitudenänderungsbetragssignal DW(t) wie in Gleichung (14) ausgedrückt werden. DW(t) = D(t) / √(2) ...(14)
  • Durch diese Wichtung werden die Amplitudenkomponente des Amplitudenänderungsbetragssignals DW(t) und die Amplitudenkomponente des Umhüllungssignals E(t) einander gleich, wie in 5 gezeigt ist. Die Signalkomponente DWs(t) des Amplitudenänderungsbetragssignals DW(t) zu dieser Zeit ist wie in Gleichung (15) ausgedrückt. DWs(t) = –(E/2) sin(2π·fst) + E/2) ...(15)
  • Da die Beziehung von Kosinus und Sinus zwischen dem Umhüllungssignal E(t) und dem Amplitudenänderungsbetragssignal DW(t) mit diesen Symbolfrequenzkomponenten, d.h. Signalkomponenten Es(t) und DWs(t) hergestellt ist, wenn sie durch das komplexe Signal S(t) = E(t) + jDW(t) ausgedrückt ist, wobei das Umhüllungssignal E(t) als die gleichphasige Komponente und das Amplitudenänderungsbetragssignal DW(t) als orthogonale Komponente verwendet werden, hat andererseits das komplexe Signal S(t) die übertragungsseitige Symbolfrequenzkomponente exp [–j(2·πfst)].
  • Nicht beschränkt auf das "Oπ"-Modulationssignal haben, wenn beispielsweise ein empfangenes Basisbandsignal Sb des QPSK-modulierten Zufallsmusters empfangen wird, das Umhüllungssignal E(t) und das Amplitudenänderungsbetragssignal DW(t) jeweils die Symbolfrequenzkomponente. Beispielsweise ist 6 ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel für das empfangene Basisbandsignal Sb des QPSK-modulierten Zufallssignals zeigt, wenn die Trägerphase 45 Grad beträgt, und 7 ist ein Wellenformdiagramm, das das Umhüllungssignal E(t) und das Amplitudenänderungsbetragssignal DW(t) zeigt, die aus dem in 6 gezeigten, empfangenen Basisbandsignal Sb des Zufallsmusters erzeugt sind.
  • Die Anwesenheit oder Abwesenheit der in dem Umhüllungssignal E(t) und dem Amplitudenänderungsbetragssignal DW(t), die in 7 gezeigt sind, enthaltenen Symbolfrequenzkomponente kann nicht unmittelbar beurteilt werden, aber es ist bekannt, dass die Symbolfrequenzkomponente erhalten wird durch Durchschnittswertbildung des Amplitudenwertes jeder Symbolperiode, indem das Umhüllungssignal E(t) und das Amplitudenänderungsbetragssignal DW(t), die in 7 gezeigt sind, und die folgenden Gleichungen (16) und (17) verwendet werden.
  • Figure 00220001
  • 8 ist ein Wellenformdiagramm, das das Signal ME(τ) und das Signal MDW(τ) zeigt, die aus dem Umhüllungssignal E(t) und dem Amplitudenänderungsbetragssignal DW(t), die in 7 gezeigt sind, gemäß den Gleichungen (16) und (17) erhalten wurden. Das Signal ME(r) und das Signal MDW(r), die in 8 gezeigt sind, sind die Ergebnisse durch Bilden des Durchschnitts mit jeweils N=50 (Symbol). Als ein Ergebnis haben das Signal ME(r) und das Signal MDW(r) die Symbolfrequenzkomponente, und es ist bekannt, dass die Phasendifferenz gleich π/2 ist. Daher gibt es, selbst wenn das empfangene Basisbandsignal Sb des QPSK-modulierten Zufallsmusters empfangen wird, wie in dem Fall des "Oπ"-Modulationssignals eine Symbolfrequenzkomponente mit Kosinus- und Sinuscharakteristiken mit einer Periode von einem Symbol. D.h., das komplexe Signal S(t) = E(t)+jDW(t) des empfangenen Basisbandsignals Sb des QPSK-modulierten Zufallsmusters hat auch die sendeseitige Symbolfrequenzkomponente exp [–j(2π·fst)].
  • Der Umhüllungsdetektor 6 gibt das Umhüllungssignal E(t) aus, und der Amplitudenänderungsbetragsdetektor 7 gibt das Amplitudenänderungsbetragssignal DW(t) aus, und daher gibt der Generator 5 für die komplexe Symbolübertragungsfrequenz das komplexe Signal S(t)=E(t)+jDW(t), das die sendeseitige komplexe Symbolfrequenzkomponente hat, zu der Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 10 aus.
  • Die Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 10 berechnet die Korrelation zwischen dem komplexen Signal S(t) des Umhüllungssignals E(t) und des Amplitudenänderungsbetragssignals DW(t) und der Kosinuswelle C(t) = cos(2n·fst + Δθ), die mit dem asynchronen Abtasttakt CK synchronisiert ist, entsprechend Gleichung (18), und bestimmt des Korrelationswert SM(N). Der Taktphasenfehler Δθ ist die Phasendifferenz des Nyquistpunktes und des asynchronen Abtasttaktes CK.
  • Figure 00240001
  • Eine Berechnungsvorrichtung 11 für den inversen Tangens bestimmt den Vektorwinkel Δθ des Korrelationswertes SM(N) und gibt einen Zeitfehler τ von diesem Vektorwinkel Δθ zu der Datenbeurteilungseinheit 1 aus. Eine Vektorlängen-Berechnungsvorrichtung 12 bestimmt die durch den Korrelationswert SM(N) angezeigte Vektorlänge Vi. Ein Komparator vergleicht die Vektorlänge Vi und den Schwellenwert ε, und wenn die Vektorlänge Vi größer als der Schwellenwert ε ist, festgestellt wird, dass das Bündelsignal empfangen wurde, und die Signalerfassungsinformation D2 mit dem logischen Wert "1" wird ausgegeben, und wenn die Vektorlänge Vi kleiner als der Schwellenwert ε ist, wird festgestellt, dass kein Signal empfangen wurde, und die Signalerfassungsinformation D2 mit dem logischen Wert "0" wird ausgegeben.
  • Die vorstehende Erläuterung bezieht sich auf eine kontinuierliche Signalverarbeitung auf der Zeitachse, und nachfolgend wird eine diskrete Signalverarbeitung für den Fall erläutert, dass der asynchrone Abtasttakt CK das Zweifache (n = 2) der Symbolrate ist.
  • Zuerst tastet der A/D-Wandler 3a das empfangene Basisbandsignal Sb zu der Zeit t(=τ+iT/2) ab, indem er einen von dem Oszillator 8 ausgegebenen asynchronen Abtasttakt CK mit einer Frequenz, die das Zweifache (n = 2) der Symbolrate ist, verwendet, und er gibt die gleichphasige Komponente des abgetasteten empfangenen Basisbandsignals Sb als gleichphasige Datenreihe Ii aus. In gleicher Weise tastet der A/D-Wandler 3b das empfangene Basisbandsignal Sb zu der Zeit t(=τ+iT/2) ab, indem er den von dem Oszillator 8 ausgegebenen asynchronen Abtasttakt CK mit einer Frequenz, die das Zweifache der Symbolrate ist, verwendet, und er gibt die orthogonale Komponente des abgetasteten empfangenen Basisbandsignals Sb als orthogonale Datenreihe Qi aus.
  • Der Umhüllungsdetektor 6 gibt die Umhüllungsdatenreihe Ei, die die Umhüllung des empfangenen Basisbandsignals Sb zeigt, anhand der gleichphasigen Datenreihe Ii und der orthogonalen Datenreihe Qi gemäß der folgenden Gleichung (19) aus. Ei = ((Ii)2 + (Qi)2)1/2 ...(19)
  • Der Amplitudenänderungsbetragsdetektor 7 erfasst den Änderungsbetrag des empfangenen Basisbandsignals Sb anhand der gleichphasigen Datenreihe Ii und der orthogonalen Datenreihe Qi gemäß Gleichung (20) und gibt die Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di aus. Di = ((I - Ii-1)2 + ((Q - Qi-1)2 ...(20)
  • Weiterhin wichtet der Amplitudenänderungsbetragsdetektor 7, wie erforderlich, die Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di mit dem Wichtungswert α entsprechend (21) und gibt eine gewichtete Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe DWi aus. Dwi = α · DIi ...(21)
  • Durch diese Wichtung können die Umhüllungsdatenreihe Ei und die Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe D1 in dem durch jede Datenreihe angezeigten Amplituden wert angepasst werden. Beispielsweise gibt der Amplitudenänderungsbetragsdetektor 7 durch Wichten mit einem Wichtungswert α von "1/√(2)" aus. Ohne Wichtung ist die Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe DWi gleich der Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di. Wenn nicht gewichtet wird, nimmt der Fehler der Taktphasenschätzung zu, aber die Schaltung für den Wichtungsvorgang wird nicht benötigt, so dass der Verarbeitungsaufwand und der Schaltungsumfang der Taktwiedergewinnungseinheit 4 herabgesetzt werden können.
  • Wenn eine Berechnung gemäß Gleichung (21) erfolgt, wird der Amplitudenwert der Umhüllungsdatenreihe Ei mit dem Wichtungswert α multipliziert, damit der Amplitudenänderungsbetragsdetektor 7 dem Amplitudenwert der Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di angepasst werden kann, aber demgegenüber kann, damit der Umhüllungsdetektor 6 der Umhüllungsdatenreihe Ei angepasst werden kann, der Amplitudenwert der Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di mit dem Wichtungswert α multipliziert werden. Anstelle des Umhüllungsdetektors 6 oder des Amplitudenänderungsbetragsdetektors 7 kann die Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 10 so ausgebildet sein, dass sie die Wichtung durchführt.
  • In dem Prozess in dem Umhüllungsdetektor 6 und dem Amplitudenänderungsbetragsdetektor 7 gemäß den Gleichungen (19) und (20) werden die Quadratoperation und die Quadratwurzeloperation durchgeführt, aber wie in den Gleichungen (22) und (23) gezeigt ist, können nur durch eine Quadratoperation die technisch äquivalente Umhüllungsdatenreihe Ei und Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di bestimmt werden. Ei = Ii)2 + (Qi)2 ...(22) Di = (I - Ii-1)2 + (Q - Qi-1)2 ...(23)
  • Weiterhin können der Umhüllungsdetektor 6 und der Amplitudenänderungsbetragsdetektor 7 die technisch äquivalente Umhüllungsdatenreihe Ei und Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di nur durch eine Additions- und Subtraktionsoperation bestimmen, wie in den Gleichungen (24) bzw. (25) gezeigt ist. Ei = |Ii| + |Qi| ...(24) Di = |Ii - Ii-1| + |Qi - Qi-1| ...(25)
  • Der Oszillator 8 gibt einen asynchronen Abtasttakt CK mit einer Frequenz, die das n-Fache (n = 2) der Symbolrate beträgt, aus. Ein Kosinuswellengenerator 9 teilt den von dem Oszillator 8 ausgegebenen asynchronen Abtasttakt CK und gibt eine Kosinuswellen-Datenreihe Ci aus, deren Frequenz die Symbolfrequenz fs (=1/T) ist, entsprechend Gleichung (26). Ci = cos(2π·fsiT/2) = cos(πi) = +1, –1, +1, –1,... ...(26)
  • Die Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 10 multipliziert die Umhüllungsdatenreihe Ei und die Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe jeweils mit der Kosinuswellen-Datenreihe Ci entsprechend den Gleichungen (27) und (28) und bestimmt Multiplikationsdatenreihen XEi bzw. XDi. XEi = Ei × Ci ...(27) XDi = Di × Ci ...(28)
  • Die Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 10 bildet den Durchschnitt jeder Multiplikationsdatenreihe Xei und XDi und bestimmt die Korrelation zwischen den komplexen Datenreihen (Ei – jDi) als sendeseitige komplexe Symbolfrequenzkomponente und der empfangsseitigen Kosinuswellen-Datenreihe Ci. Dieser Durchschnittswertbildungsvorgang kann beispielsweise durch FIR-Filter oder IIR-Filter realisiert werden.
  • Wenn das FIR-Filter verwendet wird, wird die Korrelationsdatenreihe SMi = (CIi, SIi) entsprechend den Gleichungen (29) und (30) bestimmt. In den Gleichungen ist N ein Parameter zum Bestimmen der Zeitkonstanten des FIR-Filters. Hierin wird, je größer der Wert des Parameters N ist, desto größer die Zeitkonstante.
  • Figure 00280001
  • Wenn andererseits das IIR-Filter verwendet wird, wird die Korrelationsdatenreihe SMi = (CIi, SIi) entsprechend den Gleichungen (31) und (32) bestimmt. In den Gleichungen ist β ein Vergesslichkeitskoeffizient, der kleiner als 1 ist, und der ein Parameter zum Bestimmen der Zeitkonstanten des IIR-Filters ist. Hier wird, je größer der Wert des Parameters β ist, desto größer die Zeitkonstante. CIi = β CIi-1 + XEi ...(31) SIi = β SIi-1 + XEi ...(32)
  • Die Berechnungsvorrichtung 11 für den inversen Tangens bestimmt den Vektorwinkel Δθ der Korrelationsdatenreihe SMi = (CIi, SIi) entsprechend der Gleichung (33). ∆θ = tan–1(SIi / CIi) ...(33)
  • Weiterhin bestimmt auf der Grundlage des Vektorwinkels Δθ die Berechnungsvorrichtung 11 für den inversen Tangens den Zeitfehler τ und gibt ihn aus.
  • Die Taktwiedergewinnungseinheit 4 arbeitet wie vorstehend erläutert, wenn die Empfangszeit des Bündelsignals bekannt ist, aber wenn die Empfangszeit des Bündelsignals unbekannt ist und es erforderlich ist, den Bündeltaktsynchronismus des Bündelsignals herzustellen, wird das Bündelsignal erfasst und der Bündeltakt kann auf der Grundlage der erfassten Information hergestellt werden. In diesem Fall bestimmt die Vektorlängen-Berechnungsvorrichtung 12 in der Taktwiedergewinnungseinheit 4 die durch die von der Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 10 ausgegebene Korrelationsdatenreihe SMi = (CIi, SIi) angezeigte Vektorlänge Vi entsprechend Gleichung (34) und gibt diese aus. Vi = (CIi 2 + SIi 2)1/2 ...(34)
  • Der Komparator 13 vergleicht die Vektorlänge Vi und den Schwellenwert ε, und wenn die Vektorlänge Vi größer als der Schwellenwert ε ist wird festgestellt, dass das Bündelsignal empfangen wurde, und die Signalerfassungsinformation D2 mit dem logischen Wert "1" wird ausgegeben, und wenn die Vektorlänge Vi kleiner als der Schwellenwert ε ist, wird festgestellt, dass kein Signal empfangen wurde, und die Signalerfassungsinformation D2 mit dem logischen Wert "0" wird ausgegeben.
  • Bei dem vorstehenden ersten Ausführungsbeispiel beträgt die Abtastgeschwindigkeit durch den asynchronen Abtasttakt CK das Zweifache (n = 2) der Symbolrate, aber die Abtastgeschwindigkeit ist nicht spezifiziert, solange wie der Beziehung n ≥ 2 genügt ist.
  • Bei dem ersten Ausführungsbeispiel ist das empfangene Basisbandsignal Sb erläutert als ein Zufallsmustersignal der "0π"-Modulation oder QPSK-Modulation, aber jedes andere empfangene Basisbandsignal Sb kann verwendet werden, solange wie die Umhüllung des empfangenen Basisbandsignals Sb und der Änderungsbetrag des empfangenen Basisbandsignals Sb auf der komplexen Ebene jeweils Charakteristiken der Wiederholung der Zunahme und Abnahme in der Symbolperiode im Durchschnitt haben und die Phasenbeziehung der Umhüllung und des Änderungsbetrags des empfangenen Basisbandsignals, die derart eine Zunahme und Abnahme wiederholen, der Beziehung von (Kosinus, Sinus) oder (Kosinus, -Sinus) genügt. Beispielsweise kann ein BPSK-moduliertes Signal oder ein um π/4 verschobenes QPSK-moduliertes Signal auch als empfangenes Basisbandsignal SB verwendet werden.
  • Gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel kann selbst in dem Fall, dass das digitale Signal mit einer doppelten Abtastgeschwindigkeit der Symbolrate abgetastet wird, die Phase in einer Hochgeschwindigkeitszeit, die dieselbe wie in dem Fall der Abtastung mit einer Abtastgeschwindigkeit von mehr als dem Vierfachen der Symbolrate eingezogen werden, indem das Umhüllungssignal E(t) (Umhüllungsdatenreihe Ei) und das Amplitudenänderungsbetragssignal DW(t) Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di), die von dem Umhüllungsdetektor 6 ausgegeben werden, verwendet werden, und das Phasenzittern nach dem Phaseneinzug kann verrin gert werden. Nicht nur das Vorsatzsignal wie das 0π-Modulationssignal, sondern auch ein Zufallsmustersignal kann einen Hochgeschwindigkeitszeit-Phaseneinzug und geringes Phasenzittern bei doppelter Abtastgeschwindigkeit der Symbolrate realisieren.
  • Es ist ausreichend, das empfangene Basisbandsignal mit der doppelten Abtastgeschwindigkeit der Symbolrate abzutasten, und daher kann die Datenübertragungsgeschwindigkeit relativ erhöht werden im Vergleich mit der herkömmlichen Taktwiedergewinnungsvorrichtung zum Abtasten des Empfangsbasisbandsignals mit einer Abtastgeschwindigkeit, die mehr als das Vierfache der Symbolrate ist, oder der dieselbe verwendenden Demodulationsvorrichtung, und der Datenübertragungsgeschwindigkeit, die in dem Breitband-Radiokommunikationssystem erforderlich ist, kann genügt werden.
  • Bei der Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach dem ersten Ausführungsbeispiel oder der dieselbe verwendenden Demodulationsvorrichtung sind die erforderliche Abtastgeschwindigkeit des A/D-Wandlers oder die erforderliche Arbeitsgeschwindigkeit in der Demodulationsvorrichtung nur 1/2 des herkömmlichen Falles, und geringerer Leistungsverbrauch und niedrigere Kosten werden in dem Breitband-Radiokommunikationssystem realisiert. Hier bedeutet niedrigere Kosten die Einsparung von Zeit, Arbeit und Kosten von Teilen, die für die Herstellung der Taktwiedergewinnungsvorrichtung oder der diese verwendenden Demodulationsvorrichtung erforderlich sind. Ein derartiger niedrigerer Leistungsverbrauch oder niedrigere Kosten sind möglich, da beispielsweise ein kostengünstiger A/D-Wandler, dessen obere Grenze der Abtastgeschwindigkeit niedriger ist, verwendet werden kann, oder die Demodulationsvorrichtung kann hergestellt werden durch Verwen dung von CMOS- und anderen Vorrichtungen, deren obere Grenze der Arbeitsgeschwindigkeit niedriger ist, anstelle des ECL, dessen obere Grenze der Arbeitsgeschwindigkeit höher ist.
  • Bei dem ersten Ausführungsbeispiel kann selbst in dem Fall, dass die Daten das mit einer doppelten Geschwindigkeit der Symbolrate abgetastete empfangene Basisbandsignal haben, das Bündelsignal durch den Vektorlängendetektor 12 und den Komparator 13 erfasst werden, so dass der Bündeltakt hergestellt werden kann.
  • Ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nun erläutert. Bei dem vorhergehenden ersten Ausführungsbeispiel wird angenommen, dass das in die Taktwiedergewinnungseinheit 4 eingetretene Signal durch einen AGC(automatische Verstärkungssteuerung)-Verstärker im Pegel linear gesteuert wird, aber bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel ist sie so ausgebildet, dass sie den Zeitfehler schätzt, ob das Eingangssignal in der Taktwiedergewinnungseinheit 4 durch den AGC-Verstärker linear im Pegel gesteuert wird oder bei einem konstanten Pegel durch einen Begrenzerverstärker nicht linear verstärkt wird.
  • D.h., bei dem ersten Ausführungsbeispiel wurde der Zeitfehler τ bestimmt durch Verwendung der Umhüllung des Basisbandempfangssignals und des Amplitudenänderungsbetrags, aber in dem Fall eines hart begrenzten Signals, das nicht linear bei einem konstanten Pegel durch einen kostengünstigen Begrenzerverstärker verstärkt ist, stellt die Umhüllung einen konstanten Wert dar und Schwankungen der Symbolperiode wie in 4 gezeigt, treten nicht periodisch auf, so dass die Taktwiedergewinnungseinheit 4 einen normalen Zeitfehler nicht schätzen kann. Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel ist die Taktwiedergewinnungseinheit 4 so ausgebildet, dass sie den normalen Zeitfehler selbst in dem Fall der Verwendung eines Begrenzungsverstärkers schätzt.
  • 9 ist ein Blockschaltbild, das einen Teil der Ausbildung der Taktwiedergewinnungsvorrichtung bei dem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt, sowie einen Empfänger eines digitalen Radiokommunikationssystems, der eine dieselbe verwendende Demodulationsvorrichtung aufweist. In 9 ist in diesem Empfänger weiterhin ein Begrenzer 21 vor dem Frequenzwandler 2 vorgesehen, und ein Signalvarianzdetektor 22 ist anstelle des Umhüllungsdetektors 6 in der Taktwiedergewinnungseinheit 4 vorgesehen, und die andere Struktur ist dieselbe wie die des in 1 gezeigten Empfängers, und dieselben Komponenten sind durch dieselben Bezugszahlen identifiziert.
  • In 9 empfängt eine Antenne 1 ein Bündelsignal in einem PSK-modulierten HF(Hochfrequenz)-Band. Der Begrenzer 21 verstärkt nichtlinear das von der Antenne eingegebene HF-Band-Empfangssignal und führt eine harte Begrenzung des Empfangssignals bei einem konstanten Bündel durch und gibt dann ein konstant umhülltes Empfangssignal zu dem Frequenzwandler 2 aus. Der Frequenzwandler 2 wandelt das konstant umhüllte Empfangssignal in ein Basisbandsignal Sb um. Der Begrenzer 21 ist vor dem Frequenzwandler 2 vorgesehen, aber wenn die Umwandlung des HF-Band-Empfangssignals in das Basisbandempfangssignal innerhalb des Frequenzwandlers 2 erfolgt, wenn es einmal in ein Zwischenfrequenz(ZF)-Bandempfangssignal umgewandelt ist, kann der Begrenzer 21 in dem Frequenzwandler 2 vorgesehen sein, und dieses ZF-Band-Empfangssignal kann hart auf einen konstanten Pegel begrenzt sein, und ein konstant umhülltes ZF-Band-Empfangssignal kann erzeugt werden.
  • Ein A/D-Wandler 3a, der einen von einem Oszillator 8 ausgegebenen asynchronen Abtasttakt CK mit einer Frequenz, die das Zweifache (n = 2) der Symbolrate beträgt, verwendet, tastet das empfangene Basisbandsignal Sb zu der Zeit t(=τ+iT/2) ab und gibt die gleichphasige Komponente des abgetasteten empfangenen Basisbandsignals Sb als gleichphasige Datenreihe Ii aus. In gleicher Weise tastet ein A/D-Wandler 3b, der einen von dem Oszillator 8 ausgegebenen asynchronen Abtasttakt CK mit einer Frequenz, die das Zweifache der Symbolrate beträgt, das empfangene Basisbandsignal Sb zu der Zeit t(=τ+iT/2) ab und gibt die orthogonale Komponente des abgetasteten empfangenen Basisbandsignals Sb als orthogonale Datenreihe Qi aus.
  • Die Taktwiedergewinnungseinheit 4 berechnet einen Zeitfehler τ anhand der gleichphasigen Datenreihe Ii und der orthogonalen Datenreihe Qi. Andererseits wird eine Dateninterpolationseinheit 14 verwendet, wenn die Abtastgeschwindigkeit niedrig ist, und die aus der gleichphasigen Datenreihe Ii und der orthogonalen Datenreihe Qi, die von dem asynchronen Abtasttakt CK mit der zeitlichen Auflösung von 2 [Abtastung/Symbol] abgetastet sind, zusammengesetzten Empfangsdaten werden ausgegeben durch Interpolation mit den Empfangsdaten mit jeweils einer zeitlichen Auflösung n' (n' > 2) [Abtastung/Symbol]. Die Dateninterpolationseinheit 14 führt keine Interpolation durch, wenn die Abtastgeschwindigkeit hoch ist.
  • Eine Datenbeurteilungseinheit 15 zieht den Nyquistpunkt der von der Dateninterpolationseinheit 14 interpolierten Empfangsdaten heraus durch Verwendung des von der Taktwiedergewinnungseinheit 4 eingegebenen Zeitfehlers τ, und sie gibt den beurteilten Wert der Empfangsdaten an diesem herausgezogenen Nyquistpunkt als demodulierte Daten D1 aus.
  • Andererseits hat die Taktwiedergewinnungseinheit 4 einen Generator 5 für die komplexe Symbolübertragungsfrequenz, und der Generator 5 für die komplexe Symbolübertragungsfrequenz hat den Signalvarianzdetektor 22 und einen Amplitudenänderungsbetragsdetektor 7. Der Signalvarianzdetektor 22 erzeugt Signale Im(t), Qm(t), die mit 2m-Fachen von dem gleichphasigen Signal I(t) und dem orthogonalen Signal Q(t) multipliziert sind, entsprechend den Gleichungen (35) und (36), wenn das empfangene Basisbandsignal Sb ein 2m-fach PSK-moduliertes Basisbandsignal ist.
    Figure 00350001
    ist.
  • In diesem Fall konvergieren die mit dem 2m-Fachen multiplizierten Signale Im(t) und Qm(t) immer an einem Punkt auf einer komplexen Ebene zu der Nyquistpunktzeit tn, ob das Empfangssignal ein Zufallsmuster oder festes Muster wie der Vorsatz ist, wenn die Rauschkomponente ignoriert wird. Zu einer anderen als der Nyquistpunktzeit tn, nicht immer konvergieren an einem Punkt auf der komplexen Ebene, wird die Varianz des Punktes gestreut wenn er von der Nyquistpunktzeit tn abweicht, und die Varianz erreicht das Maximum zu der Zeit T/2 von der Nyquistpunktzeit tn entfernt. Diese Eigenschaft der Konvergenz oder Varianz wird auch hergestellt, wenn das Empfangssignal durch den Begrenzer 21 konstant umhüllt ist.
  • Daher bestimmt der Signalvarianzdetektor 22 das Varianzsignal B(b), das die vorbeschriebene Varianz zeigt, gemäß der folgenden Gleichung (38) auf der Grundlage des Änderungsbetrag in einem Symbol von mit dem 2m-Fachen multiplizierten Signalen Im(t) und Qm(t). B(t)=((Im(t)-Im(t-T))2+((Qm(t)-Qm(t-T))2)1/2 ...(38)
  • Das Varianzsignal B(t) zeigt zu der Nyquistpunktzeit tn im Durchschnitt "0" an und zeigt das Maximum zu der Zeit T/2 von der Nyquistpunktzeit tn entfernt. Diese Varianzcharakteristik wird, anders als bei dem Umhüllungssignal E(t) aufrechterhalten, wenn das Empfangssignal durch den Begrenzer 21 konstant umhüllt wird.
  • D.h., das Varianzsignal B(t) besitzt im Durchschnitt die in der folgenden Gleichung (39) gezeigte Signalkomponente Bs(t). Bs(t) = – (Ax/2) cos (2π·fst) + Ax/2 ...(39)
  • Hier ist "Ax/2" ein Amplitudenwert, und dieser Wert ist unterschiedlich mit dem Modulationssystem oder dem zu empfangenen Datenmuster. Die Beziehung zwischen der Phase der Signalkomponente Bs(t) und der Phase der Signalkomponente Es(t), die eine in dem Umhüllungssignal E(t) enthaltene Symbolfrequenzkomponente ist, weich π Radiant ab.
  • Daher hat durch Erzeugen eines komplexen Signals S2(t), wie in Gleichung (40) gezeigten ist, durch Kombinieren des Varianzsignals B(t) und des Amplitudenänderungsbetragssignals DW(t), das von dem Amplitudenänderungsbetragsdetektor ausgegeben und so gewichtet ist, dass in der Amplitude dem Varianzsignal B(t) angepasst ist, das komplexe S2(t) eine sendeseitige Symbolfrequenzkomponente exp (9j(2π·fst+π)). S2(t) = B(t) + jDW(t) ...(40)
  • Die Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 10 berechnet die Korrelation zwischen dem komplexen Signal S2(t) und der Kosinuswelle C(t) = cos(2π·fst + Δθ), die von dem Kosinuswellengenerator 9 ausgegeben und mit dem empfangsseitigen asynchronen Abtasttakt CK gemäß der folgenden Gleichung (41) synchronisiert ist, und bestimmt den Korrelationswert SM2(N). Der Taktphasenfehler Δθ ist die Phasendifferenz zwischen dem Nyquistpunkt und dem asynchronen Abtasttakt CK.
  • Figure 00370001
  • Eine Berechnungsvorrichtung 11 für den inversen Tangens bestimmt den Vektorwinkel Δθ des Korrelationswertes SM2(N) und gibt einen Zeitfehler τ von diesem Vektorwinkel Δθ zu der Datenbeurteilungseinheit 15 aus. Eine Vektorlängen-Berechnungsvorrichtung 12 bestimmt die durch den Korrelationswert SM2(N) angezeigte Vektorlänge Vi. Ein Komparator 13 vergleicht die Vektorlänge Vi und den Schwellenwert ε, und wenn die Vektorlänge Vi größer als der Schwellenwert ε ist, wird festgestellt, dass das Bündelsignal empfangen wurde, und die Signalerfassungsinformation D2 mit dem logischen Wert "1" wird ausgegeben, und wenn die Vektorlänge Vi kleiner als der Schwellenwert ε ist, wird festgestellt, dass kein Signal empfangen wurde, und die Signalerfassungsinformation D2 mit dem logi schen Wert "0" wird ausgegeben.
  • Die vorstehende Erläuterung bezieht sich auf eine kontinuierliche Signalverarbeitung auf der Zeitachse, und nachfolgend wird eine diskrete Signalverarbeitung für den Fall erläutert, dass der asynchrone Abtasttakt CK das Zweifache (n = 2) der Symbolrate ist.
  • Zuerst tastet der A/D-Wandler 3a das empfangene Basisbandsignal Sb zu der Zeit t(=τ+iT/2) ab, durch Verwendung eines von dem Oszillator 8 ausgegebenen asynchronen Abtasttakts CK mit einer Frequenz, die das Zweifache (n = 2) der Symbolrate ist, und er gibt die gleichphasige Komponente des abgetasteten empfangenen Basisbandsignals Sb als gleichphasige Datenreihe Ii aus. In gleicher Weise tastet der A/D-Wandler 3b das empfangene Basisbandsignal Sb zu der Zeit t(=τ+iT/2) ab durch Verwendung eines von dem Oszillator 8 ausgegebenen asynchronen Abtasttakts CK mit einer Frequenz, die das Zweifache der Symbolrate ist, und gibt die orthogonale Komponente des abgetasteten empfangenen Basisbandsignals Sb als orthogonale Datenreihe Qi aus.
  • Der Signalvarianzdetektor 22 bestimmt die mit dem 2m-Fachen multiplizierten Datenreihen Imi, Qmi entsprechend den folgenden Gleichungen (42) und (43) anhand der gleichphasigen Datenreihe Ii und der orthogonalen Datenreihe Qi.
    Figure 00380001
    ist.
  • Weiterhin bestimmt der Signalvarianzdetektor 22 unter Verwendung der mit den 2m-fachen multiplizieren Datenreihen Im1, Qmi die Varianzerfassungsdatenreihe Bi in Gleichung (45) und gibt sie zu dem Korrelationswertdetektor 10 aus. Bi = ((Imi - Imi-2)2 + (Qmi - Qmi-2)2)1/2 ...(45)
  • In dem Prozess in dem Signalvarianzdetektor 22 und dem Amplitudenänderungsbetragsdetektor 7 gemäß den Gleichungen (45) und (20) werden die Quadratoperation und die Quadratwurzeloperation durchgeführt, aber es können nur durch Quadratoperation die technisch äquivalente Varianzerfassungsdatenreihe Bi und Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di bestimmt werden. D.h., die in Gleichung (46) gezeigte Varianzerfassungsdatenreihe Bi wird bestimmt. Bi = ((Imi - Imi-2)2 + (Qmi - Qmi-2)2) ...(46)
  • Weiterhin können der Signalvarianzdetektor 22 und der Amplitudenänderungsbetragsdetektor 7 die technische äquivalente Signalvarianzdatenreihe Bi und die Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di nur durch einen Additions- und Subtraktionsvorgang bestimmen. D.h., die Varianzerfassungsdatenreihe Bi wird wie in Gleichung (47) gezeigt bestimmt. Bi = |Imi - Imi-2| + |Qmi - Qmi-2| ...(47)
  • Oder es kann, wie in Gleichung (48) gezeigt ist, der Änderungsbetrag der Phasendatenreihe θmi nach der Multiplikation mit dem 2m-Fachen bestimmten werden als die Varianzerfassungsdatenreihe Bi. In diesem Fall kann frei von den Wirkungen der Trägerphase die Varianzerfassungsdatenreihe Bi nur durch einfache Ad ditions- und Subtraktionsverarbeitung bestimmt werden. Bi = max {|θmi - θmi-2|, 2π - |θmi - θmi-2|} ...(48)
  • Der Amplitudenänderungsbetragsdetektor 7 kann unter Verwendung der in Gleichung (49) gezeigten Phasendatenreihe θdi, die in dem Vorgang nach Gleichung (44) bestimmt ist, die in Gleichung (50) gezeigten Amplitudenänderungsbetragsdaten Di bestimmen. θdi = tan–1 (Qi/Ii) ...(49) Di = max {|θdi - θdi-1|, 2π - |θdi - θdi-1| ...(50)
  • In diesem Fall ist die Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di die Phasenänderungsbetrags-Datenreihe von 1/2 Symbol. Als eine Folge kann der Amplitudenänderungsbetragsdetektor 7 die Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di nur durch einfache Additions- und Subtraktionsverarbeitung bestimmen, ohne die Wirkungen der Trägerphase zu haben.
  • Die Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 10 führt dieselbe Verarbeitung wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel durch, mit der Ausnahme, dass die Umhüllungsdatenreihe Ei durch die Varianzerfassungsdatenreihe Bi ersetzt ist. D.h., die Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 10 gibt die Korrelationsdatenreihe SMi = (CIi, SIi) aus durch Verwendung der Varianzerfassungsdatenreihe Bi und der Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe DWi durch Wichten der Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di. Stattdessen kann, ohne die Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di zu wichten, die Varianzerfassungsdatenreihe Bi gewichtet werden. Oder es kann auf der Seite der Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 10 entweder die Amplitudenänderungsbetrags-Datenreihe Di oder die Varianzerfassungsdatenreihe Bi gewichtet werden. Dieses Wichten ist dasselbe wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel.
  • Da die Phasenbeziehung der Umhüllungsdatenreihe Ei und der Varianzerfassungsdatenreihe Bi um π [Radiant] abweicht, ist der von der durch die Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 10 ausgegebenen Korrelationsdatenreihe SMi = (CIi, SIi) angezeigte Vektorwinkel Δθ die Summe aus dem durch die von der Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 10 bei dem ersten Ausführungsbeispiel ausgegebenen Korrelationsdatenreihe SMi = (CIi, SIi) angezeigten Vektorwinkel Δθ und π [Radiant]. Demgemäß erfolgt die Verarbeitung in der Berechnungsvorrichtung 11 für den inversen Tangens, wenn sie den Zeitfehler τ aus dem Vektorwinkel Δθ berechnet, der von der von der Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 10 ausgegebenen Korrelationsdatenreihe SMi = (CIi, SIi) angezeigt wird, unter Berücksichtigung der Phasenabweichung von π [Radiant].
  • Die Taktwiedergewinnungseinheit 4 arbeitet wie vorstehend erwähnt, wenn die Empfangszeit des Bündelsignals bekannt ist, aber wenn die Empfangszeit des Bündelsignals nicht bekannt ist und es erforderlich ist, den Bündeltaktsynchronismus des Bündelsignals herzustellen, wird das Bündelsignal erfasst und der Bündeltakt kann auf der Grundlage der erfassten Informationen hergestellt werden. In diesem Fall bestimmt die Vektorlängen-Berechnungsvorrichtung 12 in der Taktwiedergewinnungseinheit 4 die Vektorlänge Vi, die von der von der Korrelationswert-Berechnungsvorrichtung 10 ausgegebenen Korrelationsdatenreihe SMi = (CIi, SIi) angezeigt wird.
  • Der Komparator 13 vergleicht die Vektorlänge Vi und den Schwellenwert ε, und wenn die Vektorlänge Vi größer als der Schwellenwert ε ist, wird festgestellt, dass das Bündelsignal empfangen wurde, und die Signalerfassungsinformation D2 mit dem logischen Wert "1" wird ausgegeben, und wenn die Vektorlänge Vi kleiner als Schwellenwert ε ist, wird festgestellt, dass kein Signal empfangen wurde, und die Signalerfassungsinformation D2 mit dem logischen Wert "0" wird ausgegeben.
  • Bei dem vorgenannten zweiten Ausführungsbeispiel ist die Abtastgeschwindigkeit durch den asynchronen Abtasttakt CK das Zweifache (n = 2) der Symbolrate, aber die Abtastgeschwindigkeit ist nicht spezifiziert, solange wie der Beziehung n ≥ 2 genügt ist.
  • Das empfangene Basisbandsignal ist nicht beschränkt, sondern kann jedes empfangene Basisbandsignal sein, solange wie die Varianz des Signalpunktes nach der Multiplikation des empfangenen Basisbandsignals mit dem 2m-Fachen und der Änderungsbetrag des empfangenen Basisbandsignals auf der komplexen Ebene jeweils Eigenschaften des Wiederholens der Zunahme und der Abnahme in der Symbolperiode im Durchschnitt haben, und die Phasenbeziehung der so die Zunahme und die Abnahme wiederholenden Eigenschaften der Beziehung von (Kosinus, Sinus) oder (Kosinus, -Sinus) genügt. Beispielsweise kann auch ein BPSK-moduliertes Signal oder ein um π/4 verschobenes QPSK-moduliertes Signal als empfangenen Basisbandsignal verwendet werden.
  • Gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel werden dieselben Aktionen und Wirkungen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel erhalten und selbst in dem Fall, dass das empfangene Basisbandsignal konstant im HF-Band oder ZF-Band eingehüllt ist, durch Verwendung des konstant eingehüllten empfangenen Basisbandsignals, kann die Phase mit einer Hochgeschwindigkeitszeit eingezogen werden, und das Phasenzittern nach dem Phaseneinzug kann verringert werden. Nicht nur das Vorsatzsignal wie das 0π-Modulationssignal, sondern auch ein Zufallsmustersignal kann den Phaseneinzug mit Hochgeschwindigkeitszeit und das niedrige Phasenzittern bei doppelter Abtastgeschwindigkeit der Symbolrate realisieren.
  • Insbesondere ist, wenn der AGC-Verstärker bei der Steuerung des Empfangssignalpegels verwendet wird, die Schaltung kompliziert und hat viele einzustellende Punkte, aber bei dem zweiten Ausführungsbeispiel ist sie frei von einer Einstellung, da der Begrenzungsverstärker verwendet werden kann, und die Demodulationsvorrichtung kann vereinfacht und verkleinert werden.
  • Wie hier beschrieben ist, erzeugt gemäß der Erfindung die Erzeugungseinheit für die komplexe Symbolfrequenzkomponente eine sendeseitige komplexe Symbolfrequenzkomponente aus einem empfangenen Basisbandsignal, und gibt es als ein komplexes Symbolfrequenzkomponenten-Sendesignal aus, die Korrelationswert-Berechnungseinheit bestimmt den Korrelationswert zwischen einem Kosinuswellensignal einer freilaufenden Symbolfrequenz, das auf der Empfangsseite erzeugt wurde, und dem komplexen Symbolfrequenzkomponenten-Sendesignal und gibt diesen Korrelationswert als ein Korrelationssignal aus, und die inverse Tangenseinheit berechnet einen Vektorwinkel, der durch das Korrelationssignal angezeigt wird, und bestimmt einen Phasentaktfehler zwischen dem empfangenen Basisbandsignal und der freilaufenden Symbolfrequenz auf der Grundlage des Vektorwinkels, wodurch die Demodulationszeit an dem Nyquistpunkt auf der Grundlage dieses Phasentaktfehlers erhalten wird. Demgemäß kann, wenn beispielsweise das empfangene Basisbandsignal mit der doppelten Abtastgeschwindigkeit der Symbolrate abgetastet wird, der Phasentaktfehler mit hoher Geschwindigkeit und hoher Genauigkeit erhalten werden, und die Datenübertragungsgeschwindigkeit kann relativ erhöht werden.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung erzeugt die Erzeugungseinheit für eine komplexe Symbolfrequenzkomponente eine sendeseitige komplexe Symbolfrequenzkomponente anhand eines empfangenen Basisbandsignals und gibt sie als ein komplexes Symbolfrequenzkomponenten-Sendesignal aus, die Korrelationswert-Berechnungseinheit bestimmt den Korrelationswert zwischen einem Kosinuswellensignal einer freilaufenden Symbolfrequenz, das auf der Empfangsseite erzeugt wurde, und dem komplexen Symbolfrequenzkomponenten-Sendesignal und gibt diesen Korrelationswert als ein Korrelationssignal aus, die inverse Tangenseinheit berechnet einen Vektorwinkel, der durch das Korrelationssignal angezeigt wird, und bestimmt einen Phasentaktfehler zwischen dem empfangenen Basisbandsignal und der freilaufenden Symbolfrequenz auf der Grundlage des Vektorwinkels, die Vektorlängen-Berechnungseinheit berechnet die durch das Korrelationssignal angezeigte Vektorlänge, und die Vergleichseinheit vergleicht die Vektorlänge mit einem vorbestimmten Schwellenwert und gibt eine Bündelerfassungsinformation aus, die die Erfassung eines Bündelsignals anzeigt, wenn die Vektorlänge größer als der vorbestimmte Schwellenwert ist, wodurch die Periode des Bündeltaktes auf der Grundlage dieser Bündelerfassungsinformation hergestellt wird. Demgemäß kann, wenn beispielsweise das empfangene Basisbandsignal mit der doppelten Abtastgeschwindigkeit der Symbolrate abgetastet wird, der Phasentaktfehler mit hoher Geschwindigkeit und hoher Genauigkeit erhalten werden und die Datenübertragungsgeschwindigkeit kann relativ erhöht werden, und der Bündeltakt des Bündelsignals wird zur selben Zeit hergestellt.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung bestimmt die Umhüllungserfassungseinheit den Umhüllungswert des empfangenen Basisbandsignals und gibt den erhaltenen Umhüllungswert als ein Umhüllungssignal aus, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit bestimmt den Amplitudenänderungsbetrag in 1/2 Symbol des empfangenen Basisbandsignals und gibt diesen Amplitudenänderungsbetrag als ein Amplitudenänderungsbetragssignal aus, und die Erzeugungseinheit für die komplexe Symbolfrequenzkomponente gibt das komplexe Signal, das das Umhüllungssignal und das Amplitudenänderungsbetragssignal kombiniert, als das komplexe Symbolfrequenzkomponenten-Sendesignal aus. Demgemäß kann, wenn beispielsweise das empfangenen Basisbandsignal mit einer doppelten Abtastgeschwindigkeit der Symbolrate abgetastet wird, der Phasentaktfehler mit hoher Geschwindigkeit und hoher Genauigkeit erhalten werden, und die Datenübertragungsgeschwindigkeit kann relativ erhöht werden.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung multipliziert die Signalvarianz-Erfassungseinheit das empfangene Basisbandsignal mit einer vorbestimmten Zahl, bestimmt den Varianzwert eines Symbols vor und nach dem multiplizierten empfangenen Basisbandsignal und gibt diesen Varianzwert als ein Varianzsignal aus, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit bestimmt den Amplitudenänderungsbetrag in 1/2 Symbol des empfangenen Basisbandsignals und gibt diesen Amplitudenänderungsbetrag als ein Amplitudenänderungsbetragssignal aus, und die Erzeugungseinheit für die komplexe Symbolfrequenzkomponente gibt das komplexe Signal, das das Varianzsignal und das Amplitudenänderungsbetragssignal kombiniert, als das komplexe Symbolfrequenzkomponenten-Sendesignal aus. Demgemäß kann, wenn beispielsweise das empfangene Basisbandsignal mit der doppelten Abtastgeschwindigkeit der Symbolrate abgetastet wird, der Phasentaktfehler mit hoher Geschwindigkeit und hoher Genauigkeit erhalten werden, und die Datenübertragungsgeschwindigkeit kann relativ erhöht werden, und darüber hinaus kann, wenn das empfangene Basisbandsignal ein durch einen Begrenzungsverstärker nichtlinear verstärktes Signal ist, der Phasentaktfehler mit hoher Geschwindigkeit und hoher Genauigkeit erhalten werden.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung gibt die Umhüllungserfassungseinheit die Quadratwurzel der Summe des Quadratwertes der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und des Quadratwertes der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals als das Umhüllungssignal aus, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit gibt die Quadratwurzel der Summe des Quadratwertes der Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von 1/2 Symbol davor, und des Quadratwertes der Differenz zwischen der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignal von 1/2 Symbol davor als das Amplitudenänderungsbetragssignal aus. Demgemäß kann das Umhüllungssignal zum Bilden der komplexen Symbolfrequenzkomponente und des Amplitudenänderungs betragssignals mit hoher Genauigkeit erhalten werden, und daher kann die Taktphase mit hoher Genauigkeit geschätzt werden.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung gibt die Umhüllungserfassungseinheit die Summe des Quadratwertes der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und des Quadratwertes der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals als das Umhüllungssignal aus, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit gibt die Summe des Quadratwertes der Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von 1/2 Symbol vorher, und des Quadratwertes der Differenz zwischen der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignal von 1/2 Symbol vorher als das Amplitudenänderungsbetragssignal aus. Somit wird die Quadratwurzel nicht berechnet, wenn das Umhüllungssignal und das Amplitudenänderungsbetragssignal für die Zusammensetzung der komplexen Symbolfrequenzkomponente erhalten werden. Demgemäß kann die erforderliche Last, wenn die komplexe Symbolfrequenzkomponente berechnet wird, eingespart werden.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung gibt die Umhüllungserfassungseinheit die Summe des Absolutwertes der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und des Absolutwertes der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals als das Umhüllungssignal aus, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit gibt die Summe des Absolutwertes der Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von 1/2 Symbol vorher, und des Absolutwertes der Differenz zwischen der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von 1/2 Symbol vorher als das Amplitudenänderungsbetragssignal aus. Somit werden, wenn das Umhüllungssignal und das Amplitudenänderungsbetragssignal zum Zusammensetzen der komplexen Symbolfrequenzkomponente erhalten werden, die Quadratwurzel oder das Quadrat nicht berechnet, sondern es werden nur die Addition und die Subtraktion durchgeführt. Demgemäß kann die erforderliche Last, wenn die komplexe Symbolfrequenzkomponente berechnet wird, beträchtlich eingespart werden.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wichtet die Wichtungseinheit der Umhüllungserfassungseinheit, der Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit oder der Korrelationswert-Berechnungseinheit entweder das Umhüllungssignal oder das Amplitudenänderungsbetragssignal und passt die Amplitude zwischen dem Umhüllungssignal und dem Amplitudenänderungsbetragssignal einander an, und daher kann die Taktphase mit hoher Genauigkeit geschätzt werden.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung gibt die Signalvarianz-Erfassungseinheit die Quadratwurzel der Summe des Quadratwertes der Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals multipliziert mit der vorbestimmten Zahl und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von einem Symbol vorher, und des Quadratwertes der Differenz zwischen der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals multipliziert mit der vorbestimmten Zahl und der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von einem Symbol vorher als das Varianzsignal aus, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit gibt die Quadratwurzel der Summe des Quadratwertes der Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von 1/2 Symbol vorher, und des Quadratwertes der Differenz zwischen der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von 1/2 Symbol vorher als das Amplitudenänderungsbetragssignal aus, und daher kann das Umhüllungssignal zum Bilden der komplexen Symbolfrequenzkomponente und des Amplitudenänderungsbetragssignals mit hoher Genauigkeit erhalten werden, und somit kann die Taktphase mit hoher Genauigkeit geschätzt werden.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung gibt die Signalvarianz-Erfassungseinheit die Summe des Quadratwertes der Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals multipliziert mit der vorbestimmten Zahl und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von einem Symbol vorher, und des Quadratwertes der Differenz zwischen der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals multipliziert mit der vorbestimmten Zahl und der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von einem Symbol vorher als das Varianzsignal aus, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit gibt die Summe des Quadratwertes der Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von 1/2 Symbol vorher, und des Quadratwertes der Differenz zwischen der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der ortho gonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von 1/2 Symbol vorher als das Amplitudenänderungsbetragssignal aus, und daher wird die Quadratwurzel nicht berechnet, wenn das Varianzsignal und das Amplitudenänderungsbetragssignal zum Zusammensetzen der komplexen Symbolfrequenzkomponente erhalten werden, so dass die Last bei der Verarbeitung der komplexen Symbolfrequenzkomponente verringert werden kann.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung gibt die Signalvarianz-Erfassungseinheit die Summe des Absolutwertes der Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals multipliziert mit einer vorbestimmten Zahl und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von einem Symbol vorher, und des Absolutwertes der Differenz zwischen der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals multipliziert mit der vorbestimmten Zahl und der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von einem Symbol vorher als das Varianzsignal aus, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit gibt die Summe des Absolutwertes der Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von 1/2 Symbol vorher, und des Absolutwertes der Differenz zwischen der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals von 1/2 Symbol vorher als das Amplitudenänderungsbetragssignal aus, und daher wird weder die Quadratwurzel noch das Quadrat berechnet, und nur die Addition und die Subtraktion werden durchgeführt, wenn das Varianzsignal und das Amplitudenänderungsbetragssignal zum Zusammensetzen der komplexen Symbolfrequenzkomponente erhalten werden, so dass die Last bei der Verarbei tung der komplexen Symbolfrequenzkomponente beträchtlich herabgesetzt werden kann.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung gibt die Signalvarianz-Erfassungseinheit den größeren Wert von dem Absolutwert der Differenz zwischen der Phase des Empfangsbasisbands multipliziert mit der vorbestimmten Zahl und der Phase des Empfangsbasisbands von einem Symbol vorher, und von dem Wert durch Subtrahieren des Absolutwertes von 2π als das Varianzsignal aus, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit gibt den größeren Wert von dem Absolutwert der Differenz zwischen der Phase des Empfangsbandsignals und der Phase des Empfangsbandsignals von 1/2 Symbol vorher, und von dem Wert durch Subtrahieren des Absolutwertes von 2π als das Amplitudenänderungsbetragssignal aus, und daher wird die Quadratwurzel nicht berechnet, wenn das Varianzsignal und das Amplitudenänderungsbetragssignal zum Zusammensetzen der komplexen Symbolfrequenzkomponente erhalten werden, so dass die Last bei der Verarbeitung der komplexen Symbolfrequenzkomponente beträchtlich verringert werden kann.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wichtet die Wichtungseinheit der Signalvarianz-Erfassungseinheit, der Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit oder der Korrelationswert-Berechnungseinheit entweder das Varianzsignal oder das Amplitudenänderungsbetragssignal und passt die Amplituden zwischen dem Varianzsignal und dem Amplitudenänderungsbetragssignal einander an, und daher kann die Taktphase mit hoher Genauigkeit geschätzt werden.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wandelt die Frequenzumwandlungseinheit das durch die Antenne emp fangene Radioempfangssignal in ein empfangenes Basisbandsignal um, die A/D-Umwandlungseinheit tastet das empfangene Basisbandsignal mit der doppelten Geschwindigkeit der Symbolrate ab und wandelt es um und gibt es als ein digitales Empfangsbasisbandsignal aus, die Taktwiedergewinnungseinheit bestimmt den Amplitudenänderungsbetrag zwischen dem Umhüllungswert des digitalen Empfangsbasisbandsignals und 1/2 Symbol, bestimmt weiterhin den Korrelationswert zwischen der komplexen Symbolfrequenzkomponente, die den Umhüllungswert und den Amplitudenänderungsbetrag kombiniert, und die Kosinuswellenkomponente des auf der Empfangsseite erzeugten freilaufenden Symbolfrequenzsignals, und berechnet den durch den Korrelationswert angezeigten Vektorwinkel, wodurch der Phasentaktfehler zwischen dem digitalen Empfangsbasisbandsignal und dem freilaufenden Symbolfrequenzsignal bestimmt wird, die Dateninterpolationseinheit interpoliert das digitale Empfangsbasisbandsignal und gibt die interpolierten Daten als interpoliertes Basisband aus, und die Datenbeurteilungseinheit zieht den Nyquistpunkt des interpolierten Basisbandsignals auf der Grundlage des von der Taktwiedergewinnungseinheit bestimmten Phasentaktfehlers heraus und gibt die Daten an dem herausgezogenen Nyquistpunkt als demodulierte Daten aus, und daher kann, wenn das empfangene Basisbandsignal beispielsweise mit der doppelten Abtastgeschwindigkeit der Symbolrate abgetastet wird, der Phasentaktfehler mit hoher Geschwindigkeit und hoher Genauigkeit erhalten werden. Als eine Folge kann die Datenübertragungsgeschwindigkeit relativ erhöht werden, und die Demodulationsvorrichtung kann durch Verwendung einer A/D-Umwandlungseinheit mit niedriger oberer Grenze der Abtastgeschwindigkeit oder einer CMOS-Vorrichtung mit niedriger oberer Grenze der Arbeitsgeschwindigkeit realisiert werden, so dass Breitband-Radiokommunikationssystem mit geringen Kosten (Einsparung von Zeit und Arbeit bei der Herstellung) und niedrigem Leistungsverbrauch realisiert werden.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung umhüllt der Begrenzer konstant das von der Antenne empfangene Radioempfangssignal und gibt dieses konstant umhüllte Signal aus, die Frequenzumwandlungseinheit wandelt das konstant umhüllte Signal in ein empfangenes Basisbandsignal um, die A/D-Umwandlungseinheit tastet das empfangene Basisbandsignal mit der doppelten Geschwindigkeit der Symbolrate ab und wandelt es um und gibt es als ein digitales Empfangsbasisbandsignal aus, die Taktwiedergewinnungseinheit multipliziert das digitale Empfangsbasisbandsignal mit einer vorbestimmten Zahl, bestimmt den Amplitudenänderungsbetrag zwischen dem Varianzwert von einem Symbol vorher und nachher des multiplizierten digitalen Empfangsbasisbandsignals und 1/2 Symbol des digitalen Empfangsbasisbandsignals, bestimmt weiterhin den Korrelationswert zwischen der komplexen Symbolfrequenzkomponente, die den Varianzwert und den Amplitudenänderungsbetrag kombiniert, und der Kosinuswellenkomponente des auf der Empfangsseite erzeugten freilaufenden Symbolfrequenzsignals, und berechnet den durch den Korrelationswert angezeigten Vektorwinkel, wodurch der Phasentaktfehler zwischen dem digitalen Empfangsbasisbandsignal und dem freilaufenden Symbolfrequenzsignal bestimmt wird, die Dateninterpolationseinheit interpoliert das digitale Empfangsbasisbandsignal und gibt die interpolierten Daten als interpoliertes Basisbandsignal aus, und die Datenbeurteilungseinheit zieht den Nyquistpunkt des interpolierten Basisbandsignals auf der Grundlage des von der Taktwiedergewinnungseinheit bestimmten Phasentaktfehlers heraus und gibt die Daten an dem herausgezogenen Nyquistpunkt als demodulierte Daten aus, und daher kann, wenn beispielsweise das empfangene Basisbandsignal mit der doppelten Abtastgeschwindigkeit der Symbolrate abgetastet wird, der Phasentaktfehler mit höher Geschwindigkeit und hoher Genauigkeit erhalten werden, oder, wenn das empfangene Basisbandsignal ein durch einen Begrenzungsverstärker nichtlinear verstärktes Signal ist, kann der Phasentaktfehler auch mit hoher Geschwindigkeit und hoher Genauigkeit erhalten werden. Als eine Folge kann die Datenübertragungsgeschwindigkeit relativ erhöht werden, und die Demodulationsvorrichtung kann durch Verwendung einer A/D-Umwandlungseinheit mit niedriger oberer Grenze der Abtastgeschwindigkeit oder einer CMOS-Vorrichtung mit niedriger oberer Grenze der Arbeitsgeschwindigkeit realisiert werden, die Kosten sind niedrig (bei der Herstellung werden Zeit und Arbeit eingespart) und der Leistungsverbrauch ist niedrig, und weiterhin wird durch Verwendung des Begrenzers eine einfache und kleine Demodulationsvorrichtung realisiert, die leicht in einem Breitband-Radiokommunikationssystem verwendet werden kann.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung erzeugt der Erzeugungsschritt für die komplexe Symbolfrequenzkomponente eine sendeseitige komplexe Symbolfrequenzkomponente anhand eines empfangenen Basisbandsignals, und gibt sie als ein komplexes Symbolfrequenzkomponenten-Sendesignal aus, der Korrelationswert-Berechnungsschritt bestimmt den Korrelationswert zwischen einem Kosinuswellensignal einer freilaufenden Symbolfrequenz, das auf der Empfangsseite erzeugt wurde, und dem komplexen Symbolfrequenzkomponenten-Sendesignal, und gibt diesen Korrelationswert als ein Korrelationssignal aus, und der inverse Tangens schritt berechnet einen durch das Korrelationssignal angezeigten Vektorwinkel und bestimmt einen Phasentaktfehler zwischen dem empfangenen Basisbandsignal und der freilaufenden Symbolfrequenz auf der Grundlage des Vektorwinkels, und daher kann, wenn beispielsweise das empfangene Basisbandsignal mit der doppelten Abtastgeschwindigkeit der Symbolrate abgetastet wird, der Phasentaktfehler mit hoher Geschwindigkeit und hoher Genauigkeit erhalten werden, und die Datenübertragungsgeschwindigkeit kann relativ erhöht werden.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung erzeugt der Erzeugungsschritt für die komplexe Symbolfrequenzkomponente eine sendeseitige komplexe Symbolfrequenzkomponente anhand eines empfangenen Basisbandsignals und gibt sie als ein komplexes Symbolfrequenzkomponenten-Sendesignal aus, der Korrelationswert-Berechnungsschritt bestimmt den Korrelationswert zwischen einem Kosinuswellensignal einer freilaufenden Symbolfrequenz, das auf der Sendeseite erzeugt wurde, und dem komplexen Symbolfrequenzkomponenten-Übertragungssignal und gibt diesen Korrelationswert als ein Korrelationssignal aus, der inverse Tangensschritt berechnet einen durch das Korrelationssignal angezeigten Vektorwinkel und bestimmt einen Phasentaktfehler zwischen dem empfangenen Basisbandsignal und der freilaufenden Symbolfrequenz auf der Grundlage des Vektorwinkels, der Vektorlängen-Berechnungsschritt berechnet die durch das Korrelationssignal angezeigte Vektorlänge, und der Vergleichsschritt vergleicht die Vektorlänge mit einem vorbestimmten Schwellenwert und gibt eine Bündelerfassungsinformation aus, die die Erfassung eines Bündelsignals anzeigt, wenn die Vektorlänge größer als der vorbestimmte Schwellenwert ist, und daher kann, wenn beispielsweise das empfangene Basisbandsignal mit der doppelten Abtastgeschwindigkeit der Symbolrate abgetastet wird, der Phasentaktfehler mit hoher Geschwindigkeit und hoher Genauigkeit erhalten werden, und die Datenübertragungsgeschwindigkeit kann relativ erhöht werden und der Bündeltakt des Bündelsignals wird gleichzeitig hergestellt.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung bestimmt der Umhüllungserfassungsschritt den Umhüllungswert des empfangenen Basisbandsignals und gibt den erhaltenen Umhüllungswert als ein Umhüllungssignal aus, und der Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungsschritt bestimmt den Amplitudenänderungsbetrag in 1/2 Symbol des empfangenen Basisbandsignals und gibt diesen Amplitudenänderungsbetrag als ein Amplitudenänderungsbetragssignal aus, und daher gibt der Erzeugungsschritt für die komplexe Symbolfrequenzkomponente das komplexe Signal, das das Umhüllungssignal und das Amplitudenänderungsbetragssignal kombiniert, als das komplexe Symbolfrequenzkomponenten-Sendesignal aus, und daher kann, wenn beispielsweise das empfangene Basisbandsignal mit der doppelten Abtastgeschwindigkeit der Symbolrate abgetastet wird, der Phasentaktfehler mit hoher Geschwindigkeit und hoher Genauigkeit erhalten werden, und die Datenübertragungsgeschwindigkeit kann relativ erhöht werden.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung multipliziert der Signalvarianz-Erfassungsschritt das empfangene Basisbandsignal mit einer vorbestimmten Zahl, bestimmt den Varianzwert eines Symbols vor und nach dem multiplizierten empfangenen Basisbandsignal, und gibt diesen Varianzwert als ein Varianzsignal aus, und der Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungsschritt bestimmt den Amplitudenänderungsbetrag in 1/2 Symbol des empfangenen Basisbandsignals und gibt diesen Amplitudenänderungsbetrag als ein Amplitudenänderungsbetragssignal aus, und daher gibt der Erzeugungsschritt für die komplexe Symbolfrequenzkomponente das komplexe Signal, das das Varianzsignal und das Amplitudenänderungsbetragssignal kombiniert, als das komplexe Symbolfrequenzkomponenten-Sendesignal aus, und daher kann, wenn beispielsweise das empfangene Basisbandsignal mit der doppelten Abtastgeschwindigkeit der Symbolrate abgetastet wird, der Phasentaktfehler mit hoher Geschwindigkeit und hoher Präzision erhalten werden, und die Datenübertragungsgeschwindigkeit kann relativ erhöht werden, und darüber hinaus kann, wenn das empfangene Basisbandsignal durch einen Begrenzungsverstärker nichtlinear verstärkt wird, der Phasentaktfehler mit hoher Geschwindigkeit und hoher Genauigkeit erhalten werden.
  • Obgleich die Erfindung mit Bezug auf ein spezifisches Ausführungsbeispiel für eine vollständige und klare Offenbarung beschrieben wurde, sind die angefügten Ansprüche nicht hierdurch beschränkt, sondern werden als alle Modifikationen und alternativen Konstruktionen verkörpernd angesehen, die dem Fachmann offensichtlich sind und die unter die hier beschriebene grundsätzliche Lehre fallen.

Claims (14)

  1. Taktwiedergewinnungsvorrichtung (4), welche aufweist: eine Erzeugungseinheit (5) für eine komplexe Symbolfrequenzkomponente zum Erzeugen einer Frequenzkomponente entsprechend einer senderseitigen komplexen Symbolfrequenzkomponente aus einem empfangenen Basisbandsignal, und zum Ausgeben der erzeugten Komponente als ein komplexes Symbolfrequenzkomponentensignal; eine Korrelationswert-Berechnungseinheit (10) zum Bestimmen eines Korrelationswertes zwischen einem Kosinuswellensignal einer freilaufenden Symbolfrequenz, die auf der Empfangsseite erzeugt ist, und dem komplexen Symbolfrequenzkomponentensignal, und zum Ausgeben des erhaltenen Wertes als ein Korrelationssignal; und eine inverse Tangenseinheit (11) zum Berechnen eines Vektorwinkels, der durch das Korrelationssignal angezeigt wird, der ein Phasenzeitfehler zwischen dem empfangenen Basisbandsignal und der freilaufenden Symbolfrequenz ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Erzeugungseinheit (5) für die komplexe Symbolfrequenzkomponente enthält: eine Umhüllungserfassungseinheit (6) zum Bestimmen eines Umhüllungswertes des empfangenen Basisbandsignals und zum Ausgeben des erhaltenen Wertes als ein Umhüllungssignal, oder eine Signalvarianz-Erfassungseinheit (22) zum Multiplizieren des empfangenen Basisbandsignals mit einer vorbestimmten Zahl, zum Bestimmen eines Va rianzwertes eines Symbols vor und nach dem multiplizierten empfangenen Basisbandsignal, und zum Ausgeben des erhaltenen Wertes als ein Varianzsignal, eine Amplitudenänderungsbetrag-Erfassungseinheit (7) zum Bestimmen eines Amplitudenänderungsbetrags in 1/2 Symbol des empfangenen Basisbandsignals und zum Ausgeben des erhaltenen Betrags als ein Amplitudenänderungsbetragssignal; und eine Kombinationsvorrichtung zum Kombinieren des Umhüllungssignals oder des Varianzsignals mit dem Amplitudenänderungsbetragssignal, und zum Ausgeben des kombinierten komplexen Signals als das komplexe Symbolfrequenzkomponentensignal.
  2. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 1, aufweisend eine Vektorlängenberechnungseinheit (12) zum Berechnen einer durch das Korrelationssignal angezeigten Vektorlänge; und eine Vergleichseinheit (13) zum Vergleichen der berechneten Vektorlänge mit einem vorbestimmten Schwellenwert und zum Ausgeben einer Bündelerfassungsinformation zur Anzeige der Erfassung eines Bündelsignals, wenn die Vektorlänge länger als der vorbestimmte Schwellenwert ist.
  3. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Umhüllungserfassungseinheit (6) ausgebildet ist zum Ausgeben einer Quadratwurzel einer Summe von Quadraten einer gleichphasigen und orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals als das Umhüllungssignal, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit (7) ausgebildet ist zum Ausgeben einer Quadratwurzel einer Summe von Quadraten der Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente und der gleichphasigen Komponente 1/2 Symbol vorher und Quadraten einer Differenz zwischen der orthogonalen Komponente und der orthogonalen Komponente 1/2 Symbol vorher als das Amplitudenänderungsbetragssignal.
  4. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Umhüllungserfassungseinheit ausgebildet ist zum Ausgeben einer Summe von Quadraten einer gleichphasigen und einer orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals als das Umhüllungssignal, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit (7) ausgebildet ist zum Ausgeben einer Summe von Quadraten der Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente und der gleichphasigen Komponente 1/2 Symbol vorher und der Quadrate der Differenz zwischen der orthogonalen Komponente und der orthogonalen Komponente 1/2 Symbol vorher als das Amplitudenänderungsbetragssignal.
  5. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Umhüllungserfassungseinheit (6) ausgebildet ist zum Ausgeben einer Summe von Absolutwerten einer gleichphasigen und einer orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals als das Umhüllungssignal, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit (7) ausgebildet ist zum Ausgeben einer Summe von Absolutwerten einer Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente und der gleichphasigen Komponente 1/2 Symbol vorher und der Absolutwerte einer Differenz zwischen der orthogonalen Komponente und der orthogonalen Komponente 1/2 Symbol vorher als das Amplitudenänderungsbetragssignal.
  6. Taktwiedergewinnungsvorrichtung (4) nach einem der Ansprüche 3 bis 5, weiterhin aufweisend eine Gewichtungseinheit zum Gewichten entweder des Umhüllungssignals oder des Amplitudenänderungsbetragssignals derart, dass die Amplituden des Umhüllungssignals und des Amplitudenänderungsbetragssignals einander gleich sind.
  7. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Signalvarianz-Erfassungseinheit (22) ausgebildet ist zum Ausgeben einer Quadratwurzel einer Summe von Quadraten einer Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals multipliziert mit der vorbestimmten Zahl und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals eines Symbols vorher, und Quadraten einer Differenz zwischen der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals multipliziert mit der vorbestimmten Zahl und der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals ein Symbol vorher, als das Varianzsignal, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit (7) ausgebildet ist zum Ausgeben einer Quadratwurzel einer Summe von Quadraten einer Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals 1/2 Symbol vorher und der Quadrate der Differenz zwischen der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals 1/2 Symbol vorher als das Amplitudenänderungsbetragssignal.
  8. Taktwiedergewinnungsvorrichtung (4) nach Anspruch 1, bei der die Signalvarianz- Erfassungseinheit (22) ausgebildet ist zum Ausgeben einer Summe von Quadraten einer Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals multipliziert mit der vorbestimmten Zahl und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals eines Symbols vorher, und der Quadrate der Differenz zwischen der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals multipliziert mit der vorbestimmten Zahl und der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals ein Symbol vorher, als das Varianzsignal, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit (7) ausgebildet ist zum Ausgeben einer Summe eines Quadratwertes einer Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals 1/2 Symbol vorher, und des Quadratwertes der Differenz zwischen der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals 1/2 Symbol vorher als das Amplitudenänderungsbetragssignal.
  9. Taktwiedergewinnungsvorrichtung (4) nach Anspruch 1, bei der die Signalvarianz-Erfassungseinheit (22) ausgebildet ist zum Ausgeben einer Summe eines Absolutwertes einer Differenz zwischen einer gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals multipliziert mit der vorbestimmten Zahl und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals ein Symbol vorher, und eines Absolutwertes einer Differenz zwischen der orthogonalen Komponenten des empfangenen Basisbandsignals multipliziert mit der vorbestimmten Zahl und der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals ein Symbol vorher, als das Varianzsignal, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit (7) ausgebildet ist zum Ausgeben einer Summe eines Absolutwertes der Differenz zwischen der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der gleichphasigen Komponente des empfangenen Basisbandsignals 1/2 Symbol vorher, und eines Absolutwertes der Differenz zwischen der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals und der orthogonalen Komponente des empfangenen Basisbandsignals 1/2 Symbol vorher als das Amplitudenänderungsbetragssignal.
  10. Taktwiedergewinnungsvorrichtung (4) nach Anspruch 1, bei der die Signalvarianz-Erfassungseinheit (22) ausgebildet ist zum Ausgeben des größeren Wertes von einem Absolutwert einer Differenz zwischen einer Phase eines Empfangsbasisbandes multipliziert mit einer vorbestimmten Zahl und einer Phase des Empfangsbasisbandes ein Symbol vorher, und einem Wert durch Subtrahieren des Absolutwertes von 2π als das Varianzsignal, und die Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungseinheit (7) ausgebildet ist zum Ausgeben des größeren Wertes von einem Absolutwert einer Differenz zwischen einer Phase eines Empfangsbandsignals und einer Phase des Empfangsbandsignals 1/2 Symbol vorher, und einem Wert durch Subtrahieren des Absolutwertes von 2π, als das Amplitudenänderungsbetragssignal.
  11. Demodulationsvorrichtung, welche aufweist: eine Antenne (1) zum Empfangen eines Radioempfangssignals; eine Frequenzumwandlungseinheit (2) zum Umwandeln des von der Antenne (1) empfangenen Radioempfangssignals in ein empfangenes Basisbandsignal; eine A/D-Umwandlungseinheit (3a, 3b) zum Abtasten des empfangenen Basisbandsignals mit der doppelten Geschwindigkeit der Symbolrate, und zum Umwandeln und Ausgeben des abgetasteten Signals als ein digitales Empfangsbasisbandsignal; eine Taktwiedergewinnungseinheit (4), die ausgebildet ist zum Bestimmen eines Umhüllungswertes des digitalen Empfangsbasisbandsignals, um einen Amplitudenänderungsbetrag in 1/2 Symbol des digitalen Empfangsbasisbandsignals zu bestimmen, den Korrelationswert zwischen der komplexen Symbolfrequenzkomponente, die den Umhüllungswert und den Amplitudenänderungsbetrag kombiniert, und der Kosinuswellenkomponente eines freilaufenden Symbolfrequenzsignals, das auf der Empfangsseite erzeugt wurde, zu bestimmen, und einen durch den Korrelationswert angezeigten Vektorwinkel zu berechnen, um einen Phasenzeitfehler zwischen dem digitalen Empfangsbasisbandsignal und dem freilaufenden Symbolfrequenzsignal zu bestimmen; eine Dateninterpolationseinheit (14) zum Interpolieren des digitalen Empfangsbasisbandsignals und zum Ausgeben der interpolierten Daten als interpoliertes Basisbandsignal; und eine Datenbeurteilungseinheit (15) zum Herausziehen eines Nyquist-Punktes des interpolierten Basisbandsignals auf der Grundlage des von der Taktwiedergewinnungseinheit (4) bestimmten Phasenzeitfehlers, und zum Ausgeben von Daten an dem herausgezogenen Nyquist-Punkt als demodulierte Daten.
  12. Demodulationsvorrichtung, welche aufweist: eine Antenne (1) zum Empfangen eines Radioempfangssignals; einen Begrenzer (21) zum konstanten Begrenzen des von der Antenne (1) empfangenen Radioempfangssignals und zum Ausgeben eines konstant begrenzten Signals; eine Frequenzumwandlungseinheit (2) zum Umwandeln des konstant begrenzten Signals in ein empfangenes Basisbandsignal; eine A/D-Umwandlungseinheit (3a, 3b) zum Abtasten des empfangenen Basisbandsignals mit der doppelten Geschwindigkeit der Symbolrate, zum Umwandeln und Ausgeben des abgetasteten Signals als ein digitales Empfangsbasisbandsignal; eine Taktwiedergewinnungseinheit (4), die ausgebildet ist zum Multiplizieren des digitalen Empfangsbasisbandsignals mit einer vorbestimmten Zahl, zum Bestimmen eines Varianzwertes eines Symbols vor und nach dem multiplizierten digitalen Empfangsbasisbandsignal, zum Bestimmen eines Amplitudenänderungsbetrags in 1/2 Symbol des digitalen Empfangsbasisbandsignals zum Bestimmen des Korrelationswertes zwischen der komplexen Symbolfrequenzkomponente, die den Varianzwert und den Amplitudenänderungsbetrag kombiniert und der Kosinuswellenkomponente eines auf der Empfangsseite erzeugten freilaufenden Symbolfrequenzsignals und zum Berechnen eines durch den Korrelationswert angezeigten Vektorwinkels, für die Bestimmung eines Phasenzeitfehlers zwischen dem digitalen Empfangsbasisbandsignal und dem freilaufenden Symbolfrequenzsignal; eine Dateninterpolationseinheit (14) zum Interpolieren des digitalen Empfangsbasisbandsignals und zum Ausgeben der interpolierten Daten als interpoliertes Basisbandsignal; und eine Datenbeurteilungseinheit (15) zum Herausziehen eines Nyquist-Punktes des interpolierten Basisbandsignals auf der Grundlage des von der Taktwiedergewinnungseinheit (4) bestimmten Phasenzeitfehlers, und zum Ausgeben herausgezogener Daten an dem herausgezogenen Nyquist-Punkt als demodulierte Daten.
  13. Taktwiedergewinnungsverfahren, welches aufweist: einen Erzeugungsschritt für eine komplexe Symbolfrequenzkomponente zum Erzeugen einer komplexen Symbolfrequenzkomponente entsprechend einer sendeseitigen komplexen Symbolfrequenzkomponente anhand eines empfangenen Basisbandsignals, und zum Ausgeben der erzeugten Komponente als ein komplexes Symbolfrequenzkomponentensignal; einen Korrelationswert-Berechnungsschritt zum Bestimmen eines Korrelationswertes zwischen einem Kosinus-Wellensignal einer freilaufenden Symbolfrequenz, das auf der Empfangsseite erzeugt wurde und dem komplexen Symbolfrequenzkomponentensignal, und zum Ausgeben des erhaltenen Wertes als ein Korrelationssignal; und einen inversen Tangensschritt zum Berechnen eines durch das Korrelationssignal angezeigten Vektorwinkels, der ein Phasenzeitfehler zwischen dem empfangenen Basisbandsignal und der freilaufenden Symbolfrequenz ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Erzeugungsschritt für die komplexe Symbolfrequenzkomponente enthält: einen Umhüllungserfassungsschritt zum Bestimmen des Umhüllungswertes des empfangenen Basisbandsignals und zum Ausgeben des erhaltenen Umhüllungswertes als ein Umhüllungssignal oder einen Signalvarianz-Erfassungsschritt zum Multiplizie ren des empfangenen Basisbandsignals mit einer vorbestimmten Zahl, Bestimmen eines Varianzwertes von einem Symbol vor und nach dem multiplizierten empfangenen Basisbandsignal, und Ausgeben dieses Varianzwertes als ein Varianzsignal; einen Amplitudenänderungsbetrags-Erfassungsschritt zum Bestimmen eines Amplitudenänderungsbetrags in 1/2 Symbol des empfangenen Basisbandsignals, und Ausgeben dieses Amplitudenänderungsbetrags als ein Amplitudenänderungsbetragssignal; und einen Kombinationsschritt zum Kombinieren des Umhüllungs- oder Varianzsignals mit dem Amplitudenänderungsbetragssignal und zum Ausgeben des kombinierten komplexen Signals als das komplexe Symbolfrequenzkomponentensignal.
  14. Taktwiedergewinnungsverfahren nach Anspruch 13, aufweisend einen Vektorlängen-Berechnungsschritt zum Berechnen einer durch das Korrelationssignal angezeigten Vektorlänge; und einen Vergleichsschritt zum Vergleichen der Vektorlänge mit einem vorbestimmten Schwellenwert und zum Ausgeben einer Bündelerfassungsinformation, die die Erfassung eines Bündelsignals anzeigt, wenn die Vektorlänge größer als der vorbestimmte Schwellenwert ist.
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