CN1327330A - 定时再生装置、利用定时再生装置的解调器和定时再生方法 - Google Patents

Abstract

即使降低抽样速率的下限值,也能够进行与原来一样的高精度和高速的定时相位推定工作,结果,相对地提高了解调器的最高工作速率。A/D转换器3a、3b在是符号速率2倍的非同步抽样时钟CK抽取接收基带信号Sb,根据抽取的数据串Ii、Qi,发送复合符号频率发生器5生成发送复合符号频率成分的数据串Ei、Di。相关值计算器10输出相关数据串SMi,相关数据串SMi是根据非同步抽样时钟CK由余弦波发生器9产生的符号频率的余弦波数据串Ci和数据串Ei、Di之间的相关值。反正切计算器11根据相关数据串SMi输出定时误差τ。

Description

定时再生装置、利用定时再生装置 的解调器和定时再生方法

发明领域

本发明涉及检测接收基带信号的相位定时误差的定时再生装置、利用该定时再生装置的解调器及定时再生方法，尤其是涉及宽带数字无线电通信系统所用的定时再生装置、利用该定时再生装置的解调器及定时再生方法。

近年来的数字无线电通信系统的进步是显著的。在数字无线电通信系统中，需要接收方高速且高精度地进行定时相位推定。与定时相位推定有关的，例如在特开平6-141048号公报中记载了这样的信号检测方式及突发式解调器，即，通过提取根据接收基带信号求出的包络线等的非线形处理后的信号与由非同步抽样时钟生成的符号频率成分之间的相关，来推定非同步抽样时钟与接收基带信号的定时相位。

发明背景技术

图10是表示具有包含过去的定时再生部的解调器的数字无线电通信系统的接收装置的局部结构的框图。在图10中，天线101接收经过PSK调制的RF(无线电频率)带突发信号。变频部102将由天线101输入的RF带接收信号变换成基带信号(接收基带信号Sb)。

A/D转换器103a利用来自振荡器106的具有符号速率n(n＝2)倍的频率的非同步抽样时钟CK，在时刻t(＝τ＋iT/2)对接收基带信号Sb进行抽样，将抽出的接收基带信号Sb的同相成分作为同相数据串Ii输出。其中，i是自然数，T是符号周期，τ是定时误差(-T/2≤τ＜T/2)。同样，A/D转换器103b利用来自振荡器106的具有符号速率2倍的频率的非同步抽样时钟CK，在时刻t(＝τ＋iT/2)对接收基带信号Sb进行抽样，将抽出的接收基带信号Sb的正交成分作为正交数据串Qi输出。

定时再生部104利用同相数据串Ii和正交数据串Qi计算出定时误差τ。另一方面，在抽样速率低的场合下使用数据内插部112，它将根据时间分解能为n(抽样/符号)的非同步抽样时钟抽取的由同相数据串Ii和正交数据串Qi构成的数据，分别内插在具有n′(n′＞n)(抽样/符号)的时间分解能的接收数据中，并予以输出。在抽样速率高的时候，数据内插部112不进行内插处理。

数据判定部113采用来自定时再生部104的定时误差τ，并抽出通过数据内插部112内插的接收数据的奈奎斯特点(Nyquist点)，并且作为解调数据D1输出被抽出的奈奎斯特点(Nyquist点)的接收数据的判定值。

另一方面，定时再生部104的包络线检测器105根据同相数据串Ii和正交数据串QEi而利用下式(1)输出表示接收基带信号Sb的包络线的包络线数据Ei，

Ei＝(Ii)²＋(Qi)²)^1/2…(1)

振荡器106输出具有为符号速率n(n＝2)倍的频率的非同步抽样时钟CK。复正弦波发生部107采用非同步抽样时钟CK使m节拍计数器工作，根据从0到2π的值取值的m节拍计数器值Yi来输出符号频率fs(＝1/T)的余弦信号数据Ci和符号频率fs的正弦信号数据Si。在这里，n、m之间的关系是n＝2^m，Yi∈{0，1，2，3…2^m-1}。就是说，复正弦波发生部107生成了符号频率fs的符号频率成分exp[j2πfst]，正弦信号数据Si和余弦信号数据Ci分别作为以下公式(2)、(3)输出。

Ci＝cos(Yi/2^m-1)π    (2)

Si＝sin(Yi/2^m-1)π    (3)

在这里，余弦信号数据Ci是对符号频率fs的余弦成分cos(2πfst)进行n倍过抽样而得到的数据串，而正弦信号数据Si是对符号频率fs的正弦成分sin(2πfst)进行n倍过抽样而得到的数据串。

相关值计算部108分别如公式(4)、(5)所示那样将包络线检测器105所输出的包络线数据Ei分别与复正弦波发生部107所输出的余弦信号数据Ci和正弦信号数据Si相乘并求出乘算结果MCi、MSi。

MCi＝Ei×Ci    (4)

MSi＝Ei×Si    (5)

另外，相关值计算部108分别根据下式(6)、(7)求出分别以L符号时间对乘算结果MCi、Msi进行平均化的相关信号CIi、SIi并予以输出。

CIi＝(MCi＋MCi-1＋…MCi-nL＋1)    (6)

SIi＝(MSi＋MSi-1＋…MSi-nL＋1)    (7)

反正切计算部109根据公式(8)求出相关信号CIi、SIi的定时相位差。

Δθ＝tan^-1(SIi/CIi)    (8)

反正切计算部109根据这个定时相位差Δθ输出定时误差τ。

在已经知道突发信号接收定时的场合下，定时再生部104进行上述处理，而在不知道突发信号接收定时的状态下，在必须确立突发信号的突发定时同步时，能够检测出突发信号并和该检测数据一起确定突发定时。在这种情况下，定时再生部104的矢量长度计算部110根据下式(9)求出并输出相关值计算部108所输出的相关信号CIi、SIi表示的矢量长度Vi。

Vi＝(CIi²＋SIi²)^1/2    (9)

比较部111比较矢量长度Vi和阈值ε，当矢量长度Vi大于阈值ε时，判断为接收到突发信号并且输出逻辑“1”的信号检测信息D2，当矢量长度Vi小于阈值ε时，判断未接收信号并输出逻辑“0”的信号检测信息D2。

这样一来，上述的定时再生部104以是符号速率n倍的速率进行非同步抽样，利用抽取的信息进行符号频率成分的相关运算，从而能够进行高精度且高速率的定时相位推定。

本发明拟解决的技术课题

可是，尽管上述非同步抽样速率是符号速率的n倍，但由于为进行上述相关值计算部108所进行的公式(4)-(7)的相关计算的n的下限值为4，所以，存在着n值减小而不能计算出定时相位差Δθ的问题。

例如，n＝4时所用的余弦信号数据Ci为{1，0，-1，0，…}，正弦信号数据Si是{0，-1，0，-1…}，能够简单地进行n＝4时的乘法计算，但n＝2时的余弦信号数据Ci为{1，-1，1，-1，…}，正弦信号数据Si是{0，0，0，0…}，虽然求出了同相成分的相关信号CIi，但正交成分的相关信号SIi不能表示原来的值并且总是0，从而定时相位差Δθ变为{0，π}两个值。在这种情况下，与C/N(载波信号/杂音)的状态无关地产生了最大±T/2的定时误差。

另一方面，近年来，通过无线电进行动画图象输送、大容量数据传送等的宽带无线电通信系统越来越引人注目。在宽带无线电通信系统中，数据传送速率必须从过去的以音频通信为主的数十kbps—数百kbps速率区提高到数十Mbps—数百Mbps速率区。

但是，对于使用CMOS门阵列等的器件来说，解调器最高工作速率为数十Mbps—数百Mbps，当数据抽样速率(是符号速率的n倍)提高时，抽样速率会超过解调器的最高工作速率，所以，存在着进行上述定时再生动作的解调器不能适用于宽带无线电通信系统的问题。

例如，在数据传送速率为100Mbps时，即在符号速率为50M波特的QPSK调制系统中，在利用最高工作速率为150MHz的器件实现了由数字线路构成的解调器的情况下，由于n≥4，所以，抽样速率的下限值成为50×4＝200MHz，这样的抽样速率超过了器件的最高工作速率150MHz，因此，进行上述定时再生工作的解调器不能适用于宽带无线电通信系统。

鉴于上述问题作出了本发明，本发明的目的是获得这样的定时再生装置、利用该装置的解调器以及定时再生方法，即在降低抽样速率下限值的情况下，也能进行与过去同样的高精度和高速的定时相位推定工作，结果，能够相对提高解调器的最高工作速率。为解决上述课题采用的技术方案

为了达成上述目的，本发明的定时再生装置的特点是，它包括：根据接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号加以输出的复合符号频率成分发生器；求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号的相关值并将该相关值作为相关信号予以输出的相关值计算器；计算出所述相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出上述接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差的反正切计算器。

根据本发明，由于复合符号频率成分发生器根据接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号加以输出；相关值计算器求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号的相关值，并作为相关信号地输出该相关值；反正切计算器计算出所述相关信号所表示的矢量角，并根据该矢量角求出接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差，从而可根据相位定时误差获得奈奎斯特点的解调定时。

下个发明的定时再生装置的特点是，它包括：根据接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号加以输出的复合符号频率成分发生器；求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号的相关值并将该相关值作为相关信号加以输出的相关值计算器；计算出所述相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差的反正切计算器；计算出所述相关信号所表示的矢量长度的矢量长度计算器；比较所述矢量长度与预定阈值并且在矢量长度大于该预定阈值时输出表示检测到突发信号的突发检测信息的比较处理器。

根据这个发明，复合符号频率成分发生器根据接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号加以输出，相关值计算器求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号的相关值，并作为相关信号输出该相关值，反正切计算器计算出所述相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差，矢量长度计算器计算出所述相关信号所表示的矢量长度，比较处理器比较所述矢量长度与预定阈值并且在矢量长度大于该预定阈值时输出表示检测突发信号的突发检测信息，从而可根据该突发检测数据确立突发定时的同步。

下个发明的定时再生装置的特点是，在上述发明中，所述复合符号频率成分发生器包括求出所述接收基带信号的包络线值并将所求得的包络线值作为包络线信号加以输出的包络线检测器、求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并将该振幅变化量作为振幅变化量信号予以输出的振幅变化量检测器，并且将由所述包络线信号与所述振幅变化量信号组合成的复信号作为所述发送复合符号频率成分信号予以输出。

根据这个发明，包络线检测器包括求出所述接收基带信号的包络线值并作为包络线信号输出所求得的包络线值，振幅变化量检测器求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并作为振幅变化量信号输出该振幅变化量，所述复合符号频率成分发生器作为所述发送复合符号频率成分信号输出由所述包络线信号与所述振幅变化量信号组合成的复信号。

下个发明的定时再生装置的特点是，在上述发明中，所述复合符号频率成分发生器包括将所述接收基带信号按预定数倍增并且求出倍增后的接收基带信号在1符号前后的分散值并作为分散信号输出该分散值的信号分散检测器、求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并作为振幅变化量信号输出该振幅变化量的振幅变化量检测器，并且将由所述分散信号与所述振幅变化量信号组合成的复信号作为所述发送复合符号频率成分信号予以输出。

根据这个发明，信号分散检测器将所述接收基带信号按预定数倍增并且求出倍增后的接收基带信号在1符号前后的分散值并作为分散信号输出该分散值，振幅变化量检测器求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并作为振幅变化量信号输出该振幅变化量，所述复合符号频率成分发生器作为所述发送复合符号频率成分信号输出由所述分散信号与所述振幅变化量信号组合成的复信号。

下个发明的定时再生装置的特点是，在上述发明中，所述包络线检测器将所述接收基带信号的同相成分的平方数与所述接收基带信号的正交成分的平方数之和的平方根作为所述包络线信号予以输出，所述振幅变化量检测器将所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的接收基带信号的同相成分之差的平方数与所述基带信号的正交成分与在1/2符号前的接收基带信号的正交成分之差的平方数之和的平方根作为所述振幅变化量信号予以输出。

根据这个发明，所述包络线检测器作为所述包络线信号输出所述接收基带信号的同相成分的平方数与所述接收基带信号的正交成分的平方数之和的平方根，所述振幅变化量检测器作为所述振幅变化量信号输出所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的接收基带信号的同相成分之差的平方数与所述基带信号的正交成分与在1/2符号前的接收基带信号的正交成分之差的平方数之和的平方根。

下个发明的定时再生装置的特点是，在上述发明中，所述包络线检测器将所述接收基带信号的同相成分的平方数与所述接收基带信号的正交成分的平方数之和作为所述包络线信号予以输出，所述振幅变化量检测器将所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的接收基带信号的同相成分之差的平方数同所述接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和作为所述振幅变化量信号予以输出。

根据这个发明，所述包络线检测器作为所述包络线信号输出所述接收基带信号的同相成分的平方数与所述接收基带信号的正交成分的平方数之和，所述振幅变化量检测器作为所述振幅变化量信号输出所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的接收基带信号的同相成分之差的平方数同所述接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和，从而在获得形成复合符号频率成分的包络线信号与振幅变化量信号时，不进行平方根运算处理。

下个发明的定时再生装置的特点是，在上述发明中，所述包络线检测器将所述接收基带信号的同相成分的绝对值与所述接收基带信号的正交成分的绝对值之和作为所述包络线信号予以输出，所述振幅变化量检测器将所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的绝对值同所述接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交趁跟之差的绝对值之和作为所述振幅变化量信号予以输入。

根据这个发明，所述包络线检测器作为所述包络线信号输出所述接收基带信号的同相成分的绝对值与所述接收基带信号的正交成分的绝对值之和，所述振幅变化量检测器作为所述振幅变化量信号输出所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的绝对值同所述接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交趁跟之差的绝对值之和，从而在获得形成复合符号频率成分的包络线信号与振幅变化量信号时，不进行平方根运算处理和平方运算处理，只进行加减运算处理。

下个发明的定时再生装置的特点是，在上述发明中，所述包络线检测器、振幅变化量检测器或相关值计算器具有对所述包络线信号或振幅变化量信号进行加权并且使所述包络线信号和所述振幅变化量信号的振幅协调一致的加权器。

根据这个发明，所述包络线检测器、振幅变化量检测器或相关值计算器具有对所述包络线信号或振幅变化量信号进行加权并且使所述包络线信号和所述振幅变化量信号的振幅协调一致的加权器。

下个发明的定时再生装置的特点是，在上述发明中，所述信号分散检测器将所述按照预定数倍增的接收基带信号的同相成分与在1符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方值和按照该预定数倍增的接收基带信号的正交成分与在1符号的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和的平方根作为所述分散信号予以输出，所述振幅变化量检测器将所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同该接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和的平方根作为所述振幅变化量信号予以输出。

根据这个发明，所述信号分散检测器作为所述分散信号输出所述按照预定数倍增的接收基带信号的同相成分与在1符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方值和按照预定数倍增的接收基带信号的正交成分与在1符号的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和的平方根，所述振幅变化量检测器作为所述振幅变化量信号输出所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同该接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和的平方根。

在下个发明的定时再生装置中，所述信号分散检测器将所述按预定数倍增的所述接收基带信号的同相成分与在1符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同按预定数倍增的接收基带信号的正交成分与在1符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和作为所述分散信号予以输出，所述振幅变化量检测器将所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同该接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和作为所述振幅变化量信号予以输出。

根据这个发明，所述信号分散检测器作为所述分散信号输出所述按预定数倍增的所述接收基带信号的同相成分与在1符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同按预定数倍增的接收基带信号的正交成分与在1符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和，所述振幅变化量检测器作为所述振幅变化量信号输出所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同该接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和，从而在获得形成复合符号频率成分的分散信号与振幅变化量信号时，不进行平方根运算处理。

下个发明的定时再生装置的特点是，在上述发明中，所述信号分散检测器将所述按预定数倍增的所述接收基带信号的同相成分与在1符号前的该接收基带信号的同相成分之差的绝对值同按预定数倍增的接收基带信号的正交成分与在1符号前的该接收基带信号的正交成分之差的绝对值之和作为所述分散信号予以输出，所述振幅变化量检测器将所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同该接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和作为所述振幅变化量信号予以输出。

根据这个发明，所述信号分散检测器作为所述分散信号输出所述按预定数倍增的所述接收基带信号的同相成分与在1符号前的该接收基带信号的同相成分之差的绝对值同按预定数倍增的接收基带信号的正交成分与在1符号前的该接收基带信号的正交成分之差的绝对值之和，所述振幅变化量检测器作为所述振幅变化量信号输出所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同该接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和，从而在获得形成复合符号频率成分的分散信号与振幅变化量信号时，不进行平方根运算处理和平方运算处理，只进行加减运算处理。

下个发明的定时再生装置的特点是，在上述发明中，所述信号分散检测器将所述按预定数倍增的接收基带信号的相位与1符号前的该接收基带信号的相位之差的绝对值和从2π中减去该绝对值的值中的大数值作为所述分散信号予以输出，所述振幅变化量检测器将接收基带信号的相位与1/2符号前的该接收基带信号的相位之差的绝对值和从2π中减去该绝对值的值中的大数值作为所述振幅变化量信号予以输出。

根据这个发明，所述信号分散检测器作为所述分散信号输出所述按预定数倍增的接收基带信号的相位与1符号前的该接收基带信号的相位之差的绝对值和从2π中减去该绝对值的值中的大数值，所述振幅变化量检测器作为所述振幅变化量信号输出接收基带信号的相位与1/2符号前的该接收基带信号的相位之差的绝对值和从2π中减去该绝对值的值中的大数值，从而在获得形成复合符号频率成分的分散信号与振幅变化量信号时，不进行平方根运算处理和平方运算处理，只进行加减运算处理。

下个发明的定时再生装置的特点是，在上述发明中，所述信号分散检测器、振幅变化量检测器或相关值计算器导还具有对所述分散信号或振幅变化量信号进行加权并且使所述分散信号和所述振幅变化量信号的振幅协调一致的加权器。

根据这个发明，所述信号分散检测器、振幅变化量检测器或相关值计算器还具有对所述分散信号或振幅变化量信号进行加权并且使所述分散信号和所述振幅变化量信号的振幅协调一致的加权器。

本发明的解调器的特点是，它包括：接收无线电接收信号的天线；把由所述天线收到的无线电接收信号变频成接收基带信号的变频器；以符号速率2倍的速率抽取所述接收基带信号并且作为接收数字基带信号加以转换输出的A/D转换器；求出所述接收数字基带信号的包络线值与1/2符号间的振幅变化量，并进一步求出由该包络线值与该振幅变化量组成的复合符号频率成分和在接收侧生成的自由振荡符号频率信号的余弦波成分的相关值，并计算出该相关值所表示的矢量角，从而求出该接收数字基带信号与自由振荡符号频率信号之间的相位定时误差的定时再生装置；对所述接收数字基带信号进行内插处理并将所述经过内插处理的数据作为内插基带信号加以输出的数据内插器；和根据所述定时再生装置所求得的相位定时误差抽出所述内插基带信号的奈奎斯特点并且将这个被抽出的奈奎斯特点的数据作为解调数据加以输出的数据判定装置。

根据这个发明，变频器把由所述天线收到的无线电接收信号变频成接收基带信号，A/D转换器以是符号速率2倍的速率抽取所述接收基带信号并且作为接收数字基带信号加以转换输出；定时再生装置求出所述接收数字基带信号的包络线值与1/2符号间的振幅变化量，并进一步求出由该包络线值与该振幅变化量组成的复合符号频率成分和在接收侧生成的自由振荡符号频率信号的余弦波成分的相关值，并计算出该相关值所表示矢量角，从而求出该接收数字基带信号与自由振荡符号频率信号之间的相位定时误差；数据内插器对所述接收数字基带信号进行内插处理并作为内插基带信号输出所述经过内插处理的数据；数据判定装置根据所述定时再生装置所求得的相位定时误差抽出所述内插基带信号的奈奎斯特点并且作为解调数据输出这个被抽出的奈奎斯特点的数据。

本发明的解调器的特点是，它包括：接收无线电接收信号的天线；对由所述天线收到的无线电接收信号进行规定包络线化处理并输出经过规定包络线化的规定包络线化信号的限幅器；将所述规定包络线化信号变频成接收基带信号的变频器；以符号速率2倍的速率抽取所述接收基带信号并且作为接收数字基带信号加以转换输出的A/D转换器；按预定数倍增所述接收数字基带信号并且求出倍增后的接收基带信号在1符号前后的分散值与所述接收数字基带信号在1/2符号之间的振幅变化量，并进一步求出由该分散值与该振幅变化量组成的复合符号频率成分与在接收侧生成的自由振荡符号频率信号的余弦波成分之间的相关值，并且计算出该相关值所表示的矢量角，从而求出该接收数字基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差的定时再生装置；对所述接收数字基带信号进行内插处理并将所述经过内插处理的数据作为内插基带信号加以输出的数据内插器；根据所述定时再生装置所求得的相位定时误差抽出所述内插基带信号的奈奎斯特点并且将这个被抽出的奈奎斯特点的数据作为解调数据加以输出的数据判定装置。

根据这个发明，限幅器对由所述天线收到的无线电接收信号进行规定包络线化处理并输出经过规定包络线化的规定包络线化信号；变频器将所述规定包络线化信号变频成接收基带信号；A/D转换器以符号速率2倍的速率抽取所述接收基带信号并且作为接收数字基带信号加以转换输出；定时再生装置按预定数倍增所述接收数字基带信号并且求出倍增后的接收基带信号在1符号前后的分散值与所述接收数字基带信号在1/2符号之间的振幅变化量，并进一步求出由该分散值与该振幅变化量组成的复合符号频率成分与在接收侧生成的自由振荡符号频率信号的余弦波成分之间的相关值，并且计算出该相关值所表示的矢量角，从而求出该接收数字基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差；数据内插器对所述接收数字基带信号进行内插处理并作为内插基带信号输出所述经过内插处理的数据；数据判定装置根据所述定时再生装置所求得的相位定时误差抽出所述内插基带信号的奈奎斯特点并且作为解调数据输出这个被抽出的奈奎斯特点的数据。

本发明的定时再生方法的特点是，它包括：根据接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号进行输出的复合符号频率成分生成步骤；求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号之间的相关值并且作为相关信号输出该相关值的相关值计算步骤；计算出该相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出所述接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差的反正切计算步骤。

根据这个发明，通过复合符号频率成分生成步骤，由接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号进行输出，通过相关值计算步骤，求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号之间的相关值并且作为相关信号输出该相关值，通过反正切计算步骤，计算出该相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出所述接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差。

本发明的定时再生方法的特点是，它包括：根据接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号进行输出的复合符号频率成分生成步骤；求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号之间的相关值并且作为相关信号输出该相关值的相关值计算步骤；计算出该相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出所述接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差的反正切计算步骤；算出所述相关信号所表示的矢量长度的矢量长度计算步骤；比较所述矢量长度与预定阈值并且在所述矢量长度大于预定阈值时输出表示检测到突发信号的突发检测数据的比较处理步骤。

根据这个发明，通过复合符号频率成分生成步骤，由接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号进行输出，通过相关值计算步骤，求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号之间的相关值并且作为相关信号输出该相关值，通过反正切计算步骤，计算出该相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出所述接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差，通过矢量长度计算步骤，算出所述相关信号所表示的矢量长度，通过比较处理步骤，比较所述矢量长度与预定阈值并且在所述矢量长度大于预定阈值时输出表示检测到突发信号的突发检测数据。

下个发明的定时再生方法的特点是，所述复合符号频率成分生成步骤包括求出所述接收基带信号的包络线值并且作为包络线信号输出所求得的包络线值的包络线检测步骤、求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并且作为振幅变化量信号输出该振幅变化量的振幅变化量检测步骤，并且将由所述包络线信号与所述振幅变化量信号组成的复信号作为所述发送复合符号频率成分信号加以输出。

根据这个发明，通过包络线检测步骤，求出所述接收基带信号的包络线值并且作为包络线信号地输出所求得的包络线值，通过振幅变化量检测步骤，求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并且作振幅变化量信号输出该振幅变化量，所述复合符号频率成分生成步骤还将由所述包络线信号与所述振幅变化量信号组成的复信号作为所述发送复合符号频率成分信号加以输出。

下个发明的定时再生方法的特点是，所述复合符号频率成分生成步骤包括将所述接收基带信号按预定数倍增并且求出倍增后的接收基带信号在1符号前后的分散值并作为分散信号输出该分散值的信号分散检测步骤、求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并作为振幅变化量信号输出该振幅变化量的振幅变化量检测步骤，并且将由所述分散信号与所述振幅变化量信号组合成的复信号作为所述发送复合符号频率成分信号加以输出。

根据这个发明，通过信号分散检测步骤，将所述接收基带信号按预定数倍增并且求出倍增后的接收基带信号在1符号前后的分散值并作为分散信号输出该分散值，通过振幅变化量检测步骤，求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并作为振幅变化量信号输出该振幅变化量，所述复合符号频率成分生成步骤还将由所述分散信号与所述振幅变化量信号组合成的复信号作为所述发送复合符号信号加以输出。发明的效果

如上所述，根据本发明，由于复合符号频率成分发生器根据接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号输出；相关值计算器求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号的相关值并作为相关信号输出该相关值；反正切计算器计算出所述相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差，再根据相位定时误差地获得奈奎斯特点的解调定时，所以，例如即使是在以符号速率的2倍的抽样速率抽取的接收基带信号的情况下，也能够高速且高精度地获得相位定时误差，结果，能够相对地提高数据传送速率。

根据下个发明，复合符号频率成分发生器根据接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号输出，相关值计算器求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号的相关值并作为相关信号地输出该相关值，反正切计算器计算出所述相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差，矢量长度计算器计算出所述相关信号所表示的矢量长度，比较处理器比较所述矢量长度与预定阈值并且在矢量长度大于该预定阈值时输出表示检测突发信号的突发检测数据，并根据该突发检测数据确立突发定时的同步，所以，例如即使是在以是符号速率的2倍的抽样速率抽取的接收基带信号的情况下，也能够高速且高精度地获得相位定时误差，结果，在能够相对地提高数据传送速率的同时，也能够确立无线电信号的突发定时。

根据下个发明，由于包络线检测器求出所述接收基带信号的包络线值并作为包络线信号输出所求得的包络线值，振幅变化量检测器求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并作为振幅变化量信号输出该振幅变化量，所述复合符号频率成分发生器作为所述发送复合符号频率成分信号输出由所述包络线信号与所述振幅变化量信号组合成的复信号，所以，例如即使是在以符号速率的2倍的抽样速率抽取的接收基带信号的情况下，也能够高速且高精度地获得相位定时误差，结果，能够相对地提高数据传送速率。

根据下个发明，由于信号分散检测器将所述接收基带信号按预定数倍增并且求出倍增后的接收基带信号在1符号前后的分散值并作为分散信号输出该分散值，振幅变化量检测器求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并作为振幅变化量信号输出该振幅变化量，所述复合符号频率成分发生器作为所述发送复合符号频率成分信号输出由所述分散信号与所述振幅变化量信号组合成的复信号，所以，例如即使是在以符号速率的2倍的抽样速率抽取的接收基带信号的情况下，也能够高速且高精度地获得相位定时误差，结果，能够相对地提高数据传送速率，同时，即便接收基带信号是通过限幅增幅器等得到非线形增幅处理的信号，也能够高速且高精度地获得相位定时误差。

根据下个发明，由于所述包络线检测器作为所述包络线信号输出所述接收基带信号的同相成分的平方数与所述接收基带信号的正交成分的平方数之和的平方根，所述振幅变化量检测器作为所述振幅变化量信号输出所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的接收基带信号的同相成分之差的平方数与所述基带信号的正交成分与在1/2符号前的接收基带信号的正交成分之差的平方数之和的平方根，从而能够高精度地获得形成复合符号频率成分的包络线信号与振幅变化量信号，所以，能够高精度地获得形成复合符号频率成分的包络线信号与振幅变化量信号，结果，能够进行高精度的定时相位推定。

根据下个发明，由于所述包络线检测器作为所述包络线信号输出所述接收基带信号的同相成分的平方数与所述接收基带信号的正交成分的平方数之和，所述振幅变化量检测器作为所述振幅变化量信号输出所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的接收基带信号的同相成分之差的平方数同所述接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和，所以，在获得形成复合符号频率成分的包络线信号与振幅变化量信号的时候，不进行平方根运算处理，结果，能够减轻复合符号频率成分的运算处理的负担。

根据下个发明，由于所述包络线检测器作为所述包络线信号输出所述接收基带信号的同相成分的绝对值与所述接收基带信号的正交成分的绝对值之和，所述振幅变化量检测器作为所述振幅变化量信号地输出所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的绝对值同所述接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交趁跟之差的绝对值之和，从而在获得形成复合符号频率成分的包络线信号与振幅变化量信号时，不进行平方根运算处理和平方运算处理，只进行加减运算处理，结果，能够格外地减轻复合符号频率成分的运算处理的负担。

根据下个发明，由于包络线检测器、振幅变化量检测器或相关值计算器具有对所述包络线信号或振幅变化量信号进行加权并且使所述包络线信号和所述振幅变化量信号的振幅协调一致的加权器，所以，能够进行高精度的定时相位推定。

根据下个发明，所述信号分散检测器作为所述分散信号输出按照预定数倍增的接收基带信号的同相成分与在1符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方值和按照预定数倍增的接收基带信号的正交成分与在1符号的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和的平方根，所述振幅变化量检测器作为所述振幅变化量信号输出所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同该接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和的平方根，所以，能够获得形成复合符号频率成分的包络线信号与振幅变化量信号，结果，能够进行高精度的定时相位推定。

根据下个发明，由于所述信号分散检测器作为所述分散信号输出按预定数倍增的所述接收基带信号的同相成分与在1符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同按预定数倍增的接收基带信号的正交成分与在1符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和，所述振幅变化量检测器作为所述振幅变化量信号输出所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同该接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和，从而在获得形成复合符号频率成分的分散信号与振幅变化量信号时，不进行平方根运算处理，结果，能够减轻复合符号频率成分运算处理的负担。

根据下个发明，由于信号分散检测器作为所述分散信号输出按预定数倍增的所述接收基带信号的同相成分与在1符号前的该接收基带信号的同相成分之差的绝对值同按预定数倍增的接收基带信号的正交成分与在1符号前的该接收基带信号的正交成分之差的绝对值之和，所述振幅变化量检测器作为所述振幅变化量信号输出所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同该接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和，从而在获得形成复合符号频率成分的分散信号与振幅变化量信号时，不进行平方根运算处理和平方运算处理，只进行加减运算处理，结果，能够格外地减轻复合符号频率成分运算处理的负担。

根据下个发明，由于信号分散检测器作为所述分散信号输出在按预定数倍增的接收基带信号的相位与在1符号前的该接收基带信号的相位之差的绝对值和从2π中减去该绝对值的值中的大数值，所述振幅变化量检测器作为所述振幅变化量信号输出接收基带信号的相位与在1/2符号前的该接收基带信号的相位之差的绝对值和从2π中减去该绝对值的值中的大数值，从而在获得形成复合符号频率成分的分散信号与振幅变化量信号时，不进行平方根运算处理和平方运算处理，只进行加减运算处理，结果，能够格外地减轻复合符号频率成分运算处理的负担。

根据下个发明，由于信号分散检测器、振幅变化量检测器或相关值计算器还具有对所述分散信号或振幅变化量信号进行加权并且使所述分散信号和所述振幅变化量信号的振幅协调一致的加权器，所以能够进行高精度的定时相位推定。

根据下个发明，由于变频器把由所述天线收到的无线电接收信号变频成接收基带信号，A/D转换器以符号速率2倍的速率抽取所述接收基带信号并且作为接收数字基带信号加以转换输出，定时再生装置求出所述接收数字基带信号的包络线值与1/2符号间的振幅变化量并进一步求出由该包络线值与该振幅变化量组成的复合符号频率成分和在接收侧生成的自由振荡符号频率信号的余弦波成分的相关值，并计算出该相关值所表示的矢量角，从而求出该接收数字基带信号与自由振荡符号频率信号之间的相位定时误差，数据内插器对所述接收数字基带信号进行内插处理并作为内插基带信号输出所述经过内插处理的数据，数据判定装置根据所述定时再生装置所求得的相位定时误差抽出所述内插基带信号的奈奎斯特点并且作为解调数据输出这个被抽出的奈奎斯特点的数据，所以，例如即使是在以符号速率2倍的抽样速率抽取的接收基带信号的情况下，也能够高精度和高速地获得相位定时误差。结果，能够相对地提高数据传送速率并且能够实现抽样速率上限低的A/D转换器以及工作速率上限低的如采用CMOS器件等的解调器，能够成本低廉(制造时间和劳动力减轻的结果)地实现耗电少的宽带无线电通信系统。

根据下个发明，限幅器对由所述天线收到的无线电接收信号进行规定包络线化处理并输出经过规定包络线化的规定包络线化信号，变频器将所述规定包络线化信号变频成接收基带信号，A/D转换器以符号速率2倍的速率抽取所述接收基带信号并且作为接收数字基带信号加以转换输出，定时再生装置按预定数倍增所述接收数字基带信号并且求出倍增后的接收基带信号在1符号前后的分散值与所述接收数字基带信号在1/2符号之间的振幅变化量，并进一步求出由该分散值与该振幅变化量组成的复合符号频率成分与在接收侧生成的自由振荡符号频率信号的余弦波成分之间的相关值，并且计算出该相关值所表示的矢量角，从而求出该接收数字基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差，数据内插器对所述接收数字基带信号进行内插处理并作为内插基带信号输出所述经过内插处理的数据，数据判定装置根据所述定时再生装置所求得的相位定时误差抽出所述内插基带信号的奈奎斯特点并且作为解调数据输出这个被抽出的奈奎斯特点的数据，所以，例如即使是在以符号速率2倍的抽样速率抽取的接收基带信号的情况下，也能够高精度和高速地获得相位定时误差，同时，即使接收基带信号是限幅增幅器等经过非线形增幅的信号，也能够高速且高精度地获得相位定时误差。结果，能够相对地提高数据传送速率并且能够实现抽样速率上限低的A/D转换器以及工作速率上限低的如采用CMOS器件等的解调器，在成本低廉(制造时间和劳动力减轻的结果)且耗电减少的同时，因使用限幅器，从而能够实现简单且小型化的解调器，并且能够使该解调器轻松地适用于宽带无线电通信系统。

根据下个发明，通过复合符号频率成分生成步骤，由接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号进行输出，通过相关值计算步骤，求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号之间的相关值并且作为相关信号地输出该相关值，通过反正切计算步骤，计算出该相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出所述接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差，例如即使是在以是符号速率2倍的抽样速率抽取的接收基带信号的情况下，也能高精度且高速地获得相位定时误差，结果，能够相对地提高数据传送速率。

根据下个发明，通过复合符号频率成分生成步骤，由接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号进行输出，通过相关值计算步骤，求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号之间的相关值并且作为相关信号地输出该相关值，通过反正切计算步骤，计算出该相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出所述接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差，通过矢量长度计算步骤，算出所述相关信号所表示的矢量长度，通过比较处理步骤，比较所述矢量长度与预定阈值并且在所述矢量长度大于预定阈值时输出表示检测到突发信号的突发检测数据，例如即使是在以符号速率2倍的抽样速率抽取的接收基带信号的情况下，也能高精度且高速地获得相位定时误差，结果，能够相对地提高数据传送速率，同时，能够确立突发信号的突发定时。

根据下个发明，通过包络线检测步骤，求出所述接收基带信号的包络线值并且作为包络线信号输出所求得的包络线值，通过振幅变化量检测步骤，求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并且作为振幅变化量信号输出该振幅变化量，所述复合符号频率成分生成步骤作为所述发送复合符号频率成分信号输出由所述包络线信号与所述振幅变化量信号组成的复信号，例如即使是在以符号速率2倍的抽样速率抽取的接收基带信号的情况下，也能高精度且高速地获得相位定时误差，结果，能够相对地提高数据传送速率。

根据下个发明，通过信号分散检测步骤，将所述接收基带信号按预定数倍增并且求出倍增后的接收基带信号在1符号前后的分散值并作为分散信号输出该分散值，通过振幅变化量检测步骤，求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并作为振幅变化量信号输出该振幅变化量，所述复合符号频率成分生成步骤作为所述发送复合符号频率成分信号输出由所述分散信号与所述振幅变化量信号组合成的复信号，例如即使是在以符号速率2倍的抽样速率抽取的接收基带信号的情况下，也能高精度且高速地获得相位定时误差，结果，能够相对地提高数据传送速率，同时，即便接收基带信号是通过限幅增幅器得到非线形增幅的信号，能够高精度且高速地获得相位定时误差。

附图的说明

图1是表示是本发明第一实施例的定时再生装置及具有使用该装置的解调器的数字无线电通信系统的接收装置的局部结构的框图。

图2是载波相位为45度时的“0π”调制信号的波形图。

图3表示“0π”调制信号的信号转变。

图4是表示相对图2、3所示“0π”调制信号的包络线信号E(t)及振幅变化量信号D(t)的波形图。

图5是表示相对图2、3所示“0π”调制信号的包络线信号E(t)及进行加权的振幅变化量信号DW(t)的波形图。

图6是表示载波相位为45度时的QPSK调制后的随机图形的接收基带信号的一例的波形图。

图7是表示图6所示随机图形的接收基带信号的包络线信号E(t)及振幅变化量信号DW(t)的波形图。

图8是表示根据图6所示随机图形的接收基带信号求出的信号ME(τ)及信号MDW(τ)的波形图。

图9是表示本发明第二实施例的定时再生装置和具有使用该装置的解调器的数字无线电通信系统的接收装置的局部结构的框图。

图10是表示具有包括传统的定时再生部的解调器的数字无线电通信系统的接收装置的局部结构的框图。

                     符号说明1-天线；2-变频器；3a、3b-A/D转换器；4-定时再生部；5-发送复合符号频率发生器；6-包络线检测器；7-振幅变化量检测器；8-振荡器；9-余弦波发生部；10-相关值计算部；11-反正切计算部；12-矢量长度计算部；13-比较部；14-数据内插部；15-数据判定部；21-限幅部；22-信号分散检测器；Sb-接收基带信号；Ii-同相数据串；Qi-正交数据串；Ei-包络线数据串；Di、DWi-振幅变化量数据串；SMi-相关数据串；Vi-矢量长度；ε-阈值；τ-定时误差；D1-解调数据；D2-信号检测信息；

实施例

以下，参见附图来详细说明本发明的定时再生装置、利用该定时再生装置的解调器以及定时再生方法的最佳实施例。

[实施例1]

图1是表示是本发明第一实施例的定时再生装置及具有使用该装置的解调器的数字无线电通信系统的接收装置的局部结构的框图。在图1中，天线1接收经过PSK调制的RF(无线电频率)带的突发信号。变频器2将来自天线1的RF带突发信号变频成基带信号(接收基带信号Sb)。

A/D转换器3a利用来自振荡器8的具有符号速率n(n＝2)倍的频率的非同步抽样时钟CK，在时刻t(＝τ＋iT/2)对接收基带信号Sb进行抽样，抽出的接收基带信号Sb的同相成分作为同相数据串Ii被输出。其中，i是自然数，T是符号周期，τ是定时误差(-T/2≤τ＜T/2)。同样地，A/D转换器3b利用来自振荡器8的具有符号速率2倍的频率的非同步抽样时钟CK，在时刻t(＝τ＋iT/2)对接收基带信号Sb进行抽样，抽出的接收基带信号Sb的正交成分作为正交数据串Qi被输出。

定时再生部4利用同相数据串Ii和正交数据串Qi计算出定时误差τ。另一方面，在抽样速率低的场合下，使用数据内插部14，它将根据时间分解能为n(抽样/符号)的非同步抽样时钟抽取的同相数据串Ii和正交数据串Qi分别内插在具有n′(n′＞2)(抽样/符号)的时间分解能接收数据并予以输出。在抽样速率高的时候，数据内插部14不进行内插处理。

数据判定部15采用来自定时再生部4的定时误差τ并抽出通过数据内插部14内插的接收数据的奈奎斯特点，并作为解调数据D1输出被抽出的奈奎斯特点的接收数据的判定值。

另一方面，定时再生部4具有发送复合符号频率发生器5，发送复合符号频率发生器5具有包络线检测器6和振幅变化量检测器7。包络线检测器6根据同相数据串Ii(同相信号I(t))和正交数据串Qi(正交信号Q(t))并利用下式(10)计算并输出表示接收基带信号Sb的包络线的包络线信号E(t)，

E(t)＝(I(t)²＋Q(t)²)^1/2…(10)

而振幅变化量检测器7根据同相数据串Ii和正交数据串Qi并用下式(11)计算并输出接收基带信号Sb的振幅变化量信号D(t)，

D(t)＝(I(t)-I(t-T/2))²＋(Q(t)-Q(t-T/2))²)^1/2…(11)包络线信号E(t)和振幅变化量信号D(t)都具有符号频率成分fs。而且，包络线信号E(t)和振幅变化量信号D(t)之间的相位差总是π/2。定时再生部4利用这些特性以符号速率2倍(n＝2)的抽样速率进行和过去一样地高精度和高速的定时相位推定。

在这里，接收基带信号Sb是以作为定时再生用前置形式而被广泛采用的“0π”调制信号为例来详细说明的。图2是载波相位为45度时的“0π”调制信号的波形图。在图2中，横轴表示以符号为单位的时间，奈奎斯特点时刻tn为tn＝iT(i＝0，1，2，3…)。如上所述，T是符号周期。纵轴表示按照接收基带信号包络线电平进行规范时的振幅。因而，“0π”调制信号如图3所示在正交坐标系中在每个符号中进行原点对称式迁移。

当对该“0π”调制信号而进行公式(10)的运算时，获得了图4所示的包络线信号E(t)。包络线信号E(t)在奈奎斯特点时刻tn＝iT时表示出最大值，在时刻t＝iT＋T/2时，表现出最小值。另一方面，当对该“0π”调制信号而进行公式(11)的运算时，获得了图4所示的振幅变化量信号D(t)。在时刻t＝iT＋T/4和t＝iT＋3T/4时，包络线变化量变得最大，在时刻t＝iT＋3T/4和t＝iT＋5T/4时，它变得最小。因而，振幅变化量信号D(t)在时刻t＝iT＋3T/4时取最大值并在时刻t＝iT＋T/4时取最小值。

在这里，当包络线电平在奈奎斯特点上作为E时，包络线信号E(t)及振幅变化量信号D(t)分别具有公式(12)、(13)所示的信号成分Es(t)、Ds(t)。

Es(t)＝(E/2)cos(2πfst)＋(2)E/2    (12)

Ds(t)＝-((2)E/2)sin(2πfst)＋(2)E/2    (13)

信号成分Es(t)、Ds(t)的振幅比为Es(t)：Ds(t)＝1：(2)，所以，当在振幅变化量信号D(t)上进行1：(2)的加权时，加权后的振幅变化量信号DW(t)能够用公式(14)表示。

DW(t)＝D(t)/(2)    (14)

通过进行加权，振幅变化量信号DW(t)的振幅成分和包络线信号E(t)的振幅成分如图5所示变成相等。此时的振幅变化量信号DW(t)的信号成分如公式(15)所示。

DWs(t)＝-(E/2)sin(2πfst)＋E/2    (15)

另一方面，在具有这些符号频率成分即信号成分Es(t)、DWs(t)的包络线信号E(t)与振幅变化量信号DW(t)之间成立余弦、正弦关系，因而，当以包络线信号E(t)为同相成分而以振幅变化量信号DW(t)为正交成分的复信号S(t)表现为S(t)＝E(t)＋jDW(t)时，复信号S(t)具有发送侧的符号频率成分exp[-j(2□fst)]。

此外，不局限于“0π”调制信号，例如在接收经过QPSK调制的随机形式的接收基带信号Sb时，包络线信号E(t)和振幅变化量信号DW(t)都分别具有符号频率成分。例如，图6是表示载波相位为45度时的QPSK调制后的随机图形的接收基带信号的一例的波形图。图7是表示图6所示随机图形的接收基带信号的包络线信号E(t)及振幅变化量信号DW(t)的波形图。

虽然图7所示包络线信号E(t)和振幅变化量信号DW(t)所含的符号频率成分的有无是不能直接判断的，但通过利用公式(16)、(17)进行每个符号周期的振幅值的平均化，从而知道了图7所示的包络线信号E(t)和振幅变化量信号DW(t)是否含符号频率成分。 $\mathrm{ME}\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{i=-N}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{iT}+\mathrm{\τ})/(2N+1)--------\left(16\right)$ $\mathrm{MDW}\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{i=-N}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DW}(\mathrm{iT}+\mathrm{\τ})/(2N+1)------\left(17\right)$

图8是表示在图7所示包络线信号E(t)和振幅变化量信号DW(t)中运算公式(16)、(17)后得到的ME(τ)、MDW(τ)的波形图。图8所示的信号ME(τ)与MDW(τ)分别表示以N＝50进行平均化的结果。结果，各信号ME(τ)与MDW(τ)具有符号频率成分，相位差也等于π/2。因而，在接收经过QPSK调制的随机形式的接收基带信号Sb的场合下，与“0π”调制信号同样，知道了存在着具有以1个符号为周期的余弦、正弦特性的符号频率成分。就是说，经过QPSK调制的随机形式的接收基带信号Sb的复信号S(t)也等于E(t)＋jDW(t)并且具有发送侧的符号频率成分exp[-j(2πfst)]。

包络线检测器6输出包络线信号E(t)，振幅变化量检测器7输出振幅变化量信号DW(t)，由此一来，发送复合符号频率发生器5把具有发送侧复合符号频率成分的复信号S(t)＝E(t)＋jDW(t)输出到相关值计算器10中。

相关值计算器10通过下式(18)进行由包络线信号E(t)和振幅变化量信号DW(t)构成的复信号S(t)和与非同步抽样时钟CK同步的余弦波C(t)＝cos(2πfst＋Δθ)之间进行下式(18)的相关计算并求出相关值SM(N)。定时相位差Δθ是奈奎斯特点与非同步抽样时钟CK之间的相位差。 $\mathrm{SM}\left(N\right)={\∫}_{-N/2}^{N/2}S\left(t\right)\cos (2\mathrm{\π}{f}_{s}t+\mathrm{\Δ\θ})\mathrm{dt}---\left(18\right)$

反正切计算器11求出相关值SM(N)所示的矢量角Δθ并根据这个矢量角Δθ向数据判定部15输出定时误差τ。另外，矢量长度计算器12求出相关值SM(N)所表示的矢量长度Vi。比较器13比较矢量长度Vi和阈值ε，当矢量长度Vi大于阈值ε时，判断为接收突发信号并且输出逻辑“1”的信号检测数据D2，当矢量长度Vi小于阈值ε时，判断为处于无信号接收中，输出逻辑“0”的信号检测数据D2。

以上说明描述的是在时间轴上的连续信号处理，以下将具体说明非同步抽样时钟CK是符号速率2倍(n＝2)时的离散信号处理。

首先，A/D转换器3a采用来自振荡器8的具有符号速率2(n＝2)倍的频率的非同步抽样时钟CK，在时刻t(＝τ＋iT/2)对接收基带信号Sb进行抽样，抽出的接收基带信号Sb的同相成分作为同相数据串Ii被输出。其中，i是自然数，T是符号周期，τ是定时误差(-T/2≤τ＜T/2)。同样地，A/D转换器3b利用来自振荡器8的具有符号速率2倍的频率的非同步抽样时钟CK，在时刻t(＝τ＋iT/2)对接收基带信号Sb进行抽样，抽出的接收基带信号Sb的正交成分作为正交数据串Qi地被输出。

包络线检测器6根据同相数据串Ii和正交数据串Qi并用下式(19)输出表示接收基带信号Sb的包络线的包络线数据串Ei。

Ei＝((Ii)²＋(Qi)²)^1/2    (19)

振幅变化量检测器7根据同相数据串Ii和正交数据串Qi并用下式(20)检测接收基带信号Sb的变化量并且作为振幅变化量数据串Di地输出。

Di＝((Ii-I_i-1)²＋(Qi-Q_i-1)²)^1/2    (20)

此外，如果必要的话，振幅变化量检测器7如公式(21)所示在振幅变化量数据串Di上加上加权值α并作为经过加权的振幅变化量数据串DWi输出。

DWi＝α·DIi    (21)

通过加权，能够使包络线数据串Ei与振幅变化量数据串Di所示的振幅值一致。例如，振幅变化量检测器7进行取加权值α为1/(2)的加权。在不进行加权的场合下，振幅变化量数据串DWi等于振幅变化量数据串Di。在不进行加权的场合下，虽然定时相位推定的误差增大，但由于可不设置加权处理和线路，因而能够减小定时再生部4所进行的运算处理和线路规模。

在采用公式(21)的场合下，振幅变化量检测器7使加权值α乘以包络线数据串Ei的振幅值，从而与振幅变化量数据串Di的振幅值相等，相反地，也可以由包络线检测器6使加权值α乘以振幅变化量数据串Ei的振幅值，从而与包络线变化量数据串Ei的振幅值相等。此外，还可以不由包络线检测器6或振幅变化量检测器7进行加权处理，而在相关值计算器10侧进行加权处理。

在采用公式(19)、(20)的包络线检测器6及振幅变化量检测器的处理中，分别进行平方运算及平方根运算，但也可以分别如公式(22)、(23)所示，通过只进行平方运算，求出了在工程学上等价的包络线数据串Ei和振幅变化量输出串Di。

Ei＝(Ii)²＋(Qi)²    (22)

Di＝(Ii－I_i-1)²＋(Qi-Q_i-1)²    (23)

此外，还可以使包络线检测器6与振幅变化量检测器7分别如公式(24)、(25)所示那样通过分别只进行加减运算而求出在工程学上等价的包络线数据串Ei和振幅变化量输出串Di。

Ei＝|Ii|＋|Qi|²                  (24)

Di＝|Ii-I_i-1|＋|Qi-Q_i-1|     (25)

振荡器8输出具有符号速率n倍(n＝2)的频率的非同步抽样时钟CK。余弦波发生器9将来自振荡器8的非同步抽样时钟CK分频，频率等于符号频率fs(＝l/T)的余弦波数据串Ci通过下式(26)输出。

Ci＝cos(2πfsiT/2)＝cos(πi)＝+1，-1，+1，-1  (26)

相关值计算器10如公式(27)、(28)所示，分别对包络线数据串Ei和振幅变化量输出串Di乘以余弦波数据串Ci并分别求出乘算数据串XEi、XDi。

XEi＝Ei×Ci    (27)

XDi＝Di×Ci    (28)

相关值计算器10分别将乘算数据串XEi、XDi平均化并求出作为发送侧复合符号频率成分的复数据串(Ei-j Di)与接收侧余弦波数据串Ci之间的关系。平均化处理例如能够利用FIR滤波器和IIR滤波器来实现。

使用FIR滤波器的场合下的相关数据串SMi＝(CIi，SIi)通过下式(29)、(30)求出。其中，N是决定FIR滤波器的时间常数的参数。在这里，参数N的值越大，时间常数越大。 ${\mathrm{CI}}_i=\underset{j=-N}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{XE}(i+j)/(2N+1)------\left(29\right)$ ${\mathrm{SI}}_i=\underset{j=-N}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{XD}(i+j)/(2N+1)-----\left(30\right)$

另一方面，使用IIR滤波器的场合下的相关数据串SMi＝(CIi，SIi)通过下式(31)、(32)求出。其中，β是忘却系数，是不到1的值，是决定IIR滤波器的时间常数的参数。在这里，参数β的值越大，时间常数越大。

CIi＝βCIi-1＋XEi      (31)

SIi＝βSIi-1＋XDi      (32)

反正切计算器11通过公式(33)求出相关数据串SMi＝(CIi，SIi)的矢量角Δθ。

Δθ＝tan^-1(SIi/CIi)    (33)

接着，反正切计算器11根据该矢量角Δθ求出定时误差τ。

在已经知道突发接收定时的情况下，定时再生部4进行上述处理，而在不知道突发接收定时的状态下，在有必要确立突发信号的突发定时同步的时候，可检测突发信号并且根据该检测信息确立突发定时。在这种情况下，定时再生部4的矢量长度计算器12通过公式(34)计算并输出相关值计算器10输出的相关值数据串SMi＝(CIi，SIi)所示的矢量长度Vi。

Vi＝(CIi²＋SIi²)^1/2      (34)

比较器12比较矢量长度Vi与阈值ε，当矢量长度Vi大于阈值ε时，判断为接收突发信号并且输出逻辑“1”的信号检测信息D2，当矢量长度Vi小于阈值ε时，判断为不在信号接收中并且输出逻辑“0”的信号检测信息D2。

尽管在上述第一实施例中说明的是非同步抽样时钟CK的抽样速率是符号速率2倍(n＝2)的情况，但是满足n≥2的抽样速率也是可行的。

尽管在第一实施例中说明的是接收基带信号Sb是“0π”调制信号或经过QPSK调制的随机信号，但它可以是接收基带信号Sb的包络线与复变平面上的接收基带信号Sb的变化量都具有按照符号周期平均地反复增减的特性、并且反复增减的包络线与接收基带信号Sb的变化量之间的相位关系满足(cos，sin)或(cos，-sin)关系的接收基带信号Sb。例如，它可以是BPSK调制信号或π/4频移QPSK调制信号等接收基带信号Sb。

根据第一实施例，即使是在是符号速率2倍的抽样速率下抽出的数字信号，也能采用包络线检测器6输出的包络线信号E(t)(包络线数据串Ei)和振幅变化量信号DW(t)(振幅变化量数据串Di)，与抽样速率是符号速率4倍以上时同样程度地进行高速的定时相位输入，同时，能抑制相位输入后的相位跳动。另外，不仅是象“0π”调制信号这样的前置信号，即便是随机信号，也能以是符号速率2倍的抽样速率实现高速的定时相位输入和低相位跳动。

此外，由于只是以是符号速率2倍的抽样速率对接收基带信号进行抽样，所以与以符号速率4倍以上的抽样速率进行接收基带信号抽样的传统的定时再生装置或使用它的解调器相比，能够相对地提高数据传送速率并且能够使宽带无线电通信系统所要求的数据传送速率得到满足。

此外，由于第一实施例的定时再生装置或采用它的解调器的A/D转换器的抽样速率或解调器的工作速率是过去的1/2，因此，能够实现宽带无线电通信系统的低耗电量化和廉价化。在这里，廉价化意味着定时再生装置或使用它的解调器的制造所费时间、劳力、各部件成本的削减。低耗电量化和廉价化的实现是由于能够采用例如抽样速率上限低的廉价A/D转换并且代替工作速率上限高的ECL而使用工作速率上限低的CMOS等器件来实现解调器等。

在第一实施例中，即便是以符号速率2倍的速率抽取接收基带信号而得的数据，矢量长度计算器12及比较器13进行突发信号的检测并由此来确定突发定时。

[第二实施例]

以下，说明本发明的第二实施例。在上述第一实施例中，以输入定时再生部4的信号通过AGC(自动增益控制)增幅器线形地进行电平控制为前提条件的，而在第二实施例中，输入定时再生部4中的信号不论是通过AGC增幅器线形地进行电平控制，还是通过限幅增幅器被线形增幅到一定电平，都能够推定出定时误差。

就是说，在第一实施例中，利用接收基带信号的包络线与振幅变化量求出定时误差τ，而在通过廉价的限幅增幅器非线形增幅到一定电平的硬限幅信号的情况下，包络线表示一定值，由于没有有规律地产生图4所示的符号周期变动，所以定时再生部4不能推定出正常的定时误差。在第二实施例中，即使在使用限幅增幅器等的场合下，定时再生部4也能够推定出正常的定时误差。

图9是表示作为本发明第二实施例的定时再生装置和具有使用该装置的解调器的数字无线电通信系统的接收装置的局部结构的框图。在图1中，在该接收装置中，在变频器2的前段上还设置了限幅器21，代替定时再生部4内的包络线检测器6，设置了信号分散检测器22，其它结构与图1所示的接收装置一样并且相同组成部分用相同符号表示。

在图9中，天线1接收经过PSK调制的RF(无线电频率)带突发信号。限幅器21对来自天线1的RF带突发信号进行非线形增幅，接收信号被硬限幅到一定电平，经过规定包络线化的接收信号被输出到变频器2中。变频器2将经过规定包络线化的接收信号变频成基带信号Sb。尽管限幅器21设置在变频器2的前段上，但也可以是在变频器2内，在把RF带突发信号转换成基带接收信号时，在需要转换成中频(IF)带接收信号的情况下，则可所述限幅器21被设置在变频器2内，将IF带接收信号被硬限幅到一定电平，从而能生成经过规定包络线化的IF带接收信号。

A/D转换器3a利用来自振荡器8的具有符号速率n(n＝2)倍的频率的非同步抽样时钟CK，在时刻t(＝τ＋iT/2)对接收基带信号Sb进行抽样，抽出的接收基带信号Sb的同相成分作为同相数据串Ii被输出。其中，i是自然数，T是符号周期，τ是定时误差(-T/2≤τ＜T/2)。同样地，A/D转换器3b利用来自振荡器8的具有符号速率2倍的频率的非同步抽样时钟CK，在时刻t(＝τ＋iT/2)对接收基带信号Sb进行抽样，抽出的接收基带信号Sb的正交成分作为正交数据串Qi地被输出。

定时再生部4利用同相数据串Ii和正交数据串Qi计算出定时误差τ。另一方面，在抽样速率低的场合下，使用数据内插部14，它将根据时间分解能为n(抽样/符号)的非同步抽样时钟而抽取的同相数据串Ii和正交数据串Qi分别内插在具有n′(n′＞2)(抽样/符号)的时间分解能接收数据中予以输出。在抽样速率高的时候，数据内插部14不进行内插处理。

数据判定部15利用来自定时再生部4的定时误差τ抽出通过数据内插部14内插的接收数据的奈奎斯特点，并作为解调数据D1输出被抽出的奈奎斯特点的接收数据的判定值。

另一方面，定时再生部4具有发送复合符号频率发生器5，发送复合符号频率发生器5具有信号分散检测器22和振幅变化量检测器7。在接收基带信号Sb是经过2^m值PSK调制的基带信号时，信号分散检测器22产生如公式(35)、(36)所示的将同相信号I(t)和正交信号Q(t)进行2^m倍增后的信号Im(t)、Qm(t)。

Im(t)＝(I(t)²＋Q(t)²)^1/2cosθm(t)     (35)

Qm(t)＝(I(t)²＋Q(t)²)^1/2sinθm(t)     (36)

在这里，

θm(t)＝2^m×tan^-1(Q(t)/I(t))mod2π    (37)

在这种场合下，如果不考虑杂音成分，则接收信号是随机形式也好，是前置等固定形式也好，在奈奎斯特点时刻tn上，经过2^m倍增的信号Im(t)、Qm(t)总是收敛在复变平面上的一点。此外，在奈奎斯特点时刻tn以外时，不一定收敛于复变平面上的一点，随着离奈奎斯特点时刻tn越远，点越分散，从奈奎斯特点时刻tn到T/2时刻时分散最大。收殓和分散的性质在通过限幅器21对接收信号进行规定包络线化时也成立。

因而，信号分散检测器22利用公式(38)并根据2^m倍增的信号Im(t)、Qm(t)在1符号间的变化量求出表示上述分散情况的分散信号B(t)。

B(t)＝((Im(t)＋Im(t-T)²＋(Qm(t)＋Qm(t-T))²)^1/2  (38)

分散信号B(t)在奈奎斯特点时刻tn平均地表示“0”，从奈奎斯特点时刻tn到T/2时刻表示最大值。该分散特性与包络线信号E(t)不同，在通过限幅器21对接收信号进行规定包络线化的场合下，也维持分散特性。

就是说，分散信号B(t)平均地具有公式(39)所示的信号成分Bs(t)。

Bs(t)＝(Ax/2)cos(2πfst)＋Ax/2    (39)

在这里，Ax/2是振幅，它的值随调制方式、接收数据形式而变。信号成分Bs(t)的相位与作为包络线信号E(t)所含符号频率成分的信号成分Es(t)的相位之间的关系是相差π弧度。

因而，产生了如公式(40)所示的且由分散信号B(t)、与振幅变化量检测器7输出的、为了使之与分散信号B(t)的振幅一致而被加权的振幅变化量信号DW(t)组成的复信号S2(t)，复信号S2(t)具有在发送侧的符号频率成分exp(j(2πfst＋π))。

S2(t)＝B(t)＋jDW(t)    (40)

相关值计算器10通过公式(41)进行复信号S2(t)与来自余弦波发生器9的且与接收侧的非同步抽样时钟CK同步的余弦波C(t)＝cos(2πfst＋Δθ)之间的相关运算，并求出相关值SM2(N)。定时相位差Δθ是与非同步抽样时钟CK的相位差。 ${\mathrm{SN}}_2\left(N\right)={\∫}_{-N/2}^{N/2}{S}_2\left(t\right)\cos (2\mathrm{\π}{f}_{s}t+\mathrm{\Δ\θ})\mathrm{dt}----\left(41\right)$

反正切计算器11求出相关值SM2(N)表示的矢量角Δθ并根据这个矢量角Δθ向数据判定部输出定时误差τ。此外，矢量长度计算器12求出相关值SM2(N)表示的矢量长度Vi。比较器13比较矢量长度Vi和阈值ε，当矢量长度Vi大于阈值ε时，判断为接收突发信号并且输出逻辑“1”的信号检测信息D2，当矢量长度Vi小于阈值ε时，判断为无信号接收并且输出逻辑“0”的信号检测信息D2。

上述说明描述的是在时间轴上的连续信号处理，而以下要具体说明非同步抽样时钟CK在符号速率2倍(n＝2)时的离散信号处理。

首先，A/D转换器3a利用来自振荡器8的具有符号速率2(n＝2)倍的频率的非同步抽样时钟CK，在时刻t(＝τ＋iT/2)对接收基带信号Sb进行抽样，抽出的接收基带信号Sb的同相成分作为同相数据串Ii被输出。其中，i是自然数，T是符号周期，τ是定时误差(-T/2≤τ＜T/2)。同样地，A/D转换器3b利用来自振荡器8的具有符号速率2倍的频率的非同步抽样时钟CK，在时刻t(＝τ＋iT/2)对接收基带信号Sb进行抽样，抽出的接收基带信号Sb的正交成分作为正交数据串Qi被输出。

信号分散检测器22分别通过公式(42)、(43)将同相数据串Ii和正交数据串Qi进行2^m倍增后的信号Imi、Qmi求出。

Imi＝((Ii)²＋(Qi)²)^1/2cosθmi    (42)

Qmi＝((Ii)²＋(Qi)²)^1/2sinθmi    (43)

其中θmi＝2^m×tan^-1(Qi/Ii)mod2π (44)

此外，信号分散检测器22利用经过2^m倍增的数据串Imi、Qmi并按照公式(45)求出分散检测数据串Bi并输出到相关值计算器10中。

Bi＝((Imi-I_mi-2)²＋(Qmi-Q_mi-2)²)^1/2   (45)

不过，在采用公式(45)、(20)的信号分散检测器22及振幅变化量检测器7的处理中，分别进行了平方运算和平方根运算，但也可以分别通过只进行平方运算，求出在工程学上等价的分散检测数据串Bi及振幅变化量数据串Di。就是说，求出公式(46)所示的分散检测数据串Bi。

Bi＝(Imi-I_mi-2)²＋(Qmi-Q_mi-2)²    (46)

此外，信号分散检测器22及振幅变化量检测器7也可以通过只进行加减运算处理而求出在工程学上等价的分散检测数据串Bi及振幅变化量数据串Di。就是说，求出公式(47)所示的分散检测数据串Bi。

Bi＝|Imi-I_mi-2|＋|Qmi-Q_mi-2|      (47)

或者，还可以如公式(48)所示地，作为分散检测数据串Bi求出2^m倍增后的相位数据串θmi的变化量。在这种情况下，能够不受载波相位的影响并且只通过简单的加减运算求出分散检测数据串Bi。

Bi＝max{|θmi-θ_mi-2|，2π-|θmi-θ_mi-2|}    (48)

此外，振幅变化量检测器7也可以利用在上述公式(44)的运算处理过程中求出的公式(49)所示的相位数据串θdi并且求出公式(50)所示的振幅变化量数据串Di。

θdi＝tan^-1(Qi/Ii)(49)

Di＝max{|θdi-θd_i-1|，2π-|θdi-θd_i-1|}    (50)

在这种情况下，振幅变化量数据串Di成为在1/2符号间的相位变化量数据串。结果，振幅变化量检测器7能够不受载波相位的影响并且只通过简单加减运算处理求出振幅变化量数据串Di。

相关值计算器10进行将第一实施例的包络线数据串Ei置换成分散检测数据串Bi的处理。就是说，相关值计算器10使用分散检测数据串Bi、将振幅变化量数据串Di加权的振幅变化量数据串DWi，输出相关数据串SMi＝(CIi-SIi)。也可以不加权振幅变化量数据串Di而加权分散检测数据串Bi。此外，还可以在相关值计算器10侧，对振幅变化量数据串Di或分散检测数据串Bi进行加权。关于这种加权，与第一实施例一样。

不过，由于包络线数据串Ei与分散检测数据串Bi之间的相位关系是相差π弧度，所以相关值计算器10输出的相关数据串SMi＝(CIi-SIi)所示的矢量角Δθ是在第一实施例的相关值计算器10所输出的相关数据串SMi＝(CIi-SIi)所示的矢量角Δθ上加上π弧度而成的。因此，反正切计算器11在根据相关值计算器10所输出的相关数据串SMi＝(CIi-SIi)所示矢量角Δθ计算定时误差τ时，进行了把π弧度相移算在内的处理。

在已经知道突发信号的接收定时的场合下，定时再生部4进行上述处理，但在不了解突发信号的接收定时的状态下而必须确立突发信号的突发定时同步时，可检测突发信号并根据该检测数据确立突发定时。在这种情况下，定时再生部4的矢量长度计算器12求出并输出相关值计算器10输出的相关数据串SMi＝(CIi-SIi)所示的矢量长度Vi。

比较器13比较矢量长度Vi和阈值ε，当矢量长度Vi大于阈值ε时，判断为接收突发信号并且输出逻辑“1”的信号检测信息D2，当矢量长度Vi小于阈值ε时，判断为处于无信号接收中并且输出逻辑“0”的信号检测信息D2。

尽管在上述第二实施例中说明的是非同步抽样时钟CK的抽样速率是符号速率2倍(n＝2)的情况，但满足n≥2的抽样速率也是可行的。

此外，接收基带信号只要是如下的接收基带信号即可，即：具有接收基带信号经2m倍增后的信号点分散和复合平面上的接收基带信号的变化量都平均地按照符号周期反复增减的特性，并且这种反复增减特性的相位关系满足(cos，sin)或(cos，-sin)。例如，它可以是象BPSK调制信号或π/4位移QPSK调制信号等接收基带信号。

根据第二实施例，在产生了与第一实施例一样的作用效果的同时，即便是在RF带或IF带内进行规定包络线化的接收基带信号，也能够利用该经过规定包络线化的接收基带信号进行高速定时相位输入，同时，能够减小相位输入后的相位跳动。此外，不仅是象“0π”调制信号这样的前置信号，即便是随机信号，也能够以是符号速率2倍的抽样速率实现高速的定时相位输入和小的相位跳动。

尤其是，在接收信号电平控制中使用AGC增幅器的场合下，线路复杂且调整地方多，而在第二实施例中，由于能够使用限幅增幅器，所以调整是无调整的，能够实现解调器的简单化和小型化。

Claims (19)

1.一种定时再生装置，其特征在于，它包括：根据接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号加以输出的复合符号频率成分发生器；求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号的相关值并将该相关值作为相关信号予以输出的相关值计算器；计算出所述相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差的反正切计算器。

2.一种定时再生装置，其特征在于，它包括：根据接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号加以输出的复合符号频率成分发生器；求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号的相关值并将相关值作为相关信号加以输出的相关值计算器；计算出所述相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差的反正切计算器；计算出所述相关信号所表示的矢量长度的矢量长度计算器；比较所述矢量长度与预定阈值并且在矢量长度大于该预定阈值时输出表示检测到突发信号的突发检测信息的比较处理器。

3.如权利要求1或2所述的定时再生装置，其特征在于，所述复合符号频率成分发生器包括求出所述接收基带信号的包络线值并将所求得的包络线值作为包络线信号加以输出的包络线检测器、求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并作为振幅变化量信号地输出该振幅变化量的振幅变化量检测器；并且将由所述包络线信号与所述振幅变化量信号组合成的复信号作为所述发送复合符号频率成分信号加以输出。

4.如权利要求1或2所述的定时再生装置，其特征在于，所述复合符号频率成分发生器包括将所述接收基带信号按预定数倍增并且求出倍增后的接收基带信号在1符号前后的分散值并作为分散信号输出该分散值的信号分散检测器、求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并作为振幅变化量信号输出该振幅变化量的振幅变化量检测器；并且将由所述分散信号与所述振幅变化量信号组合成的复信号作为所述发送复合符号频率成分信号加以输出。

5.如权利要求3所述的定时再生装置，其特征在于，所述包络线检测器将所述接收基带信号的同相成分的平方数与所述接收基带信号的正交成分的平方数之和的平方根作为所述包络线信号加以输出，所述振幅变化量检测器将所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的接收基带信号的同相成分之差的平方数与所述基带信号的正交成分与在1/2符号前的接收基带信号的正交成分之差的平方数之和的平方根作为所述振幅变化量信号加以输出。

6.如权利要求3所述的定时再生装置，其特征在于，所述包络线检测器将所述接收基带信号的同相成分的平方数与所述接收基带信号的正交成分的平方数之和作为所述包络线信号加以输出，所述振幅变化量检测器将所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的接收基带信号的同相成分之差的平方数同所述接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和作为所述振幅变化量信号加以输出。

7.如权利要求3所述的定时再生装置，其特征在于，所述包络线检测器将所述接收基带信号的同相成分的绝对值与所述接收基带信号的正交成分的绝对值之和作为所述包络线信号加以输出，所述振幅变化量检测器将所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的绝对值同所述接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交趁跟之差的绝对值之和作为所述振幅变化量信号加以输出。

8.如权利要求3或5-7之一所述的定时再生装置，其特征在于，所述包络线检测器、振幅变化量检测器或相关值计算器具有对所述包络线信号或振幅变化量信号进行加权并且使所述包络线信号和所述振幅变化量信号的振幅协调一致的加权器。

9.如权利要求4所述的定时再生装置，其特征在于，所述信号分散检测器将所述按照预定数倍增的接收基带信号的同相成分与在1符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方值和按照预定数倍增的接收基带信号的正交成分与在1符号的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和的平方根作为所述分散信号加以输出，所述振幅变化量检测器将所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同该接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和的平方根作为所述振幅变化量信号加以输出。

10.如权利要求4所述的定时再生装置，其特征在于，所述信号分散检测器将所述按预定数倍增的所述接收基带信号的同相成分与在1符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同按预定数倍增的接收基带信号的正交成分与在1符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和作为所述分散信号加以输出，所述振幅变化量检测器将所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同该接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和作为所述振幅变化量信号加以输出。

11.如权利要求4所述的定时再生装置，其特征在于，所述信号分散检测器将所述按预定数倍增的所述接收基带信号的同相成分与在1符号前的该接收基带信号的同相成分之差的绝对值同按预定数倍增的接收基带信号的正交成分与在1符号前的该接收基带信号的正交成分之差的绝对值之和作为所述分散信号加以输出，所述振幅变化量检测器将所述接收基带信号的同相成分与在1/2符号前的该接收基带信号的同相成分之差的平方数同该接收基带信号的正交成分与在1/2符号前的该接收基带信号的正交成分之差的平方数之和作为所述振幅变化量信号加以输出。

12.如权利要求4所述的定时再生装置，其特征在于，所述信号分散检测器将所述按预定数倍增的接收基带信号的相位与在1符号前的该接收基带信号的相位之差的绝对值和从2π中减去该绝对值的值中的大数值作为所述分散信号加以输出，所述振幅变化量检测器将接收基带信号的相位与在1/2符号前的该接收基带信号的相位之差的绝对值和从2π中减去该绝对值的值中的大数值作为所述振幅变化量信号加以输出。

13如权利要求9-12之一所述的定时再生装置，其特征在于，所述信号分散检测器、振幅变化量检测器或相关值计算器还具有对所述分散信号或振幅变化量信号进行加权并且使所述分散信号和所述振幅变化量信号的振幅协调一致的加权器。

14.一种解调器，其特征在于，它包括：接收无线电接收信号的天线；把由所述天线收到的无线电接收信号变频成接收基带信号的变频器；以符号速率2倍的速率抽取所述接收基带信号并且作为接收数字基带信号加以转换输出的A/D转换器；求出在所述接收数字基带信号的包络线值与1/2符号间的振幅变化量，并进一步求出由该包络线值与该振幅变化量组成的复合符号频率成分和在接收侧生成的自由振荡符号频率信号的余弦波成分的相关值，并计算出该相关值所表示的矢量角，从而求出该接收数字基带信号与自由振荡符号频率信号之间的相位定时误差的定时再生装置；对所述接收数字基带信号进行内插处理并将所述经过内插处理的数据作为内插基带信号加以输出的数据内插器；根据所述定时再生装置所求得的相位定时误差抽出所述内插基带信号的奈奎斯特点并且将这个被抽出的奈奎斯特点的数据作为解调数据加以输出的数据判定装置。

15.一种解调器，其特征在于，它包括：接收无线电接收信号的天线；对由所述天线收到的无线电接收信号进行规定包络线化处理并输出经过规定包络线化的规定包络线化信号的限幅器；将所述规定包络线化信号变频成接收基带信号的变频器；以符号速率2倍的速率抽取所述接收基带信号并且作为接收数字基带信号加以转换输出的A/D转换器；按预定数倍增所述接收数字基带信号并且求出倍增后的接收基带信号在1符号前后的分散值与所述接收数字基带信号在1/2符号之间的振幅变化量，并进一步求出由该分散值与该振幅变化量组成的复合符号频率成分与在接收侧生成的自由振荡符号频率信号的余弦波成分之间的相关值，并且计算出该相关值所表示的矢量角，从而求出该接收数字基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差的定时再生装置；对所述接收数字基带信号进行内插处理并将所述经过内插处理的数据作为内插基带信号加以输出的数据内插器；根据所述定时再生装置所求得的相位定时误差抽出所述内插基带信号的奈奎斯特点并且这个被抽出的奈奎斯特点的数据作为解调数据加以输出的数据判定装置。

16.一种定时再生方法，其特征在于，它包括：根据接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号进行输出的复合符号频率成分生成步骤；求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号之间的相关值并且作为相关信号输出该相关值的相关值计算步骤；计算出该相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出所述接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差的反正切计算步骤。

17.一种定时再生方法，其特征在于，它包括：根据接收基带信号生成发送侧复合符号频率成分并作为发送复合符号频率成分信号进行输出的复合符号频率成分生成步骤；求出在接收侧生成的自由振荡符号频率的余弦波信号与所述发送复合符号频率成分信号之间的相关值并且作为相关信号输出该相关值的相关值计算步骤；计算出该相关信号所表示的矢量角并根据该矢量角求出所述接收基带信号与自由振荡符号频率之间的相位定时误差的反正切计算步骤；算出所述相关信号所表示的矢量长度的矢量长度计算步骤；比较所述矢量长度与预定阈值并且在所述矢量长度大于预定阈值时输出表示检测到突发信号的突发检测数据的比较处理步骤。

18.如权利要求16或17所述的定时再生方法，其特征在于，所述复合符号频率成分生成步骤包括求出所述接收基带信号的包络线值并且作为包络线信号输出所求得的包络线值的包络线检测步骤、求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并且作为振幅变化量信号输出该振幅变化量的振幅变化量检测步骤，并且将由所述包络线信号与所述振幅变化量信号组成的复信号作为所述发送复合符号频率成分信号加以输出。

19.如权利要求16或17所述的定时再生方法，其特征在于，所述复合符号频率成分生成步骤包括将所述接收基带信号按预定数倍增并且求出倍增后的接收基带信号在1符号前后的分散值并作为分散信号输出该分散值的信号分散检测步骤、求出所述接收基带信号在1/2符号间的振幅变化量并作为振幅变化量信号地输出该振幅变化量的振幅变化量检测步骤，并且将由所述分散信号与所述振幅变化量信号组合成的复信号作为所述发送复合符号频率成分信号地被输出作为所述发送复合符号频率成分信号加以输出。

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