JP2001268146A - タイミング再生装置、これを用いた復調装置およびタイミング再生方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 サンプリング速度の下限値を下げても、従来
と同程度の高精度かつ高速なタイミング位相推定動作を
行うことができ、その結果復調装置の最高動作速度を相
対的に引き上げること。 【解決手段】 Ａ／Ｄ変換部３ａ，３ｂがシンボルレー
トの２倍の非同期サンプリングクロックＣＫで受信ベー
スバンド信号Ｓｂをサンプリングし、このサンプリング
したデータ系列Ｉi，Ｑiをもとに、送信複素シンボル周
波数生成部５が、送信複素シンボル周波数成分のデータ
系列Ｅi，Ｄiを生成する。相関値算出部１０は、非同期
サンプリングクロックＣＫをもとにコサイン波発生部９
が生成したシンボル周波数のコサイン波データ系列Ｃi
と、データ系列Ｅi，Ｄiとの相関値である相関データ系
列ＳＭiを出力する。逆正接算出部１１は、相関データ
系列ＳＭiをもとにタイミング誤差τを出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、受信ベースバン
ド信号の位相タイミング誤差を検出するタイミング再生
装置、これを用いた復調装置およびタイミング再生方法
に関し、特に広帯域ディジタル無線通信システムに用い
られるタイミング再生装置、これを用いた復調装置およ
びタイミング再生方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年におけるディジタル無線通信システ
ムの進歩は著しい。このディジタル無線通信システムで
は、受信側において高速かつ高精度でタイミング位相推
定を行う必要がある。このタイミング位相推定に関し
て、たとえば、特開平６−１４１０４８号公報には、受
信ベースバンド信号から求めたエンベロープなどの非線
形処理後の信号と、非同期サンプルクロックから生成し
たシンボル周波数成分との相関をとり、非同期サンプル
クロックと受信ベースバンド信号とのタイミング位相を
推定する信号検出方式、及びバースト復調装置が記載さ
れている。

【０００３】図１０は、従来のタイミング再生部を含む
復調器を有したディジタル無線通信システムの受信装置
の一部構成を示すブロック図である。図１０において、
アンテナ１０１は、ＰＳＫ変調されたＲＦ（無線周波
数）帯のバースト信号を受信する。周波数変換部１０２
は、アンテナ１０１から入力されたＲＦ帯の受信信号を
ベースバンド帯の信号（受信ベースバンド信号Ｓｂ）に
周波数変換する。

【０００４】Ａ／Ｄ変換部１０３ａは、発振器１０６か
ら出力されるシンボルレートのｎ（ｎ＝２）倍の周波数
を有する非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受
信ベースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）
でサンプリングし、サンプリングされた受信ベースバン
ド信号Ｓｂの同相成分を同相データ系列Ｉｉとして出力
する。なお、「ｉ」は自然数であり、「Ｔ」はシンボル
周期である。また、「τ」はタイミング誤差（−Ｔ／２
≦τ＜Ｔ／２）である。同様にして、Ａ／Ｄ変換部１０
３ｂは、発振器１０６から出力されるシンボルレートの
２倍の周波数を有する非同期サンプリングクロックＣＫ
を用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ
＋ｉＴ／２）でサンプリングし、サンプリングされた受
信ベースバンド信号Ｓｂの直交成分を直交データ系列Ｑ
ｉとして出力する。

【０００５】タイミング再生部１０４は、同相データ系
列Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとを用いてタイミング誤差
τを算出する。一方、データ補間部１１２は、サンプリ
ング速度が低い場合に用いられ、時間分解能がｎ［サン
プル／シンボル］である非同期のサンプリングクロック
ＣＫによってサンプリングされた同相データ系列Ｉｉと
直交データ系列Ｑｉとからなる受信データを、それぞれ
ｎ’（ｎ’＞ｎ）［サンプル／シンボル］の時間分解能
をもつ受信データに補間して出力する。データ補間部１
１２は、サンプリング速度が高い場合には、補間処理を
行わない。

【０００６】データ判定部１１３は、タイミング再生部
１０４から入力されたタイミング誤差τを用いて、デー
タ補間部１１２によって補間された受信データのナイキ
スト点を抽出し、この抽出したナイキスト点における受
信データの判定値を復調データＤ１として出力する。

【０００７】一方、タイミング再生部１０４のエンベロ
ープ検出部１０５は、同相データ系列Ｉｉと直交データ
系列Ｑｉとから、受信ベースバンド信号Ｓｂのエンベロ
ープ（包絡線）を示すエンベロープデータＥｉを次式
（１）を用いて出力する。 Ｅｉ＝（（Ｉｉ）²＋（Ｑｉ）²）^1/2 …（１）

【０００８】発振器１０６は、シンボルレートのｎ（ｎ
＝２）倍の周波数を有する非同期サンプリングクロック
ＣＫを出力する。複素正弦波発生部１０７は、非同期サ
ンプリングクロックＣＫを用いて、ｍビットカウンタを
動作させ、０から２πまでの値をとるｍビットカウンタ
値Ｙｉに基づいて、シンボル周波数ｆs（＝１／Ｔ）の
コサイン信号データＣｉと、シンボル周波数ｆｓのサイ
ン信号データＳｉとを出力する。ここで、「ｎ」と
「ｍ」との関係は、ｎ＝２^mであり、Ｙｉ∈｛０，１，
２，３，…，２^m−１｝である。すなわち、複素正弦波
発生部１０７は、シンボル周波数ｆsのシンボル周波数
成分exp［ｊ２πｆsｔ］を生成し、サイン信号データＳ
ｉとコサイン信号データＣｉとは、それぞれ次式
（２），（３）として出力される。 Ｃｉ＝cos（Ｙｉ／２^m-1）π …（２） Ｓｉ＝sin（Ｙｉ／２^m-1）π …（３） ここで、コサイン信号データＣｉは、シンボル周波数ｆ
ｓのコサイン成分cos（２πｆsｔ）をｎ倍オーバーサン
プリングしたデータ系列であり、サイン信号データＳｉ
は、シンボル周波数ｆsのサイン成分sin（２πｆsｔ）
をｎ倍オーバーサンプリングしたデータ系列である。

【０００９】相関値算出部１０８は、エンベロープ検出
部１０５が出力したエンベロープデータＥｉと、複素正
弦波発生部１０７が出力したコサイン信号データＣｉお
よびサイン信号データＳｉとをそれぞれ次式（４），
（５）に示すように乗算し、乗算結果ＭＣｉ，ＭＳｉを
求める。 ＭＣｉ＝Ｅｉ×Ｃｉ …（４） ＭＳｉ＝Ｅｉ×Ｓｉ …（５）

【００１０】さらに、相関値算出部１０８は、乗算結果
ＭＣｉ，ＭＳｉを、それぞれＬシンボル時間で平均化し
た相関信号ＣＩｉ，ＳＩｉをそれぞれ次式（６），
（７）にしたがって求めて出力する。 ＣＩ_i＝（ＭＣ_i＋ＭＣ_i-1＋…＋ＭＣ_i-nL+1）／Ｌ …（６） ＳＩ_i＝（ＭＳ_i＋ＭＳ_i-1＋…＋ＭＳ_i-nL+1）／Ｌ …（７）

【００１１】逆正接算出部１０９は、相関信号ＣＩｉ，
ＳＩｉのタイミング位相差Δθを次式（８）によって求
める。 Δθ＝tan^-1（ＳＩｉ／ＣＩｉ） …（８） 逆正接算出部１０９は、このタイミング位相差Δθをも
とにタイミング誤差τを出力する。

【００１２】タイミング再生部１０４は、バースト信号
の受信タイミングが既知の場合、上述した処理を行えば
よいが、バースト信号の受信タイミングが不明の状態
で、バースト信号のバーストタイミング同期を確立する
必要がある時、バースト信号を検出し、この検出した情
報をもとにバーストタイミングを確立することができ
る。この場合、タイミング再生部１０４のベクトル長算
出部１１０は、相関値算出部１０８が出力する相関信号
ＣＩｉ，ＳＩｉが示すベクトル長Ｖｉを次式（９）によ
って求め、出力する。 Ｖｉ＝（ＣＩｉ²＋ＳＩｉ²）^1/2 …（９）

【００１３】比較部１１１は、ベクトル長Ｖｉと閾値ε
とを比較し、ベクトル長Ｖｉが閾値εに比して大きい場
合、バースト信号を受信したと判定し、論理「１」の信
号検出情報Ｄ２を出力し、ベクトル長Ｖｉが閾値ε以下
である場合、無信号受信中と判定し、論理「０」の信号
検出情報Ｄ２を出力する。

【００１４】このようにして、上述したタイミング再生
部１０４は、シンボルレートのｎ倍の速度で非同期サン
プリングを行い、このサンプリングされた情報を用いて
シンボル周波数成分による相関演算を行うことによっ
て、高精度で高速なタイミング位相推定を行うことがで
きる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した非
同期サンプリングの速度はシンボルレートの「ｎ」倍と
しているが、上述した相関値算出部１０８が行う式
（４）〜（７）による相関演算を実現するための「ｎ」
の下限値は「４」であることから、「ｎ」の値を小さく
してタイミング位相差Δθを算出することができないと
いう問題点があった。

【００１６】たとえば、ｎ＝４の時に用いるコサイン信
号データＣｉは｛１，０，−１，０，…｝、サイン信号
データＳｉは｛０，−１，０，−１，…｝となって、ｎ
＝４の時の乗算演算は簡単に行うことができるが、ｎ＝
２の時のコサイン信号データＣｉは｛１，−１，１，−
１，…｝、サイン信号データＳｉは｛０，０，０，０，
…｝となり、同相成分側の相関信号ＣＩｉは求まるが、
直交成分側の相関信号ＳＩｉは、本来の値を示すことが
できず、常に「０」となってしまい、タイミング位相差
Δθが｛０，π｝の二値となってしまう。この場合、最
大±Ｔ／２のタイミング誤差がＣ／Ｎ（キャリア信号対
雑音比）の状態に関係なく生じてしまうことになる。

【００１７】一方、近年では、動画像伝送、大容量デー
タ伝送などを無線回線を介して行う広帯域無線通信シス
テムが注目されている。この広帯域無線通信システムで
は、データの伝送速度を、従来の音声通信を主体とした
数十ｋｂｐｓ〜数百ｋｂｐｓの速度領域から、数十Ｍｂ
ｐｓ〜数百Ｍｂｐｓの速度領域まで高める必要がある。

【００１８】ところが、ＣＭＯＳゲートアレイなどを使
用するデバイスによっては、復調装置の最高動作速度は
数十Ｍｂｐｓ〜数百Ｍｂｐｓであるため、データのサン
プリング速度（シンボルレートのｎ倍の速度）が高くな
ると、サンプリング速度が復調装置の最高動作速度を超
えてしまい、上述したタイミング再生動作を行う復調装
置を、広帯域無線通信システムに適用できないという問
題点があった。

【００１９】たとえば、データ伝送速度が１００Ｍｂｐ
ｓ、すなわちシンボルレートが５０ＭボーのＱＰＳＫ変
調システムの場合であって、ディジタル回路で構成され
る復調装置を、最高動作速度１５０ＭＨｚのデバイスを
用いて実現する場合、ｎ≧４であるため、サンプリング
速度の下限値は、５０×４＝２００ＭＨｚとなり、この
サンプリング速度は、デバイスの最高動作速度１５０Ｍ
Ｈｚを超えてしまい、上述したタイミング再生動作を行
う復調装置を、広帯域無線通信システムに適用できな
い。

【００２０】この発明は上記に鑑みてなされたもので、
サンプリング速度の下限値を下げても、従来と同程度の
高精度かつ高速なタイミング位相推定動作を行うことが
でき、その結果復調装置の最高動作速度を相対的に引き
上げることができるタイミング再生装置、これを用いた
復調装置およびタイミング再生方法を得ることを目的と
する。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明にかかるタイミング再生装置は、受信ベー
スバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を
生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力す
る複素シンボル周波数成分生成手段と、受信側で生成し
た自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素
シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値
を相関信号として出力する相関値算出手段と、前記相関
信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに
前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位
相タイミング誤差を求める逆正接手段と、を備えたこと
を特徴とする。

【００２２】この発明によれば、複素シンボル周波数成
分生成手段が、受信ベースバンド信号から、送信側の複
素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波
数成分信号として出力し、相関値算出手段が、受信側で
生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送
信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この
相関値を相関信号として出力し、逆正接手段が、前記相
関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもと
に前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との
位相タイミング誤差を求め、この位相タイミング誤差を
もとにナイキスト点の復調タイミングが得られるように
している。

【００２３】つぎの発明にかかるタイミング再生装置
は、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル
周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号
として出力する複素シンボル周波数成分生成手段と、受
信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と
前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求
め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出手
段と、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベク
トル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボ
ル周波数との位相タイミング誤差を求める逆正接手段
と、前記相関信号が示すベクトル長を算出するベクトル
長算出手段と、前記ベクトル長と所定の閾値とを比較
し、前記ベクトル長が該所定の閾値以上の場合に、バー
スト信号を検出したことを示すバースト検出情報を出力
する比較処理手段と、を備えたことを特徴とする。

【００２４】この発明によれば、複素シンボル周波数成
分生成手段が、受信ベースバンド信号から、送信側の複
素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波
数成分信号として出力し、相関値算出手段が、受信側で
生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送
信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この
相関値を相関信号として出力し、逆正接手段が、前記相
関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもと
に前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との
位相タイミング誤差を求め、この位相タイミング誤差を
もとにナイキスト点の復調タイミングを得るようにする
とともに、ベクトル長算出手段が、前記相関信号が示す
ベクトル長を算出し、比較処理手段が、前記ベクトル長
と所定の閾値とを比較し、前記ベクトル長が該所定の閾
値以上の場合に、バースト信号を検出したことを示すバ
ースト検出情報を出力し、このバースト検出情報をもと
にバーストタイミングの同期を確立するようにしてい
る。

【００２５】つぎの発明にかかるタイミング再生装置
は、上記の発明において、前記複素シンボル周波数成分
生成手段は、前記受信ベースバンド信号のエンベロープ
値を求め、この求めたエンベロープ値をエンベロープ信
号として出力するエンベロープ検出手段と、前記受信ベ
ースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求
め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力する振
幅変化量検出手段と、を備え、前記エンベロープ信号と
前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送
信複素シンボル周波数成分信号として出力することを特
徴とする。

【００２６】この発明によれば、エンベロープ検出手段
が、前記受信ベースバンド信号のエンベロープ値を求
め、この求めたエンベロープ値をエンベロープ信号とし
て出力し、振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバン
ド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振
幅変化量を振幅変化量信号として出力し、前記複素シン
ボル周波数成分生成手段が、前記エンベロープ信号と前
記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信
複素シンボル周波数成分信号として出力するようにして
いる。

【００２７】つぎの発明にかかるタイミング再生装置
は、上記の発明において、前記複素シンボル周波数成分
生成手段は、前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍
し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前
後の分散値を求め、この分散値を分散信号として出力す
る信号分散検出手段と、前記受信ベースバンド信号の１
／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を
振幅変化量信号として出力する振幅変化量検出手段と、
を備え、前記分散信号と前記振幅変化量信号とを組み合
わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号
として出力することを特徴とする。

【００２８】この発明によれば、信号分散検出手段が、
前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍
した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値を
求め、この分散値を分散信号として出力し、振幅変化量
検出手段が、前記受信ベースバンド信号の１／２シンボ
ル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量
信号として出力し、前記複素シンボル周波数成分生成手
段が、前記分散信号と前記振幅変化量信号とを組み合わ
せた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号と
して出力するようにしている。

【００２９】つぎの発明にかかるタイミング再生装置
は、上記の発明において、前記エンベロープ検出手段
は、前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗値と前
記受信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との和の平
方根を前記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変
化量検出手段は、前記受信ベースバンド信号の同相成分
と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成
分との差の二乗値と、前記ベースバンド信号の直交成分
と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成
分との差の二乗値との和の平方根を前記振幅変化量信号
として出力することを特徴とする。

【００３０】この発明によれば、前記エンベロープ検出
手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗値
と前記受信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との和
の平方根を前記エンベロープ信号として出力し、前記振
幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相
成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同
相成分との差の二乗値と、前記ベースバンド信号の直交
成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直
交成分との差の二乗値との和の平方根を前記振幅変化量
信号として出力するようにしている。

【００３１】つぎの発明にかかるタイミング再生装置
は、上記の発明において、前記エンベロープ検出手段
は、前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗値と前
記受信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との和を前
記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化量検出
手段は、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２
シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差
の二乗値と、前記受信ベースバンド信号の直交成分と１
／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分と
の差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として出力す
ることを特徴とする。

【００３２】この発明によれば、前記エンベロープ検出
手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗値
と前記受信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との和
を前記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化量
検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１
／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分と
の差の二乗値と、前記受信ベースバンド信号の直交成分
と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成
分との差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として出
力するようにし、複素シンボル周波数成分を形成するエ
ンベロープ信号と振幅変化量信号とを得る際に、平方根
演算処理を行わないようにしている。

【００３３】つぎの発明にかかるタイミング再生装置
は、上記の発明において、前記エンベロープ検出手段
は、前記受信ベースバンド信号の同相成分の絶対値と前
記受信ベースバンド信号の直交成分の絶対値との和を前
記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化量検出
手段は、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２
シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差
の絶対値と、前記受信ベースバンド信号の直交成分と１
／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分と
の差の絶対値との和を前記振幅変化量信号として出力す
ることを特徴とする。

【００３４】この発明によれば、前記エンベロープ検出
手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分の絶対値
と前記受信ベースバンド信号の直交成分の絶対値との和
を前記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化量
検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１
／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分と
の差の絶対値と、前記受信ベースバンド信号の直交成分
と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成
分との差の絶対値との和を前記振幅変化量信号として出
力するようにし、複素シンボル周波数成分を形成するエ
ンベロープ信号と振幅変化量信号とを得る際に、平方根
演算処理および二乗演算処理を行わず、加減算処理のみ
を行うようにしている。

【００３５】つぎの発明にかかるタイミング再生装置
は、上記の発明において、前記エンベロープ検出手段、
前記振幅変化量検出手段または前記相関値算出手段は、
前記エンベロープ信号または前記振幅変化量信号のいず
れかに重み付けを行い、前記エンベロープ信号と前記振
幅変化量信号との振幅を揃える重み付け手段をさらに備
えたことを特徴とする。

【００３６】この発明によれば、前記エンベロープ検出
手段、前記振幅変化量検出手段または前記相関値算出手
段の重み付け手段が、前記エンベロープ信号または前記
振幅変化量信号のいずれかに重み付けを行い、前記エン
ベロープ信号と前記振幅変化量信号との振幅を揃えるよ
うにしている。

【００３７】つぎの発明にかかるタイミング再生装置
は、上記の発明において、前記信号分散検出手段は、前
記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と
１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との
差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信
号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号
の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記分散信
号として出力し、前記振幅変化量検出手段は、前記受信
ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受
信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該受
信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該
受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和
の平方根を前記振幅変化量信号として出力することを特
徴とする。

【００３８】この発明によれば、前記信号分散検出手段
が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相
成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成
分との差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベースバ
ンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバン
ド信号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記
分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前
記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前
の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値
と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボ
ル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗
値との和の平方根を前記振幅変化量信号として出力する
ようにしている。

【００３９】つぎの発明にかかるタイミング再生装置
は、上記の発明において、前記信号分散検出手段は、前
記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と
１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との
差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信
号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号
の直交成分との差の二乗値との和を前記分散信号として
出力し、前記振幅変化量検出手段は、前記受信ベースバ
ンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベース
バンド信号の同相成分との差の二乗値と、該受信ベース
バンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベー
スバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記振
幅変化量信号として出力することを特徴とする。

【００４０】この発明によれば、前記信号分散検出手段
が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相
成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成
分との差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベースバ
ンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバン
ド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記分散信号
として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベ
ースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信
ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該受信
ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受
信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を
前記振幅変化量信号として出力するようにし、複素シン
ボル周波数成分を形成する分散信号と振幅変化量信号と
を得る際に、平方根演算処理を行わないようにしてい
る。

【００４１】つぎの発明にかかるタイミング再生装置
は、上記の発明において、前記信号分散検出手段は、前
記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と
１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との
差の絶対値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信
号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号
の直交成分との差の絶対値との和を前記分散信号として
出力し、前記振幅変化量検出手段は、前記受信ベースバ
ンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベース
バンド信号の同相成分との差の絶対値と、該受信ベース
バンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベー
スバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記振
幅変化量信号として出力することを特徴とする。

【００４２】この発明によれば、前記信号分散検出手段
が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相
成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成
分との差の絶対値と、該所定数分逓倍した受信ベースバ
ンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバン
ド信号の直交成分との差の絶対値との和を前記分散信号
として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベ
ースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信
ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値と、該受信
ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受
信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を
前記振幅変化量信号として出力するようにし、複素シン
ボル周波数成分を形成する分散信号と振幅変化量信号と
を得る際に、平方根演算処理および二乗演算処理を行わ
ず、加減算処理のみを行うようにしている。

【００４３】つぎの発明にかかるタイミング再生装置
は、上記の発明において、前記信号分散検出手段は、前
記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の位相と１シ
ンボル前の該受信ベースバンド信号の位相との差の絶対
値と、２πから該絶対値を減算した値とのうちの大きい
値を前記分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手
段は、前記受信ベースバンド信号の位相と１／２シンボ
ル前の該受信ベースバンド信号の位相との差の絶対値
と、２πから該絶対値を減算した値とのうちの大きい値
を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とす
る。

【００４４】この発明によれば、前記信号分散検出手段
が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の位相
と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の位相との差
の絶対値と、２πから該絶対値を減算した値とのうちの
大きい値を前記分散信号として出力し、前記振幅変化量
検出手段が、前記受信ベースバンド信号の位相と１／２
シンボル前の該受信ベースバンド信号の位相との差の絶
対値と、２πから該絶対値を減算した値とのうちの大き
い値を前記振幅変化量信号として出力するようにし、複
素シンボル周波数成分を形成する分散信号と振幅変化量
信号とを得る際に、平方根演算処理および二乗演算処理
を行わず、加減算処理のみを行うようにしている。

【００４５】つぎの発明にかかるタイミング再生装置
は、上記の発明において、前記信号分散検出手段、前記
振幅変化量検出手段または前記相関値算出手段は、前記
分散信号または前記振幅変化量信号のいずれかに重み付
けを行い、前記分散信号と前記振幅変化量との振幅を揃
える重み付け手段をさらに備えたことを特徴とする。

【００４６】この発明によれば、前記信号分散検出手
段、前記振幅変化量検出手段または前記相関値算出手段
の重み付け手段が、前記分散信号または前記振幅変化量
信号のいずれかに重み付けを行い、前記分散信号と前記
振幅変化量との振幅を揃えるようにしている。

【００４７】つぎの発明にかかる復調装置は、無線受信
信号を受信するアンテナと、前記アンテナによって受信
した無線受信信号を受信ベースバンド信号に周波数変換
する周波数変換手段と、前記受信ベースバンド信号をシ
ンボルレートの２倍の速度でサンプリングし、受信ディ
ジタルベースバンド信号として変換出力するＡ／Ｄ変換
手段と、前記受信ディジタルベースバンド信号のエンベ
ロープ値と１／２シンボル間の振幅変化量とを求め、該
エンベロープ値と該振幅変化量とを組み合わせた複素シ
ンボル周波数成分と、受信側で生成した自走シンボル周
波数信号のコサイン波成分との相関値とをさらに求め、
該相関値が示すベクトル角を算出して該受信ディジタル
ベースバンド信号と自走シンボル周波数信号との位相タ
イミング誤差を求めるタイミング再生手段と、前記受信
ディジタルベースバンド信号を補間処理し、この補間処
理したデータを補間ベースバンド信号として出力するデ
ータ補間手段と、前記タイミング再生手段が求めた位相
タイミング誤差をもとに、前記補間ベースバンド信号の
ナイキスト点を抽出し、この抽出したナイキスト点にお
けるデータを復調データとして出力するデータ判定手段
と、を備えたことを特徴とする。

【００４８】この発明によれば、周波数変換手段が、ア
ンテナによって受信した無線受信信号を受信ベースバン
ド信号に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換手段が、前記受信ベ
ースバンド信号をシンボルレートの２倍の速度でサンプ
リングし、受信ディジタルベースバンド信号として変換
出力し、タイミング再生手段が、前記受信ディジタルベ
ースバンド信号のエンベロープ値と１／２シンボル間の
振幅変化量とを求め、該エンベロープ値と該振幅変化量
とを組み合わせた複素シンボル周波数成分と、受信側で
生成した自走シンボル周波数信号のコサイン波成分との
相関値とをさらに求め、該相関値が示すベクトル角を算
出して該受信ディジタルベースバンド信号と自走シンボ
ル周波数信号との位相タイミング誤差を求め、データ補
間手段が、前記受信ディジタルベースバンド信号を補間
処理し、この補間処理したデータを補間ベースバンド信
号として出力し、データ判定手段が、前記タイミング再
生手段が求めた位相タイミング誤差をもとに、前記補間
ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、この抽出し
たナイキスト点におけるデータを復調データとして出力
するようにしている。

【００４９】つぎの発明にかかる復調装置は、無線受信
信号を受信するアンテナと、前記アンテナによって受信
した無線受信信号を定包絡線化し、この定包絡線化した
定包絡線化信号を出力するリミタと、前記定包絡線化信
号を受信ベースバンド信号に周波数変換する周波数変換
手段と、前記受信ベースバンド信号をシンボルレートの
２倍の速度でサンプリングし、受信ディジタルベースバ
ンド信号として変換出力するＡ／Ｄ変換手段と、前記受
信ディジタルベースバンド信号を所定数分逓倍し、この
逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散
値と前記受信ディジタルベースバンド信号の１／２シン
ボル間の振幅変化量とを求め、該分散値と該振幅変化量
とを組み合わせた複素シンボル周波数成分と、受信側で
生成した自走シンボル周波数信号のコサイン波成分との
相関値をさらに求め、該相関値が示すベクトル角を算出
して該受信ディジタルベースバンド信号と自走シンボル
周波数信号との位相タイミング誤差を求めるタイミング
再生手段と、前記受信ディジタルベースバンド信号を補
間処理し、この補間処理したデータを補間ベースバンド
信号として出力するデータ補間手段と、前記タイミング
再生手段が求めた位相タイミング誤差をもとに、前記補
間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、この抽出
したナイキスト点におけるデータを復調データとして出
力するデータ判定手段と、を備えたことを特徴とする。

【００５０】この発明によれば、リミタが、アンテナに
よって受信した無線受信信号を定包絡線化し、この定包
絡線化した定包絡線化信号を出力し、周波数変換手段
が、前記定包絡線化信号を受信ベースバンド信号に周波
数変換し、Ａ／Ｄ変換手段が、前記受信ベースバンド信
号をシンボルレートの２倍の速度でサンプリングし、受
信ディジタルベースバンド信号として変換出力し、タイ
ミング再生手段が、前記受信ディジタルベースバンド信
号を所定数分逓倍し、この逓倍した受信ベースバンド信
号の１シンボル前後の分散値と前記受信ディジタルベー
スバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量とを求
め、該分散値と該振幅変化量とを組み合わせた複素シン
ボル周波数成分と、受信側で生成した自走シンボル周波
数信号のコサイン波成分との相関値をさらに求め、該相
関値が示すベクトル角を算出して該受信ディジタルベー
スバンド信号と自走シンボル周波数信号との位相タイミ
ング誤差を求め、データ補間手段が、前記受信ディジタ
ルベースバンド信号を補間処理し、この補間処理したデ
ータを補間ベースバンド信号として出力し、データ判定
手段が、前記タイミング再生手段が求めた位相タイミン
グ誤差をもとに、前記補間ベースバンド信号のナイキス
ト点を抽出し、この抽出したナイキスト点におけるデー
タを復調データとして出力するようにしている。

【００５１】つぎの発明にかかるタイミング再生方法
は、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル
周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号
として出力する複素シンボル周波数成分生成工程と、受
信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と
前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求
め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出工
程と、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベク
トル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボ
ル周波数との位相タイミング誤差を求める逆正接工程
と、を含むことを特徴とする。

【００５２】この発明によれば、複素シンボル周波数成
分生成工程によって、受信ベースバンド信号から、送信
側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボ
ル周波数成分信号として出力し、相関値算出工程によっ
て、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波
信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値
を求め、この相関値を相関信号として出力し、逆正接工
程によって、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、
該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走
シンボル周波数との位相タイミング誤差を求めるように
している。

【００５３】つぎの発明にかかるタイミング再生方法
は、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル
周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号
として出力する複素シンボル周波数成分生成工程と、受
信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と
前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求
め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出工
程と、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベク
トル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボ
ル周波数との位相タイミング誤差を求める逆正接工程
と、前記相関信号が示すベクトル長を算出するベクトル
長算出工程と、前記ベクトル長と所定の閾値とを比較
し、前記ベクトル長が該所定の閾値以上の場合に、バー
スト信号を検出したことを示すバースト検出情報を出力
する比較処理工程と、を含むことを特徴とする。

【００５４】この発明によれば、複素シンボル周波数成
分生成工程によって、受信ベースバンド信号から、送信
側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボ
ル周波数成分信号として出力し、相関値算出工程によっ
て、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波
信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値
を求め、この相関値を相関信号として出力し、逆正接工
程によって、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、
該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走
シンボル周波数との位相タイミング誤差を求め、ベクト
ル長算出工程によって、前記相関信号が示すベクトル長
を算出し、比較処理工程によって、前記ベクトル長と所
定の閾値とを比較し、前記ベクトル長が該所定の閾値以
上の場合に、バースト信号を検出したことを示すバース
ト検出情報を出力するようにしている。

【００５５】つぎの発明にかかるタイミング再生方法
は、上記の発明において、前記複素シンボル周波数成分
生成工程は、前記受信ベースバンド信号のエンベロープ
値を求め、この求めたエンベロープ値をエンベロープ信
号として出力するエンベロープ検出工程と、前記受信ベ
ースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求
め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力する振
幅変化量検出工程と、を含み、前記エンベロープ信号と
前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送
信複素シンボル周波数成分信号として出力することを特
徴とする。

【００５６】この発明によれば、エンベロープ検出工程
によって、前記受信ベースバンド信号のエンベロープ値
を求め、この求めたエンベロープ値をエンベロープ信号
として出力し、振幅変化量検出工程によって、前記受信
ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求
め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力し、前
記複素シンボル周波数成分生成工程が、前記エンベロー
プ信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号
を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力する
ようにしている。

【００５７】つぎの発明にかかるタイミング再生方法
は、上記の発明において、前記複素シンボル周波数成分
生成工程は、前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍
し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前
後の分散値を求め、この分散値を分散信号として出力す
る信号分散検出工程と、前記受信ベースバンド信号の１
／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を
振幅変化量信号として出力する振幅変化量検出工程と、
を含み、前記分散信号と前記振幅変化量信号とを組み合
わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号
として出力することを特徴とする。

【００５８】この発明によれば、信号分散検出工程によ
って、前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍し、こ
の逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分
散値を求め、この分散値を分散信号として出力し、振幅
変化量検出工程によって、前記受信ベースバンド信号の
１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量
を振幅変化量信号として出力し、前記複素シンボル周波
数成分生成工程が、前記分散信号と前記振幅変化量信号
とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波
数成分信号として出力するようにしている。

【００５９】

【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照して、この
発明にかかるタイミング再生装置、これを用いた復調装
置およびタイミング再生方法の好適な実施の形態を詳細
に説明する。

【００６０】実施の形態１．図１は、この発明の実施の
形態１であるタイミング再生装置およびこれを用いた復
調装置を有したディジタル無線通信システムの受信装置
の一部構成を示すブロック図である。図１において、ア
ンテナ１は、ＰＳＫ変調されたＲＦ（無線周波数）帯の
バースト信号を受信する。周波数変換部２は、アンテナ
１から入力されたＲＦ帯の受信信号をベースバンド帯の
信号（受信ベースバンド信号Ｓｂ）に周波数変換する。

【００６１】Ａ／Ｄ変換部３ａは、発振器８から出力さ
れるシンボルレートの２倍（ｎ＝２）の周波数を有する
非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベース
バンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプ
リングし、サンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓ
ｂの同相成分を同相データ系列Ｉｉとして出力する。な
お、「ｉ」は自然数であり、「Ｔ」はシンボル周期であ
る。また。「τ」はタイミング誤差（−Ｔ／２≦τ＜Ｔ
／２）である。同様にして、Ａ／Ｄ変換部３ｂは、発振
器８から出力されるシンボルレートの２倍の周波数を有
する非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベ
ースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサ
ンプリングし、サンプリングされた受信ベースバンド信
号Ｓｂの直交成分を直交データ系列Ｑｉとして出力す
る。

【００６２】タイミング再生部４は、同相データ系列Ｉ
ｉと直交データ系列Ｑｉとを用いてタイミング誤差τを
算出する。一方、データ補間部１４は、サンプリング速
度が低い場合に用いられ、時間分解能が２［サンプル／
シンボル］である非同期のサンプリングクロックＣＫに
よってサンプリングされた同相データ系列Ｉｉと直交デ
ータ系列Ｑｉとからなる受信データを、それぞれｎ’
（ｎ’＞２）［サンプル／シンボル］の時間分解能をも
つ受信データに補間して出力する。データ補間部１４
は、サンプリング速度が高い場合には、補間処理を行わ
ない。

【００６３】データ判定部１５は、タイミング再生部４
から入力されたタイミング誤差τを用いて、データ補間
部１４によって補間された受信データのナイキスト点を
抽出し、この抽出したナイキスト点における受信データ
の判定値を復調データＤ１として出力する。

【００６４】一方、タイミング再生部４は送信複素シン
ボル周波数生成部５を有し、送信複素シンボル周波数生
成部５は、エンベロープ検出部６と振幅変化量検出部７
とを有する。エンベロープ検出部６は、同相データ系列
Ｉｉ（同相信号Ｉ（ｔ））と直交データ系列Ｑｉ（直交
信号Ｑ（ｔ））とから、受信ベースバンド信号Ｓｂのエ
ンベロープ（包絡線）を示すエンベロープ信号Ｅ（ｔ）
を次式（１０）を用いて出力する。 Ｅ（ｔ）＝（Ｉ（ｔ）²＋Ｑ（ｔ）²）^1/2 …（１０）

【００６５】また、振幅変化量検出部７は、同相データ
系列Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとから、次式（１１）を
用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂの振幅変化量信号Ｄ
（ｔ）を算出して出力する。 Ｄ(ｔ)＝((Ｉ(ｔ)−Ｉ(ｔ−Ｔ／２)）²＋(Ｑ(ｔ)−Ｑ(ｔ−Ｔ／２))²)^1/2 …（１１）

【００６６】エンベロープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量信
号Ｄ（ｔ）とは、いずれもシンボル周波数成分ｆsを有
する。しかも、エンベロープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量
信号Ｄ（ｔ）との位相差は、常にπ／２である。タイミ
ング再生部４は、これらの特性を用いて、シンボルレー
トの２倍（ｎ＝２）のサンプリング速度で、従来と同程
度に、高精度でかつ高速なタイミング位相推定を行う。

【００６７】ここで、受信ベースバンド信号Ｓｂが、タ
イミング再生用のプリアンブルパターンとして広く用い
られている「０π」変調信号である場合を例にとって説
明する。図２は、キャリア位相が４５［deg］のときの
「０π」変調信号の波形図である。図２において、横軸
は、シンボルを単位とする時間を示し、ナイキスト点時
刻ｔｎは、ｔｎ＝ｉＴ（ｉ＝０，１，２，３，…）であ
る。上述したように「Ｔ」はシンボル周期である。ま
た、縦軸は、受信ベースバンド信号の包絡線レベルで正
規化した場合の振幅を示している。したがって、この
「０π」変調信号は、図３に示すように、直交座標系に
おいて、原点対称の遷移を１シンボル毎に行う。

【００６８】この「０π」変調信号に対して、式（１
０）の演算を施すと、図４に示すエンベロープ信号Ｅ
（ｔ）が得られる。エンベロープ信号Ｅ（ｔ）は、ナイ
キスト点時刻ｔｎ＝ｉＴにおいて、最大値を示し、時刻
ｔ＝ｉＴ＋Ｔ／２において最小値を示す。一方、この
「０π」変調信号に対して、式（１１）の演算を施す
と、図４に示す振幅変化量信号Ｄ（ｔ）が得られる。エ
ンベロープの変化量は、時刻ｔ＝ｉＴ＋Ｔ／４と時刻ｔ
＝ｉＴ＋３Ｔ／４とで最大となり、時刻ｔ＝ｉＴ＋３Ｔ
／４と時刻ｔ＝ｉＴ＋５Ｔ／４とで最小となる。したが
って、振幅変化量信号Ｄ（ｔ）は、時刻ｔ＝ｉＴ＋３Ｔ
／４において最大値をとり、時刻ｔ＝ｉＴ＋Ｔ／４にお
いて最小値をとる信号となる。

【００６９】ここで、ナイキスト点において包絡線レベ
ルを「Ｅ」とすると、エンベロープ信号Ｅ（ｔ）および
振幅変化量信号Ｄ（ｔ）は、それぞれ次式（１２），
（１３）に示す信号成分Ｅs（ｔ），Ｄs（ｔ）を有す
る。 Ｅs（ｔ）＝(Ｅ／２)cos(２πｆsｔ)＋Ｅ／２ …（１２） Ｄs（ｔ）＝−(√(２)Ｅ／２)sin(２πｆsｔ)＋√(２)Ｅ／２ …（１３）

【００７０】信号成分Ｅs（ｔ），Ｄs（ｔ）の振幅比
は、Ｅs（ｔ）：Ｄs（ｔ）＝１：√(２)であるため、振
幅変化量信号Ｄ（ｔ）に１／√(２)の重み付けを与える
と、重み付けされた振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）は、次式
（１４）のように表すことができる。 ＤＷ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）／√(２) …（１４） この重み付けを行うことによって振幅変化量信号ＤＷ
（ｔ）の振幅成分と、エンベロープ信号Ｅ（ｔ）の振幅
成分とは、図５に示すように等しくなる。この時の振幅
変化量信号ＤＷ（ｔ）の信号成分ＤＷs（ｔ）は、次式
（１５）に示すようになる。 ＤＷs（ｔ）＝−(Ｅ／２)sin(２πｆsｔ)＋Ｅ／２ …（１５）

【００７１】一方、これらのシンボル周波数成分、すな
わち信号成分Ｅs（ｔ），ＤＷs（ｔ）を有するエンベロ
ープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）とは、コ
サイン、サインの関係が成立していることから、エンベ
ロープ信号Ｅ（ｔ）を同相成分とし、振幅変化量信号Ｄ
Ｗ（ｔ）を直交成分とした複素信号Ｓ（ｔ）＝Ｅ（ｔ）
＋ｊＤＷ（ｔ）によって表現すると、複素信号Ｓ（ｔ）
は、送信側のシンボル周波数成分exp［−ｊ（２πｆs
ｔ）］を有する。

【００７２】なお、「０π」変調信号に限らず、たとえ
ばＱＰＳＫ変調されたランダムパターンの受信ベースバ
ンド信号Ｓｂ受信時において、エンベロープ信号Ｅ
（ｔ）と振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）とは、それぞれシン
ボル周波数成分を有する。たとえば、図６は、キャリア
位相が４５［deg］のときのＱＰＳＫ変調されたランダ
ムパターンの受信ベースバンド信号Ｓｂの一例を示す波
形図であり、図７は、図６に示したランダムパターンの
受信ベースバンド信号Ｓｂから生成されたエンベロープ
信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）とを示す波形
図である。

【００７３】図７に示したエンベロープ信号Ｅ（ｔ）と
振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）とに含まれるシンボル周波数
成分の有無は、直ちに判別することができないが、図７
に示したエンベロープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量信号Ｄ
Ｗ（ｔ）と、次式（１６），（１７）を用いて各シンボ
ル周期毎の振幅値を平均化することによって、シンボル
周波数成分が含まれることがわかる。

【数１】

【００７４】図８は、図７に示したエンベロープ信号Ｅ
（ｔ）と振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）とのそれぞれに式
（１６），（１７）を施した信号ＭＥ（τ）と信号ＭＤ
Ｗ（τ）とを示す波形図である。図８に示した信号ＭＥ
（τ）と信号ＭＤＷ（τ）とはそれぞれＮ＝５０（シン
ボル）として平均化した結果を示している。この結果、
各信号ＭＥ（ｔ），ＭＤＷ（ｔ）は、シンボル周波数成
分を有し、位相差もπ／２であることがわかる。したが
って、ＱＰＳＫ変調されたランダムパターンの受信ベー
スバンド信号Ｓｂを受信する場合であっても、「０π」
変調信号と同様に、１シンボルを周期とするコサイン、
サイン特性をもったシンボル周波数成分を有することが
わかる。すなわち、ＱＰＳＫ変調されたランダムパター
ンの受信ベースバンド信号Ｓｂの複素信号Ｓ（ｔ）＝Ｅ
（ｔ）＋ｊＤＷ（ｔ）も、送信側のシンボル周波数成分
exp［−ｊ（２πｆsｔ）］を有する。

【００７５】エンベロープ検出部６はエンベロープ信号
Ｅ（ｔ）を出力し、振幅変化量検出部７は振幅変化量信
号ＤＷ（ｔ）を出力することによって、送信複素シンボ
ル周波数生成部５は、送信側複素シンボル周波数成分を
有する複素信号Ｓ（ｔ）＝Ｅ（ｔ）＋ｊＤＷ（ｔ）を相
関値算出部１０に出力する。

【００７６】相関値算出部１０は、エンベロープ信号Ｅ
（ｔ）と振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）とからなる複素信号
Ｓ（ｔ）と、非同期サンプリングクロックＣＫに同期し
たコサイン波Ｃ（ｔ）＝cos（２πｆsｔ＋Δθ）との相
関演算を次式（１８）によって行い、相関値ＳＭ（Ｎ）
を求める。なお、タイミング位相差Δθは、ナイキスト
点と、非同期サンプリングクロックＣＫとの位相差であ
る。

【数２】

【００７７】逆正接算出部１１は、相関値ＳＭ（Ｎ）の
示すベクトル角Δθを求め、このベクトル角Δθからタ
イミング誤差τをデータ判定部１５に出力する。また、
ベクトル長算出部１２は、相関値ＳＭ（Ｎ）が示すベク
トル長Ｖｉを求める。比較部１３は、ベクトル長Ｖｉと
閾値εとを比較し、ベクトル長Ｖｉが閾値εに比して大
きい場合、バースト信号を受信したと判定し、論理
「１」の信号検出情報Ｄ２を出力し、ベクトル長Ｖｉが
閾値ε以下である場合、無信号受信中と判定し、論理
「０」の信号検出情報Ｄ２を出力する。

【００７８】なお、上述した説明は、時間軸上における
連続的な信号処理として説明したが、次に、非同期サン
プリングクロックＣＫがシンボルレートの２倍（ｎ＝
２）とした場合における離散的な信号処理について具体
的に説明する。

【００７９】まず、Ａ／Ｄ変換器３ａは、発振器８から
出力されるシンボルレートの２倍（ｎ＝２）の周波数を
有する非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信
ベースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）で
サンプリングし、サンプリングされた受信ベースバンド
信号Ｓｂの同相成分を同相データ系列Ｉｉとして出力す
る。同様にして、Ａ／Ｄ変換部３ｂは、発振器８から出
力されるシンボルレートの２倍の周波数を有する非同期
サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベースバンド
信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプリング
し、サンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓｂの直
交成分を直交データ系列Ｑｉとして出力する。

【００８０】エンベロープ検出部６は、同相データ系列
Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとから、受信ベースバンド信
号Ｓｂのエンベロープ（包絡線）を示すエンベロープデ
ータ系列Ｅ_iを次式（１９）を用いて出力する。 Ｅ_i＝（（Ｉ_i）²＋（Ｑ_i）²）^1/2 …（１９）

【００８１】また、振幅変化量検出部７は、同相データ
系列Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとから、次式（２０）を
用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂの変化量を検出し、
振幅変化量データ系列Ｄ_iとして出力する。 Ｄ_i＝((Ｉ_i−Ｉ_i-1）²＋(Ｑ_i−Ｑ_i-1)²)^1/2 …（２０）

【００８２】さらに、振幅変化量検出部７は、必要に応
じて振幅変化量データ系列Ｄ_iに重み付け値αを次式
（２１）に示すように重み付けし、重み付けされた振幅
変化量データ系列ＤＷ_iとして出力する。 ＤＷ_i＝α・ＤＩ_i …（２１） この重み付けによって、エンベロープデータ系列Ｅ_iと
振幅変化量データ系列Ｄ_iとの各データ系列が示す振幅
値を揃えることができる。たとえば、振幅変化量検出部
７は、重み付け値αを「１／√(２)」とする重み付けを
行って出力する。なお、この重み付けを行わない場合
は、振幅変化量データ系列ＤＷ_iは、振幅変化量データ
系列Ｄ_iに等しくなる。また、この重み付けを行わない
場合には、タイミング位相推定の誤差は増大するが、こ
の重み付けのための処理および回路を設けなくてもよい
ので、タイミング再生部４が行う演算処理および回路規
模を低減できることになる。

【００８３】なお、式（２１）を用いる場合、振幅変化
量検出部７が、振幅変化量データ系列Ｄ_iの振幅値に揃
うように、エンベロープデータ系列Ｅ_iの振幅値に重み
付け値αを乗算しているが、逆にエンベロープ検出部６
が、エンベロープデータ系列Ｅ _iに揃うように、振幅変
化量データ系列Ｄ_iの振幅値に重み付け値αを乗算する
ようにしてもよい。さらに、エンベロープ検出部６また
は振幅変化量検出部７が重み付けの処理を行うのではな
く、相関値算出部１０側において重み付けの処理を行う
ようにしてもよい。

【００８４】ところで、式（１９），（２０）を用いた
エンベロープ検出部６および振幅変化量検出部７の処理
では、それぞれ二乗演算処理および平方根演算処理を行
うようにしているが、それぞれ次式（２２），（２３）
に示すように、二乗演算処理のみによって、工学的に等
価なエンベロープデータ系列Ｅ_iおよび振振幅変化量デ
ータ系列Ｄ_iを求めるようにしてもよい。 Ｅ_i＝（Ｉ_i）²＋（Ｑ_i）² …（２２） Ｄ_i＝(Ｉ_i−Ｉ_i-1）²＋(Ｑ_i−Ｑ_i-1)² …（２３）

【００８５】さらに、エンベロープ検出部６および振幅
変化量検出部７は、それぞれ次式（２４），（２５）に
示すように、それぞれ加減算処理のみによって、工学的
に等価なエンベロープデータ系列Ｅ_iおよび振振幅変化
量データ系列Ｄ_iを求めるようにしてもよい。 Ｅ_i＝｜Ｉ_i｜＋｜Ｑ_i｜ …（２４） Ｄ_i＝｜Ｉ_i−Ｉ_i-1｜＋｜Ｑ_i−Ｑ_i-1｜ …（２５）

【００８６】発振器８は、シンボルレートのｎ（ｎ＝
２）倍の周波数を有する非同期サンプリングクロックＣ
Ｋを出力する。コサイン波発生部９は、発振器８から出
力される非同期サンプリングクロックＣＫを分周し、周
波数がシンボル周波数ｆs（＝１／Ｔ）であるコサイン
波データ系列Ｃ_iを次式（２６）によって出力する。 Ｃ_i＝cos（２πｆsｉＴ／２） ＝cos（πｉ） ＝＋１，−１，＋１，−１，… …（２６）

【００８７】相関値算出部１０は、エンベロープデータ
系列Ｅ_iおよび振振幅変化量データ系列Ｄ_iに対してそれ
ぞれコサイン波データ系列Ｃ_iを次式（２７），（２
８）に示すように乗算処理し、それぞれ乗算データ系列
ＸＥ_i，ＸＤ_iを求める。 ＸＥ_i＝Ｅ_i×Ｃ_i …（２７） ＸＤ_i＝Ｄ_i×Ｃ_i …（２８）

【００８８】相関値算出部１０は、乗算データ系列ＸＥ
_i，ＸＤ_iをそれぞれ平均化し、送信側の複素シンボル周
波数成分である複素データ系列（Ｅ_i−ｊＤ_i）と、受信
側のコサイン波データ系列Ｃ_iとの相関を求める。この
平均化処理は、たとえばＦＩＲフィルタや、ＩＩＲフィ
ルタを用いて実現することができる。

【００８９】ＦＩＲフィルタを用いた場合の相関データ
系列ＳＭ_i＝（ＣＩ_i，ＳＩ_i）は、次式（２９），（３
０）によって求める。なお、「Ｎ」は、ＦＩＲフィルタ
の時定数を決定するパラメータである。ここで、パラメ
ータ「Ｎ」の値が大きい程、時定数は大きくなる。

【数３】

【００９０】一方、ＩＩＲフィルタを用いた場合の相関
データ系列ＳＭ_i＝（ＣＩ_i，ＳＩ_i）は、次式（３
１），（３２）によって求める。なお、「β」は、忘却
係数であり、１未満の値であって、ＩＩＲフィルタの時
定数を決定するパラメータである。ここで、パラメータ
「β」の値が大きい程、時定数は大きくなる。

【数４】

【００９１】逆正接算出部１１は、相関データ系列ＳＭ
_i＝（ＣＩ_i，ＳＩ_i）のベクトル角Δθを次式（３３）
によって求める。 Δθ＝tan^-1（ＳＩ_i／ＣＩ_i） …（３３） さらに、逆正接算出部１１は、このベクトル角Δθをも
とにタイミング誤差τを求めて出力する。

【００９２】タイミング再生部４は、バースト信号の受
信タイミングが既知の場合、上述した処理を行えばよい
が、バースト信号の受信タイミングが不明の状態で、バ
ースト信号のバーストタイミング同期を確立する必要が
ある時、バースト信号を検出し、この検出した情報をも
とにバーストタイミングを確立することができる。この
場合、タイミング再生部４のベクトル長算出部１２は、
相関値算出部１０が出力する相関データ系列ＳＭ_i＝
（ＣＩ_i，ＳＩ_i）が示すベクトル長Ｖ_iを次式（３４）
によって求め、出力する。 Ｖ_i＝（ＣＩ_i ²＋ＳＩ_i ²）^1/2 …（３４）

【００９３】比較部１３は、ベクトル長Ｖ_iと閾値εと
を比較し、ベクトル長Ｖ_iが閾値εに比して大きい場
合、バースト信号を受信したと判定し、論理「１」の信
号検出情報Ｄ２を出力し、ベクトル長Ｖ_iが閾値ε以下
である場合、無信号受信中と判定し、論理「０」の信号
検出情報Ｄ２を出力する。

【００９４】なお、上述した実施の形態１では、非同期
サンプリングクロックＣＫによるサンプリング速度を、
シンボルレートの２倍（ｎ＝２）として説明したが、ｎ
≧２を満たすサンプリング速度であればよい。

【００９５】また、実施の形態１では、受信ベースバン
ド信号Ｓｂを、「０π」変調信号あるいはＱＰＳＫ変調
されたランダムパターンの信号として説明したが、受信
ベースバンド信号Ｓｂのエンベロープと複素平面上にお
ける受信ベースバンド信号Ｓｂの変化量とが、いずれも
平均的にシンボル周期で増減を繰り返す特性を有し、か
つこの増減を繰り返すエンベロープと受信ベースバンド
信号Ｓｂの変化量との位相関係が、（コサイン，サイ
ン）あるいは（コサイン，−サイン）の関係を満たす受
信ベースバンド信号Ｓｂであればよい。たとえば、ＢＰ
ＳＫ変調信号あるいはπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号な
どの受信ベースバンド信号Ｓｂであればよい。

【００９６】この実施の形態１によれば、シンボルレー
トの２倍のサンプリング速度でサンプリングされたディ
ジタル信号であっても、エンベロープ検出部６が出力し
たエンベロープ信号Ｅ（ｔ）（エンベロープデータ系列
Ｅ_i）および振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）（振振幅変化量
データ系列Ｄ_i）を用いて、シンボルレートの４倍以上
のサンプリング速度でサンプリングした場合と同程度
に、高速なタイミング位相引き込みを行うことができる
とともに、位相引き込み後の位相ジッタを低減すること
ができる。また、「０π」変調信号のようなプリアンブ
ル信号のみならず、ランダムパターン信号であっても、
シンボルレートの２倍のサンプリング速度で、高速なタ
イミング位相引き込みと低位相ジッタとを実現すること
ができる。

【００９７】また、シンボルレートの２倍のサンプリン
グ速度で受信ベースバンド信号をサンプリングするのみ
でよいので、シンボルレートの４倍以上のサンプリング
速度で受信ベースバンド信号をサンプリングする従来の
タイミング再生装置あるいはこれを用いた復調装置に比
して、データ伝送速度を相対的に高めることができ、広
帯域無線通信システムが要求するデータ伝送速度を満足
させることができる。

【００９８】しかも、実施の形態１におけるタイミング
再生装置あるいはこれを用いた復調装置におけるＡ／Ｄ
変換器のサンプリング速度あるいは復調装置内の動作速
度は従来の１／２でよいため、広帯域無線通信システム
の低消費電力化および低価格化を実現することができ
る。ここで、低価格化とは、タイミング再生装置あるい
はこれを用いた復調装置の作製にかかる時間、労力、各
部品のコストとを削減することができることを意味す
る。この低消費電力化および低価格化の実現は、たとえ
ばサンプリング速度の上限が低い安価なＡ／Ｄ変換器を
用いることができ、また動作速度の上限が高いＥＣＬに
代わって動作速度の上限が低いＣＭＯＳなどのデバイス
を用いて復調装置などを実現することができるからであ
る。

【００９９】また、この実施の形態１では、シンボルレ
ートの２倍の速度で受信ベースバンド信号をサンプリン
グしたデータであっても、ベクトル長算出部１２および
比較部１３が、バースト信号の検出を行い、これによっ
てバーストタイミングの確立を行うようにしている。

【０１００】実施の形態２．つぎに、この発明の実施の
形態２について説明する。上述した実施の形態１では、
タイミング再生部４に入力される信号が、ＡＧＣ（自動
利得制御：Automatic Gain Control）増幅器によって線
形的にレベル制御されていることを前提としていたが、
この実施の形態２では、タイミング再生部４に入力され
る信号が、ＡＧＣ増幅器によって線形的にレベル制御さ
れていても、リミタ増幅器によって一定レベルに非線形
増幅されているものであっても、タイミング誤差を推定
できるようにしている。

【０１０１】すなわち、実施の形態１では、受信ベース
バンド信号のエンベロープと振幅変化量とを用いてタイ
ミング誤差τを求めていたが、安価なリミタ増幅器によ
って一定レベルに非線形増幅するハードリミティングさ
れた信号である場合、エンベロープは一定値を示し、図
４で示したようなシンボル周期の変動は規則的に生じな
いため、タイミング再生部４は、正常なタイミング誤差
を推定することができなくなってしまう。この実施の形
態２では、リミタ増幅器などを用いた場合であっても、
タイミング再生部４が正常なタイミング誤差を推定でき
るようにしている。

【０１０２】図９は、この発明の実施の形態２であるタ
イミング再生装置およびこれを用いた復調装置を有した
ディジタル無線通信システムの受信装置の一部構成を示
すブロック図である。図１において、この受信装置で
は、周波数変換部２の前段にリミタ部２１をさらに設
け、タイミング再生部４内のエンベロープ検出部６に代
わって信号分散検出部２２を設け、その他の構成は図１
に示した受信装置と同じであり、同一構成部分には同一
符号を付している。

【０１０３】図９において、アンテナ１は、ＰＳＫ変調
されたＲＦ（無線周波数）帯のバースト信号を受信す
る。リミタ部２１は、アンテナ１から入力されたＲＦ帯
の受信信号を非線形増幅し、受信信号を一定レベルにハ
ードリミティングし、定包絡線化された受信信号を周波
数変換部２に出力する。周波数変換部２は、定包絡線化
された受信信号をベースバンド信号Ｓｂに周波数変換す
る。なお、リミタ部２１は、周波数変換部２の前段に設
けられているが、周波数変換部２内部において、ＲＦ帯
の受信信号をベースバンド帯の受信信号に変換する際、
一旦、中間周波数（ＩＦ）帯の受信信号に変換する場
合、リミタ部２１を周波数変換部２内に設け、このＩＦ
帯の受信信号を一定レベルにハードリミティングし、定
包絡線化したＩＦ帯の受信信号を生成するようにしても
よい。

【０１０４】Ａ／Ｄ変換部３ａは、発振器８から出力さ
れるシンボルレートの２倍（ｎ＝２）の周波数を有する
非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベース
バンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプ
リングし、サンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓ
ｂの同相成分を同相データ系列Ｉｉとして出力する。同
様にして、Ａ／Ｄ変換部３ｂは、発振器８から出力され
るシンボルレートの２倍の周波数を有する非同期サンプ
リングクロックＣＫを用いて、受信ベースバンド信号Ｓ
ｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプリングし、サ
ンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓｂの直交成分
を直交データ系列Ｑｉとして出力する。

【０１０５】タイミング再生部４は、同相データ系列Ｉ
ｉと直交データ系列Ｑｉとを用いてタイミング誤差τを
算出する。一方、データ補間部１４は、サンプリング速
度が低い場合に用いられ、時間分解能が２［サンプル／
シンボル］である非同期のサンプリングクロックＣＫに
よってサンプリングされた同相データ系列Ｉｉと直交デ
ータ系列Ｑｉとからなる受信データを、それぞれｎ’
（ｎ’＞２）［サンプル／シンボル］の時間分解能をも
つ受信データに補間して出力する。データ補間部１４
は、サンプリング速度が高い場合には、補間処理を行わ
ない。

【０１０６】データ判定部１５は、タイミング再生部４
から入力されたタイミング誤差τを用いて、データ補間
部１４によって補間された受信データのナイキスト点を
抽出し、この抽出したナイキスト点における受信データ
の判定値を復調データＤ１として出力する。

【０１０７】一方、タイミング再生部４は送信複素シン
ボル周波数生成部５を有し、送信複素シンボル周波数生
成部５は、信号分散検出部２２と振幅変化量検出部７と
を有する。信号分散検出部２２は、受信ベースバンド信
号Ｓｂが２^m値ＰＳＫ変調されたベースバンド信号であ
る場合、同相信号Ｉ（ｔ）および直交信号Ｑ（ｔ）を次
式（３５），（３６）に示すように２^m逓倍した信号Ｉ
ｍ（ｔ），Ｑｍ（ｔ）を生成する。 Ｉｍ（ｔ）＝(Ｉ(ｔ)²＋Ｑ(ｔ)²)^1/2cosθｍ(ｔ) …（３５） Ｑｍ（ｔ）＝(Ｉ(ｔ)²＋Ｑ(ｔ)²)^1/2sinθｍ(ｔ) …（３６） ここで、θｍ（ｔ）は、 θｍ（ｔ）＝２^m×tan^-1(Ｑ(ｔ)／Ｉ(ｔ)) mod ２π …（３７） である。

【０１０８】この場合、２^m逓倍した信号Ｉｍ（ｔ），
Ｑｍ（ｔ）は、雑音成分を考えなければ、受信信号がラ
ンダムパターンであっても、プリアンブルなどの固定パ
ターンであっても、ナイキスト点時刻ｔｎでは、常に複
素平面上の一点に収束する。また、ナイキスト点時刻ｔ
ｎ以外では、複素平面上の一点に収束するとは限らず、
ナイキスト点時刻ｔｎから離れていくに従って、点の分
散は広がっていき、ナイキスト点時刻ｔｎからＴ／２の
時刻で分散は最大となる。この収束、分散の性質は、受
信信号がリミタ部２１によって定包絡線化された場合で
も成立する。

【０１０９】したがって、信号分散検出部２２は、２^m
逓倍した信号Ｉｍ（ｔ），Ｑｍ（ｔ）の１シンボル間の
変化量をもとに次式（３８）を用いて、上述した分散を
示す分散信号Ｂ（ｔ）を求める。 Ｂ（ｔ）＝((Ｉｍ(ｔ)−Ｉｍ(ｔ−Ｔ))²＋((Ｑｍ(ｔ)−Ｑｍ(ｔ−Ｔ))²)^1/2 …（３８）

【０１１０】分散信号Ｂ（ｔ）は、平均的にナイキスト
点時刻ｔｎにおいて「０」を示し、ナイキスト点時刻ｔ
ｎからＴ／２の時刻において最大値を示す。この分散特
性は、エンベロープ信号Ｅ（ｔ）と異なり、受信信号が
リミタ部２１によって定包絡線化された場合であって
も、維持される。

【０１１１】すなわち、分散信号Ｂ（ｔ）は、平均的に
次式（３９）に示す信号成分Ｂｓ（ｔ）を有する。 Ｂｓ（ｔ）＝−（Ａｘ／２）cos（２πｆsｔ）＋Ａｘ／２ …（３９） ここで、「Ａｘ／２」は、振幅値であり、変調方式や、
受信するデータパターンによってその値が異なる。な
お、信号成分Ｂｓ（ｔ）の位相と、エンベロープ信号Ｅ
（ｔ）に含まれるシンボル周波数成分である信号成分Ｅ
s（ｔ）の位相との関係は、πラジアンずれた関係とな
る。

【０１１２】したがって、分散信号Ｂ（ｔ）と、振幅変
化量検出部７から出力され、この分散信号Ｂ（ｔ）との
振幅を揃えるように重み付けされた振幅変化量信号ＤＷ
（ｔ）とを組み合わせた、次式（４０）に示す複素信号
Ｓ₂（ｔ）を生成すると、複素信号Ｓ₂（ｔ）は、送信側
のシンボル周波数成分exp（ｊ（２πｆsｔ＋π））を有
する。 Ｓ₂（ｔ）＝Ｂ（ｔ）＋ｊＤＷ（ｔ） …（４０）

【０１１３】相関値算出部１０は、複素信号Ｓ₂（ｔ）
と、コサイン波発生部９から出力され、受信側の非同期
サンプリングクロックＣＫに同期したコサイン波Ｃ
（ｔ）＝cos（２πｆsｔ＋Δθ）との相関演算を次式
（４１）によって行い、相関値ＳＭ ₂（Ｎ）を求める。
なお、タイミング位相差Δθは、ナイキスト点と、非同
期サンプリングクロックＣＫとの位相差である。

【数５】

【０１１４】逆正接算出部１１は、相関値ＳＭ₂（Ｎ）
の示すベクトル角Δθを求め、このベクトル角Δθから
タイミング誤差τをデータ判定部１５に出力する。ま
た、ベクトル長算出部１２は、相関値ＳＭ₂（Ｎ）が示
すベクトル長Ｖｉを求める。比較部１３は、ベクトル長
Ｖｉと閾値εとを比較し、ベクトル長Ｖｉが閾値εに比
して大きい場合、バースト信号を受信したと判定し、論
理「１」の信号検出情報Ｄ２を出力し、ベクトル長Ｖｉ
が閾値ε以下である場合、無信号受信中と判定し、論理
「０」の信号検出情報Ｄ２を出力する。

【０１１５】なお、上述した説明は、時間軸上における
連続的な信号処理として説明したが、次に、非同期サン
プリングクロックＣＫがシンボルレートの２倍（ｎ＝
２）とした場合における離散的な信号処理について具体
的に説明する。

【０１１６】まず、Ａ／Ｄ変換器３ａは、発振器８から
出力されるシンボルレートの２倍（ｎ＝２）の周波数を
有する非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信
ベースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）で
サンプリングし、サンプリングされた受信ベースバンド
信号Ｓｂの同相成分を同相データ系列Ｉｉとして出力す
る。同様にして、Ａ／Ｄ変換部３ｂは、発振器８から出
力されるシンボルレートの２倍の周波数を有する非同期
サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベースバンド
信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプリング
し、サンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓｂの直
交成分を直交データ系列Ｑｉとして出力する。

【０１１７】信号分散検出部２２は、同相データ系列Ｉ
ｉと直交データ系列Ｑｉとをそれぞれ次式（４２），
（４３）によって２^m逓倍したデータ系列Ｉｍ_i，Ｑｍ_i
を求める。 Ｉｍ_i＝（（Ｉ_i）²＋（Ｑ_i）²）^1/2cosθｍ_i …（４２） Ｑｍ_i＝（（Ｉ_i）²＋（Ｑ_i）²）^1/2sinθｍ_i …（４３） ここで、θｍ_iは、 θｍ_i＝２^m×tan^-1(Ｑ_i／Ｉ_i) mod ２π …（４４） である。さらに、信号分散検出部２２は、２^m逓倍した
データ系列Ｉｍ_i，Ｑｍ_iを用い、次式（４５）によって
分散検出データ系列Ｂ_iを求め、相関値算出部１０に出
力する。 Ｂ_i＝（（Ｉｍ_i−Ｉｍ_i-2）²＋（Ｑｍ_i−Ｑｍ_i-2）²）^1/2 …（４５）

【０１１８】ところで、式（４５），（２０）を用いた
信号分散検出部２２および振幅変化量検出部７の処理で
は、それぞれ二乗演算処理および平方根演算処理を行う
ようにしているが、それぞれ二乗演算処理のみによっ
て、工学的に等価な分散検出データ系列Ｂ_iおよび振振
幅変化量データ系列Ｄ_iを求めるようにしてもよい。す
なわち、次式（４６）に示す分散検出データ系列Ｂ_iを
求める。 Ｂ_i＝（Ｉｍ_i−Ｉｍ_i-2）²＋（Ｑｍ_i−Ｑｍ_i-2）² …（４６）

【０１１９】さらに、信号分散検出部２２および振幅変
化量検出部７は、それぞれ加減算処理のみによって、工
学的に等価な分散検出データ系列Ｂ_iおよび振振幅変化
量データ系列Ｄ_iを求めるようにしてもよい。すなわ
ち、次式（４７）に示す分散検出データ系列Ｂ_iを求め
る。 Ｂ_i＝｜Ｉｍ_i−Ｉｍ_i-2｜＋｜Ｑｍ_i−Ｑｍ_i-2｜ …（４７）

【０１２０】あるいは、次式（４８）に示すように、２
^m逓倍後の位相データ系列θｍ_iの変化量を分散検出デー
タ系列Ｂ_iとして求めてもよい。この場合、キャリア位
相による影響を受けず、かつ簡単な加減算処理のみによ
って、分散検出データ系列Ｂ _iを求めることができる。 Ｂ_i＝max｛｜θｍ_i−θｍ_i-2｜，２π−｜θｍ_i−θｍ_i-2｜｝ …（４８）

【０１２１】また、振幅変化量検出部７は、上述した式
（４４）の演算処理過程で求められる次式（４９）に示
す位相データ系列θｄ_iを用い、次式（５０）に示す振
幅変化量データ系列Ｄ_iを求めるようにしてもよい。 θｄ_i＝tan^-1(Ｑ_i／Ｉ_i) …（４９） Ｄ_i＝max｛｜θｄ_i−θｄ_i-1｜，２π−｜θｄ_i−θｄ_i-1｜｝ …（５０） この場合、振幅変化量データ系列Ｄ_iは、１／２シンボ
ル間の位相変化量データ系列となる。この結果、振幅変
化量検出部７は、キャリア位相による影響を受けず、か
つ簡単な加減算処理のみによって、振幅変化量データ系
列Ｄ_iを求めることができる。

【０１２２】相関値算出部１０は、実施の形態１におけ
るエンベロープデータ系列Ｅ_iを分散検出データ系列Ｂ_i
に置き換えた処理を行う。すなわち、相関値算出部１０
は、分散検出データ系列Ｂ_iと、振幅変化量データ系列
Ｄ_iを重み付けした振幅変化量データ系列ＤＷ_iとを用い
て、相関データ系列ＳＭ_i＝（ＣＩ_i，ＳＩ_i）を出力す
る。なお、振幅変化量データ系列Ｄ_iを重み付けせず、
分散検出データ系列Ｂ_iを重み付けするようにしてもよ
い。また、相関値算出部１０側で、振幅変化量データ系
列Ｄ_iあるいは分散検出データ系列Ｂ_iのいずれかに対し
て重み付けを行うようにしてもよい。この重み付けに関
しては、実施の形態１と同じである。

【０１２３】ところで、エンベロープデータ系列Ｅ_iと
分散検出データ系列Ｂ_iとの位相関係は、π［ラジア
ン］ずれているため、相関値算出部１０が出力する相関
データ系列ＳＭ_i＝（ＣＩ_i，ＳＩ_i）が示すベクトル角
Δθは、実施の形態１における相関値算出部１０が出力
する相関データ系列ＳＭ_i＝（ＣＩ_i，ＳＩ_i）が示すベ
クトル角Δθに、π［ラジアン］を付加したものとな
る。このため、逆正接算出部１１は、相関値算出部１０
が出力する相関データ系列ＳＭ_i＝（ＣＩ_i，ＳＩ_i）が
示すベクトル角Δθからタイミング誤差τを算出する際
に、π［ラジアン］の位相ずれを見込んだ処理を行う。

【０１２４】タイミング再生部４は、バースト信号の受
信タイミングが既知の場合、上述した処理を行えばよい
が、バースト信号の受信タイミングが不明の状態で、バ
ースト信号のバーストタイミング同期を確立する必要が
ある時、バースト信号を検出し、この検出した情報をも
とにバーストタイミングを確立することができる。この
場合、タイミング再生部４のベクトル長算出部１２は、
相関値算出部１０が出力する相関データ系列ＳＭ_i＝
（ＣＩ_i，ＳＩ_i）が示すベクトル長Ｖ_iを求め、出力す
る。

【０１２５】比較部１３は、ベクトル長Ｖ_iと閾値εと
を比較し、ベクトル長Ｖ_iが閾値εに比して大きい場
合、バースト信号を受信したと判定し、論理「１」の信
号検出情報Ｄ２を出力し、ベクトル長Ｖ_iが閾値ε以下
である場合、無信号受信中と判定し、論理「０」の信号
検出情報Ｄ２を出力する。

【０１２６】なお、上述した実施の形態２では、非同期
サンプリングクロックＣＫによるサンプリング速度を、
シンボルレートの２倍（ｎ＝２）として説明したが、ｎ
≧２を満たすサンプリング速度であればよい。

【０１２７】また、受信ベースバンド信号は、受信ベー
スバンド信号の２^m逓倍後の信号点の分散と、複素平面
上における受信ベースバンド信号の変化量とが、いずれ
も平均的にシンボル周期で増減を繰り返す特性を有し、
かつこの増減を繰り返す特性の位相関係が、（コサイ
ン，サイン）あるいは（コサイン，−サイン）の関係を
満たす受信ベースバンド信号であればよい。たとえば、
ＢＰＳＫ変調信号あるいはπ／４シフトＱＰＳＫ変調信
号などの受信ベースバンド信号であればよい。

【０１２８】この実施の形態２によれば、実施の形態１
と同じ作用効果を奏するとともに、ＲＦ帯あるいはＩＦ
帯で定包絡線化された受信ベースバンド信号であって
も、この定包絡線化された受信ベースバンド信号を用い
て、高速なタイミング位相引き込みを行うことができる
とともに、位相引き込み後の位相ジッタを低減すること
ができる。また、「０π」変調信号のようなプリアンブ
ル信号のみならず、ランダムパターン信号であっても、
シンボルレートの２倍のサンプリング速度で、高速なな
タイミング位相引き込みと低位相ジッタとを実現するこ
とができる。

【０１２９】特に、受信信号レベル制御にＡＧＣ増幅器
を用いる場合は、回路が複雑で調整箇所が多いが、この
実施の形態２ではリミタ増幅器を用いることができるた
め、調整が無調整であり、復調装置の単純化および小型
化を実現することができる。

【０１３０】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、複素シンボル周波数成分生成手段が、受信ベースバ
ンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成
し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力し、相
関値算出手段が、受信側で生成した自走シンボル周波数
のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信
号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力
し、逆正接手段が、前記相関信号が示すベクトル角を算
出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号
と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求め、
この位相タイミング誤差をもとにナイキスト点の復調タ
イミングが得られるようにしているので、たとえばシン
ボルレートの２倍のサンプリング速度でサンプリングさ
れた受信ベースバンド信号であっても、位相タイミング
誤差を高速かつ高精度に得ることができ、相対的にデー
タ伝送速度を高めることができるという効果を奏する。

【０１３１】つぎの発明によれば、複素シンボル周波数
成分生成手段が、受信ベースバンド信号から、送信側の
複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周
波数成分信号として出力し、相関値算出手段が、受信側
で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記
送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、こ
の相関値を相関信号として出力し、逆正接手段が、前記
相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をも
とに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数と
の位相タイミング誤差を求め、この位相タイミング誤差
をもとにナイキスト点の復調タイミングを得るようにす
るとともに、ベクトル長算出手段が、前記相関信号が示
すベクトル長を算出し、比較処理手段が、前記ベクトル
長と所定の閾値とを比較し、前記ベクトル長が該所定の
閾値以上の場合に、バースト信号を検出したことを示す
バースト検出情報を出力し、このバースト検出情報をも
とにバーストタイミングの同期を確立するようにしてい
るので、たとえばシンボルレートの２倍のサンプリング
速度でサンプリングされた受信ベースバンド信号であっ
ても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ること
ができ、相対的にデータ伝送速度を高めることができる
という効果を奏するとともに、バースト信号のバースト
タイミングをも確立することができるという効果を奏す
る。

【０１３２】つぎの発明によれば、エンベロープ検出手
段が、前記受信ベースバンド信号のエンベロープ値を求
め、この求めたエンベロープ値をエンベロープ信号とし
て出力し、振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバン
ド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振
幅変化量を振幅変化量信号として出力し、前記複素シン
ボル周波数成分生成手段が、前記エンベロープ信号と前
記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信
複素シンボル周波数成分信号として出力するようにして
いるので、たとえばシンボルレートの２倍のサンプリン
グ速度でサンプリングされた受信ベースバンド信号であ
っても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得るこ
とができ、相対的にデータ伝送速度を高めることができ
るという効果を奏する。

【０１３３】つぎの発明によれば、信号分散検出手段
が、前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍し、この
逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散
値を求め、この分散値を分散信号として出力し、振幅変
化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の１／２シ
ンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変
化量信号として出力し、前記複素シンボル周波数成分生
成手段が、前記分散信号と前記振幅変化量信号とを組み
合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信
号として出力するようにしているので、たとえばシンボ
ルレートの２倍のサンプリング速度でサンプリングされ
た受信ベースバンド信号であっても、位相タイミング誤
差を高速かつ高精度に得ることができ、相対的にデータ
伝送速度を高めることができるという効果を奏するとと
もに、受信ベースバンド信号が、リミタ増幅器などによ
って非線形増幅された信号であっても、位相タイミング
誤差を高速かつ高精度に得ることができるという効果を
奏する。

【０１３４】つぎの発明によれば、前記エンベロープ検
出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗
値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との
和の平方根を前記エンベロープ信号として出力し、前記
振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同
相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の
同相成分との差の二乗値と、前記ベースバンド信号の直
交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の
直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記振幅変化
量信号として出力するようにしているので、複素シンボ
ル周波数成分を形成するエンベロープ信号と振幅変化量
信号とを精度高く得ることができ、結果的に精度の高い
タイミング位相推定を行うことができるという効果を奏
する。

【０１３５】つぎの発明によれば、前記エンベロープ検
出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗
値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との
和を前記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化
量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と
１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分
との差の二乗値と、前記受信ベースバンド信号の直交成
分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交
成分との差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として
出力するようにし、複素シンボル周波数成分を形成する
エンベロープ信号と振幅変化量信号とを得る際に、平方
根演算処理を行わないようにしているので複素シンボル
周波数成分の演算処理にかかる負荷を低減することがで
きるという効果を奏する。

【０１３６】つぎの発明によれば、前記エンベロープ検
出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分の絶対
値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の絶対値との
和を前記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化
量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と
１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分
との差の絶対値と、前記受信ベースバンド信号の直交成
分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交
成分との差の絶対値との和を前記振幅変化量信号として
出力するようにし、複素シンボル周波数成分を形成する
エンベロープ信号と振幅変化量信号とを得る際に、平方
根演算処理および二乗演算処理を行わず、加減算処理の
みを行うようにしているので、複素シンボル周波数成分
の演算処理にかかる負荷を格段に低減することができる
という効果を奏する。

【０１３７】つぎの発明によれば、前記エンベロープ検
出手段、前記振幅変化量検出手段または前記相関値算出
手段の重み付け手段が、前記エンベロープ信号または前
記振幅変化量信号のいずれかに重み付けを行い、前記エ
ンベロープ信号と前記振幅変化量信号との振幅を揃える
ようにしているので、精度の高いタイミング位相推定を
行うことができるという効果を奏する。

【０１３８】つぎの発明によれば、前記信号分散検出手
段が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同
相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相
成分との差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベース
バンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバ
ンド信号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前
記分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、
前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル
前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値
と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボ
ル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗
値との和の平方根を前記振幅変化量信号として出力する
ようにしているので、複素シンボル周波数成分を形成す
るエンベロープ信号と振幅変化量信号とを精度高く得る
ことができ、結果的に精度の高いタイミング位相推定を
行うことができるという効果を奏する。

【０１３９】つぎの発明によれば、前記信号分散検出手
段が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同
相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相
成分との差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベース
バンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバ
ンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記分散信
号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信
ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受
信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該受
信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該
受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和
を前記振幅変化量信号として出力するようにし、複素シ
ンボル周波数成分を形成する分散信号と振幅変化量信号
とを得る際に、平方根演算処理を行わないようにしてい
るので複素シンボル周波数成分の演算処理にかかる負荷
を低減することができるという効果を奏する。

【０１４０】つぎの発明によれば、前記信号分散検出手
段が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同
相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相
成分との差の絶対値と、該所定数分逓倍した受信ベース
バンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバ
ンド信号の直交成分との差の絶対値との和を前記分散信
号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信
ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受
信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値と、該受
信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該
受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和
を前記振幅変化量信号として出力するようにし、複素シ
ンボル周波数成分を形成する分散信号と振幅変化量信号
とを得る際に、平方根演算処理および二乗演算処理を行
わず、加減算処理のみを行うようにしているので、複素
シンボル周波数成分の演算処理にかかる負荷を格段に低
減することができるという効果を奏する。

【０１４１】つぎの発明によれば、前記信号分散検出手
段が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の位
相と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の位相との
差の絶対値と、２πから該絶対値を減算した値とのうち
の大きい値を前記分散信号として出力し、前記振幅変化
量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の位相と１／
２シンボル前の該受信ベースバンド信号の位相との差の
絶対値と、２πから該絶対値を減算した値とのうちの大
きい値を前記振幅変化量信号として出力するようにし、
複素シンボル周波数成分を形成する分散信号と振幅変化
量信号とを得る際に、平方根演算処理および二乗演算処
理を行わず、加減算処理のみを行うようにしているの
で、複素シンボル周波数成分の演算処理にかかる負荷を
格段に低減することができるという効果を奏する。

【０１４２】つぎの発明によれば、前記信号分散検出手
段、前記振幅変化量検出手段または前記相関値算出手段
の重み付け手段が、前記分散信号または前記振幅変化量
信号のいずれかに重み付けを行い、前記分散信号と前記
振幅変化量との振幅を揃えるようにしているので、精度
の高いタイミング位相推定を行うことができるという効
果を奏する。

【０１４３】つぎの発明によれば、周波数変換手段が、
アンテナによって受信した無線受信信号を受信ベースバ
ンド信号に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換手段が、前記受信
ベースバンド信号をシンボルレートの２倍の速度でサン
プリングし、受信ディジタルベースバンド信号として変
換出力し、タイミング再生手段が、前記受信ディジタル
ベースバンド信号のエンベロープ値と１／２シンボル間
の振幅変化量とを求め、該エンベロープ値と該振幅変化
量とを組み合わせた複素シンボル周波数成分と、受信側
で生成した自走シンボル周波数信号のコサイン波成分と
の相関値とをさらに求め、該相関値が示すベクトル角を
算出して該受信ディジタルベースバンド信号と自走シン
ボル周波数信号との位相タイミング誤差を求め、データ
補間手段が、前記受信ディジタルベースバンド信号を補
間処理し、この補間処理したデータを補間ベースバンド
信号として出力し、データ判定手段が、前記タイミング
再生手段が求めた位相タイミング誤差をもとに、前記補
間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、この抽出
したナイキスト点におけるデータを復調データとして出
力するようにしているので、たとえばシンボルレートの
２倍のサンプリング速度でサンプリングされた受信ベー
スバンド信号であっても、位相タイミング誤差を高速か
つ高精度に得ることができるという効果を奏する。ま
た、この結果、相対的にデータ伝送速度を高めることが
でき、サンプリング速度の上限が低いＡ／Ｄ変換手段
や、動作速度の上限が低い、たとえばＣＭＯＳデバイス
などを用いた復調装置を実現でき、安価（製造にかかる
時間と労力との軽減効果）で、低消費電力化された広帯
域無線通信システムを実現できるという効果を奏する。

【０１４４】つぎの発明によれば、リミタが、アンテナ
によって受信した無線受信信号を定包絡線化し、この定
包絡線化した定包絡線化信号を出力し、周波数変換手段
が、前記定包絡線化信号を受信ベースバンド信号に周波
数変換し、Ａ／Ｄ変換手段が、前記受信ベースバンド信
号をシンボルレートの２倍の速度でサンプリングし、受
信ディジタルベースバンド信号として変換出力し、タイ
ミング再生手段が、前記受信ディジタルベースバンド信
号を所定数分逓倍し、この逓倍した受信ベースバンド信
号の１シンボル前後の分散値と前記受信ディジタルベー
スバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量とを求
め、該分散値と該振幅変化量とを組み合わせた複素シン
ボル周波数成分と、受信側で生成した自走シンボル周波
数信号のコサイン波成分との相関値をさらに求め、該相
関値が示すベクトル角を算出して該受信ディジタルベー
スバンド信号と自走シンボル周波数信号との位相タイミ
ング誤差を求め、データ補間手段が、前記受信ディジタ
ルベースバンド信号を補間処理し、この補間処理したデ
ータを補間ベースバンド信号として出力し、データ判定
手段が、前記タイミング再生手段が求めた位相タイミン
グ誤差をもとに、前記補間ベースバンド信号のナイキス
ト点を抽出し、この抽出したナイキスト点におけるデー
タを復調データとして出力するようにしているので、た
とえばシンボルレートの２倍のサンプリング速度でサン
プリングされた受信ベースバンド信号であっても、位相
タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができると
いう効果を奏するとともに、受信ベースバンド信号が、
リミタ増幅器などによって非線形増幅された信号であっ
ても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ること
ができるという効果を奏する。また、この結果、相対的
にデータ伝送速度を高めることができ、サンプリング速
度の上限が低いＡ／Ｄ変換手段や、動作速度の上限が低
い、たとえばＣＭＯＳデバイスなどを用いた復調装置を
実現でき、安価（製造にかかる時間と労力との軽減効
果）で、低消費電力化されるとともに、さらにリミタを
用いることから簡素化かつ小型化された復調装置を実現
することができ、広帯域無線通信システムに容易に適用
することができるという効果を奏する。

【０１４５】つぎの発明によれば、複素シンボル周波数
成分生成工程によって、受信ベースバンド信号から、送
信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シン
ボル周波数成分信号として出力し、相関値算出工程によ
って、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン
波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関
値を求め、この相関値を相関信号として出力し、逆正接
工程によって、前記相関信号が示すベクトル角を算出
し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と
自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求めるよ
うにしているので、たとえばシンボルレートの２倍のサ
ンプリング速度でサンプリングされた受信ベースバンド
信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度
に得ることができ、相対的にデータ伝送速度を高めるこ
とができるという効果を奏する。

【０１４６】つぎの発明によれば、複素シンボル周波数
成分生成工程によって、受信ベースバンド信号から、送
信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シン
ボル周波数成分信号として出力し、相関値算出工程によ
って、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン
波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関
値を求め、この相関値を相関信号として出力し、逆正接
工程によって、前記相関信号が示すベクトル角を算出
し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と
自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求め、ベ
クトル長算出工程によって、前記相関信号が示すベクト
ル長を算出し、比較処理工程によって、前記ベクトル長
と所定の閾値とを比較し、前記ベクトル長が該所定の閾
値以上の場合に、バースト信号を検出したことを示すバ
ースト検出情報を出力するようにしているので、たとえ
ばシンボルレートの２倍のサンプリング速度でサンプリ
ングされた受信ベースバンド信号であっても、位相タイ
ミング誤差を高速かつ高精度に得ることができ、相対的
にデータ伝送速度を高めることができるという効果を奏
するとともに、バースト信号のバーストタイミングをも
確立することができるという効果を奏する。

【０１４７】つぎの発明によれば、エンベロープ検出工
程によって、前記受信ベースバンド信号のエンベロープ
値を求め、この求めたエンベロープ値をエンベロープ信
号として出力し、振幅変化量検出工程によって、前記受
信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を
求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力し、
前記複素シンボル周波数成分生成工程が、前記エンベロ
ープ信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信
号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力す
るようにしているので、たとえばシンボルレートの２倍
のサンプリング速度でサンプリングされた受信ベースバ
ンド信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高
精度に得ることができ、相対的にデータ伝送速度を高め
ることができるという効果を奏する。

【０１４８】つぎの発明によれば、信号分散検出工程に
よって、前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍し、
この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の
分散値を求め、この分散値を分散信号として出力し、振
幅変化量検出工程によって、前記受信ベースバンド信号
の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化
量を振幅変化量信号として出力し、前記複素シンボル周
波数成分生成工程が、前記分散信号と前記振幅変化量信
号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周
波数成分信号として出力するようにしているので、たと
えばシンボルレートの２倍のサンプリング速度でサンプ
リングされた受信ベースバンド信号であっても、位相タ
イミング誤差を高速かつ高精度に得ることができ、相対
的にデータ伝送速度を高めることができるという効果を
奏するとともに、受信ベースバンド信号が、リミタ増幅
器などによって非線形増幅された信号であっても、位相
タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができると
いう効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１であるタイミング再
生装置およびこれを用いた復調装置を有したディジタル
無線通信システムの受信装置の一部構成を示すブロック
図である。

【図２】 キャリア位相が４５［deg］のときの「０
π」変調信号の波形図である。

【図３】 「０π」変調信号の信号遷移を示す図であ
る。

【図４】 図２および図３に示した「０π」変調信号に
対するエンベロープ信号Ｅ（ｔ）および振幅変化量信号
Ｄ（ｔ）を示す波形図である。

【図５】 図２および図３に示した「０π」変調信号に
対するエンベロープ信号Ｅ（ｔ）および重み付けを行っ
た振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）を示す波形図である。

【図６】 キャリア位相が４５［deg］のときのＱＰＳ
Ｋ変調されたランダムパターンの受信ベースバンド信号
の一例を示す波形図である。

【図７】 図６に示したランダムパターンの受信ベース
バンド信号によるエンベロープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化
量信号ＤＷ（ｔ）とを示す波形図である。

【図８】 図６に示したランダムパターンの受信ベース
バンド信号をもとにして求めた信号ＭＥ（τ）と信号Ｍ
ＤＷ（τ）とを示す波形図である。

【図９】 この発明の実施の形態２であるタイミング再
生装置およびこれを用いた復調装置を有したディジタル
無線通信システムの受信装置の一部構成を示すブロック
図である。

【図１０】 従来のタイミング再生部を含む復調器を有
したディジタル無線通信システムの受信装置の一部構成
を示すブロック図である。

【符号の説明】

１ アンテナ、２ 周波数変換部、３ａ，３ｂ Ａ／Ｄ
変換部、４ タイミング再生部、５ 送信複素シンボル
周波数生成部、６ エンベロープ検出部、７振幅変化量
検出部、８ 発振器、９ コサイン波発生部、１０ 相
関値算出部、１１ 逆正接算出部、１２ ベクトル長算
出部、１３ 比較部、１４ データ補間部、１５ デー
タ判定部、２１ リミタ部、２２ 信号分散検出部、Ｓ
ｂ 受信ベースバンド信号、Ｉi 同相データ系列、Ｑi
直交データ系列、Ｅi エンベロープデータ系列、Ｄi，
ＤＷi 振幅変化量データ系列、ＳＭi 相関データ系列、
Ｖi ベクトル長、ε 閾値、τ タイミング誤差、Ｄ１
復調データ、Ｄ２ 信号検出情報。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小島 年春 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FA03 FH08 5K047 AA02 BB01 EE02 GG11 JJ02 MM12

Claims (19)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信ベースバンド信号から、送信側の複
   素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波
   数成分信号として出力する複素シンボル周波数成分生成
   手段と、 受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号
   と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求
   め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出手
   段と、 前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角
   をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波
   数との位相タイミング誤差を求める逆正接手段と、 を備えたことを特徴とするタイミング再生装置。
2. 【請求項２】 受信ベースバンド信号から、送信側の複
   素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波
   数成分信号として出力する複素シンボル周波数成分生成
   手段と、 受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号
   と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求
   め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出手
   段と、 前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角
   をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波
   数との位相タイミング誤差を求める逆正接手段と、 前記相関信号が示すベクトル長を算出するベクトル長算
   出手段と、 前記ベクトル長と所定の閾値とを比較し、前記ベクトル
   長が該所定の閾値以上の場合に、バースト信号を検出し
   たことを示すバースト検出情報を出力する比較処理手段
   と、 を備えたことを特徴とするタイミング再生装置。
3. 【請求項３】 前記複素シンボル周波数成分生成手段
   は、 前記受信ベースバンド信号のエンベロープ値を求め、こ
   の求めたエンベロープ値をエンベロープ信号として出力
   するエンベロープ検出手段と、 前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変
   化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出
   力する振幅変化量検出手段と、 を備え、前記エンベロープ信号と前記振幅変化量信号と
   を組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数
   成分信号として出力することを特徴とする請求項１また
   は２に記載のタイミング再生装置。
4. 【請求項４】 前記複素シンボル周波数成分生成手段
   は、 前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍
   した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値を
   求め、この分散値を分散信号として出力する信号分散検
   出手段と、 前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変
   化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出
   力する振幅変化量検出手段と、 を備え、前記分散信号と前記振幅変化量信号とを組み合
   わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号
   として出力することを特徴とする請求項１または２に記
   載のタイミング再生装置。
5. 【請求項５】 前記エンベロープ検出手段は、 前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗値と前記受
   信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との和の平方根
   を前記エンベロープ信号として出力し、 前記振幅変化量検出手段は、 前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル
   前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値
   と、前記ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル
   前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値
   との和の平方根を前記振幅変化量信号として出力するこ
   とを特徴とする請求項３に記載のタイミング再生装置。
6. 【請求項６】 前記エンベロープ検出手段は、 前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗値と前記受
   信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との和を前記エ
   ンベロープ信号として出力し、 前記振幅変化量検出手段は、 前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル
   前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値
   と、前記受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シン
   ボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二
   乗値との和を前記振幅変化量信号として出力することを
   特徴とする請求項３に記載のタイミング再生装置。
7. 【請求項７】 前記エンベロープ検出手段は、 前記受信ベースバンド信号の同相成分の絶対値と前記受
   信ベースバンド信号の直交成分の絶対値との和を前記エ
   ンベロープ信号として出力し、 前記振幅変化量検出手段は、 前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル
   前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値
   と、前記受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シン
   ボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の絶
   対値との和を前記振幅変化量信号として出力することを
   特徴とする請求項３に記載のタイミング再生装置。
8. 【請求項８】 前記エンベロープ検出手段、前記振幅変
   化量検出手段または前記相関値算出手段は、 前記エンベロープ信号または前記振幅変化量信号のいず
   れかに重み付けを行い、前記エンベロープ信号と前記振
   幅変化量信号との振幅を揃える重み付け手段をさらに備
   えたことを特徴とする請求項３または請求項５〜７のい
   ずれか一つに記載のタイミング再生装置。
9. 【請求項９】 前記信号分散検出手段は、 前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分
   と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分と
   の差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド
   信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信
   号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記分散
   信号として出力し、 前記振幅変化量検出手段は、 前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル
   前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値
   と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボ
   ル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗
   値との和の平方根を前記振幅変化量信号として出力する
   ことを特徴とする請求項４に記載のタイミング再生装
   置。
10. 【請求項１０】 前記信号分散検出手段は、 前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分
    と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分と
    の差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド
    信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信
    号の直交成分との差の二乗値との和を前記分散信号とし
    て出力し、 前記振幅変化量検出手段は、 前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル
    前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値
    と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボ
    ル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗
    値との和を前記振幅変化量信号として出力することを特
    徴とする請求項４に記載のタイミング再生装置。
11. 【請求項１１】 前記信号分散検出手段は、 前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分
    と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分と
    の差の絶対値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド
    信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信
    号の直交成分との差の絶対値との和を前記分散信号とし
    て出力し、 前記振幅変化量検出手段は、 前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル
    前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値
    と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボ
    ル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗
    値との和を前記振幅変化量信号として出力することを特
    徴とする請求項４に記載のタイミング再生装置。
12. 【請求項１２】 前記信号分散検出手段は、 前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の位相と１
    シンボル前の該受信ベースバンド信号の位相との差の絶
    対値と、２πから該絶対値を減算した値とのうちの大き
    い値を前記分散信号として出力し、 前記振幅変化量検出手段は、 前記受信ベースバンド信号の位相と１／２シンボル前の
    該受信ベースバンド信号の位相との差の絶対値と、２π
    から該絶対値を減算した値とのうちの大きい値を前記振
    幅変化量信号として出力することを特徴とする請求項４
    に記載のタイミング再生装置。
13. 【請求項１３】 前記信号分散検出手段、前記振幅変化
    量検出手段または前記相関値算出手段は、 前記分散信号または前記振幅変化量信号のいずれかに重
    み付けを行い、前記分散信号と前記振幅変化量との振幅
    を揃える重み付け手段をさらに備えたことを特徴とする
    請求項４または請求項９〜１２のいずれか一つに記載の
    タイミング再生装置。
14. 【請求項１４】 無線受信信号を受信するアンテナと、 前記アンテナによって受信した無線受信信号を受信ベー
    スバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、 前記受信ベースバンド信号をシンボルレートの２倍の速
    度でサンプリングし、受信ディジタルベースバンド信号
    として変換出力するＡ／Ｄ変換手段と、 前記受信ディジタルベースバンド信号のエンベロープ値
    と１／２シンボル間の振幅変化量とを求め、該エンベロ
    ープ値と該振幅変化量とを組み合わせた複素シンボル周
    波数成分と、受信側で生成した自走シンボル周波数信号
    のコサイン波成分との相関値とをさらに求め、該相関値
    が示すベクトル角を算出して該受信ディジタルベースバ
    ンド信号と自走シンボル周波数信号との位相タイミング
    誤差を求めるタイミング再生手段と、 前記受信ディジタルベースバンド信号を補間処理し、こ
    の補間処理したデータを補間ベースバンド信号として出
    力するデータ補間手段と、 前記タイミング再生手段が求めた位相タイミング誤差を
    もとに、前記補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽
    出し、この抽出したナイキスト点におけるデータを復調
    データとして出力するデータ判定手段と、 を備えたことを特徴とする復調装置。
15. 【請求項１５】 無線受信信号を受信するアンテナと、 前記アンテナによって受信した無線受信信号を定包絡線
    化し、この定包絡線化した定包絡線化信号を出力するリ
    ミタと、 前記定包絡線化信号を受信ベースバンド信号に周波数変
    換する周波数変換手段と、 前記受信ベースバンド信号をシンボルレートの２倍の速
    度でサンプリングし、受信ディジタルベースバンド信号
    として変換出力するＡ／Ｄ変換手段と、 前記受信ディジタルベースバンド信号を所定数分逓倍
    し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前
    後の分散値と前記受信ディジタルベースバンド信号の１
    ／２シンボル間の振幅変化量とを求め、該分散値と該振
    幅変化量とを組み合わせた複素シンボル周波数成分と、
    受信側で生成した自走シンボル周波数信号のコサイン波
    成分との相関値をさらに求め、該相関値が示すベクトル
    角を算出して該受信ディジタルベースバンド信号と自走
    シンボル周波数信号との位相タイミング誤差を求めるタ
    イミング再生手段と、 前記受信ディジタルベースバンド信号を補間処理し、こ
    の補間処理したデータを補間ベースバンド信号として出
    力するデータ補間手段と、 前記タイミング再生手段が求めた位相タイミング誤差を
    もとに、前記補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽
    出し、この抽出したナイキスト点におけるデータを復調
    データとして出力するデータ判定手段と、 を備えたことを特徴とする復調装置。
16. 【請求項１６】 受信ベースバンド信号から、送信側の
    複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周
    波数成分信号として出力する複素シンボル周波数成分生
    成工程と、 受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号
    と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求
    め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出工
    程と、 前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角
    をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波
    数との位相タイミング誤差を求める逆正接工程と、 を含むことを特徴とするタイミング再生方法。
17. 【請求項１７】 受信ベースバンド信号から、送信側の
    複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周
    波数成分信号として出力する複素シンボル周波数成分生
    成工程と、 受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号
    と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求
    め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出工
    程と、 前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角
    をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波
    数との位相タイミング誤差を求める逆正接工程と、 前記相関信号が示すベクトル長を算出するベクトル長算
    出工程と、 前記ベクトル長と所定の閾値とを比較し、前記ベクトル
    長が該所定の閾値以上の場合に、バースト信号を検出し
    たことを示すバースト検出情報を出力する比較処理工程
    と、 を含むことを特徴とするタイミング再生方法。
18. 【請求項１８】 前記複素シンボル周波数成分生成工程
    は、 前記受信ベースバンド信号のエンベロープ値を求め、こ
    の求めたエンベロープ値をエンベロープ信号として出力
    するエンベロープ検出工程と、 前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変
    化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出
    力する振幅変化量検出工程と、 を含み、前記エンベロープ信号と前記振幅変化量信号と
    を組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数
    成分信号として出力することを特徴とする請求項１６た
    は１７に記載のタイミング再生方法。
19. 【請求項１９】 前記複素シンボル周波数成分生成工程
    は、 前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍
    した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値を
    求め、この分散値を分散信号として出力する信号分散検
    出工程と、 前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変
    化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出
    力する振幅変化量検出工程と、 を含み、前記分散信号と前記振幅変化量信号とを組み合
    わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号
    として出力することを特徴とする請求項１６または１７
    に記載のタイミング再生方法。