DE60038424T2 - Variables sammeln abgestrahlter ladung zur erweiterung des dynamikbereichs - Google Patents

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Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf halbleiterbasierte Bildsensoren und insbesondere auf Aktiv-Pixel-Bildsensoren (APS) oder Passiv-Pixel-Bildsensoren (PPS) mit erweitertem Dynamikbereich.
  • APS sind Halbleiter-Bilderzeuger, bei denen jedes Pixel ein Lichterfassungsmittel und mindestens eine weitere aktive Komponente umfasst, die eine Ladung erzeugen, welche in ein Signal (entweder ein Spannungs- oder ein Stromsignal) umgewandelt wird. Das Signal gibt die Menge des auf einen Pixel-Lichtpunkt fallenden Lichts wieder. Der Dynamikbereich (DR) eines Bildabtastgeräts ist definiert als das Verhältnis des maximal detektierbaren effektiven Signalpegels, das typischerweise als Sättigungssignal (Vsat) bezeichnet wird, zum effektiven Rauschpegel des Sensors (σnoise). Dies ist durch die Gleichung 1 dargestellt: Dynamikbereich = Vsat/σnoise Gleichung 1
  • Bei Bilderfassusngsgeräten, etwa ladungsgekoppelten Geräten (CCDs), die die von einfallenden Photonen erzeugte Ladung integrieren, ist der Dynamikbereich durch die Ladungsmenge begrenzt, die in einem gegebenen Lichtpunkt gesammelt und gehalten werden kann (Vsat). Bei einer gegebenen CCD ist zum Beispiel die Ladungsmenge, die in einem Pixel gesammelt und detektiert werden kann, proportional zur Pixelfläche. Bei einem handelsüblichen Gerät, wie es zum Beispiel bei einer digitalen Megapixel-Stehbildkamera (DSC) verwendet wird, liegt zum Beispiel die Vsat repräsentierende Anzahl von Elektronen im Bereich von 13.000 bis 20.000 Elektronen. Wenn das einfallende Licht sehr hell ist und mehr Elektronen erzeugt als im Pixel oder Fotodetektor gehalten werden können, werden diese überzähligen Elektronen durch die im Pixel vorhandenen Anti-Abstrahlmittel entfernt, so dass sie nicht zu einem erhöhten Sättigungssignal beitragen. Somit ist der detektierbare maximale Signalpegel auf die Ladungs menge begrenzt, die im Fotodetektor oder im Pixel gehalten werden kann. Der DR wird auch durch den Rauschpegel des Sensors σnoise begrenzt. Wegen der bezüglich Vsat bestehenden Einschränkungen wurde bereits viel Arbeit in CCDs investiert, um σnoise auf sehr geringe Werte zu reduzieren. Typischerweise weisen handelsübliche Megapixel-DSCs einen DR von 1000:1 oder darunter auf.
  • Dieselben Einschränkungen bezüglich des DR bestehen auch bei APS-Geräten. Vsat ist durch die Ladungsmenge begrenzt, die im Fotodetektor gehalten und isoliert werden kann. Überschüssige Ladung geht verloren. Dies kann sich wegen der aktiven Komponenten innerhalb des Pixels im APS, die den für den Fotodetektor verfügbaren Raum begrenzen, und wegen der in APS-Geräten verwendeten Niederspannungsversorgung und Taktung bei APS als noch problematischer erweisen als bei CCDs. Wegen der Verwendung von APS-Geräten bei der Herstellung von Bildsensorsystemen auf einem Chip erzeugen die bei APS-Geräten verwendeten digitalen und analogen Schaltungen, wie Zeit- und Steuerschaltungen und Analog/Digital-Wandler, die bei CCDs nicht vorhanden sind, bei APS-Geräten ein sehr viel stärkeres Hintergrundrauschen im Vergleich zu CCDs. Dies ist auf das stärkere zeitliche Rauschen sowie möglicherweise auf Quantisierungsrauschen des Analog/Digital-Wandlers auf dem Chip zurückzuführen.
  • Auf dem Gebiet der halbleiterbasierten Bildsensoren werden zahlreiche Möglichkeiten beschrieben, einen erweiterten Dynamikbereich sowohl bei APS als auch bei PPS-Geräten zu schaffen. Hierzu zählen unter anderem (1) das Messen einer Anzahl von Taktperioden, um einen Schwellenwert zu erreichen, wie von Konuma in US-A-5 650 643 beschrieben, (2) das Erfassen von 2 oder mehr korrelierten Bildern mit variierenden Integrationszeiten, wie von Orly Yadid-Pecht et al. in "CMOS APS mit weitem Dynamikbereich in der Szene und doppelter Abtastung", veröffentlicht im 1997 IEEE Workshop über ladungsgekoppelte Geräte und hochentwickelte Bildsensoren, Referat Nr. R15, (3) Pixelarchitekturen mit rhythmischer Übertragungsfunktion, beschrieben von Sypros Kavadias et al. in "Chipintegrierter offsetkalibrierter Bildsensor mit logarithmischem Ansprechverhalten", 1999 IEEE Workshop über ladungsgekoppelte Geräte und hochentwickelte Bildsensoren, S. 68–71, M. Loose et al., "Selbstkalibrierender logarithmischer CMOS-Bildsensor mit Einchip-Kamerafunktion", 1999 IEEE Workshop über ladungsgekoppelte Geräte und hochentwickelte Bildsensoren, S. 191–194, N. Ricquier et al., "Aktivpixel-CMOS-Bildsensor mit chipintegrierter Korrektur von Ungleichmäßigkeiten", 1995 IEEE Workshop über ladungsgekoppelte Geräte und hochentwickelte Bildsensoren, J. Huppertz et al., "Schnelle CMOS-Bilderzeugung mit hohem Dynamikbereich", 1997 IEEE Workshop über ladungsgekoppelte Geräte und hochentwickelte Bildsensoren, S. 1–4; und (4) Variieren des Pegels des Rückstell-Gates während der Integration, wie in den älteren Veröffentlichungen von S. Decker et al. beschrieben, "Vergleich von CCD und CMOS-Pixeln bei einem Flächenbilderzeuger mit weitem Dynamikbereich", 1995 IEEE Workshop über ladungsgekoppelte Geräte und hochentwickelte Bildsensoren, und" 256 × 256 CMOS-Bilderzeugungeranordnung mit Pixeln mit weitem Dynamikbereich und spaltenparalleler digitaler Ausgabe", IEEE Journal of Solid State Circuits, Band 33, Nr. 12, Dez. 1998.
  • US-A- 5 650 643 , erteilt an Konuma (Konuma) beschreibt ein Gerät, das zur Vergrößerung des Dynamikbereichs in Halbleiter-Bilderfassungsgeräten eingesetzt werden kann. Dabei zeigt Konuma eine Möglichkeit, den effektiven Vsat-Pegel dadurch zu erhöhen, dass man einen Vergleicher und einen einem Fotodetektor zugeordneten Zähler integriert, um die Zeit bis zum Erreichen eines integrierten Signal-Schwellenwertpegels zu messen, und diesen Wert als einzige Ausgabe des Sensors bereitstellt. Zusammen mit dem Vergleicher dient der Zähler dazu, die Anzahl der Taktperioden des Zählers festzustellen, die der Fotodetektor benötigte, um jenen Signalpegel zu erreichen, der dem Eingang des Vergleichers zugeführt wurde. Das Gerät gibt dann als Ausgabe oder als dem Fotodetektor zugeordneten Signalwert nur die Anzahl der Zähler-Taktperioden aus.
  • Zwar schafft Konuma durch effektive Erhöhung von Vsat tatsächlich einen verbesserten Dynamikbereich, diese Lösung ist jedoch mit verschiedenen Problemen verbunden.
  • Müsste man in jedem Pixel einen Zähler und einen Vergleicher vorsehen, wäre zum einen die Anzahl der Komponenten in jedem Pixel sehr groß, was zu einem Pixel mit sehr geringem Füllfaktor oder zu einem sehr großen Pixel führen würde. Angesichts des Strebens nach möglichst kleinen Größen in der modernen Halbleitertechnologie und der Notwendigkeit, über kostengünstige Bildsensoren mit kleinen Pixeln zu verfügen, ist diese Lösung in der Praxis nicht durchführbar.
  • Zweitens besteht die Ausgabe je Pixel aus einem Zählerwert für die bis zum Erreichen eines gegebenen Schwellenwerts erforderliche Zeit, und sie enthält keinen analogen Ausgabewert für die tatsächlich im Fotodetektor integrierte Ladungsmenge. Obwohl der effektive Vsat-Pegel erhöht wird, ist bei dieser Lösung der effektive DR durch die Zeitperiode oder Genauigkeit des Zählertaktes und die Größe des Zählers begrenzt. Bei einem Zähler mit 10 Bit oder 1024 Zählwerten wird zum Beispiel der Dynamikbereich auf 10 Bit erhöht, sofern die 1024 Haupt-Taktperioden in die gewünschte Belichtungszeit passen. Bei einer gewünschten Belichtungszeit von 100 μsek. muss die Zählertaktperiode ≤ 97,6 μsek. sein. Würde man versuchen, den Dynamikbereich auf 20 Bit zu erweitern, wäre für eine Belichtungszeit von 100 μsek. ein 20-Bit-Zähler und eine Zählertaktfrequenz > 10.5 MHz erforderlich. Bei diesem Beispiel muss bei Erweiterung des DR von 10 auf 20 Bit die Taktfrequenz 1000mal schneller sein. Mit abnehmender Belichtungszeit wird der erforderliche Haupttakt immer schneller. Wäre zum Beispiel bei Aufnahme eines Bildes bei hellem Sonnenlicht im Freien eine Belichtungszeit von 1/60 einer Sekunde erwünscht oder erforderlich, wäre zum Quantisieren von 20 Bit ein Haupttakt von 63 MHz nötig. Dies zeigt, dass für einen großen Dynamikbereich unter typischen Belichtungsbedingungen sehr schnelle Zählertakte erforderlich sind. Auch wird bei zunehmender Anzahl von Bits im Zähler eine größere Fläche benötigt, um diese im Pixel zu integrieren, so dass man ein größeres Pixel erhält. Typische Zähler erfordern 4 bis 8 Transistoren je Bit. Ein 20-Bit-Zähler würde daher 80 bis 160 Transistoren erfordern, woraus sich in einem 0,35 μm CMOS-Prozess Pixelgrößen von > 40 μm ergeben würden. Darüber hinaus wäre es bei dieser Lösung erforderlich, dass alle Pixel innerhalb des Bildsensors den programmierten Schwellenwert erreichen, um einen Ausgabewert für jedes Pixel zu erhalten. Dies würde sehr lange Belichtungszeiten voraussetzen, damit auch dunkle Bereiche der Szene den Schwellenpegel erreichen, wenn dieser nahe bei Vsat liegt. Die Belichtungszeiten könnten durch Programmierung des Schwellenpegels auf einen sehr niedrigen Wert reduziert werden, dies würde jedoch die Informationsgenauigkeit in sehr hellen Bereichen der Szene verringern, da diese den Schwellenwert in extrem kurzen Zeitperioden erreichen.
  • Drittens werden bei der Konuma-Lösung die Daten bei den hellsten Lichtpegeln stärker quantisiert. Dies ergibt sich aus Gleichung 2, wenn man betrachtet, wie sich der effektive Lichtmesswert aus der Zeit bis zum Erreichen des Schwellenwertes errechnet.
  • Unter der Annahme, dass die Zeitspanne (tT) bis zum Erreichen eines Schwellenwertes (VT) bekannt ist und dass die Quelle über die gemessene Zeit hinweg konstant bleibt, lässt sich die Lichtmenge zu jeder beliebigen Zeit (tM) berechnen. Der Ausdruck für die erweiterte effektive Spannung (Vext) ist durch die folgende Gleichung 2 gegeben:
    Figure 00050001
  • Bei einem diskreten System würde die Zeitvariable tT durch eine quantisierte Einheit gemäß Gleichung 3 bemessen.
    Figure 00050002
    wobei cv der quantisierte ganzzahlige Codewert und MaxCv jener Codewert ist, der dem Wert cv bei tM entspricht. Durch Einsetzen der entsprechenden Werte ergibt sich Gleichung 4
    Figure 00050003
  • In 2 steht ein Codewert (cv) Null für unendliches Licht. Die erste messbare, gleichzeitig auch die größte, Quantisierung liegt zwischen cv = 1 und cv = 2. Die Quantisierung für ein lineares 8-Bit-System ist 0,0039, d. h. geringer als die kleinste Quantisierung in dem von Konuma beschriebenen, auf der Zeit bis zum Schwellenwert beruhenden Verfahren.
  • Wenn – viertens – nur ein Zähler und Vergleicher außerhalb der Pixelanordnung zum Verfolgen der Zeit bis zum Erreichen des Schwellenwerts verwendet werden soll, müsste jedes Pixel mit einer extrem hohen Rate gemessen werten, damit die Abtastfrequenz je Pixel klein genug wäre, die erforderliche feine Quantisierung für die Erweiterung des Dynamikbereichs zu erzielen. Es sei zum Beispiel angenommen, dass 10 Quantisierungsbits über die gewünschte Belichtungszeit hinweg erforderlich sind und dass im Bildsensor eine Million Pixel vorhanden sind. Bei einer gegebenen Belichtungszeit von 100 μsek. müsste jedes Pixel angesprochen und alle 97,65 μsek. im Vergleich zum programmierten Schwellenwert gemessen werden. Dies bedeutet, dass alle 97,65 μsek. eine Million Pixel abgetastet werden müssten. Die erforderliche Pixelabtastrate würde daher ein Pixel je 97,65 psek. oder 10.24 GHz betragen. Eine Möglichkeit, dies zu erreichen, ist weder bei Konuma noch an anderer Stelle auf dem Gebiet der APS-Geräte oder anderer Bildsensorgeräte beschrieben.
  • Schließlich ist der gelieferte Ausgabewert eine Zeit. Um aus dieser Ausgabe das jeweilige Bild zu rekonstruieren (d. h. den Signalpegel zu bestimmen), muss man eine Extrapolation durch Multiplikation dieses Zeitwertes durchführen. Dies kann den effektiven Rauschpegel des Sensors verschlechtern. Anhand des Wertes t wird die Zeit gemessen, die eine Spannung v(t) benötigt, um einen Schwellenwert zu erreichen. Das Signal VPD(t) repräsentiert die Ansammlung von Photonen im Laufe der Zeit mit einem gewissen Gauß-Rauschen bei einer Standardabweichung σv. Der erfahrene Fachmann kann, wie in Gleichung 5 dargestellt, nachweisen, dass das Rauschen im erweiterten Spannungsbereich (σExt) sich auf das Gauß-Rauschen bezieht.
  • Figure 00060001
  • Da tM immer größer ist als tT, ist der Wert σExt natürlich immer größer als σv. Aus Vorstehendem ist ersichtlich, dass in der Technik weiterhin ein Bedarf an einem Gerät besteht, das bei erweitertem Vsat und Dynamikbereich geringes Rauschen, kleine Pixel, einfaches Auslesen bei geringer Frequenz und die Möglichkeit der Quantisierung erweiterter Spannungssignale bietet.
  • Bei dem in den Vorveröffentlichungen: Orly Yadid-Pecht et al. in " CMOS APS mit weitem Dynamikbereich innerhalb der Szenen und doppelter Abtastung", 1997 IEEE Workshop über ladungsgekoppelte Geräte und hochentwickelte Bildsensoren, Referat Nr. R15, O. Pecht et al., "CMOS APS mit Autoskalierung und spezifischem weitem Dynamikbereich", 1999 IEEE Workshop über ladungsgekoppelte Geräte und hochentwickelte Bildsensoren, and M. Schantz et al., "256 × 256 CMOS-Bilderzeuger mit linearer Auslesung und einem Dynamikbereich von 120 dB", 1999 IEEE Workshop über ladungsgekoppelte Geräte und hochentwickelte Bild sensoren, beschriebenen Verfahren der Erfassung von zwei oder mehr Bildfeldern werden zwei oder mehr Bildfelder desselben Bildes oder derselben Szene mit unterschiedlichen Integrationszeiten erfasst, es sind mehrere Auslesungen nötig, und die Integrationszeiten je Auslesung müssen entsprechend der Beleuchtungsstärke der Szene gewählt werden, um eine genaue Interpolation zu erreichen. Dies bedeutet größere Komplexität des automatischen Belichtungssystems für die schnelle Auswahl der Integrationszeiten und wurde bisher nicht beschrieben. Außerdem ist zusätzlicher Bildfeldspeicher für die Durchführung des mehrfachen Bildausgabevergleichs und die Berechnung des effektiven Signalpegels erforderlich. Ferner funktioniert dieses Verfahren der Erweiterung des Dynamikbereichs dann nicht, wenn es in der Beleuchtungsstärke der Szene eine Bewegung oder Veränderung zwischen den beiden Bildfeldern gibt.
  • Bei den von Sypros Kavadias et al. in "Chipintegrierter offsetkalibrierter Bildsensor mit logarithmischem Ansprechverhalten", 1999 IEEE Workshop über ladungsgekoppelte Geräte und hochentwickelte Bildsensoren, S. 68–71, M. Loose et al., "Selbstkalibrierender logarithmischer CMOS-Bildsensor mit Einchip-Kamerafunktion", 1999 IEEE Workshop über ladungsgekoppelte Geräte und hochentwickelte Bildsensoren, S. 191–194, N. Ricquier et al., "Aktivpixel-CMOS-Bildsensor mit chipintegrierter Korrektur von Ungleichmäßigkeiten", 1995 IEEE Workshop über ladungsgekoppelte Geräte und hochentwickelte Bildsensoren, beschriebenen Verfahren hat das Pixel eine logarithmische Übertragungsfunktion. Bei dieser Lösung der Verwendung eines MOSFET-Subschwellenwerts ergibt sich ein sehr hohes festes Musterrauschen. Versuche, dies zu korrigieren, erfordern zusätzliche Systemspeicher für den Schwellenwertabgleich jedes einzelnen Pixels oder zusätzliche Transistoren je Pixel. Dies vergrößert die Chipgröße und erhöht die Kosten und die Komplexität des Systems.
  • Bei den bei J. Huppertz et al., "Schnelle CMOS-Bilderzeugung mit hohem Dynamikbereich", 1997 IEEE Workshop über ladungsgekoppelte Geräte und hochentwickelte Bildsensoren, S. 1–4, und S. Decker et al., "Vergleich von CCD und CMOS-Pixeln bei einem Flächenbilderzeuger mit weitem Dynamikbereich", 1995 IEEE Workshop über ladungsgekoppelte Geräte und hochentwickelte Bildsensoren, beschriebenen Verfahren der Erweiterung des Dynamikbereichs wird der Spannungspegel des Rückstell-Gates von einem Einschalt-Zustand zu einem Ausschalt-Zustand bei festgelegtem Zeitverhalten während der Integration verändert. Bei diesem Verfahren ist der Dynamikbereich dadurch erweitert, dass Ladung zum Rückstell- Drain bei hellen Pixeln abgeschöpft wird, so dass keine Sättigung des Pixels eintritt. Das Verfahren weist die Nachteile auf, dass es für den Betrieb im elektronischen Blendenmodus eine komplizierte Zeitsteuerung benötigt und dass es schwierig ist zu unterscheiden, ob ein bestimmter Signalpegel das Abschöpfen von Ladung erfordert oder einfach den integrierten Gesamtsignalpegel darstellt.
  • Aus Vorstehendem ist ersichtlich, dass auf dem Gebiet weiterhin ein Bedarf an einem Gerät besteht, das bei erweitertem Dynamikbereich geringes Rauschen, kleine Pixel, einmaliges Auslesen des Bildfeldes und eine flexible Übertragungsfunktion ermöglicht.
  • Die Erfindung löst die Probleme des Standes der Technik. Bei der Erfindung wird das Abstrahlverhalten von CMOS-basierten Bildsensoren eingesetzt, um einen erweiterten Dynamikbereich innerhalb der Szene zu erhalten.
  • Eine erste Ausführungsform der Erfindung macht Gebrauch von der Ladung, die während der Integration vom Fotodetektor abstrahlt. Bei bekannten Geräten wird der Signalpegel des Fotodetektors in hellen Bereichen dadurch begrenzt, dass man die abgestrahlte Ladung entfernt und beseitigt. Erfindungsgemäß wird die vom Fotodetektor abgestrahlte Ladung während einer von der Integrationszeit des Fotodetektors unabhängig gesteuerten Zeitdauer integriert, und die gesammelte Abstrahlungsladung wird beim Auslesen des Pixels zu der Signalladung des Fotodetektors addiert. Bei einer zweiten Ausführungsform der Erfindung wird der erweiterte Dynamikbereich dadurch erzeugt, dass man sich das mit dem Auslesen von CMOS APS bei hohen Beleuchtungspegeln verbundene Verhalten zunutze macht, das heißt dass sich das Signal bei zunehmendem Lichtpegel verringert. Dies geschieht durch 2 Abtastungen des Rückstellpegels mit unterschiedlichen Laufzeiten zwischen dem Rückstellen und Messen des rückgestellten Pegels, wodurch zwei unterschiedliche effektive Rückstellpegel-Integrationszeiten erhalten werden. Durch Vergleich der zwei gemessenen Rückstellpegel lässt sich der effektive Signalpegel des Fotodetektors unabhängig vom physischen Sättigungssignal des Fotodetektors bestimmen. Der zwischen den beiden gemessenen Rückstellpegeln festgestellte Unterschied wird verwendet um zu bestimmen, ob das Pixel im abnehmenden hohen Lichtsignalbereich oder im normalen linearen Signalbereich bei geringem Licht arbeitet. Je nach dem Ergebnis wird dann eine andere Übertragungsfunktion an den Spannungsausgangswert der Fotodetektor-Auslesung jenes Pixels angewandt, um einen effektiven Signalpegel für jenes Pixel zu erhalten. Wenn das auf jenes Pixel einfallende Licht hell ist und der Unterschied zwischen den zwei gemessenen Rückstellpegeln einen vorgegebenen Schwellenwert übersteigt, wird für die Berechnung des Fotodetektorwertes eine dem abnehmenden Signalbereich zugeordnete Übertragungsfunktion benutzt. Wenn eine Differenz zwischen den beiden gemessenen Rückstellpegeln einen vorgegebenen Schwellenwert nicht übersteigt, wird zur Bestimmung jenes Fotodetektorwertes die normale lineare Übertragungsfunktion verwendet. Ferner kann der Wert der gemessenen Differenz auch selbständig zur Berechnung oder Ermittlung des effektiven Signalpegels oder des Pegels der einfallenden Beleuchtungsstärke für jenes Pixel verwendet werden.
  • Erfindungsgemäß wird ein aktives Pixelsensorgerät, das den Dynamikbereich des Geräts wesentlich erhöht und das in modernen Systemkonstruktionen eingesetzt werden kann, bereitgestellt durch ein Verfahren und ein Gerät zum Verwenden eines XY-adressierbaren MOS-Bilderzeugers zum Erhalten eines erweiterten Dynamikbereichs gemäß den Ansprüchen 1 und 7.
  • Die Erfindung hat die folgenden Vorteile: Sie stellt eine Möglichkeit zur Erweiterung des Dynamikbereichs eines Sensors bereit, die in einfacher Weise in heutigen Pixel- und Sensorarchitekturen mit nur geringen oder ohne Änderungen eingesetzt werden kann. Kleine Pixel mit hohem Füllfaktor können Signalpegel mit bis zu 40.000X Vsat bei Standardanzeige mit Erfassung nur eines Bildfeldes detektieren.
  • Die Erfindung wird im Folgenden anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert.
  • Es zeigen:
  • 1 ein Diagramm einer ersten Ausführungsform der Erfindung, bei der der Dynamikbereich durch das Sammeln von Ladung erweitert wird, welcher vom Fotodetektor abgestrahlt wurde;
  • 2a eine schematische Darstellung der Funktion des in 1 dargestellten Pixels auf Spaltenbasis mit Addition der Fotodetektorladung sowie ein zugehöriges Taktdiagramm;
  • 2b eine schematische Darstellung der Funktion des in 1 dargestellten Pixels auf Spaltenbasis mit Addition der Fotodetektorspannung sowie ein zugehöriges Taktdiagramm;
  • 3a ein Paar Übertragungsfunktionen für das entsprechend den Taktdiagrammen gemäß 2 betätigte Pixel gemäß 1 mit kurzer Floating Diffusion-Integrationszeit, die zu einer geringen Neigung des linearen Bereichs 2 führt;
  • 3b ein Paar Übertragungsfunktionen für das entsprechend den Taktdiagrammen gemäß 2 betätigte Pixel gemäß 1 mit einer relativ langen Floating Diffusion-Integrationszeit, die zu einer stärkeren Neigung des linearen Bereichs 2 führt;
  • 4 ein Taktdiagramm zur Illustration des sich abschwächenden Signalverhaltens gemäß 5a;
  • 5a eine Darstellung eines Pixel-Querschnitts;
  • 5b–5d elektronische Diagramme zur Illustration der Auswirkung des sich abschwächenden Signalverhaltens bei dem dargestellten Pixel;
  • 6 ein Taktdiagramm zur Illustration des sich abschwächen Signalverhaltens gemäß 7a;
  • 7a eine Darstellung eines Pixel-Querschnitts;
  • 7b–7d elektronische Diagramme zur Illustration der Auswirkung des sich abschwächenden Signalverhaltens bei dem dargestellten Pixel;
  • 8a ein Diagramm zur Illustration des sich verringernden Signalbereichs;
  • 8b ein erweitertes Diagramm zur Illustration des sich verringernden Signalbereichs; und
  • 9 ein Diagramm zur Illustration der Ausgabe eines abgetasteten und gehaltenen Pixels.
  • Die erste Ausführungsform der Erfindung nutzt das Sammeln von Ladung, die während der Integration vom Fotodetektor abgestrahlt wird. Dies geschieht mit Hilfe des in 1 dargestellten Pixels. Der Aufbau dieses Pixels ist ähnlich dem von Guidash et al in der US-Patentanmeldung 08/800 947 beschriebenen Aufbau. Das Pixel 10 umfasst einen Fotodetektor 12 (vorzugsweise eine gepinnte Fotodiode PD), ein Übertragungs-Gate TG 16, eine Floating Diffusion FD 18, eine Lichtabschirmung 8 zumindest über der Floating Diffusion 18, einen Eingangs-Signaltransistor und einen Rückstelltransistor, bestehend aus einer Floating Diffusion 18 der Source, einem Rückstell-Gate 17 und einem Rückstell-Drain 19. Zum Fokussieren von Licht auf den Fotodetektor 12 ist eine Mikrolinse 6 vorgesehen. Die Funktion der ersten Ausführungsform der Erfindung ist im Taktdiagramm der 2 für das Pixel 10 gemäß 1 dargestellt und führt zu der in 3 dargestellten Ausgangssignal-Übertragungsfunktion.
  • 2a zeigt ein Diagramm der Funktion des in 1 dargestellten Pixels auf Spaltenbasis, wobei Ladung vom Fotodetektor 12 und der Floating Diffusion 18 im Ladungsbereich in der Floating Diffusion aufsummiert wird und die kombinierte Ladung von Fotodetektor und Floating Diffusion durch einen Verstärker 22 ausgelesen wird, sowie ein zugehöriges Taktdiagramm. Das Pixel 10 wird rückgestellt oder initialisiert durch Übertragung von Ladung vom Fotodetektor 12 zur Floating Diffusion 18 durch Aktivierung des Übertragungs-Gates 16 (als Signal TG dargestellt) und anschließendes Rückstellen der Floating Diffusion 18 durch Aktivieren des Rückstell-Gates 17, das die Floating Diffusion 18 auf ein vorbestimmtes Potential zurückstellt. Die Integrationszeit des Fotodetektors (tintpd) beginnt mit der Abschaltung des Übertragungs-Gates 16 nach der Initialisierungs- oder Rückstellsequenz zum Zeitpunkt τ1. Das elektrostatische Potential des Übertragungs-Gates in dessen Ausschaltzustand wird niedriger als 0 Volt eingestellt, so dass überschüssige Ladung im Fotodetektor durch den Übertragungsgate-Bereich in die Floating Diffusion 18 abstrahlt. Mit fortschreitender Integrationszeit des Fotodetektors (tintpd) füllt sich der Fotodetektor 12 mit Fotoelektronen. Bei hellem einfallendem Licht überschreitet die Anzahl der in dem Pixel erzeugten Fotoelektronen die Kapazität des Fotodetektors 12. Dann läuft die über schüssige Ladung in die Floating Diffusion 18 über. Wenn das Rückstell-Gate 17 zu Beginn des Überlaufs der Ladung in die Floating Diffusion 18 eingeschaltet ist, wird die Ladung durch den Bereich des Rückstell-Gates 17 zum Rückstell-Drain 19 weitergeleitet, so dass die Floating Diffusion auf dem voreingestellten Potential, typischerweise einem Spannungs-Schwellenwert unterhalb der Spannung des Rückstell-Drains 19 (VDD), verbleibt. Ist das Rückstell-Gate 17 zu Beginn des Überlaufs der Ladung in die Floating Diffusion 18 ausgeschaltet, wird diese Ladung in der Floating Diffusion 18 gesammelt. Die Dauer, während der RG während der Integrationszeit des Fotodetektors ausgeschaltet ist, wird als Integrationszeit der Floating Diffusion tintfd bezeichnet.
  • Am Ende der gewünschten Integrationszeit des Fotodetektors tintpd wird die im Fotodetektor 12 vorhandene Ladung durch Ein- und Ausschalten des Übertragungs-Gates 16 zum Zeitpunkt τ2 an die Floating Diffusion 18 übertragen. Dann wird der Signalpegel der Floating Diffusion 18 durch SHS abgetastet und auf dem Kondensator C1 gehalten. Wurde während der Integrationszeit der Floating Diffusion tintfd keine Abstrahlungsladung auf der Floating Diffusion 18 gesammelt (d. h. es liegt ein dunkler Bildbereich vor), enthält die auf dem Kondensator C1 von der Floating Diffusion 18 kommende Signalladung die während der Integration im Fotodetektor 12 gesammelte Ladung. Wenn eine Abstrahlungsladung auf der Floating Diffusion 18 gesammelt wurde, enthält die von der Floating Diffusion 18 kommende Signalladung auf dem Fotodetektor C1 die während der Integrationszeit des Fotodetektors (tintpd) im Fotodetektor 12 gesammelte Ladung und die während der Integrationszeit der Floating Diffusion auf der Floating Diffusion gesammelte Ladung. Die Integrationszeit der Floating Diffusion tintfd ist die Zeit von der Abschaltung des Reset-Gates 17 bis zur Übertragung der Signalladung vom Fotodetektor 12 zum Zeitpunkt τ2. Die Integrationszeit der Floating Diffusion tintfd wird von der Integrationszeit des Fotodetektors tintpd getrennt und unabhängig gesteuert.
  • Aufgrund der für 2a beschriebenen Funktion erhält man den in 3a und 3b dargestellten Sensorausgabe-Verlauf. Der Verlauf der Ausgabe umfasst zwei Bereiche. Bei niedrigen Lichtpegeln folgt die Ausgabe dem linearen Kurvenabschnitt 1. Da die Anzahl der Fotoelektronen die Kapazität des Fotodetektors übersteigt, wird diese Ladung in der Floating Diffusion gesammelt und der Signalladung des Fotodetektors hinzugefügt. In diesem Fall folgt die Pixel-Ausgabe dem Kurvenverlauf 2. Die bevorzugte Ausführungsform ergibt bei der in 2a dargestellten Taktung im Kurvenabschnitt 2 einen linearen Verlauf. Durch einen zeitlich variierenden Potential- Pegel des Rückstell-Gates, wie er in der älteren Veröffentlichung von S. Decker et al, "256 × 256 CMOS-Bilderzeugungsarray mit Pixeln mit weitem Dynamikbereich und spaltenparalleler digitaler Ausgabe", IEEE-Journal für Haltleiterschaltungen, Band 33, Nr. 12, Dez. 1998 beschrieben wird, könnte ein nicht linearer Verlauf erzeugt werden. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der Verlauf der Ausgabe im Kurvenabschnitt 2 linear, und der Kurvenanstieg ist von der Integrationszeit tintfd der Floating Diffusion abhängig und zu dieser direkt proportional. Die beiden Figuren (3a und 3b) zeigen zwei verschiedene Kurvenanstiege des Kurvenbereichs 2. In 3a ist die Integrationszeit der Floating Diffusion kürzer als in 3b. Infolgedessen ist der Anstieg des Kurvenbereichs 2 in 3b größer als jener in 3a.
  • Bei bekannter Integrationszeit tintfd der Floating Diffusion kann der effektive Signalpegel des Pixels mittels der Gleichung 6 bestimmt werden. Veff = Vout für Vout < Vpdsat Veff = Vpdsat + (Vout – Vpdsat)(tpdint/tfdint) für Vout > Vpdsat Gleichung 6
  • Da das Verhältnis der Integrationszeit tintpd des Fotodetektors zur Integrationszeit tintfd der Floating Diffusion groß sein kann, kann Veff weit über das durch die Kapazität des Fotodetektors begrenzte Signal ansteigen. Somit wird der Dynamikbereich erweitert. Außerdem kann bei entsprechender Steuerung der Kapazität der Floating Diffusion der durch die Ladungskapazität der Floating Diffusion bestimmte maximale Spannungspegel Vmax größer sein als jener der Fotodetektor-Kapazität. Auch ist es möglich, das Sensorausgangssignal direkt anzuzeigen, ohne zunächst den effektiven Signalpegel aus dem Kurvenabschnitt 2 zu bestimmen. Dies ergibt dann immer noch einen erweiterten szeneninternen Dynamikbereich, in dem ein größerer einfallender Beleuchtungsbereich abgebildet und direkt im detektierbaren Signalspannungsbereich dargestellt wird. Auch kann der Pegel von Vpdsat dadurch programmiert werden, dass man den Abschaltpegel des Übertragungs-Gates 16 einstellt.
  • Die Taktung gemäß 2a ergibt einen einzigen Auslesewert für die gesamte kombinierte Ladung in der Floating Diffusion, die das Fotodetektor-Signal und die gesammelte Abstrahlungsladung enthält. Zuerst wird das Signal ausgelesen, dann erfolgt eine Rückstellung und anschließend eine Messung des Rückstellpegels. Bei dieser Auslesung durch unkorrelierte Doppelabtastung wird dem Signal ein zeitliches Rückstellrauschen hinzugefügt. Das Auslesen des Fotodetektor-Signalpegels und des Abstrahlungs-Ladungspegels der Floating Diffusion kann auch durch zwei Auslesevorgänge erfolgen. Dies ist in 2b dargestellt. Dabei wird der Pegel der in der Floating Diffusion 18 gesammelten Abstrahlungsladung durch Pulsen von SHSfd abgetastet und gehalten, wodurch die Abstrahlungsladung auf den Kondensator C4 übergeht; anschließend erfolgt eine Rückstellung der Floating Diffusion 18 durch RG und das Abtasten und Halten des Rückstellpegels durch SHR, wodurch der Rückstellpegel auf den Kondensator C5 übergeht. Schließlich wird die Ladung vom Fotodetektor 12 auf die Floating Diffusion 18 übertragen, und dieser Signalpegel wird dann von SHSpd abgetastet und gehalten und auf den Kondensator C6 gelegt. Die Erfindung sieht das differenzielle Auslesen der gespeicherten Abstrahlungsladung auf dem Kondensator C4 und des Rückstellpegels auf dem Kondensator C5 über den Differenzverstärker 31 und ein zweites differenzielles Auslesen der gespeicherten Signalladung auf dem Kondensator C6 und des Rückstellpegels auf dem Kondensator C5 über den Differenzverstärker 32 und damit eine echte korrelierte Doppelabtastung des Fotodetektor-Signalpegels vor. Das endgültige Ausgangssignal kann dann auf verschiedene Weise bestimmt werden. Zum einen durch getrenntes Ablesen der Signale der zwei Differenzverstärker 31 und 32, wodurch zwei Signalwerte je Pixel erhalten werden, die außerhalb des Chips summiert werden können. Bei einer zweiten Ausführungsform werden die Signale als Eingaben einem dritten Differenzverstärker zugeführt, und das Signal wird dann als nur ein Pegel je Pixel ausgelesen. Dieses Ausleseverfahren, bei dem das Signal im Spannungsbereich kombiniert wird, liefert auch einen höheren Vmax als die Kombination der Signale im Ladungsbereich. Denn die Floating Diffusion muss nicht das Fotodetektorsignal und das Abstrahlungssignal gleichzeitig halten. Somit wird Vmax auf die volle Kapazität der Floating Diffusion zuzüglich der Fotodetektor-Kapazität erweitert.
  • Da das Verfahren mit einem differenziellen Auslesen des Pixels in Bezug auf einen Referenz-Rückstellpegel arbeitet, wird das Pixel-Offsetrauschen aufgehoben. Außerdem wird der Dynamikbereich erweitert, ohne dass hierzu zusätzliche Komponenten im Pixel erforderlich sind, so dass die Erweiterung mit kleinen Pixeln bewirkt werden kann, die für kostengünstige digitale Bilderzeugungsanwendungen für Amateure günstig sind. Bei dieser Lösung wird das Rauschen beim Auslesen der Pixel durch KTC verstärkt, weil der Rückstellpegel nicht mit dem Signalpegel korreliert ist. Diese Erhöhung liegt jedoch normalerweise bei unter 30 Elektronen und ist verglichen mit dem effektiven Signalpegel gering.
  • Die zweite Ausführungsform der Erfindung nutzt ebenfalls das Abstrahlungsverhalten zur Erweiterung des Dynamikbereichs. Bei CMOS APS und PPS-Geräten muss man wissen, dass wenn das einfallende Licht extrem hell wird, das aus der Differenz zwischen dem Signalpegel und einem Rückstellpegel ermittelte Ausgangssignal schließlich mit zunehmender Lichtstärke abnimmt und schließlich die Stufe "Schwarz" erreicht. Dieser abnehmende Signalverlauf ist darauf zurückzuführen, dass der Rückstellpegel infolge der Ladung abnimmt, die sich auf dem Ladungs/Spannungs-Umwandlungsknoten, typischerweise als Abtastknoten bezeichnet, während der Zeit zwischen dem Rückstellen und dem Abtasten und Halten des Rückstellpegels ansammelt. Dies geschieht entweder durch Abstrahlungsladung eines separaten Fotodetektors, die im Falle eines APS mit vier Transistoren auf dem Abtastknoten gesammelt wird, oder durch das Sammeln von Elektronen im Fotodetektor, der im Falle von APS-Pixeln mit drei Transistoren oder im Falle von PPS-Pixeln ebenfalls als Abtastknoten dient. Bleibt dies unkorrigiert, kann dieser Effekt, dass das Signal mit zunehmenden Pegeln des einfallenden Lichts abnimmt, unerwünscht sein.
  • Schematische Querschnitte des entsprechenden Pixelbereichs für die zweite Ausführungsform der Erfindung sind in 5a und 7a dargestellt, die entsprechenden Taktdiagramme in 4 und 6. Die in 5a dargestellten Pixel 20 und das entsprechende Taktdiagramm gemäß 4 sind entweder für ein APS-Gerät mit drei Transistoren, bei denen der Fotodetektor als Ladungs/Spannungs-Umwandlungsknoten dient, oder auch für ein PPS-Gerät bestimmt. Das in 7a dargestellte Pixel 30 und das entsprechende Taktdiagramm gemäß 6 sind für den Fall eines APS bestimmt, bei dem der Ladungs/Spannungs-Umwandlungsknoten (Floating Diffusion 38) vom Fotodetektor 32 getrennt und ihm gegenüber isoliert ist.
  • In 4 und 5a, die den Fall von APS-Geräten mit drei Transistoren und PPS-Geräten darstellen, wird das Pixel 20 durch Rückstellen des Fotodetektors 22 beim Ein- und Ausschalten von RG 27 initialisiert. Jetzt beginnt die Integration des Signals im Fotodetektor. Mit fortschreitender Integration nimmt das elektrostatische Potential des Fotodetektors VPD ab, bis der Fotodetektor 22 vollständig mit Fotoelektronen gefüllt ist. Jetzt ist VPD etwa gleich 0 Volt. Durch Abfragen von SHS wird dann der Signalpegel des Fotodetektors 22 abgetastet und gehalten. Als nächstes wird der Fotodetektor durch Abtasten von RG 27 zurückgestellt, um eine Referenzpegel-Differentialauslesung des vom Fotodetektor 22 kommenden Signalpegels zu erhalten. Die Zeit zwischen dem Rückstellen und Abtasten und Halten des Rückstellpegels beträgt normalerweise nur wenige μsek. Bei niedrigem Pegel des einfallenden Lichts während dieser Zeitspanne verändert sich der Rückstellpegel nicht merklich und liegt extrem nahe beim nominalen Rückstellpegel RL0, siehe 5b. Ist dieses einfallende Licht sehr hell, kann sich der Rückstellpegel während dieser Zeitspanne verändern, wenn der Sensor nicht gegen das einfallende Licht abgeschirmt ist. Das in 5c dargestellte Beispiel bezieht sich auf sehr helles einfallendes Licht, durch das die Fotodetektor-Spannung VDP auf den Rückstellpegel RLA geht. Da der Auslesewert des Ausgangssignalpegels durch die Differenz zwischen dem Signalpegel und dem Rückstellpegel bestimmt ist, nimmt das wahrgenommene Ausgangssignal ab, weil der vollständige Fotodetektorpegel mit RLA statt mit RL0 verglichen wird. Ist das einfallende Licht hell genug, um den Fotodetektor während der Zeit zwischen der Rückstellung und dem Abtasten und Halten des Rückstellpegels vollständig zu füllen, erreicht der Fotodetektor den Rückstellpegel RLB gemäß 5d. In diesem Fall ist die Differenz zwischen dem abgetasteten und gehaltenen Signalpegel und dem abgetasteten und gehaltenen Rückstellpegel gleich Null, so dass man ein dunkles oder schwarzes Bild erhält. Daraus ergibt sich bei steigender einfallender Lichtstärke ein abnehmender Signalbereich, wie dies in 8a und 8b dargestellt ist.
  • In 6 und 7a, die sich auf den Fall von APS-Geräten mit vier Transistoren beziehen, liegt der gleiche Effekt vor. Wenn das einfallende Licht hell genug wird, füllt sich der Fotodetektor 32, und überschüssige Elektronen gehen in die Floating Diffusion 38 über, so dass der Rückstellpegel und der ausgelesene Differential-Signalwert in ähnlicher Weise abnehmen wie dies für 4 und 5a bis 5d beschrieben wurde.
  • Messungen dieses abnehmenden Signalpegels zeigen jedoch, dass die Übertragungsfunktion sehr linear verläuft und bei einfallenden Lichtstärken von 20.000x bis 50.000x, d. h. der normalen Sättigungsbelichtung Isst, den Pegel "Schwarz" erreichen, s. 8b. In 8a reicht die Skala der X-Achse von keiner Beleuchtung bis zur dreifachen Sättigungsbelichtung. Bei dieser Skala der X-Achse kann man den Bereich des linearen Verlaufs der Ausgabe des Pixels vor der Sättigung erkennen. Dies ist der Bereich zwischen keiner Beleuchtung und Isst. 3b zeigt eine andere Skala der X-Achse, die sich von keiner Belichtung bis 50.000x Isat erstreckt. In dieser Skala lässt sich der Ausgabeverlauf des Sensors im Sättigungsbereich besser erkennen, der in 3b dargestellte Bereich vor der Sättigung jedoch schwerer. Bei dem Ausgabeverlauf des Sensors im Sättigungsbereich nimmt das Ausgangssignal linear oder nach einer anderen charakteristischen und empirisch bekannten Übertragungsfunktion ab, bis es 50.000x Isat erreicht, wo das Ausgangssignal null Volt erreicht und als schwarzes oder dunkles Signal erscheint.
  • Das erfindungsgemäß dargestellte neue Konzept besteht darin, anhand dieses abnehmenden Signalbereichs den "effektiven Signalpegel" zu bestimmen, um den Dynamikbereich zu erweitern. Die "effektive Rückstellintegrationszeit" ist, wie in 4 und 6 dargestellt, bei diesem Verlauf einfach die Zeitspanne zwischen der Abfallflanke des Rückstellens des Ladungs/Spannungs-Umwandlungsknotens und der Abfallflanke des Abtastens und Haltens des Rückstellpegels. Die Signaländerung innerhalb dieser kurzen Integrationszeit lässt sich dadurch feststellen, dass zwei Rückstellsequenzen vorgesehen sind, die mit unterschiedlichen effektiven Integrationszeiten abgetastet und gehalten werden. Wenn eine Differenz zwischen den zwei Rückstellpegeln besteht, die über einem vorgegebenen Schwellenwert liegt, ist daraus zu schließen, dass dieses Pixel im abnehmenden Signalbereich der Kurve liegt. Dies könnte auch durch den Vergleich nur eines Rückstellpegels mit einem aus einer dunklen Rückstellung erzeugten Referenz-Rückstellpegel erzeugt werden. Nachdem festgestellt ist, dass das Pixel im abnehmenden Bereich der Kurve liegt, kann der einfallende Beleuchtungspegel aus der für den abnehmenden Signalbereich des Sensors vorgesehenen speziellen gemessenen Übertragungsfunktion bestimmt werden. So können einfallende Lichtpegel von keiner Beleuchtung bis zu 50.000-facher Sättigungsbelichtung durch den Sensor detektiert werden, woraus sich ein erweiterter Dynamikbereich ergibt. Auch könnte der effektive Signalpegel aus der gemessenen Differenz der beiden Rückstellpegel durch Anwendung der Gleichung (7) bestimmt werden.
    Figure 00170001
    worin texp die Belichtungszeit und tintr die effektive Rückstell-Integrationszeit ist.
  • Die Anwendung der Sättigungsbereichs-Übertragungsfunktion oder die Berechnung des effektiven Signalpegels nach der Gleichung 7 könnte außerhalb des Bildsensors mit Systemsoftware oder Hardware oder im Sensor im analogen oder digitalen Bereich durchgeführt werden. Eine Ausführungsform dieses Konzepts ist in 9 dargestellt. In 9 wird mit Hilfe eines Vergleichers mit einem programmierbaren Schwellenwert bestimmt, ob zwischen den zwei Rückstellpegeln mit unterschiedlicher Zeitdauer zwischen der Rückstellung und dem Abtasten und Halten des Rückstellpegels eine Differenz besteht. Der Signalpegel des Pixelausgangs wird in gleicher Weise wie im Stand der Technik beschrieben ausgelesen; der abgetastete und gehaltene Signalpegel des Fotodetektors wird bezüglich der Rückstellung 1 differenziell ausgelesen und auf N Bit digitalisiert (in diesem Beispiel sind 8 dargestellt). Die Ausgabe dieses Vergleichers mit Rückstellung 1 und Rückstellung 2 als Eingaben dient dann als Übertragungsfunktions-Bit. Ein Übertragungsfunktions-Bit "0" gibt an, dass der 8-Bit-Signalpegel des Fotodetektors so zu verwenden ist, wie er ist. Ein Übertragungsfunktions-Bit "1" zeigt an, dass der 8-Bit-Signalpegel des Fotodetektors mittels der 8-Bit-Ausgabe unter Verwendung der Sättigungsbereichs-Übertragungsfunktion zu berechnen ist. Die Zeitregelung für diesen Auslesevorgang ist ebenfalls in 9 für das in 5a dargestellte Pixel dargestellt. Nach Ablauf der Fotodetektor-Integrationszeit wird die Floating Diffusion zurückgestellt und der Rückstellpegel abgetastet und gehalten. Dies ist dann Reset1 mit einer abgelaufenen Rückstell-Integrationszeit 1. Als nächstes wird die im PD vorhandene Ladung auf die Floating Diffusion übertragen und der Signalpegel abgetastet und gehalten. Danach wird die FD zurückgestellt und der Rückstellpegel abgetastet und gehalten, so dass man Reset2 erhält, mit einer von Reset1 unterschiedlichen abgelaufenen Rückstellintegrationszeit 2.
  • Der Ablauf für APS-Pixel, bei denen PD als Abtastknoten dient, oder PPS-Pixeln ist ähnlich mit der Ausnahme, dass das Auslesen in der Reihenfolge Auslesen Signalpegel, Rückstellung, Auslesen Reset1, Warten auf eine gewünschte abgelaufene Zeitdauer, Auslesen Reset2, erfolgen.
  • Statt mit einem Vergleicher festzustellen, ob zwischen Reset1 und Reset2 eine vorgegebene Differenz besteht, könnte der tatsächliche Wert der Differenzen zwischen den Rückstellpegeln auch in einer ähnlichen Weise ausgelesen werden wie dies zur Feststellung des Wertes von (Signal-Reset1) geschieht. Der Wert (Reset1–Reset2) könnte dann dazu dienen, den effektiven Signalpegel mittels der Gleichung 7 zu bestimmen. Dann könnte ein Vergleich durchgeführt werden, um ein Merkerbit zu erhalten, das angibt, welcher Wert, nämlich Signal-Reset1 oder Signal-Reset2, über das 8 Bit-ADC auszulesen ist.

Claims (9)

  1. Verfahren zum Verwenden eines X-Y adressierbaren MOS Bilderzeugers zum Erhalten eines erweiterten Dynamikbereichs, mit den Schritten: Bereitstellen des X-Y adressierbaren Bilderzeugers als halbleiterbasierten Sensor mit einem Array von in Reihen und Spalten ausgebildeten Pixeln (10), wobei eine Vielzahl der Pixel (10) derart ausgebildet ist, dass jedes Pixel (10) innerhalb der Vielzahl von Pixeln (10) einen Fotodetektor (12), einen Abtastknoten (18) und einen Übertragungsmechanismus (16) zum Übertragen von Ladung vom Fotodetektor (12) zum Abtastknoten (18) aufweist, mit einem Rückstellmechanismus (17) zum Rückstellen des Abtastknotens (18) auf ein vorbestimmtes Potential; Einleiten einer Integrationsphase für den Fotodetektor (12) durch Betreiben des Übertragungsmechanismus (16); gekennzeichnet durch die Schritte: Einleiten einer Integrationsphase für den Abtastknoten durch Betreiben des Rückstellmechanismus (17) zum Integrieren überschüssiger, vom Fotodetektor (12) integrierter Ladung, die durch den Übertragungsgatebereich abgestrahlt wird; und Auslesen von Ladung sowohl aus dem Abtastknoten (18) als auch aus dem Fotodetektor (12), die sich während der jeweiligen Integrationsphasen angesammelt hat.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, worin der Schritt des Sammelns von abgestrahlter Ladung auf dem Abtastknoten weiterhin den Schritt des Steuerns der Integrationszeit umfasst, während der Abstrahlungsladung auf dem Abtastknoten gesammelt wird.
  3. Verfahren nach Anspruch 1, worin der Schritt des Einleitens einer Integrationsphase für den Abtastknoten (18) weiterhin den Schritt des Einstellens des Übertragungsmechanismus (16) auf ein vorbestimmtes Potential umfasst, um einen potentiellen Pegel für den Fotodetektor (12) einzustellen, bei dem der Abtastknoten (18) Abstrahlungsladung zu sammeln beginnt.
  4. Verfahren nach Anspruch 1, worin der Schritt des Auslesens von Ladung sowohl vom Abtastknoten (18) als auch vom Fotodetektor (12), die während der jeweiligen Integrationsphasen angesammelt wurde, weiterhin den Schritt des Auslesens einer kombinierten Ladung aus beiden Integrationsphasen umfasst.
  5. Verfahren nach Anspruch 1, worin der Schritt des Auslesens von Ladung sowohl vom Abtastknoten (18) als auch vom Fotodetektor (12), die während der jeweiligen Integrationsphasen angesammelt wurde, weiterhin den Schritt des Auslesens einzelner Ladungen aus beiden Integrationsphasen umfasst.
  6. Verfahren nach Anspruch 1, worin der Schritt des Bereitstellens weiterhin den Schritt des Bereitstellens einer Abtast- und Halteschaltung für jede Spalte umfasst.
  7. X-Y adressierbares MOS Bilderzeuger-System mit: einem halbleiterbasierten Substrat (14), das ein aktives, innerhalb des Substrats ausgebildetes Pixelsensorarray aufweist; einer Vielzahl von Pixeln (10) im Array, die derart ausgebildet sind, dass jedes Pixel einen mittels eines Übertragungsmechanismus (16) mit einem Abtastknoten (18) verbundenen Fotodetektor (12) aufweist, wobei der Abtastknoten (18) mit einem Rückstellmechanismus (17) in Wirkverbindung steht; gekennzeichnet durch: einen Rückstellmechanismus (17) zum Erzeugen einer Integrationsphase für den Abtastknoten und einer Integrationsphase für den Fotodetektor innerhalb eines jeden aus der Vielzahl von Pixeln (10) während einer Signalzeitrahmenphase, wobei während der Integrationsphase des Abtastknotens überschüssige Ladungen auf dem Abtastknoten (18) gesammelt und integriert werden, die vom Fotodetektor (12) während seiner Integrationsphase durch den Übertragungsmechanismus abgestrahlt wurden; Mittel zum Anwenden eines vorbestimmten Satzes von Übertragungsfunktionen, die zum Identifizieren von Signalpegeln des Fotodetektors (12) verwendbar sind; Abtastmittel zum Auslesen eines potentiellen Pegels, der sich auf dem Abtastknoten angesammelt hat, worin jedes aus der Vielzahl von Pixeln (10) den potentiellen Pegel aufweist, der vom Abtastknoten (18) abgetastet wird, und worin der abgetastete Pegel eine Summation aus abgestrahlter Ladung ist, die sich auf dem Abtastknoten (18) angesammelt hat, und aus integrierter Ladung, die sich auf dem Fotodetektor (12) angesammelt hat; Bestimmungsmittel zum Identifizieren, welche Übertragungsfunktion auf das abgetastete Potential anwendbar ist; und Mittel, die auf die Bestimmungsmittel reagieren zum Anwenden der Übertragungsfunktion zum Feststellen der Lichtintensität des Fotodetektors.
  8. System nach Anspruch 7, worin jedes aus der Vielzahl von Pixeln (10) eine der vorbestimmten Übertragungsfunktionen hat, die auf den potentiellen Pegel angewendet werden, der vom Abtastknoten abgetastet wird, und worin die Übertragungsfunktion eine lineare Funktion ist.
  9. System nach Anspruch 7, worin jedes aus der Vielzahl von Pixeln (10) eine der vorbestimmten Übertragungsfunktionen hat, die auf den potentiellen Pegel angewendet werden, der vom Abtastknoten abgetastet wird, und worin die Übertragungsfunktion eine nicht lineare Funktion ist.
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