DE60127154T2 - Verstärkter cmos-wandler für das einzelphotonenauslesen von fotodetektoren - Google Patents

Verstärkter cmos-wandler für das einzelphotonenauslesen von fotodetektoren Download PDF

Info

Publication number
DE60127154T2
DE60127154T2 DE60127154T DE60127154T DE60127154T2 DE 60127154 T2 DE60127154 T2 DE 60127154T2 DE 60127154 T DE60127154 T DE 60127154T DE 60127154 T DE60127154 T DE 60127154T DE 60127154 T2 DE60127154 T2 DE 60127154T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
signal
amplifier
circuit
noise
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE60127154T
Other languages
English (en)
Other versions
DE60127154D1 (de
Inventor
Lester J. Simi Valley KOZLOWSKI
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Altasens Inc
Original Assignee
Teledyne Scientific and Imaging LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Teledyne Scientific and Imaging LLC filed Critical Teledyne Scientific and Imaging LLC
Publication of DE60127154D1 publication Critical patent/DE60127154D1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE60127154T2 publication Critical patent/DE60127154T2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
    • H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
    • H03F3/082—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light with FET's
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/60—Noise processing, e.g. detecting, correcting, reducing or removing noise
    • H04N25/616—Noise processing, e.g. detecting, correcting, reducing or removing noise involving a correlated sampling function, e.g. correlated double sampling [CDS] or triple sampling
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/60—Noise processing, e.g. detecting, correcting, reducing or removing noise
    • H04N25/65—Noise processing, e.g. detecting, correcting, reducing or removing noise applied to reset noise, e.g. KTC noise related to CMOS structures by techniques other than CDS
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/70—SSIS architectures; Circuits associated therewith
    • H04N25/76—Addressed sensors, e.g. MOS or CMOS sensors
    • H04N25/77—Pixel circuitry, e.g. memories, A/D converters, pixel amplifiers, shared circuits or shared components
    • H04N25/771—Pixel circuitry, e.g. memories, A/D converters, pixel amplifiers, shared circuits or shared components comprising storage means other than floating diffusion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/70—SSIS architectures; Circuits associated therewith
    • H04N25/76—Addressed sensors, e.g. MOS or CMOS sensors
    • H04N25/77—Pixel circuitry, e.g. memories, A/D converters, pixel amplifiers, shared circuits or shared components
    • H04N25/772—Pixel circuitry, e.g. memories, A/D converters, pixel amplifiers, shared circuits or shared components comprising A/D, V/T, V/F, I/T or I/F converters
    • H04N25/773—Pixel circuitry, e.g. memories, A/D converters, pixel amplifiers, shared circuits or shared components comprising A/D, V/T, V/F, I/T or I/F converters comprising photon counting circuits, e.g. single photon detection [SPD] or single photon avalanche diodes [SPAD]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/70—SSIS architectures; Circuits associated therewith
    • H04N25/76—Addressed sensors, e.g. MOS or CMOS sensors
    • H04N25/78—Readout circuits for addressed sensors, e.g. output amplifiers or A/D converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/162—FETs are biased in the weak inversion region

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transforming Light Signals Into Electric Signals (AREA)
  • Solid State Image Pick-Up Elements (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

  • Hintergrund der Erfindung
  • 1. Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine Photonendetektion und insbesondere Detektorverstärker für ein Einzelphotonen-Auslesen von Halbleiter-Fotodetektoren in gepixelten Abbildungsfeldanordnungen.
  • 2. Beschreibung des Stands der Technik
  • Optische Sensoren transformieren einfallende Strahlungs-Signale im Röntgenstrahlband (λ < 0,001 μm), ultravioletten Band (λ = 0,001 bis 0,4 μm), sichtbaren Bereich (λ = 0,4 bis 0,8 μm), Nah-Infrarot-Bereich (IR) (λ = 0,8 bis 2 μm), kurzwelligen IR-Band (λ = 2,0 bis 2,5 μm), mittleren IR-Band (λ = 2,5 bis 5 μm) und langwelligen IR-Band (λ = 5 bis 20 μm) in elektrische Signale, die für die Datenerfassung, Verarbeitung, Speicherung und Anzeige wie z.B. als Echtzeit-Video verwendet werden. Verfügbare herkömmliche Fotodetektoren, wie z.B. Fotodioden und Fotoleiter sind günstig, stellen Bandbreiten zur Verfügung, die momentane Videorahmenraten unterstützen, sind für Wellenlängen bis weit in den langwelligen IR-Bandbereich empfindlich und stellen einen hohen Grad von Gleichförmigkeit von Pixel zu Pixel zur Verfügung, wenn diese in einer Abbildungsfeldanordnung verwendet werden. Jedoch weisen diese Fotodetektoren keine Verstärkung auf, d.h. jedes einfallende Photon erzeugt maximal ein einzelnes Elektron. Somit arbeiten diese Abbildungssysteme nur gut bei Bedingungen bei moderater oder heller Helligkeit. Bei niedrigen Helligkeitsniveaus stellen sie elektrische Signale zur Verfügung, die zu gering sind, um von herkömmlichen Ausleseschaltungen ausgelesen zu werden.
  • Bei Bedingungen mit geringem Umgebungslicht wird der Standard-Fotodetektor oft durch eine Lawinen-Fotodiode ersetzt, die eine ausreichende Verstärkung bereitstellt, so dass herkömmliche Ausleseschaltungen wie z.B. ladungsgekoppelte Vorrichtungen, d.h. CCDs, das verstärkte Signal den mit Videorahmenraten mit einem hohen Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) auslesen können. Die Herstellung von Lawinen-Fotodioden ist viel schwieriger und teurer als die für Standard-Fotodetektoren, weil sie gleichzeitig eine sehr hohe gesteuerte Verstärkung bei sehr geringem Rauschen bereitstellen müssen. Weiterhin liefern momentan verfügbare Lawinen-Fotodioden eine relativ schlechte Gleichförmigkeit, sind auf kürzere Wellenlängen als Standard-Fotodetektoren (0,7 μm) beschränkt und weisen eine begrenzte Empfindlichkeit aufgrund ihrer relativ geringen Quanteneffizienz auf. Abbildungsintensivierte Systeme verwenden eine Feldanordnung von Lawinen-Fotodioden oder Mikrokanalplatten, um entsprechende Anzeigeelemente, wie z.B. CCD-Anzeigeelemente oder Phosphor-Anzeigeelemente zu treiben, und weisen eine Empfindlichkeit sogar über einen geringeren Wellenlängenbereich (ungefähr 0,6 μm maximal) aufgrund der Beschränkung der Fotodiode auf.
  • Die Druckschrift Chamberlain et al., „A Novel Wide Dynamic Range Silicon Photodetector and Linear Imaging Array" IEEE Transactions on Electron Devices, Band ED-31, Nr. 2, Februar 1984, S. 175–182, die hierin durch Inbezugnahme eingebunden ist, beschreibt eine Gate-Modulationstechnik für ein Einzelphotonen-Auslesen von Standard-Fotodetektoren mit einem breiten Dynamikbereich.
  • Chamberlain sieht einen Stromspiegel mit hoher Verstärkung vor, der einen Last-FET (Feldeffekttransistor) aufweist, dessen Gate mit seinem Drain verbunden ist, um einen Unterschwellspannungsbetrieb zu gewährleisten. Das Signal von dem Fotodetektor wird in den Last-FET injiziert, wodurch eine Signalspannung an dem Gate eines Verstärkungs-FETs mit einer hohen Transkonduktanz erzeugt wird. Das Signal moduliert die Gate-Spannung des Verstärkungs-FETs, die über einen FET-Schalter ausgelesen und zurückgesetzt wird. Der wesentliche Vorteil dieses Ansatzes besteht darin, dass ein Detektionsdynamikbereich von mehr als 107 für jeden Detektor in der Anordnung erzeugt wird. Leider ist die Schaltung sehr empfindlich gegenüber Variationen der Schwellspannung der verschiedenen Transistoren. Die Pixel zu Pixel VT Ungleichförmigkeit, die bei Standard-Silizium-CMOS-Herstellungsprozessen vorliegt, degradiert sogar den momentanen Dynamikbereich der Abbildungsfeldanordnung, da die logarithmische Kennlinie des Schaltkreises die Fähigkeit jedes Pixels verbessert, über einen viel größeren gesamten Dynamikbereich betrieben zu werden.
  • Obwohl diese bestimmte Verstärkungsmodulationstechnik zum Detektieren von Signalen über einen breiten Spektralbereich nützlich ist, beschränkt die Frontend-Bandbreite die Bandbreite der Abbildungsfeldanordnung erheblich. Insbesondere entspricht die dominante RC-Zeitkonstante der Parallelschaltung der Kapazität des Fotodetektors und des Widerstands des Last-FETs. Bei einem Unterschwellspannungsbetrieb ist die Transkonduktanz des FETs sehr gering und daher sein Lastwiderstand sehr groß bei ≥ 1015 Ohm; die minimale resultierende RC-Zeitkonstante liegt in der Größenordnung von mehreren zehn Sekunden. Chamberlains Gate-Modulationstechnik ist somit nur praktisch nützlich zum Abbilden von Tageslichtszenen oder statischen Szenen mit niedrigem Helligkeitspegel wie z.B. Sternen. Weiterhin ist, um eine große Stromverstärkung zu erreichen, der Last-FET üblicherweise ziemlich klein. Als Folge generiert der Last-FET erhebliches 1/f Rauschen, das bei Bedingungen niedriger Helligkeit die Leistungsfähigkeit der Abbildungsfeldanordnung ernsthaft verschlechtert.
  • Die Druckschrift US-Patent Nr. 5,933,190 offenbart eine Schaltung mit einem ersten Auslesetransistor 23 in Reihe mit dem Lasttransistor von Chamberlain, um die Spannung über dem Lasttransistor anstatt über das anderen Bein des Stromspiegels auszulesen. Während dieser Aufbau die Detektoren in der Abbildungsfeldanordnung selbst vorspannt und der nutzbare Dynamikbereich für jedes Pixel noch bei mindestens 107 liegt, ist die Zeitkonstante relativ zu der von Chamberlain unverändert. Weiterhin ist der momentane Dynamikbereich bei einer bestimmten Bestrahlung über eine Abbildungsfeldanordnung mit so ausgebildeten Pixeln noch sehr empfindlich gegenüber der Gleichförmigkeit der Schwellspannungen von Transistor zu Transistor. Die Pixel zu Pixel VT Ungleichförmigkeit, die den Standard-Silizium-CMOS-Herstellungsprozessen zu Eigen ist, verschlechtert sogar den momentanen Dynamikbereich der Abbildungsfeldanordnung, da die logarithmische Kennlinie der Schaltung die Fähigkeit jedes Pixels verbessert, über einen viel größeren gesamten Dynamikbereich betrieben zu werden. Obwohl die '190-Druckschrift auch ein Verfahren zum Reduzieren der Ungleichförmigkeit lehrt, indem die verschiedenen Transistoren durch Anlegen einer Stressüberspannung verschlechtert werden, ist dies eindeutig kein empfohlenes Verfahren für ein hochqualitatives langlebiges Kamerasystem.
  • Die Druckschrift US-Patent Nr. 5,929,434 lehrt einen alternativen Stromspiegelaufbau, der die Auswirkung der VT Ungleichförmigkeit über einen alternativen Stromspiegelaufbau unterdrückt, der auch den integrierten Strom nach einer Integrationsperiode anstelle der Momentanspannung ausliest. Die bevorzugte Ausführungsform minimiert in erster Ordnung die Variationen der Schwellspannungsungleichförmigkeit, indem die Ungleichförmigkeit in jedem Pixel subtrahiert wird. Leider dominieren die verbleibenden Pixel-zu-Pixel-Variationen noch das Rauschen eines festgelegten Musters bei der Abbildungsvorrichtung ungeachtet des Hintergrundflusses abhängig von der MOS-Herstellungstechnologie. Die Amplitude des Musterrauschens kann oft größer sein als die des Signals, so dass eine Kompensation der Pixel-zu-Pixel-Ungleichförmigkeit außerhalb des Chips erforderlich ist.
  • Der Rückkopplungsverstärker A1, der in US-Patent Nr. 5,929,434 offenbart ist, verringert die Eingangsimpedanz der Schaltung mit hoher Verstärkung erheblich und verbessert dadurch seine Bandbreite. In dem Fall, bei dem der Pufferverstärker an eine unendliche Spannungsverstärkung und einer endlichen Transkonduktanz angenähert wird, ist der dominante Pol bestimmt durch:
    Figure 00050001
    wobei Cf der effektiven Rückkopplungskapazität des Pufferverstärkers von seinem Ausgang zu seinem Eingang entspricht. Bei der Annahme eines kaskadierten Verstärkeraufbaus ist die Gate-Source-Kapazität von Q1 dominant und Cf wird durch die Gate-Source-Kapazität des Unterschwellspannungs-FETs Q1 festgelegt. Dies wird ungefähr durch die parasitäre Metallüberlappungskapazität bestimmt. Bei einem Transistor mit minimaler Breite in 0,25 μm CMOS-Technologie wird die minimale Cf z.B. ungefähr 0,2 fF für Transistoren mit minimaler Breite entsprechen. Die resultierende Zeitkonstante liegt in der Größenordnung von mehreren zehn Sekunden. Obwohl dies das Detektieren von einzelnen Photonen bei großen Videorahmenraten erleichtert, sind zusätzliche Verbesserungen notwendig, um ein Abbilden eines Einzelphotons bei Rahmenraten, die größer sind als diejenigen, die üblicherweise für Standardvideos verwendet werden, wirklich zu unterstützen.
  • US-Patent Nr. 5,665,959 lehrt einen weiteren Ansatz, der aus einem digitalisierten System besteht, bei dem jedes Pixel ein Paar von kaskadierten Invertern mit einem Unterschwellspannungstransistor an seinem Frontend verwendet, um eine extrem hohe Transimpedanz zu erzeugen. Da das geringe Fotosignal bei Hintergründen in der Größenordnung eines Elektrons zu einer extrem hohen Eingangsimpedanz führt, wird das Fotosignal effektiv auf der Miller-Kapazität eines Inverter einer ersten Stufe integriert, bevor dieses durch einen Inverter der zweiten Stufe verstärkt wird. Eine resultierende Ladungs- zu Spannungs-Umwandlungsverstärkung > 1 mV/e– (Minivolt pro Elektron) wird daher beansprucht. Nichtsdestotrotz begrenzt das Ausleserauschen der ladungsintegrierenden ersten Stufe das SNR in vielen praktischen Fällen, da nicht ausreichende Mittel vorgesehen sind, um das Breitbandrauschen des ersten Verstärkerbandes zu begrenzen. Das Ausleserauschen für die erste Stufe kann ähnlich zu dem eines Ladungsintegrators angenähert werden, so dass:
    Figure 00070001
    wobei k der Bolzmannkonstante, T der Temperatur, Cfb der parasitären Rückkopplungskapazität der ersten Stufe, Cdet der Fotodiodenkapazität und CL der Lastkapazität am Ausgang des Verstärkers entsprechen. Unter der Annahme von praktischen Werten, die mit dem Verständnis eines Fachmanns übereinstimmen, beträgt die Detektorkapäzität typischer Weise minimal 15 fF für die hybride Abbildungsvorrichtung der bevorzugten Ausführungsform der Druckschrift 5,665,959. Unter der Annahme einer Miller-Kapazität für den Verstärker der ersten Stufe von 5 fF und einer Lastkapazität von 350 fF (d.h. der Speicherkapazität Cstr1) beträgt dann das minimale Auslöserauschen für die erste Stufe einem Wert im Bereich von 6 bis 7 e-(Elektronen); dies wird dem kT/C Rauschen überlagert, das durch den geöffneten Transistorschalter QSW1 erzeugt wird, um die Offset-Kompensation des zusammengesetzten zweistufigen Verstärkers durchzuführen. Diese Leistungsfähigkeit ist sehr gut, erleichtert jedoch nicht ein Zählen von Photonen. Während weiterhin das Takten des zweistufigen Verstärkers große Reduktionen der Verstärkerungleichförmigkeit erleichtert, unterdrückt diese Erfindung nicht die Schwellspannungsvariationen des Lasttransistors in dem Frontend.
  • US-Patent Nr. 6,069,376 lehrt einen Pixelverstärker mit einem Geschwindigkeitsschalter, der für Einzelbild-Kameraanwendungen geeignet ist. Diese Vorrichtung stellt eine Signalintegration mit hoher Bandbreite mit einer Downstream-Verstärkung zur Verfügung, jedoch ist seine Empfindlichkeit durch die Erzeugung eines Rücksetzrauschens an dem Speicherelement begrenzt. Auch ist keine Einrichtung vorgesehen, um den Dynamikbereich des Signals an dem Eingang des Verstärkers zu maximieren.
  • US-Patent Nr. 5,280,511 offenbart einen Verstärker mit hoher Empfindlichkeit für die Anwendung bei Abbildungssensoren. Insbesondere erhöht die Schaltung die Empfindlichkeit eines herkömmlichen Verstärkers mit schwebender Diffussion (Floating Diffusion Amplifier) (FDA), indem eine zweite Verstärkungsstufe hinzugefügt wird. Die bevorzugte Ausführungsform dieses Verstärkers kaskadiert den passiven FDA mit einer Transimpedanz mit einer aktiven zweiten Stufe, die einen Transimpedanz-Verstärker mit einer kapazitiven Rückkopplung vorsieht, um die Basis-FDA-Transimpedanz zu verstärken. Eine Wechselstromkopplung wird benötigt, um sowohl den Frontend-FDA als auch den Verstärker mit kapazitiver Rückkopplung im Backend gleichzeitig mit einem vollen Dynamikbereich zu betreiben, während das Signal ebenfalls vollständig durchgeleitet wird.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist eine Ausleseschaltung nach Anspruch 1 der beigefügten Ansprüche vorgesehen. Im Allgemeinen entspricht die vorliegende Erfindung einer Ausleseschaltung eines Fotodetektors mit einer sehr hohen Empfindlichkeit für die Einzelphotonendetektion. Ein Fotodetektor (vorzugsweise eine Fotodiode) integriert eine Kleinsignalfotoladung an der Detektorkapazität infolge einfallender Photonen, die ein Fotodetektorausgangssignal erzeugen. Ein Pufferverstärker ist ausgebildet, um das Fotodetektorausgangssignal zu empfangen und ein gepuffertes Fotodetektorausgangssignal zu erzeugen. Eine Koppelkapazität weist einen ersten Anschluss, der an das gepufferte Ausgangssignal angelegt ist, und einen zweiten Anschluss auf, der mit einem Signaleingang eines Signalverstärkers verbunden ist. Die Koppelkapazität schiebt einen Signalpegel am Eingang des Signalverstärkers durch eine anpassbare Offset-Spannung. Ein elektronischer Offset-Rücksetz-Schalter, der mit dem Koppelkondensator verbunden ist, ermöglicht das Rücksetzen der Offset-Spannung vorzugsweise nach dem Rücksetzen der Fotodiode, um ein Abklingen zu ermöglichen. Die Offset-Spannung entspricht dem Rücksetzrauschen (kTC), das durch Rücksetzen der Detektorkapazität erzeugt wird.
  • Um den Beginn der Ausbildung der Abbildung in einer gepixelten Feldanordnung zu synchronisieren, wird das Rücksetzen gleichzeitig über die gesamte Feldanordnung durchgeführt. Die Offset-Spannung jedes Pixels wird über die Koppelkapazität jedes Pixels abgegriffen, indem die bestimmte Detektorspannung ausgelesen wird, während gleichzeitig die Koppelkapazität mit einer bestimmten Spannung abgegriffen wird. Wenn das Abtasten des Fotodiodensignals beginnt, wird das tatsächliche Signal relativ zu der in der Koppelkapazität gespeicherten Offset-Spannung ausgelesen. Dies bewirkt ein korreliertes doppeltes Abtasten des fotoerzeugten Signals und eliminiert das korrelierte Rauschen, das durch Rücksetzen (Entladen) der Kapazität des Fotodetektors erzeugt wird. Die Abgriffsspannung ist eine anpassbare Spannung, die auch den Ruhearbeitspunkt des Videosignalverstärkers über der Schwellspannung einer integrierenden Verstärkungsstufe mit einer gemeinsamen Gate-Konfiguration und einer durch einen Rücksetz-Integrator festgelegten Rauschbandbreite festlegt.
  • Der gemeinsame Gate-Verstärker stellt eine große anpassbare Stromverstärkung zur Verfügung, um das rauscharme Signal weiter zu verstärken und das verstärkte Signal in eine dafür vorgesehene Integrationskapazität zu integrieren. Am Ende einer bestimmten Integrationszeit wird das integrierte Signal auf eine zweite Kapazität abgetastet, um das Ende der Signalintegration zu synchronisieren. Somit wird eine Schnappschuss-Bilderfassung mit einem sehr geringen Rauschen bezogen auf den Photodetektor bereitgestellt. Die Erfindung verbessert daher die Transimpedanz und den Dynamikbereich bezüglich bekannter Lösungen.
  • Kurzbeschreibung der Zeichnungen
  • Die vorliegende Erfindung wird vollständig durch die nachfolgende ausführliche Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen verstanden, in denen gleiche Bezugszeichen gleiche strukturelle Elemente bezeichnen und in denen:
  • 1 ein schematisches Diagramm eines generalisierten Pixelverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • 2 ein schematisches Diagramm einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, in der der Pixelverstärker den momentanen Dynamikbereich verbessert und die Ungleichförmigkeit des Verstärkers im Gegenzug zu einer niedrigeren Transimpedanz minimiert.
  • Ausführliche Beschreibung der Erfindung
  • Die nachfolgende Beschreibung wird bereitgestellt, um es einem Fachmann zu ermöglichen, die Erfindung durchzuführen und zu verwenden, und stellt die besten Ausführungsmodi, die von dem Erfinder vorgesehen sind, zur Verfügung, um die Erfindung auszuführen. Vielfältige Modifikationen bleiben jedoch für den Fachmann vollständig offensichtlich, da die zugrunde liegenden Prinzipien der vorliegenden Erfindung hierin insbesondere bezüglich Detektorverstärkerschaltkreise für das Einzelphotonen-Auslesen von Halbleiterfotodetektoren in gepixelten Abbildungsfeldanordnungen definiert sind. Einige und alle dieser Modifikationen, Äquivalente und Alternativen sollen in den Bereich der vorliegenden Erfindung fallen.
  • Die vorliegende Erfindung stellt einen ultrarauscharmen Pixelverstärker zur Verfügung, der zu einem Einzelphotonen-Auslesen von Fotodetektoren bei Bedingungen mit sehr geringer Helligkeit, d.h. Photonenflussniveaus nahe null Photonen pro Abtastperiode, in der Lage ist. Diese Schaltung kann verwendet werden, um einfallende Photonen auf einzelne Fotodetektoren entweder in einer Abbildungsfeldanordnung als das Frontend eines herkömmlichen Videosystems oder durch Wellenfront-Sensoren mit hoher Rahmenrate effizient zu zählen. Einer der Hauptvorteile dieses Ansatzes besteht darin, dass die Schaltung herkömmliche Fotodetektoren, wie z.B. Fotodioden oder Fotoleiter, verwenden kann, die eine Verstärkung ≤ 1 aufweisen, anstatt z.B. Lawinen-Multiplikation in der Fotodiode zu verwenden. Solche bekannten Fotodetektoren mit einer Verstärkung ≤ 1 sind billiger, gleichförmiger, leichter herzustellen, zuverlässiger, weniger anfällig, Rauschmechanismen in dem Detektor auszulösen, und unterstützen einen breiteren Bereich des elektromagnetischen Spektrums als Lawinen-Fotodioden.
  • Die generalisierte Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist in 1 gezeigt. Bevor die Fotodetektion beginnt, initialisieren die Aktivierungs-Schalttransistoren M1 und M2 die Schaltung, um den nachfolgenden Start der Signalintegration über die gepixelte Feldanordnung zu synchronisieren. In diesem Anfangszustand ist jegliche fotoerzeugte Ladung auf Cpd (das die Kapazität der Fotodiode PD1 darstellt) entladen (zurückgesetzt) und die Detektorspannung ist auf Vdet – Vdet_rst festgelegt. Weiterhin ist der Signalintegrationskapazität Cint auf Vcell_rst festgelegt. Die Transistoren M1 und M2 werden nachfolgend deaktiviert, um zu ermöglichen, dass die zugeordneten Spannungstransienten abklingen. Der Schalttransistor M3 wird dann aktiviert, um CCDS abzugreifen, um VGain zu erhalten. Dieser Prozess speichert das Rücksetzrauschen jedes Pixels über CCDS und legt den Startruhestrom für den Frontend-Verstärker fest. Der Frontend-Verstärker umfasst einen Source-Folger-Pufferverstärker, der durch die Transistoren M4 und M5, die korrelierte Kapazität CCDS für doppeltes Abtasten und einen Schalttransistor M3 gebildet wird. Durch nachfolgendes Deaktivieren des Schalttransitors M3 modelliert nachfolgend das Gate des Verstärkungstransistors M6 das Videosignal, das durch die Differenz zwischen dem gepufferten Fotodetektorsignal und dem abgegriffenen Offset-Signal gebildet wird. Transistor M6 entspricht einem Verstärker in Gate-Schaltung, die einen anpassbaren Strom an den Integrationstransistor Cint bereitstellt. Dieser Strom wird angepasst, indem die Differenz zwischen VGain – VS und der Schwellspannung von M5 eingestellt wird, da die Source von M5 (VS) vorzugsweise bei oder nahe null Volt betrieben wird, um das Erfassen des vorspannungsinduzierten Rauschens von dem Source-Anschluss von M5 zu minimieren. VS wird somit vorzugsweise für den grundlegenden Betrieb auf Masse gesetzt.
  • Der in Cint integrierte Strom ist somit eine verstärkungsproportionale Abbildung des fotogenerierten Signals, das ursprünglich an den Source-Folger-Verstärkertransistor M4 angelegt wird. Am Ende der beschriebenen Integrationszeit wird der Schalter des Transistors M7 kurz aktiviert, um die Signalspannung in der Abtast- und Haltekapazität CS\H zu speichern. Die Signalspannung moduliert das Gate eines zweiten Source-Folger-Verstärkertransistors M8. Die schließliche Signalspannung wird Zeile für Zeile ausgelesen, um das Videosignal zu erzeugen, indem der Schalttransistor M9 über den ΦPixel–Takt zu aktivieren. Die Stromsenke für den Transistor M8 ist üblicherweise für alle Pixel in jeder Spalte gemeinsam und wird auf diese Weise gemeinsam genutzt, um die Verlustleistung und die Anforderungen an Hilfsschaltkreise zu minimieren.
  • Die Ausgabe des Source-Folger-Transistors M4 ist kapazitiv durch eine Reihen-Kapazität CCDS gekoppelt, die anfänglich, beim Start der Integration, gesteuert durch ein Rücksetzsignal ΦCDS, an das Gate von M3 angelegt wird. Das Abgreifen und Abtasten, das auf diese Weise erleichtert wird, bewirkt ein korreliertes doppeltes Abtasten des fotogenerierten Signals. Das Signal ist im Wesentlichen frei von schaltungsindiziertem Rauschen abgesehen von dem 1/f-Rauschen des Transistors M3. Das korrelierte Rauschen, das durch Rücksetzen der Detektorkapazität erzeugt wird, wird dadurch eliminiert. Durch Minimieren der Kapazitäten von PD1 und des Gate des Transistors M4 kann die zugrunde liegende Transimpedanz auf die erste Ordnung maximiert werden, um die erforderliche Größe der Kapazität CCDS zu minimieren. Um das Sub-Elektronen-Ausleserauschen zu erleichtern, muss der Wert von CCDS für den Betrieb bei Raumtemperatur (295 K) mindestens einige Femto-Farad betragen.
  • Die Abgreifschaltung, die die Kapazität CCDS und den Schalttransistor M3 umfasst, führt auch ein kompaktes Verfahren zum willkürlichen Festlegen des minimalen Signalpegels an einem Ruhearbeitspunkt für die Kompatibilität durch, wobei entweder ein Teil des verfügbaren Dynamikbereichs oder der gesamten Dynamikbereich des Verstärkers in Gate-Schaltung verwendet wird. Die Abgreifschaltung stellt somit sowohl ein korreliertes doppeltes Abtasten und ein Management des Dynamikbereichs zur Verfügung, wenn der Source-Anschluss des Transistors M6 entweder mit einer extern zugänglichen Anschlussfläche verbunden ist, um eine externe Anpassung zu ermöglichen, oder durch eine anpassbare auf dem Chip verfügbare Referenzspannung vorgespannt ist.
  • Da die Transimpedanz, die durch die kombinierte Kapazität des Detektors und des Verstärkertransistors M4 hervorgerufen wird, nicht die Ausleserauschpegel < 10e-(Elektronen) bei üblichen Videoraten verbessert, verwendet die vorliegende Erfindung eine Pegeländerungsstufe in Verbindung mit dem Verstärker in Gate-Schaltung, um eine große gesamte Transimpedanz hervorzurufen. Z.B. liegt die kombinierte Gesamtkapazität des Fotodetektors und des Gates des MOSFET M4 praktisch bei einem Minimum ≥ 5 fF. Die maximale Fotoumwandlungsverstärkung, die an dem Eingang des kompakten Verstärkers definiert ist, liegt somit bei 32 μV/e–. Weil das minimale Ausleserauschen bezogen auf den Ausgang zwischen 250 μV bis > 1 mV bei üblichen Videokameras liegen muss, erfordert die Fähigkeit, Quanten zu detektieren, im Minimum eine zusätzliche Verstärkung im Bereich von 10 bis 30. Ein optimales Anpassen der Gate-Source-Spannung durch geeignetes Anpassen von VGain stellt diese zusätzliche Verstärkung zur Verfügung. Der Ausgang des rauscharmen Pixelverstärkers wird von dem Pixel ausgelesen, indem ΦPixel aktiviert wird, um das Signal an den Bus über den Schalttransistor M9 anzulegen.
  • 2 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm einer alternativen Ausführungsform, bei der der momentane Dynamikbereich von einem Maximum von ungefähr 10 Bit auf größere Werte abhängig von dem effektiven Widerstand eines Widerstands mit geschalteten Kapazitäten, der an der Source des Transistors M10 in Gate-Schaltung angeordnet ist, erhöht ist. Der programmierbare Widerstand mit geschalteten Kapazitäten umfasst den Transistor M10 und die Kapazität Cdr und reduziert die Verstärkung des Verstärkers M6 in Gate-Schaltung, indem ein Reihenwiderstand zur Versorgungsspannung VS hinzugefügt wird. Der Source-Widerstand erhöht den Dynamikbereich und reduziert die Auswirkung der Schwellenspannungsungleichförmigkeit des Transistors M10 in der gepixelten Feldanordnung im Gegenzug zu einer niedrigeren Gesamttransimpedanz und Anpassbarkeit. Alternativ kann ein Festwiderstand mit hohem Wert (0,5 bis 50 MΩ) den Transistor M10 und die Kapazität Cdr ersetzen, wenn ein bestimmter Dynamikbereich oder eine Verstärkertransimpedanz benötigt wird. Der erforderliche Wert für den effektiven Serienwiderstand ist so gewählt, dass er als Stromquelle dient. Um dies zu erreichen, muss er eine höhere Impedanz als der Transistor M10 aufweisen.
  • Betrachtet man seinen Source-Anschluss ist der Widerstand des Transistors M10 gegeben durch:
    Figure 00160001
    wobei gm der FET-Transkonduktanz entspricht und gd der Trennleitfähigkeit entspricht. Bei einer schwachen Inversion oder einem Unterschwellspannungsbetrieb beträgt der Widerstand somit g–1m ; der Widerstand entspricht g–1d in dem linearen Bereich.
  • Die ultrarauscharmen Verstärker der vorliegenden Erfindung stellen somit eine Gesamttransimpedanz zu Verfügung, die ungefähr entspricht:
    Figure 00160002
    wobei tint der Integrationszeit, Cint der Integrationskapazität, Cdet der Detektorkapazität, Cinput der kombinierten Kapazität des Source-Folger-Transistors und der weiteren Kapazitäten an diesem Knoten, sowohl Streukapazitäten als auch beabsichtigte Kapazitäten, q der Elektronenladung, ΔVsig der integrierten Signalspannung; die durch Abstimmen von VGain – VS erhalten wird, n der Unterschwellspannungsidealität des Transistors M6, k der Bolzmann-Konstanten, T der Temperatur und Aatten der Dämpfung, die durch den Serienwiderstand bewirkt wird, entsprechen. Für die bevorzugte Ausführungsform beträgt Aatten = 1. Die Verstärkung des kompakten Verstärkers ist somit anpassbar, um Transimpedanzverschlechterungen, die entweder durch eine kurze Integrationszeit oder eine große Detektorkapazität hervorgerufen werden, zu kompensieren. Die Verstärkung des Verstärkers kann auch sehr groß sein, da ΔVsig viel größer sein kann als die Thermospannung des Transistors M10 und die Kapazität Cint beträgt oft das 10-fache bis 100-fache der Summe (Cdet + Cinput) Nichtsdestotrotz kann für diejenigen Sensoren, die eine große Detektorkapazität aufweisen, diese Verstärkungen über dem 100-fachen bewirken.
  • Der Dämpfungsfaktor in der vorangehenden Formel ist definiert durch:
    Figure 00170001
    wobei RSCR dem effektiven Widerstand des Widerstands mit den geschalteten Kapazitäten der alternativen Ausführungsform entspricht. Die bevorzugte Ausführungsform weist somit keine Dämpfung auf, d.h. Aatten = 1 und die alternative Ausführungsform kann Dämpfungen von 1 bis über 100 aufweisen.

Claims (11)

  1. Ausleseschaltung für ein einzelnes Photon, umfassend: einen Fotodetektor (PD1), der ein Fotodetektorausgangssignal erzeugt; einen Pufferverstärker (M4, M5), der ausgebildet ist, um das Fotodetekorausgangssignal zu empfangen, um ein gepuffertes Fotodetektorausgangssignal bereitzustellen; einen Signalverstärker (M6) mit einem Signaleingang und einem Signalausgang; eine Kopplungskapazität (CCDS) mit einem ersten Anschluss, der mit dem gepufferten Ausgangssignal verbunden ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem Signaleingang des Signalverstärkers (M6) verbunden ist; einen elektronischen Schalter (M3) zum Rücksetzen eines Offsets, der mit der Kopplungskapazität (CCDS) verbunden ist; und eine Synchronisationsschaltung (M1, M2), die mit einem Eingang des Pufferverstärkers (M4, M5) und mit dem Signalausgang des Signalsverstärkers (M6) verbunden ist.
  2. Schaltung nach Anspruch 1, der weiterhin eine Integrationskapazität (Cint) umfasst, die mit dem Signalausgang des Signalverstärkers (M6) verbunden ist.
  3. Schaltung nach Anspruch 2, der weiterhin eine Abtast-Halte-Schaltung (M7, CS\H) umfasst, die mit dem Signalausgang des Signalverstärkers (M6) verbunden ist.
  4. Schaltung nach Anspruch 3, der weiterhin einen Ausgangsverstärker (M8) umfasst, der mit der Abtast-Halte-Schaltung (M7, CS\H) verbunden ist.
  5. Schaltung nach Anspruch 1 oder 4, der weiterhin eine variable Stromquelle (M10, Cdr) umfasst, die mit dem Signalverstärker (M6) verbunden ist.
  6. Schaltung nach Anspruch 5, wobei der Pufferverstärker (M4, M5) zwei MOSFETs umfasst, die als Source-Folger aufgebaut sind.
  7. Schaltung nach Anspruch 6, wobei der Signalverstärker (M6) einen MOSFET umfasst.
  8. Schaltung nach Anspruch 7, wobei der Schalter (M3) zum Rücksetzen des Offsets einen MOSFET umfasst.
  9. Schaltung nach Anspruch 8, wobei die Synchronisationsschaltung (M1, M2) zwei MOSFETs umfasst, wobei ein Rücksetzsignal an jeden ihrer Gate-Anschlüsse angelegt ist.
  10. Schaltung nach Anspruch 9, wobei, wenn dieser von Anspruch 4 abhängt, die Abtast-Halte-Schaltung (M7, CS\H) einen MOSFET und eine Kapazität umfasst.
  11. Schaltung nach Anspruch 10, wobei die variable Stromquelle (M10, Cdr) einen MOSFET und eine Kapazität umfasst.
DE60127154T 2000-10-26 2001-10-19 Verstärkter cmos-wandler für das einzelphotonenauslesen von fotodetektoren Expired - Lifetime DE60127154T2 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US696919 2000-10-26
US09/696,919 US6538245B1 (en) 2000-10-26 2000-10-26 Amplified CMOS transducer for single photon read-out of photodetectors
PCT/US2001/050193 WO2002058104A1 (en) 2000-10-26 2001-10-19 Amplified cmos transducer for single photon read-out of photodetectors

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE60127154D1 DE60127154D1 (de) 2007-04-19
DE60127154T2 true DE60127154T2 (de) 2007-11-08

Family

ID=24799057

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE60127154T Expired - Lifetime DE60127154T2 (de) 2000-10-26 2001-10-19 Verstärkter cmos-wandler für das einzelphotonenauslesen von fotodetektoren

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6538245B1 (de)
EP (1) EP1328962B1 (de)
JP (1) JP3961953B2 (de)
AT (1) ATE356425T1 (de)
DE (1) DE60127154T2 (de)
TW (1) TW560180B (de)
WO (1) WO2002058104A1 (de)

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6888572B1 (en) * 2000-10-26 2005-05-03 Rockwell Science Center, Llc Compact active pixel with low-noise image formation
GB0300056D0 (en) * 2003-01-03 2003-02-05 Koninkl Philips Electronics Nv Image sensor
ES2327835T3 (es) 2003-01-10 2009-11-04 Paul Scherrer Institut Dispositivo de imagenes de recuento de fotones.
EP1463306B8 (de) * 2003-03-25 2009-11-11 Panasonic Corporation Bildaufnahmevorrichtung, die Detailverlust schattiger Bereiche vermeidet
US7046284B2 (en) * 2003-09-30 2006-05-16 Innovative Technology Licensing Llc CMOS imaging system with low fixed pattern noise
US20050068438A1 (en) * 2003-09-30 2005-03-31 Innovative Technology Licensing, Llc Low noise CMOS amplifier for imaging sensors
GB0401406D0 (en) * 2004-01-23 2004-02-25 Koninkl Philips Electronics Nv Image sensor
US7183531B2 (en) * 2004-03-31 2007-02-27 Micron Technology, Inc. Amplification with feedback capacitance for photodetector signals
JP2006042121A (ja) * 2004-07-29 2006-02-09 Sharp Corp 増幅型固体撮像装置
US7929035B2 (en) 2007-03-08 2011-04-19 Imagerlabs, Inc. Ultra low noise CMOS imager
JP5173503B2 (ja) * 2008-03-14 2013-04-03 キヤノン株式会社 撮像装置及び撮像システム
JP6909050B2 (ja) * 2017-05-18 2021-07-28 キヤノン株式会社 固体撮像素子及び撮像装置
US10505509B2 (en) 2017-10-31 2019-12-10 Cisco Technology, Inc. Process and temperature insensitive linear circuit
TWI688203B (zh) 2017-12-14 2020-03-11 財團法人工業技術研究院 寬頻轉阻放大器電路
CN107968654B (zh) * 2017-12-29 2023-11-24 浙江九州量子信息技术股份有限公司 一种采用补偿网络的窄脉冲峰值保持电路
US11249499B2 (en) 2020-03-04 2022-02-15 Cisco Technology, Inc. Linear transimpedance amplifier dual regulator architecture and tuning

Family Cites Families (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4249122A (en) 1978-07-27 1981-02-03 National Semiconductor Corporation Temperature compensated bandgap IC voltage references
US4466018A (en) 1981-05-09 1984-08-14 Sony Corporation Image pickup apparatus with gain controlled output amplifier
JPS57184376A (en) 1981-05-09 1982-11-13 Sony Corp Signal output circuit of image pickup device
FR2554622B1 (fr) 1983-11-03 1988-01-15 Commissariat Energie Atomique Procede de fabrication d'une matrice de composants electroniques
US4555623A (en) * 1983-12-05 1985-11-26 Irvine Sensors Corporation Pre-amplifier in focal plane detector array
US4794247A (en) 1987-09-18 1988-12-27 Santa Barbara Research Center Read-out amplifier for photovoltaic detector
US5043820A (en) 1989-03-27 1991-08-27 Hughes Aircraft Company Focal plane array readout employing one capacitive feedback transimpedance amplifier for each column
WO1991004633A1 (en) 1989-09-23 1991-04-04 Vlsi Vision Limited I.c. sensor
US5083016A (en) 1990-03-27 1992-01-21 Hughes Aircraft Company 3-transistor source follower-per-detector unit cell for 2-dimensional focal plane arrays
US5055667A (en) 1990-06-21 1991-10-08 Loral Fairchild Corporation Non-linear photosite response in CCD imagers
US5128534A (en) 1990-07-17 1992-07-07 Hughes Aircraft Company High charge capacity focal plane array readout cell
US5233180A (en) * 1990-08-30 1993-08-03 Fuji Electric Co., Ltd. Light sensor having an integration circuit
JPH04172085A (ja) 1990-11-05 1992-06-19 Mitsubishi Electric Corp 固体撮像装置
JP3069373B2 (ja) * 1990-11-28 2000-07-24 株式会社日立製作所 固体撮像装置の駆動方法
JPH05235665A (ja) * 1991-09-04 1993-09-10 Hitachi Ltd 増幅回路
DE69218755T2 (de) 1992-01-24 1997-07-10 Rockwell International Corp Ausleseverstärker für starrende Infrarotbildebenenanlage
JP2965777B2 (ja) 1992-01-29 1999-10-18 オリンパス光学工業株式会社 固体撮像装置
US5471515A (en) 1994-01-28 1995-11-28 California Institute Of Technology Active pixel sensor with intra-pixel charge transfer
EP0854639B1 (de) * 1994-06-01 2005-01-26 Simage Oy Vorrichtung, System und Methode zur Aufnahme von Bildern
US5541402A (en) 1994-10-17 1996-07-30 At&T Corp. Imaging active pixel device having a non-destructive read-out gate
US5576763A (en) 1994-11-22 1996-11-19 Lucent Technologies Inc. Single-polysilicon CMOS active pixel
EP1251364A2 (de) * 1994-12-23 2002-10-23 Digirad Corporation Halbleiter-Gammastrahlungskamera und medizinisches Bilderzeugungssystem
US5665959A (en) 1995-01-13 1997-09-09 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Adminstration Solid-state image sensor with focal-plane digital photon-counting pixel array
EP0739039A3 (de) 1995-04-18 1998-03-04 Interuniversitair Micro-Elektronica Centrum Vzw Pixelstruktur, Bildsensor mit diesem Pixel, Struktur und entsprechende zugehörige Schaltung
US5587596A (en) 1995-09-20 1996-12-24 National Semiconductor Corporation Single MOS transistor active pixel sensor cell with automatic anti-blooming and wide dynamic range
US5608243A (en) 1995-10-19 1997-03-04 National Semiconductor Corporation Single split-gate MOS transistor active pixel sensor cell with automatic anti-blooming and wide dynamic range
US5627112A (en) 1995-11-13 1997-05-06 Rockwell International Corporation Method of making suspended microstructures
JP3559640B2 (ja) 1996-02-27 2004-09-02 キヤノン株式会社 光電変換装置
US5892540A (en) * 1996-06-13 1999-04-06 Rockwell International Corporation Low noise amplifier for passive pixel CMOS imager
US5929434A (en) 1997-08-13 1999-07-27 Rockwell Science Center, Llc Ultra-low noise high bandwidth interface circuit for single-photon readout of photodetectors
EP0928103A3 (de) * 1997-12-31 2000-08-02 Texas Instruments Incorporated CMOS-Bildaufnahmesensoren
US6069376A (en) 1998-03-26 2000-05-30 Foveonics, Inc. Intra-pixel frame storage element, array, and electronic shutter method including speed switch suitable for electronic still camera applications

Also Published As

Publication number Publication date
US6538245B1 (en) 2003-03-25
EP1328962B1 (de) 2007-03-07
JP3961953B2 (ja) 2007-08-22
WO2002058104A1 (en) 2002-07-25
DE60127154D1 (de) 2007-04-19
JP2004518347A (ja) 2004-06-17
EP1328962A4 (de) 2004-09-22
EP1328962A1 (de) 2003-07-23
TW560180B (en) 2003-11-01
WO2002058104A9 (en) 2003-08-14
ATE356425T1 (de) 2007-03-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE60127154T2 (de) Verstärkter cmos-wandler für das einzelphotonenauslesen von fotodetektoren
DE69918899T2 (de) Spalteverstärkerarchitektur in einem aktiven Pixelsensor
DE69911932T2 (de) Aktiver linearer sensor
DE19836356C2 (de) Aktiver Pixelsensor mit einstellbarer Verstärkung
DE69606147T2 (de) Schaltung, Bildelement, Vorrichtung und Verfahren zur Verminderung des Rauschens örtlich unveränderlicher Muster in Festkörperbildaufnahmevorrichtungen
DE19737330C2 (de) Abbildungssystem und Verfahren zum Betreiben desselben
DE69218755T2 (de) Ausleseverstärker für starrende Infrarotbildebenenanlage
DE69924312T2 (de) Auslesungskanal für aktiven Pixelsensor
US8119972B2 (en) Solid-state image sensing device having a low-pass filter for limiting signal frequencies passing to the output node of an inverting amplifier
EP0632930B1 (de) Bildzelle insbesondere für einen bildaufnehmer-chip
DE69731419T2 (de) Photoelektrische Umwandlungsvorrichtung und Ansteuermethode dafür
US8063963B2 (en) Imaging device having a pixel structure with high dynamic range read-out signal
US6664530B2 (en) Low-noise CMOS active pixel having control signals active/inactive during a reset phase
JP4310428B2 (ja) 光検出器の単光子読出し用のコンパクトな超低雑音広帯域幅ピクセル増幅器
DE10231082A1 (de) Verfahren zum Einstellen eines Signalpegels eines aktiven Bildelements und entsprechendes aktives Bildelement
CN101926164A (zh) 固体摄像装置以及其驱动方法
JP2010063096A6 (ja) 単一光子画像形成素子
US6900839B1 (en) High gain detector amplifier with enhanced dynamic range for single photon read-out of photodetectors
DE3501407C2 (de) Anordnung zur Regelung des Dunkelstroms in Festkörperbauelementen
DE60120099T2 (de) Aktiver pixelbildsensor mit verbesserter linearität
DE202017006500U1 (de) Gerät für einen CMOS-Bildsensor mit einem In-Pixel-Verstärker
DE112014004420T5 (de) Pixelarchitektur für Bildgebungsvorrichtungen
DE19519743A1 (de) Photodetektor mit schaltungsgesteuerten CCD-Elektroden
DE112022002293T5 (de) Selbstkalibrierendes Pixel für Barrierenmodulation mit mehreren Barrieren, zweifacher Umwandlungsverstärkung und geringer Fläche
DE68912021T2 (de) Rauscheliminierende Schaltung, die in einer Festkörperbildaufnahmevorrichtung integriert ist.

Legal Events

Date Code Title Description
8364 No opposition during term of opposition
8327 Change in the person/name/address of the patent owner

Owner name: ALTASENS, INC., WILMINGTON, DEL., US