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Die
vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen aktive Pixelsensoren
(APS) in Form komplementärer
Metall-Oxid-Halbleiter (CMOS) und insbesondere einen verbesserten
Pixelsensor, der über eine
erhöhte
Linearität
als Ergebnis einer zusätzlichen,
spannungsunabhängigen
Kapazität
verfügt.
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WO
99/66560 A beschreibt einen auf einem Halbleitersubstrat angeordneten
Speicherpixelsensor, der einen Fotosensor umfasst. Mindestens ein nichtlineares
kapazitives Element ist mit dem Fotosensor gekoppelt. Mindestens
ein nicht lineares kapazitives Element ist derart angeordnet, dass
es eine Fotoladungs-Spannungs-Verstärkungsfunktion umfasst. Ein
Verstärker
verfügt über einen
Eingang, der an den nicht linearen Kondensator gekoppelt ist, sowie über einen
Ausgang. Weitere nicht kapazitive Elemente sind verwendbar, um eine
kompressive Fotoladungs-Spannungs-Verstärkung mit mindestens einem
Unterbrechungspunkt zu erzeugen.
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US-A-6,069,376
beschreibt einen Speicherpixelsensor, der auf einem Halbleitersubstrat
angeordnet ist und ein MOS-Kondensatorspeicherelement mit einem
Diffusionsanschluss und einem Gate-Anschluss umfasst. Ein Regelknoten
ist mit dem Diffusionsanschluss versehen und auf ein erstes Regelpotenzial
oder auf ein zweites Regelpotenzial vorgespannt, wobei das erste
Potenzial derart gewählt
ist, dass es den MOS-Kondensator in einem Verarmungszustand hält. Die
Fotodiode ist eine an ein Bezugspotenzial und an eine Kathode angeschlossene
Anode. Ein Halbleiter-Rückstellschalter ist
mit einem ersten Anschluss versehen, der an die Kathode angeschlossen
ist, sowie mit einem zweiten Anschluss, der an ein Bezugspotenzial
angeschlossen ist. Ein Halbleiter-Umschalter ist mit einem ersten Anschluss
versehen, der an die Kathode angeschlossen ist, sowie mit einem
zweiten Anschluss, der an den Gate-Anschluss des kapazitiven Speicherelements
angeschlossen ist. Ein Halbleiterverstärker ist mit einem an den Gate-Anschluss
des kapazitiven Speicherelements verbundenen Eingang sowie mit einem
Ausgang versehen. Der Halbleiter-Rückstellschalter sowie der Halbleiterumschalter
weisen jeweils ein Steuerelement auf, das mit einem Regelkreis zur
wahlweisen Aktivierung des Halbleiter-Rückstellschalters und des Halbleiterumschalters versehen
ist. Eine Lichtschirm ist über
einem Teil des Substrats angeordnet, das den zweiten Anschluss eines
Halbleiterumschalters umfasst, um zu vermeiden, dass im Wesentlichen
alle Photonen in den Teil des Halbleitersubstrats eintreten. Es
sind Strukturen vorhanden, um zu vermeiden, dass im Wesentlichen alle
in dem Halbleitersubstrat erzeugten Minoritätsträger in den Teil des Halbleitersubstrats
eintreten. Eine Vielzahl von Speicherpixelsensoren sind in einem
Array angeordnet.
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EP 0 989 741 beschreibt
einen CMOS-Bildsensor, der in tragbare Bebilderungssysteme eingebettet
werden kann. Die hohe Raumauflösung
und niedrige Bit-Auflösung
des CMOS-Flächenbildsensors
ermöglicht
nicht nur tragbare Bebilderungssysteme, wie beispielsweise mobile
Faxtelefone, tragbare Kopiergeräte
und Strichcodeleser, sondern kann auch in üblichen digitalen CMOS-Prozessen
hergestellt werden, insbesondere mit einer Technik von 0,35 μm oder feiner.
Diese Erfindung beschreibt zudem mehrere tragbare Bebilderungssysteme
unter Verwendung eines derartigen CMOS-Bildsensors. Die Erfindung
beschreibt zudem einen CMOS-Bildsensor, der über eine variable Raum- und
Bit-Auflösung
verfügt.
Beginnend als Bildsensor mit hoher Raumauflösung und niedriger Bit-Auflösung wird
die hohe Bit-Auflösung
erzielt, indem Informationen aus einer Gruppe der nächst benachbarten
Pixel in einem einzelnen Superpixel-Raum-Oversampling kombiniert
werden. Dieser variable CMOS-Bildsensor ist in einer Multifunktions-Bebilderungsvorrichtung
für die
Abbildung von Dokumenten und Videos oder fotografische Zwecke verwendbar.
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US-A5,296,696
beschreibt eine Halbleiter-Bildaufnahmevorrichtung, die Pixel umfasst,
von denen jedes aus einem fotoelektrischen Wandlerelement mit einer
Verstärkungsfunktion
besteht und zudem FPN-Unterdrückungsschaltungen
in Form von Basiszellen für
jedes Pixel umfasst, worin die FPN-Unterdrückungsschaltung einen Umkehrverstärker umfasst
sowie einen Eingangskondensator, der zwischen dem Ausgang des Pixels
in dem Eingang auf dem Umkehrverstärker angeschlossen ist; einen
n-MOS-Transistor zur Einspeisung einer Ausgangsspannung an den Eingang
des Umkehrverstärkers;
einen Regelkondensator, von dem ein Anschluss mit dem Eingang des
Umkehrverstärkers verbunden
ist; einen n-MOS-Transistor, der zwischen dem anderen Anschluss
des Regelkondensators in dem Ausgang des Umkehr verstärkers angeschlossen
ist; und einen n-MOS-Transistor, der zwischen dem Knoten angeschlossen
ist, der die beiden vorgenannten Elemente mit einer Bezugsspannungsquelle verbindet.
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CMOS
APS sind Halbleiter-Bildwandler, bei denen jedes Pixel ein Lichtfühlmittel,
Rückstellmittel, Ladungsumwandlungsmittel,
Auswahlmittel und sämtliche
Teile oder einige Teile eines Verstärkers beinhaltet. APS-Vorrichtungen
haben den Vorteil, dass sie im Vergleich mit CCD-Sensoren mit einer einzigen
Spannung betrieben werden, wenig Energie verbrauchen, X-Y-adressierbar
sind, Bildfenster ermöglichen
und eine effektive Integration der Signalverarbeitungselektronik
auf einem Chip ermöglichen.
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Um
hoch auflösende
APS-Vorrichtungen mit kleinen Pixeln für Digitalkameras zu bauen,
ist es notwendig, sub-μm-CMOS-Prozesse
zu verwenden, um die Fläche
zu minimieren, die die aktiven Komponenten in jedem Pixel beanspruchen.
Um einen guten Signal-Störabstand
zu erhalten, ist es wichtig, so viele Fotoelektronen wie möglich in
dem Pixel zu halten. In typischen APS-Pixelarchitekturen werden
die integrierten Fotoelektronen in jedem Pixel in eine Spannung
umgewandelt. Der Ladungs-Spannungs-Umwandlungsbereich ist üblicherweise
eine Diode, und zwar entweder die Fotodiode oder eine isolierte
freischwebende Diode (Floating Diffusion). Die Parasitärkapazität des Ladungs-Spannungs-Umwandlungsbereichs
bestimmt die maximale Zahl von Elektronen, die innerhalb des Bereichs
gehalten werden kann. Sub-μm-CMOS-Prozesse
werden üblicherweise
bei niedrigen Speisespannungen von 3,3 V und weniger betrieben,
weil der Rückstellpegel
und die Spannungsschwankung, die der Ladungs-Spannungs-Umwandlungsbereich
aufnehmen kann, durch die Speisespannung begrenzt ist. Da die Speisespannung
niedrig ist, ist die Spannungsschwankung im Ladungs-Spannungs-Umwandlungsbereich
im Vergleich zum Rückstellpegel
hoch. Da die Kapazität der
Diode, die den Ladungs-Spannungs-Umwandlungsbereich bildet, eine
Funktion der Spannung über
der Diode ist, und da die Signalschwankung im Vergleich zur Gesamtspannung über der
Diode bei Rückstellung
groß ist, ändert sich
die Kapazität
der Diode im Wesentlichen vom Rückstellpegel
(oder Dunkelsignal) zum Sättigungspegel
(oder Hellsignal). In typischen APS-Pixelarchitekturen ist die Kapazität bei Rückstellung
kleiner als die Kapazität
bei Sättigung.
Dies erzeugt eine nicht lineare Übergabefunktion.
Für Farbbildsensoren
ist eine lineare Übergabefunktion
allerdings sehr wichtig. Das nicht lineare Ansprechverhalten des
Sensors kann die Farbtreue des Bildes beeinträchtigen. Die Linearität des Ansprechverhaltens wurde
für CCD-Bildsensoren
optimiert. APS-Bildwandler sind deutlich weniger linear als CCD-Bildwandler.
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Neben
der schlechten Linearität
können APS-Sensoren
auch durch eine niedrige Ladungskapazität als Ergebnis der reduzierten
Speisespannungen in Sub-μm-CMOS-Prozessen
beeinträchtigt sein.
Für die
gleiche Pixelgröße weisen CMOS-APS-Sensoren
eine niedrigere Ladungskapazität
als CCD-Bildsensoren auf, weil CCD-Bildsensoren große Speise-
und Taktspannungen verwenden.
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Ein
Ansatz zur Bereitstellung eines Bildsensors mit der Linearität eines
CCD-Sensors und den Vorteilen einer APS-Vorrichtung besteht darin,
die Wirkung der spannungsabhängigen
Kapazität
des Ladungs-Spannungs-Umwandlungsbereichs einer APS-Vorrichtung
zu reduzieren. Hierzu stellt die Erfindung einen spannungsunabhängigen Kondensator parallel
zur Diodenkapazität
des Ladungs-Spannungs-Umwandlungsbereichs bereit. Dieser ist auch zur
Verbesserung der Ladungskapazität
einer APS-Vorrichtung verwendbar.
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Der
vorliegenden Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine Struktur
für einen
aktiven Pixelsensor in Form eines komplementären Metall-Oxid-Halbleiters
(CMOS) mit einem Fotodetektor, einem Ladungs-Spannungs-Umwandlungsknoten, einem
an den Ladungs-Spannungs-Umwandlungsknoten angeschlossenen Verstärkereingang
und einem spannungsunabhängigen
Kondensator, der zum Ladungs-Spannungs-Umwandlungsknoten parallel geschaltet
ist, bereitzustellen. Der spannungsunabhängige Kondensator stellt eine
Kapazität
bereit, die keine Funktion der Ladung ist, die am Ladungs-Spannungs-Umwandlungsknoten
anliegt. Die spannungsunabhängige
Kapazität
kann ein Elektroden-Elektroden-Kondensator oder die Eingangskapazität eines
Verstärkers
sein.
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Ein
Beispiel umfasst zudem ein Verfahren zur Herstellung eines aktiven
Pixelsensors in Form eines komplementären Metall-Oxid-Halbleiters
mit einem Fotodetektor, einem Ladungs-Spannungs-Umwandlungsknoten, einem an
den Ladungs-Spannungs-Umwandlungsknoten angeschlossenen Verstärkereingang
und einem spannungsunabhängigen Kondensator,
der zum Ladungs-Spannungs-Umwandlungsknoten parallel geschaltet
ist. Der spannungsunabhängige
Kondensator stellt eine Kapazität bereit,
die keine Funktion der Ladung ist, die am Ladungs-Spannungs-Umwandlungsknoten
anliegt. Die spannungsunabhängige
Kapazität kann
ein Elektroden-Elektroden-Kondensator oder die Eingangskapazität eines
Verstärkers
sein.
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Die
Erfindung wird im Folgenden anhand in der Zeichnung dargestellter
Ausführungsbeispiele näher erläutert.
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Es
zeigen:
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1 eine
schematische Darstellung eines Pixels eines aktiven Pixelsensors;
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2 eine
schematische Darstellung eines Pixels eines zweiten aktiven Pixelsensors;
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3 eine
grafische Darstellung der Linearität der Spannungsausgabe durch
Pixel eines in 1 und 2 dargestellten
aktiven Pixelsensors;
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4a eine
schematische Darstellung eines aktiven Pixelsensors, der einen spannungsunabhängigen Kondensator
nutzt;
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4b eine
schematische Darstellung eines aktiven Pixelsensors, der einen spannungsunabhängigen Kondensator
nutzt;
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5a eine
schematische Darstellung eines aktiven Pixelsensors, der einen Common-Source-Verstärker nutzt;
und
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5b eine
schematische Darstellung eines aktiven Pixelsensors, der einen Common-Source-Verstärker nutzt;
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1 zeigt
eine schematische Darstellung eines CMOS-APS-Pixels 5.
Wie in 1 gezeigt, umfasst die Zelle 5 eine Fotodiode 10,
einen Transfertransistor 11 mit einem Transfergate TG,
dessen Sourceanschluss mit der Fotodiode verbunden ist, und einen
Resettransistor 13 mit einem Resetgate RG, dessen Drainanschluss
mit der Spannungsversorgung VDD 14 verbunden ist. Der Drainanschluss des
Transfertransistors 11 und der Sourceanschluss des Resettransistors 13 bilden
einen Floating-Diffusion-Bereich FD 12, der als ein Ladungs-Spannungs- Umwandlungsknoten
dient. Der Floating-Diffusion-Bereich 12 ist mit dem Gate
des Eingangstransistors 15 eines Sourcefolgerverstärkers verbunden. Der
Sourceanschluss des Eingangstransistors 15 ist mit dem
Drainanschluss des Reihenauswahltransistors 16 verbunden,
und der Sourceanschluss des Reihenauswahltransistors 16 ist
mit dem Spaltenbus 17 verbunden.
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Der
Betrieb der aktiven Pixelsensorzelle 5 erfolgt in drei
Schritten: einem Rückstellschritt,
bei dem Zelle 10 von dem vorausgehenden Integrationszyklus
zurückgestellt
wird; einem Bildintegrationsschritt, bei dem die Lichtenergie gesammelt
und in ein elektrisches Signal umgewandelt wird, und einem Signalleseschritt,
bei dem das Signal ausgelesen wird.
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Wie
in 1 gezeigt, wird das Gate des Resettransistors 13 und
der Transfertransistor 11 während des Rückstellschritts mit einer Rückstellspannung
(z.B. 3,3 Volt) kurz gepulst. Die Rückstellspannung schaltet den
Resettransistor 13 und den Transfertransistor 11 ein,
der die Spannung an der Fotodiode hochzieht und den Floating-Diffusion-Bereich 12 auf
eine Rückstell-Ausgangsspannung
setzt.
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Daraufhin
kann die Integrationsphase beginnen. Während der Integration fällt Lichtenergie
in Form von Photonen auf die Fotodiode 10, wodurch eine
Reihe von Elektronen-Lochpaaren entsteht. Die Fotodiode 10 ist
darauf ausgelegt, die Rekombination zwischen den neu gebildeten
Elektronen-Lochpaaren zu begrenzen. Als Ergebnis werden die photonenerzeugten
Löcher
an dem Masseanschluss der Fotodiode 10 angezogen, während die
photonenerzeugten Elektronen am Plusanschluss der Fotodiode 10 angezogen
werden, wo jedes zusätzliche
Elektron die Spannung an der Fotodiode 10 reduziert. Zum Ende
des Integrationsschritts ist das Potenzial der Fotodiode 10 auf
eine Integrationsendspannung reduziert, wobei das Maß der Reduktion
die Intensität der
Energie des empfangenen Lichts darstellt.
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Nach
der Bildintegrationsperiode beginnt die Ausleseperiode. Zunächst wird
der Reihenauswahltransistor 16 durch Anlegen einer Auswahlspannung (z.B.
3,3 V) an das Gate des Reihenauswahltransistors 16 eingeschaltet.
Dann wird der Resettransistor 13 kurz mit einer Rückstellspannung
(z.B. 3,3 V) gepulst. Die Rückstellspannung
schaltet den Resettransistor 13 ein, der die Spannung am
Floating-Diffusion-Bereich 12 auf eine Rückstell-Ausgangsspannung
hochzieht, die üblicherweise
kleiner oder gleich VDD minus der Resettransistor- Schwellenspannung ist.
An diesem Punkt erreicht der Verarmungsbereich der Floating Diffusion
sein Maximum und folglich ist die Kapazität der Floating Diffusion auf
einem Minimum. Die Floating-Diffusion-Rückstellspannung am Gate des
Sourceanschlusses des Sourcefolgertransistors 15 wird dann
als ein Rückstellspannungspegel
ausgelesen. Als nächstes
werden die integrierten Fotoelektronen durch Takten des Gates des
Transfertransistors 11 aus dem Fotodetektor an die Floating
Diffusion übertragen.
Dadurch wird die Spannung an der Floating Diffusion 12 reduziert.
Die Floating-Diffusion-Signalspannung am Gate des Sourcefolgertransistors 15 wird
dann als ein Signalspannungspegel ausgelesen. Die Signal- und Rückstellpegel
werden subtrahiert, wodurch eine Spannung bereitgestellt wird, die
die von Zelle 5 insgesamt gesammelte Ladung darstellt.
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Die
maximale Zahl der Fotoelektronen oder der maximale Signalpegel reduziert üblicherweise den
Floating-Diffusion-Spannungspegel um ein Maß, das den gesamten Wert oder
einen großen
Prozentsatz der Rückstellspannung
an der Floating-Diffusion darstellt. Als Ergebnis ändert sich
die Breite des Floating-Diffusion-Verarmungsbereichs um einen wesentlichen
Betrag im Vergleich zu der Ausgangsbreite des Verarmungsbereichs
nach dem Rückstellen. Hierdurch
entsteht eine variable Floating-Diffusion-Kapazität, die eine
Funktion der Zahl der an die Floating Diffusion übertragenen Fotoelektronen
ist. Mit steigender Zahl der übertragenen
Elektronen nimmt die Breite des Floating-Diffusion-Verarmungsbereichs
ab und die Floating-Diffusion-Kapazität zu. Dies erzeugt eine kontinuierlich
nicht lineare Übergabefunktion.
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Die
von der spannungsabhängigen
Kapazität
erzeugten Linearitätsprobleme
sind in 3 dargestellt. Die vertikale
Achse in 3 stellt die Spannung des Floating-Diffusion-Bereichs 12 dar,
während
die horizontale Achse den Lichtpegel oder die Integrationszeit darstellt.
Die Anzahl der gesammelten Fotoelektronen zu dem Lichtpegel oder
der Integrationszeit ist eine lineare Beziehung. Da sich aber die
Floating-Diffusion-Kapazität
als Funktion der Zahl der gesammelten Fotoelektronen erhöht, ist
die Beziehung des am Spaltenbus des Floating-Diffusion-Bereichs
bereitgestellten Ausgabesignals zum Lichtpegel oder zur Integrationszeit
nicht linear.
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Diese
Beziehung ist anhand der durchgezogenen Linie A aus 3 zu
erkennen. Linie A stellt eine kontinuierlich nicht lineare Übergabefunktion dar.
Diese Linie hat eine kontinuier lich negative zweite Ableitung. Linie
A hat einen nutzbaren Signalbereich 33 bis zum Spannungspegel
Vsat', bezogen auf eine
bestimmte Prozentableitung von einer linearen Übergabefunktion. Diese kann
viel kleiner als die gesamte Signalschwankung Vsat sein. Obwohl
die Menge der Lichtenergie (z.B. Photonen), die entlang des zweiten
Teils 30 der Ansprechkurve empfangen wird, berechnet werden
kann, können
solche Berechnungen das Rauschen in dem erzeugten Bild verstärken. Für hochwertige
Bildanwendungen wird der APS-Pixelausgang nur für Spannungen entlang des ersten
Teils 33 der Kurve und nicht allgemein für Spannungen
oberhalb des Spannungspegels Vsat' verwendet.
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Dieses
Problem ist für
das in 2 gezeigte APS-Pixel gravierender. In diesem Fall
dient die Fotodiode auch als Ladungs-Spannungs-Umwandlungsknoten
und deren Diodenkapazität
umfasst einen viel größeren Teil
der Gesamtkapazität,
die dem elektrischen Knoten des Gates des Sourcefolger-Eingangstransistors
zugeordnet ist. In diesem Fall ist der erste Teil 33 der
Kurve des Pixelansprechverhaltens 33 viel kleiner als für den Fall
des in 1 gezeigten APS-Pixels.
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Die
vorliegende Erfindung lindert diese Probleme durch Reduzieren des
Prozentsatzes der spannungsabhängigen
Kapazität
im Vergleich zur Gesamtkapazität,
die dem Ladungs-Spannungs-Umwandlungsknoten zugeordnet ist. Insbesondere
reduziert die Erfindung den Prozentsatz der spannungsabhängigen Kapazität, indem
sie eine größere, mit
Ladungs-Spannungs-Umwandlungsknoten verbundene spannungsunabhängige Kapazität einschließt.
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Beispielsweise
ist in einem Ausführungsbeispiel
(wie in 4a und 4b gezeigt),
ein Kondensator C1 50 mit dem Ladungs-Spannungs-Umwandlungsknoten 12 verbunden.
Der Kondensator C1 50 ist derart
gewählt,
dass er einen sehr niedrigen Spannungskoeffizienten aufweist, um
aus den vorstehend genannten Gründen
Linearität
und Ladungskapazität
bereitzustellen. Durch Hinzufügen
einer zusätzlichen,
nicht spannungsabhängigen
Kapazität wird
die Linearität
und Sättigungsspannung
erhöht. In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
umfasst der Kondensator 50 einen Polysilicium-Polysilicium- oder
einen anderen Elektroden-Elektroden-Kondensator. Derartige Kondensatoren
weisen sehr niedrige Spannungskoeffizienten auf und stellen eine
Kapazität
bereit, die von der Spannung des Sensorknotens 12 unabhängig ist.
Die Strichlinie B aus 3 zeigt die Pixelansprech-Übertragungsfunktion,
die zum Hinzufügen
einer spannungsunabhängigen
Kapazität
parallel zur Floating Diffusion erzielt wird. Der erste Teil der Übertragungsfunktion
(Teil 32) weicht nicht von einem definierten Linearitätspegel
ab und ist im Vergleich zum Stand der Technik höher. Obwohl Vsat gesunken ist,
können
der nutzbare lineare Signalpegel Vsat' und die lineare Signalübertragungsfunktion 32 erhöht werden,
da eine feste Zahl maximaler Elektronen von dem Fotodetektor aufgrund
einer größeren Kapazität in eine
Spannung umgewandelt wird, während
der zweite, nicht lineare Teil 31 reduziert wird.
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Mit
der erfindungsgemäßen Struktur
erhöht sich
die gesamte Ladungskapazität
des Sensorknotens, was für
die Fälle
nutzbar ist, in denen große
Pixel und große
Fotodetektoren erforderlich sind.
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Wie
bereits erörtert,
verbessert sich das lineare Signalansprechverhalten (d.h. der Teil 32)
des aktiven Pixelsensors mit der erfindungsgemäßen Struktur erheblich, weil
die gesamte spannungsabhängige
Kapazität
der Zelle reduziert wird, indem eine oder mehrere spannungsunabhängige Kapazitäten hinzugefügt werden.
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Wie
einem einschlägigen
Fachmann bekannt ist, ist eine Kombination von Vorrichtungen verwendbar,
um einem aktiven Pixelsensor eine spannungsunabhängige Kapazität hinzuzufügen. Beispielsweise
könnten
mehrere Kondensatoren 50 genutzt werden, um die nötige Kapazität zu erzielen.
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Ein
Beispiel nutzt anstatt des Sourcefolgers 15 einen Common-Source-Verstärker 40 als
Auslesemechanismus (siehe beispielsweise 5a und 5b).
Die Ladung für
den Common-Source-Verstärker 40 ist
als Position 41 entlang dem Spaltenbus 17 dargestellt.
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Die
Eingangskapazität
eines Common-Source-Verstärkers
lässt sich
größer auslegen
als die eines Sourcefolger-Verstärkers,
indem man die Spannungsverstärkung
des Common-Source-Verstärkers auf
größer als
1 setzt. Die Eingangskapazität
des Common-Source-Verstärkers 40 ist
vorzugsweise größer als
die des Sourcefolger-Verstärkers,
so dass die Kapazität
des Sensorknotenübergangs
eine kleinere Komponente der Gesamtkapazität des Sensorknotens zur Verbesserung
der Linearität
ist, so dass die Gesamtkapazität
größer ist,
um eine größere Ladungskapazität auf dem
Sensorknoten bereitzustellen.
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Wie
ein einschlägiger
Fachmann erkennen wird, kann die Eingangskapazität des Common-Source-Verstärkers 40 (wahlweise)
größer ausgelegt
werden, indem die Verstärkung
der Common-Source-Verstärkerspannung
so ausgelegt wird, dass an der Gate-Drain-Kapazität und an
der Gate-Kanal-Kapazität
des Pixeleingangstransistors der gewünschte Miller-Effekt auftritt.
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Gleichzeitig
wäre eine
Kombination des Common-Source-Verstärkers 40 und ein oder
mehrere Kondensatoren 50 verwendbar, um eine prozentuale
Reduzierung der spannungsabhängigen
Kapazität
des Sensorknotens sowie eine entsprechende Verbesserung des zuvor
erörterten
linearen Signalansprechverhaltens zu erzielen.
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Der
Kondensator C1 könnte zudem eine Kapazität zu einem
anderen Knoten als Masse umfassen, wie beispielsweise VDD.
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Das
Ausführungsbeispiel
erzeugt somit ein größeres lineares
Signalansprechverhalten (z.B. Teil 32) auf Lichtpegel und
weist einen höheren
Spannungssättigungspegel
Vsat2 auf, weil die spannungsabhängige Kapazität der Zelle
durch Hinzufügen spannungsunabhängiger Kapazitätsvorrichtungen (40, 50)
reduziert wird.