JP2004518347A - 受光素子の単一光子読出のための増幅ｃｍｏｓトランスデューサ - Google Patents

Abstract

周知の受光素子を用いて、Ｘ線から赤外線帯域に亘る様々なスペクトル帯域に対応する、広い電子帯域幅で、単一の光子を読み取ることができる超低雑音、高利得インタフェースピクセル増幅器を提供する。受光素子の電荷（ＰＤ１）は、ソースフォロワ（Ｍ４、Ｍ５）を変調し、ソースフォロワの出力信号は、二重サンプリングされ、小型の増幅段によって、相関雑音が除去され、また、これにより、調整可能な増幅利得を有する第２の増幅段における低雑音利得調整も実現される。これにより、小さなピクセル領域において、広い電子帯域幅に対応した単一の光子の検出を行うことができる。

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、広くは光子検出（ｐｈｏｔｏｎ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）に関し、より詳しくは、ピクセルからなる撮像アレー（ｐｉｘｅｌｌａｔｅｄ ｉｍａｇｉｎｇ ａｒｒａｙｓ）内の半導体受光素子（ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｐｈｏｔｏｄｅｔｅｃｔｏｒ）から読み出される単一光子（ｓｉｎｇｌｅ ｐｈｏｔｏｎ ｒｅａｄ−ｏｕｔ）を増幅する受光素子増幅器（ｄｅｔｅｃｔｏｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光センサは、Ｘ線（λ＜０．００１μｍ）、紫外線（λ＝０．００１〜０．４μｍ）、可視光線（λ＝０．４〜０．８μｍ）、近赤外線（ＩＲ）（λ＝０．８〜２μｍ）、短波赤外線（λ＝２．０〜２．５μｍ）、中波赤外線（λ＝２．５〜５μｍ）、長波赤外線（λ＝５〜２０μｍ）の帯域における入射光信号（ｉｎｃｉｄｅｎｔ ｒａｄｉａｎｔ ｓｉｇｎａｌｓ）を、実時間ビデオのようなデータの収集、処理、記録及び表示等に使用するために電気信号に変換する。フォトダイオードや光導電素子（ｐｈｏｔｏｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）等の入手可能な従来の受光素子は、安価であり、現在のビデオフレームレートをサポートする帯域幅を有し、長波赤外線帯域の波長に対して感度が高く、撮像素子アレーとして用いたときに、画素間の均一性が高い。しかしながら、これらの受光素子は、利得がなく、すなわち、各入射光子は、最大１個の電子しか生成しない。したがって、これらの撮像装置は、適度に明るい照明条件においてのみ、適正に動作する。明るさが足りない場合、撮像装置が生成する電気信号は、従来の読出回路で読み出すには余りにも小さい。
【０００３】
環境照明が低い状態で使用される撮像装置では、標準的な受光素子の代わりに、アバランシェフォトダイオード（なだれフォトダイオード）が用いられる。アバランシェフォトダイオードは、かなりの利得を有し、例えば電荷結合素子（ｃｈａｒｇｅ ｃｏｕｐｌｅｄ ｄｅｖｉｃｅ：以下、ＣＣＤという。）等の従来の読出回路は、増幅された信号を、ビデオフレームレートで、且つ高い信号対雑音比（ＳＮ比）で読み出すことができる。アバランシェフォトダイオードは、非常に高い制御された利得と、非常に低い雑音とを同時に呈する必要があり、アバランシェフォトダイオードの製造は、標準的な受光素子に比べて困難且つ高価である。更に、現在入手可能なアバランシェフォトダイオードの均一性は比較的低く、標準的な受光素子（０．７μｍ）よりも短い波長に限られ、量子効率が比較的低いために感度が制限されている。像増強方式（Ｉｍａｇｉｎｇ ｉｎｔｅｎｓｉｆｉｅｄ ｓｙｓｔｅｍ）では、アバランシェフォトダイオード又はマイクロチャンネルプレート（ｍｉｃｒｏ−ｃｈａｎｎｅｌ ｐｌａｔｅ）のアレーを用いて、ＣＣＤ又は発光体（ｐｈｏｓｐｈｏｒ）等の各表示素子を駆動するが、アバランシェフォトダイオードの制限のために、対応できる波長が同様に短い（最大約０．６μｍ）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
参照として本願に援用される、チェンバレン（Ｃｈａｍｂｅｒｌａｉｎ）他、「新たな広ダイナミックレンジシリコン受光素子及びリニア撮像アレー（Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｗｉｄｅ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｇｅ Ｓｉｌｉｃｏｎ ｐｈｏｔｏｄｅｔｅｃｔｏｒ ａｎｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｉｍａｇｉｎｇ Ａｒｒａｙ）」、電子装置に関するＩＥＥＥトランザクション（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｄｅｖｉｃｅｓ）第３１巻第２号、１９８４年２月、ｐ．１７５〜１８２には、標準的な受光素子の単一の光子を、広いダイナミックレンジで読み出すゲート変調技術が開示されている。この文献には、サブスレッショルド動作（ｓｕｂ−ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）を保証するために、ドレインがゲートに接続された負荷電界効果トランジスタ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：以下、ＦＥＴという。）を含む高利得のカレントミラー回路が開示されている。受光素子からの信号は、負荷ＦＥＴに供給され、これにより、高い相互コンダクタンスを有し、利得を持つ増幅ＦＥＴ（ｇａｉｎ ＦＥＴ）のゲートに信号電圧が生じる。この信号は、増幅ＦＥＴのゲート電圧を変調し、この電圧は、ＦＥＴスイッチによって読み出され、及びリセットされる。この手法の主な利点は、アレー内の各受光素子に対する検出ダイナミックレンジが１０^７以上であるという点である。しかしながら、この回路は、それぞれのトランジスタの閾値電圧の違い（ｖａｒｉａｔｉｏｎ）に対して感度が高いという問題がある。各ピクセルは、回路の対数的特性（ｌｏｇａｒｉｔｈｍｉｃ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ）により、全体的にはより広いダイナミックレンジに亘って動作することができるが、標準的なシリコンＣＭＯＳ製造プロセスに関するピクセル間のＶ_Ｔの不均一により、撮像アレーの瞬間的なダイナミックレンジは劣化する。
【０００５】
この特別なゲート変調技術は、広いスペクトル範囲に亘って信号を検出するのには有効であるが、フロントエンドの帯域幅は、撮像アレーの帯域幅を厳しく制限する。具体的には、帯域幅は、受光素子の容量と、負荷ＦＥＴの抵抗との並列接続（ｐａｒａｌｌｅｌ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）によるＲＣ時定数（ｄｏｍｉｎａｎｔ ＲＣ ｔｉｍｅ ｃｏｎｓｔａｎｔ）によって定まる。サブスレッショルド動作（ｓｕｂ−ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）においては、ＦＥＴの相互コンダクタンスは、非常に低く、この結果、ＦＥＴの負荷抵抗は１０^１５Ω以上と非常に大きくなり、ＲＣ時定数の得られる最小値は、数十秒の桁になってしまう。したがって、チェンバレンのゲート変調技術は、実際には、昼間のシーンの撮像、あるいは星のような静止した明るさが低いシーンの撮像のみにしか用いることができない。更に、大きな電流利得を得るためには、負荷ＦＥＴを、一般的には非常に小さくしなければならない。この結果、負荷ＦＥＴはかなりの１／ｆ雑音を発生し、この雑音は、照明が暗い条件においては、撮像アレーの性能をかなり劣化させる。
【０００６】
米国特許第５９３３１９０号の明細書には、チェンバレンの負荷トランジスタに直列に接続された第１の読出トランジスタ２３を有し、カレントミラーの他方の端子（ｌｅｇ）ではなく、負荷トランジスタにおける電圧を読み出す回路が開示されている。この構成では、撮像アレーにおける受光素子が自己バイアスされ、各ピクセルにおける有効なダイナミックレンジを少なくとも１０^７に保つとともに、チェンバレンの手法に比べて、時定数が変化しない。しかしながら、この場合も、このような設計のピクセルを有する撮像アレーの特定の照度（ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｒｒａｄｉａｎｃｅ）における瞬間的なダイナミックレンジは、トランジスタ間の閾値の不均一性の影響を受けやすい。回路の対数的特性により、各ピクセルは、全体的には、より広いダイナミックレンジに亘って動作することができるが、標準的なシリコンＣＭＯＳ製造技術に起因するピクセル間のＶ_Ｔの不均一により、撮像アレーの瞬間的なダイナミックレンジは劣化する。米国特許第５９３３１９０号の明細書には、歪みを生じさせるような過電圧（ｓｔｒｅｓｓｉｎｇ ｏｖｅｒ−ｖｏｌｔａｇｅ）を印加することにより、バラツキがあるトランジスタを劣化させて、これにより不均一性を低減する手法も開示されているが、この手法は、高性能で長寿命のカメラ装置等においては、推奨できる手法ではない。
【０００７】
米国特許第５９２９４３４号の明細書には、瞬間的な電圧ではなく、蓄積期間後の蓄積された電流も読み出す代替的なカレントミラー構成によって、Ｖ_Ｔが不均一であることの影響を少なくする手法が開示されている。好ましい実施例では、第一近似で、各ピクセル内の不均一性を低減することにより、閾値のバラツキを一桁に小さくしている。しかしながら、この処理の後も残るピクセル間のバラツキは、背景の光束（ｂａｃｋｇｒｏｕｎｄ ｆｌｕｘ）に関わらず、画像の固定パターン雑音に大きな影響を与える。パターン雑音の大きさは、信号より大きいことも多く、したがって、ピクセル間の不均一をオフチップで補償する必要がある。
【０００８】
米国特許第５９２９４３４号の明細書に開示されている負帰還増幅器Ａ１では、高利得回路の入力インピーダンスを大幅に下げ、これにより高利得回路の帯域幅を広くしている。バッファ増幅器が無限の電圧利得と有限の相互コンダクタンスを有していると仮定すると、ドミナントポール（ｄｏｍｉｎａｎｔ ｐｏｌｅ）は、以下の式で表される。
【０００９】
【数１】

【００１０】
ここで、Ｃ_ｆはバッファ増幅器の出力端子から入力端子までの実効フィードバック容量を表す。カスコード増幅器の構成では、サブスレッショルドＦＥＴ Ｑ_１のゲート−ソース間容量が支配的（ｄｏｍｉｎａｎｔ）であり、Ｃ_ｆは、このサブスレッショルドＦＥＴＱ_１のゲート−ソース間容量により定まる。この値は、金属のオーバラップによる寄生容量（ｐａｒａｓｉｔｉｃ ｍｅｔａｌ ｏｖｅｒｌａｐ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）に基づいて近似的に求められる。例えば、０．２５μｍＣＭＯＳ技術における最小幅のトランジスタの場合、最小のＣ_ｆは、約０．２ｆＦになる。この場合の時定数は、数十分の一秒の桁になる。これにより、単一の光子を概ねビデオフレームのレートで検出することができるが、一般的に用いられている標準ビデオ方式より高いフレームレートでの単一の光子の撮像を正確にサポートするためには、更なる改善が必要である。米国特許第５６６５９５９号の明細書では、デジタル回路からなる他の構成が示されており、ここでは、各ピクセルは、フロントエンドにサブスレッショルドトランジスタを備え、縦続接続された一対のインバータを用いて、極めて高い相互インピーダンスを実現している。バックグラウンドにおける一電子単位の小さな光信号は、非常に高い入力インピーダンスに変換されるため、この光信号は、一段目のインバータのミラー容量に蓄積された後、二段目のインバータによって更に増幅される。したがって、１ｍＶ／ｅより大きい電荷−電圧変換利得が必要となる。しかしながら、一段目の増幅器の広帯域雑音を十分に抑圧することができないため、電荷を蓄積する一段目のインバータの読出雑音により、実際には、多くの場合、信号対雑音比が制限される。一段目の読出雑音は、電荷蓄積器の読出雑音と同様に、以下のように近似させることができる。
【００１１】
【数２】

【００１２】
ここで、ｋはボルツマン定数を表し、Ｔは温度を表し、Ｃ_ｆｂは一段目の寄生フィードバック容量を表し、Ｃ_ｄｅｔはフォトダイオード容量を表し、Ｃ_Ｌは、増幅器出力の負荷容量を表す。当業者の常識に一致する実際的な値を仮定すると、米国特許第５６６５９５９号の明細書に好ましい実施例として開示されているハイブリッド撮像装置における検出器の容量の典型的な最小値は１５ｆＦとなる。一段目の増幅器のミラー容量を５ｆＦとし、負荷容量を３５０ｆＦとすると（すなわち蓄電容量Ｃ_ｓｔｒ１）、一段目の最小の読出雑音は６〜７ｅ−の範囲となり、これは、合成二段増幅器のオフセット補償を行うためにトランジスタスイッチＱ_ｓｗ１を開くことにより生成されるｋＴＣ雑音を上回る。この性能は非常に高いが、光子を容易に数えることはできない。更に、二段増幅器を同じクロックで動作させる（ｃｌｏｃｋｉｎｇ）ことによりのクロッキングにより、増幅器の不均一性が大きく改善されるが、この発明では、フロントエンドにおける負荷抵抗器の閾値のバラツキを改善することができない。
【００１３】
米国特許第６０６９３７６号の明細書には、スチルカメラ用途に適する、スピードスイッチを備えたピクセル増幅器が開示されている。この装置では、ダウンストリーム利得による広帯域の信号蓄積が実現されるが、蓄積素子においてリセット雑音が生じるため、感度が制限されている。更に、増幅器の入力側には、信号のダイナミックレンジを最大化するための機構が設けられていない。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、包括的に言えば、単一の光子を検出することができる、非常に感度が高い受光素子読出回路（ｐｈｏｔｏｄｅｔｅｃｔｏｒ ｒｅａｄｏｕｔ ｃｉｒｃｕｉｔ）を提供する。受光素子（好ましくはフォトダイオード）は、入射光子に応じて、受光素子上に小信号光電荷（ｓｍａｌｌ−ｓｉｇｎａｌ ｐｈｏｔｏｃｈａｒｇｅ）を蓄積し、受光素子出力信号を生成する。バッファ増幅器は、この受光素子出力信号が供給され、バッファリングされた受光素子出力信号を生成する。カップリングコンデンサは、バッファリングされた受光素子信号が供給される第１の端子と、信号増幅器の入力端子に接続された第２の端子とを備える。カップリングコンデンサは、調整可能なオフセット電圧によって、信号増幅器の入力側の信号レベルをシフトさせる。このカップリングコンデンサには、電子的オフセットリセットスイッチ（ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｏｆｆｓｅｔ ｒｅｓｅｔ ｓｗｉｔｃｈ）が接続されており、この電子的オフセットリセットスイッチにより、オフセット電圧をリセットすることができ、好ましくはフォトダイオードのリセットの直後に、過渡状態を減衰させる（ｔｒａｎｓｉｅｎｔ ｄｅｃａｙ）ことができる。オフセット電圧は、受光素子の容量をリセットすることにより生じるリセット雑音（ｋＴＣ雑音）である。
【００１５】
ピクセルのアレーに亘る画像形成の開始を同期するために、リセットは、アレー全体に亘って同時に行われる。各ピクセルのオフセット電圧は、特定の受光素子の電圧を読み出し、カップリングコンデンサを特定の電圧にクランプすることにより、各ピクセルのカップリングコンデンサに亘ってクランプされる。フォトダイオード信号のサンプリングが開始されると、実際の信号は、カップリングコンデンサに亘って蓄積されているオフセット電圧との比較により読み出される。これにより、光により生成された信号（ｐｈｏｔｏｇｅｎｅｒａｔｅｄ ｓｉｇｎａｌ）の相関二重サンプリングが実現し、受光素子の容量をリセット（放電）することによって生成される相関雑音が除去される。クランプ電圧は、ビデオ信号増幅器の零動作点を、コモンゲート構成及びリセット積分器によって設定される雑音帯域幅を有する蓄積利得段（ｉｎｔｅｇｒａｔｉｎｇ ｇａｉｎ ｓｔａｇｅ）の閾値電圧以上に設定する役割も有する調整可能な電圧である。
【００１６】
コモンゲート増幅器は、調整可能な大きな電流利得を有し、低雑音信号を更に増幅し、増幅された信号を専用の蓄積コンデンサに蓄積する。特定の蓄積時間の最後には、蓄積された信号は、信号蓄積の終了を同期させるために、第２のコンデンサにサンプリングされる。これにより、受光素子における雑音を非常に低く抑制して、スナップショット画像（ｓｎａｐｓｈｏｔ ｉｍａｇｅ）を撮像することができる。このように、本発明により、従来の手法に比べて、相互インピーダンスを高くするとともに、ダイナミックレンジを広くすることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、当業者が本発明を理解し、実施できるように、本願発明者が本発明の最良の実施の形態と考える具体例を説明する。ここでは、特に、ピクセルの撮像アレー（ｐｉｘｅｌｌａｔｅｄ ｉｍａｇｉｎｇ ａｒｒａｙｓ）における半導体受光素子（ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｐｈｏｔｏｄｅｔｅｃｔｏｒ）における単一光子読出（ｓｉｎｇｌｅ ｐｈｏｔｏｎ ｒｅａｄ−ｏｕｔ）のための受光素子増幅回路（ｄｅｔｅｃｔｏｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ）の具体例により、本発明の基本的な原理を説明するが、様々な変形例は当業者にとって明らかである。これらのあらゆる変形例、等価回路、代替回路は、本発明の範囲内にある。
【００１８】
本発明は、照明が非常に暗い条件下、すなわち１サンプリング期間毎の光束レベルが０光子に近い条件下において、受光素子の単一光子読出ができるように帯域幅が広く、雑音が極めて少ないピクセル増幅器を提供する。この回路は、従来のビデオ装置のフロントエンドとして設けられた撮像アレーにおいて、あるいは高いフレームレートの波面センサ（ｈｉｇｈ ｆｒａｍｅ−ｒａｔｅ ｗａｖｅｆｒｏｎｔ ｓｅｎｓｏｒ）において、個々の受光素子に入射する入射光子を効果的にカウントするのに用いることができる。この回路の主な利点の１つは、この回路では、例えばフォトダイオード内でアバランシェ増倍（ａｖａｌａｎｃｈｅ ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ）を行わない、利得が１以下のフォトダイオード又は光導電素子（ｐｈｏｔｏｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）等の既製の受光素子を用いることができるという点である。このような、利得が１以下の周知の受光素子は、安価で、より均一性が高く、製造が容易で、信頼度が高く、受光素子内の過剰な雑音メカニズムに影響されず、アバランシェフォトダイオードに比べてより広い電磁波スペクトル帯域をサポートする。本発明に基づく回路の概略を図１に示す。光検出を開始する前に、スイッチングトランジスタ（ｅｎａｂｌｉｎｇ ｓｗｉｔｃｈ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｍ１、Ｍ２をイネーブルすることにより、回路を初期化し、次に行われるピクセルのアレーに亘る信号蓄積の開始を同期させる。この初期状態において、Ｃ_ｐｄ（フォトダイオードＰＤ１の容量を表す）上に光によって生成された全ての電荷（ａｎｙ−ｐｈｏｔｏ−ｇｅｎｅｒａｔｅｄ ｃｈａｒｇｅ）が放電（リセット）され、受光素子の電圧は、Ｖ_ｄｅｔ−Ｖ_{ｄｅｔ＿ｒｓｔ}に設定される。更に、信号蓄積コンデンサＣ_ｉｎｔの電圧は、Ｖ_{ｃｅｌｌ＿ｒｓｔ}に設定される。続いて、スイッチングトランジスタＭ１、Ｍ２がディスエーブルにされ、これにより、関連した過渡電圧（ｖｏｌｔａｇｅ ｔｒａｎｓｉｅｎｔｓ）を減衰させる。次に、スイッチングトランジスタＭ３をイネーブルにし、コンデンサＣ_ＣＤＳをＶ_Ｇａｉｎにクランピングする。この処理は、各ピクセルのコンデンサＣ_ＣＤＳの両端子間（ｅａｃｈ ｐｉｘｅｌ’ｓ ｒｅｓｅｔ ｎｏｉｓｅ ａｃｒｏｓｓ Ｃ_ＣＤＳ）のリセット雑音を記憶し、フロントエンド増幅器に開始零入力電圧（ｓｔａｒｔｉｎｇ ｑｅｓｃｅｎｔ ｖｏｌｔａｇｅ）を設定する。フロントエンド増幅器は、トランジスタＭ４、Ｍ５と、相関二重サンプリングのコンデンサＣ_ＣＤＳと、スイッチングトランジスタＭ３とから構成されたソースフォロワバッファ増幅器からなる。続いて、スイッチングトランジスタＭ３をディスエーブルにすることにより、バッファリングされた受光素子信号と、クランピングされたオフセット電圧との間の差として特定されるビデオ信号によって、利得を有する増幅トランジスタ（ｇａｉｎ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｍ６のゲートを変調する。増幅トランジスタＭ６は、コモンゲート増幅器であり、蓄積トランジスタからなるコンデンサＣ_ｉｎｔに調整可能な電流を供給する。トランジスタＭ５のソース（Ｖ_ｓ）は、トランジスタＭ５のソース端子から拾うバイアス誘導雑音を最小にするために、０Ｖ又は０Ｖ付近で動作させるので、この電流は、Ｖ_Ｇａｉｎ−Ｖ_ｓとトランジスタＭ５の閾値電圧との差を設定することにより調整される。したがって、Ｖ_ｓは、基本的な動作ではグラウンド電位に設定される。
【００１９】
したがって、コンデンサＣ_ｉｎｔに蓄積される電流は、元はソースフォロワ増幅器のトランジスタＭ４に供給された光によって生成された信号を利得に比例して増幅した複製（ｇａｉｎ−ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎｅｄ ｆａｃｓｉｍｉｌｅ）である。所定の蓄積期間の終了時には、スイッチングトランジスタＭ７が短期間イネーブルにされ、サンプルホールドコンデンサＣ_Ｓ／Ｈに信号電圧が充電される。この信号電圧は、第２のソースフォロワ増幅器のトランジスタＭ８のゲートを変調する。ビデオ信号を形成する最終的な信号電圧は、Φ_{ｐｉｘｅｌ}クロックでスイッチングトランジスタＭ９をイネーブルにすることにより、行毎に読み出される。トランジスタＭ８の電流シンクは、通常、各列内の全てのピクセルに対して共通であり、消費電力及びサポートする回路上の要求を最小化するために、共有される。
【００２０】
ソースフォロワ増幅器のトランジスタＭ４の出力は、蓄積の開始時にスイッチングトランジスタＭ３のゲートに供給されるリセット信号Φ_ＣＤＳの制御の下で、最初に直列コンデンサＣ_ＣＤＳによって容量的に結合される。このように容易にされたクランピング及びサンプリングにより、光によって生成された信号の相関二重サンプリングが実行される。この信号は、スイッチングトランジスタＭ３の１／ｆ雑音を除いて、実質的に、回路で誘導される雑音（ｃｉｒｃｕｉｔ−ｉｎｄｕｃｅｄ ｎｏｉｓｅ）の影響を受けない。これにより、発生する相関雑音（ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ ｎｏｉｓｅ）は、受光素子の容量をリセットすることによって、除去される。フォトダイオードＰＤ１及びトランジスタＭ４のゲートの容量を最小にすることにより、基本的な相互インピーダンス（ｂａｓｉｃ ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ）を、コンデンサＣ_ＣＤＳに要求されるサイズを最小にする第１のオーダ（ｆｉｒｓｔ ｏｒｄｅｒ）まで最大化することができる。サブエレクトロンレベルの読出雑音（ｓｕｂ−ｅｌｅｃｔｒｏｎ ｒｅａｄ ｎｏｉｓｅ）を除去するためには、Ｃ_ＣＤＳの値は、最小でも、室温（２９５Ｋ）において少なくとも数ｆＦである必要がある。
【００２１】
クランピクング回路は、コンデンサＣ_ＣＤＳとスイッチングトランジスタＭ３とから構成され、また、コモンゲート増幅器の使用可能なダイナミックレンジの一部、又はダイナミックレンジ全体の両方に適合する零動作点（ｑｕｉｅｓｃｅｎｔ ｏｐｅｒａｔｉｎｇ ｐｏｉｎｔ）において、最小信号レベルを任意に設定する小型の回路を実現する。したがって、クランピング回路は、増幅トランジスタＭ６のソース端子が、外部調整を可能にする外部からアクセス可能なパッドに接続され、又は調整可能なオンチップの基準電圧（ｏｎ−ｃｈｉｐ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｖｏｌｔａｇｅ）によってバイアスされているときに、相関二重サンプリング及びダイナミックレンジを管理する。
【００２２】
受光素子の容量と増幅トランジスタＭ４の組合せで形成される相互インピーダンスは、通常のビデオレートにおいて、１０ｅ−よりも小さい読出雑音レベルを実現することができないので、本発明では、コモンゲート増幅器と共に、全体のトランスインピーダンスを大きくするレベルシフト段を用いる。例えば、受光素子とＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＭ４のゲートとの合成容量は、実際には、最小でも５ｆＦ以上となる。したがって、小型の増幅器の入力において定義される最大光変換利得は、３２μＶ／ｅ−となる。実際のビデオカメラにおいては、出力に相当する（ｒｅｆｅｒｒｅｄ ｔｏ ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ）最小の読出雑音は、２５０μＶ〜＞１ｍＶである必要があり、量子（ｑｕａｎｔａ）を検出するためには、最小でも更に１０〜３０倍の利得を必要とする。この更なる利得を得るためには、Ｖ_ＧＡＩＮを適切に調整してゲート−ソース間の電圧を最適化する。低雑音ピクセル増幅器の出力信号は、Φ_{ｐｉｘｅｌ}をイネーブルにし、スイッチングトランジスタＭ９を介してバスに信号を供給することにより、読み出される。
【００２３】
図２は、本発明の変形例を示しており、ここでは、瞬間的なダイナミックレンジは、最大約１０ビットから、コモンゲート増幅用のトランジスタＭ６のソースにスイッチトキャパシタ抵抗器（ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｒｅｓｉｓｔｏｒ）を設け、このスイッチトキャパシタ抵抗器の実効抵抗に従って、より大きな値に増加される。プログラミング可能なスイッチトキャパシタ抵抗器は、トランジスタＭ１０とコンデンサＣ_ｄｒとからなり、電源（ｓｕｐｐｌｙ）Ｖ_ｓとコモンモード増幅用のトランジスタＭ６のソース間に直列に挿入され、その抵抗を増すことにより、コモンモード増幅用のトランジスタＭ６の利得を下げる。このソース抵抗により、全体の相互インピーダンスと調整の自由度が低下する代わりに、ダイナミックレンジが広くなり、ピクセルのアレー内のトランジスタＭ１０の閾値電圧の不均一性の影響が低減される。これに代えて、特定のダイナミックレンジ又は増幅器の相互インピーダンスが必要とされる場合、トランジスタＭ１０とコンデンサＣ_ｄｒを抵抗値が高い固定抵抗（０．５〜５０ＭΩ）に置き換えてもよい。実効直列抵抗（ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ ｓｅｒｉｅｓ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）に求められる値は、電流源として機能する値である。この目的で、実効直列抵抗は、トランジスタＭ１０より大きなインピーダンスを有する必要がある。ソース端子から見ると、トランジスタＭ１０の抵抗値は、以下の式により表すことができる。
【００２４】
【数３】

【００２５】
ここで、ｇ_ｍはＦＥＴの相互コンダクタンスを表し、ｇ_ｄはドレインのコンダクタンスを表す。したがって、弱反転（ｗｅａｋ ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）又はサブスレッショルド動作においては、この抵抗値は、ｇ_ｍ ^−１となり、線形領域での抵抗値は、ｇ_ｄ ^−１となる。
【００２６】
本発明に基づく超低雑音増幅器の全体的な相互インピーダンスは、以下のように近似される。
【００２７】
【数４】

【００２８】
ここで、ｔ_ｉｎｔは蓄積時間を表し、Ｃ_ｉｎｔは蓄積容量を表し、Ｃ_ｄｅｔは受光素子の容量を表し、Ｃ_{ｉｎｐｕｔ}は漂遊容量及び意図された容量の両方を含む、ソースフォロワトランジスタと、このノードにおける他の全ての容量の合成容量を表し、ｑは電荷（ｅｌｅｃｔｒｏｎ ｃｈａｒｇｅ）を表し、ΔＶ_ｓｉｇはＶ_Ｇａｉｎ−Ｖ_ｓを調整（ｔｕｎｉｎｇ）することによりプログラミングされる蓄積信号電圧（ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｓｉｇｎａｌ ｖｏｌｔａｇｅ）を表し、ｎはトランジスタＭ６のサブスレッショルド理想値を表し、ｋはボルツマン定数を表し、Ｔは温度を表し、Ａ_{ａｔｔｅｎ}は直列抵抗によって実現される減衰を表す。好ましい具体例においては、Ａ_{ａｔｔｅｎ}＝１とする。このように、この小型の増幅器では、蓄積時間が短いために、又は受光素子の容量が大きいために劣化した相互インピーダンスを補償するために、利得を調整することができる。ΔＶ_ｓｉｇは、トランジスタＭ１０の熱電圧より遙かに大きくすることができ、コンデンサＣ_ｉｎｔは、通常、Ｃ_ｄｅｔ＋Ｃ_{ｉｎｐｕｔ}の和の１０倍から１００倍の大きさであるため、増幅器は、非常に大きな利得を有することができる。にもかかわらず、受光素子の容量が大きなセンサでは、前者（ｔｈｅ ｆｏｒｍｅｒ）は、１００倍を超す利得に寄与することができる。
【００２９】
上述の式の減衰係数は、以下のように定義される。
【００３０】
【数５】

【００３１】
ここで、Ｒ_ＳＣＲは、変形例におけるスイッチトキャパシタ抵抗器の実効抵抗を表す。好ましい具体例においては、減衰はなく、すなわちＡ_{ａｔｔｅｎ}＝１であり、変形例では、減衰は、１から１００以上の値を有することができる。
【００３２】
本発明の範囲及び思想から逸脱することなく、上述の好ましい具体例を様々に適応化し、又は変更できることは当業者にとって明らかである。したがって、本発明は、添付の請求の範囲に基づき、上述した具体例とは異なる形態でも実現できることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明に基づくピクセル増幅器の構成を示す回路図である。
【図２】
ピクセル増幅器により、相互インイーダンスを低くする代わりに、瞬間的なダイナミックレンジを向上させ、増幅器の不均一性を最小化した本発明の変形例の構成を示す回路図である。

Claims (21)

1. 受光素子出力信号を生成する受光素子と、
   上記受光素子出力信号が供給され、該受光素子出力信号をバッファリングするバッファ増幅器と、
   信号入力端子及び信号出力端子を備える信号増幅器と、
   上記バッファリングされた受光素子信号が供給される第１の端子と、上記信号増幅器の入力端子に接続された第２の端子とを有するカップリングコンデンサと、
   上記カップリングコンデンサに接続された電子的オフセットリセットスイッチとを備える単一光子読出回路。
2. 更に、上記バッファ増幅器の入力端子と、上記信号増幅器の信号出力端子とに接続された同期回路とを備える請求項１記載の単一光子読出回路。
3. 更に、上記信号増幅器の信号出力端子に接続された蓄積コンデンサを備える請求項２記載の単一光子読出回路。
4. 更に、上記信号増幅器の信号出力端子に接続されたサンプルホールド回路を備える請求項３記載の単一光子読出回路。
5. 更に、上記サンプルホールド回路に接続された出力増幅器を備える請求項４記載の単一光子読出回路。
6. 更に、上記信号増幅器に接続された可変電流源を備える請求項５記載の単一光子読出回路。
7. 上記バッファ増幅器は、ソースフォロワを構成するように配置された２つの金属酸化膜半導体電界効果トランジスタからなることを特徴とする請求項６記載の単一光子読出回路。
8. 上記信号増幅器は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタからなることを特徴とする請求項７記載の単一光子読出回路。
9. 上記オフセットリセットスイッチは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタからなることを特徴とする請求項８記載の単一光子読出回路。
10. 上記同期回路は、２つの金属酸化膜半導体電界効果トランジスタからなり、それぞれのゲートにはリセット信号が供給されることを特徴とする請求項９記載の単一光子読出回路。
11. 上記サンプルホールド回路は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタとコンデンサからなることを特徴とする請求項１０記載の単一光子読出回路。
12. 上記可変電流源は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタとコンデンサからなることを特徴とする請求項１１記載の単一光子読出回路。
13. 入射光子に応じて、小信号光電荷を、当該受光素子の容量に蓄積し、受光素子出力信号を生成する受光素子と、
    上記受光素子出力信号が供給され、バッファリングされた受光素子信号を生成するバッファ増幅器と、
    信号入力端子を備え、出力信号を生成する信号増幅器と、
    上記バッファリングされた受光素子信号が供給される第１の端子と、上記信号増幅器の入力端子に接続された第２の端子とを備え、オフセット電圧により信号レベルをシフトするカップリングコンデンサと、
    上記カップリングコンデンサに接続され、オフセット電圧をリセットする電子的オフセットリセットスイッチとを備える単一光子読出回路。
14. 更に、上記バッファ増幅器の入力端子と、上記信号増幅器の信号出力端子とに接続され、ピクセルアレーに亘る信号蓄積の開始を同期させる同期回路を備える請求項１３記載の単一光子読出回路。
15. 更に、信号電圧を保存するサンプルホールド回路を備える請求項１４記載の単一光子読出回路。
16. 更に、上記信号増幅器に接続され、当該単一光子読出回路の瞬間的ダイナミックレンジを増加させる可変電流源を備える請求項１５記載の単一光子読出回路。
17. 検出電圧が印加される受光素子と、
    上記受光素子に接続されたゲートと、第１の電圧が印加されるドレインとを有する第１の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
    上記第１の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースに接続されたドレインと、第１のバイアス電圧が印加されるゲートとを有する第２の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
    上記第１の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースに接続された第１の端子を有する相関二重サンプリングコンデンサと、
    上記相関二重サンプリングコンデンサの第２の端子に接続されたゲートと、第２の電圧が印加されるソースとを有する信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
    上記相関二重サンプリングコンデンサの第２の端子に接続されたソースと、利得電圧が印加されるドレインと、相関二重サンプリング信号が供給されるゲートとを有する電子的オフセットリセットスイッチ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
    上記信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続された蓄積コンデンサとを備える信号読出回路。
18. 更に、上記信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたソースと、サンプルホールド信号が供給されるゲートとを有するサンプルホールド金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
    上記サンプルホールド金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたサンプルホールドコンデンサとを備える請求項１７記載の信号読出回路。
19. 更に、上記第１の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのゲートに接続されたドレインと、リセット信号が供給されるゲートと、セルリセット電圧が印加されるソースとを有する第１のリセット金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
    上記信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたドレインと、上記リセット信号が供給されるゲートと、上記セルリセット電圧が印加されるソースとを有する第２のリセット金属酸化膜半導体電界効果トランジスタとを備える請求項１８記載の信号読出回路。
20. 更に、バッファ電圧が印加されるソースと、上記サンプルホールド金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたゲートとを有する増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
    上記増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたソースと、アクセス信号が供給されるゲートと、バスに接続されたドレインとを有するアクセス金属酸化膜半導体電界効果トランジスタとを備える請求項１９記載の信号読出回路。
21. 更に、上記信号増幅金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースに接続されたドレインと、ソース電圧が印加されるソースと、ダイナミックレンジ信号が供給されるゲートとを有するダイナミックレンジ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタと、
    上記ダイナミックレンジ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのドレインに接続されたダイナミックレンジコンデンサとを備える請求項１７記載の信号読出回路。