KR20010067339A - Ｘ－ｙ 어드레스가능 ｍｏｓ 이미저 시스템과 그 사용방법, 및 이미지 감지 방법 - Google Patents

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Abstract

동적 범위를 증가시키기 위해 X-Y 어드레스가능 MOS 이미저를 사용하는 방법 및 장치로서, 반도체 기반의 센서로서의 X-Y 어드레스가능 MOS 이미저는 복수의 픽셀내의 각각의 픽셀이 광검출기, 감지 노드, 및 이 광검출기에서 이 감지 노드로 전하를 전달하는 전달 메카니즘을, 이 감지 노드를 사전 결정 전위로 리셋하는 리셋 메카니즘과 함께 구비하도록 형성된 복수의 픽셀과 함께, 행렬로 형성된 픽셀 어레이를 구비하고 있다. 광검출기의 적분 주기는 전달 메카니즘의 동작을 통해 초기화하고, 그 다음, 리셋 메카니즘의 동작을 통해 감지 노드에 대한 적분 주기를 초기화하여 그 각각의 적분 주기동안 축적된 감지 노드과 광검출기 모두로부터 전하를 판독한다.

Description

Ｘ－Ｙ 어드레스가능 ＭＯＳ 이미저 시스템과 그 사용 방법, 및 이미지 감지 방법{VARIABLE COLLECTION OF BLOOMING CHARGE TO EXTEND DYNAMIC RANGE}
본 발명은 반도체를 기초로 한 이미지 센서에 관한 것이며, 보다 상세하게는 증가되는 동적 범위를 가진 능동 픽셀 이미지 센서(APS) 또는 수동 픽셀 이미지 센서(PPS)에 관한 것이다.
APS는, 각각의 픽셀이 신호(전압 또는 전류 신호)로 변환되는 전하를 생성하는 적어도 하나의 다른 능동 구성 요소와 감광(phote-sensing) 수단을 모두 포함하고 있는 반도체 이미저(imager)이다. 이 신호는 픽셀 포토사이트(photosite) 상으로 입사하는 광량을 나타낸다. 이미지 감지 소자의 동적 범위(Dynamic range : DR)는 센서의 실효 노이즈 레벨(σnoise)과, 전형적으로 포화 신호(Vsat)로 불리우는 유효 최대 검출가능 신호 레벨과의 비율로서 정의된다. 이것은 수학식 1으로 표시된다.
입사 광자에 의해 생성된 전하를 적산하는 전하 결합 장치(CCD)와 같은 이미지 센서 장치는, 수집되어 주어진 포토사이트에 수용될 수 있는 전하량(Vsat)에 의해 제한되는 동적 범위를 가지고 있다. 예를 들어, 임의의 주어진 CCD에 있어서, 픽셀에서 수집되고 검출될 수 있는 전하량은 픽셀의 면적에 비례한다. 메가픽셀 디지털스틸 카메라(DSC)에 사용되는 상용 장치에 있어서, Vsat로 표시되는 전자의 수는 13000 내지 20000개 정도이다. 입사광이 매우 밝고, 광검출기(photodetector) 또는 픽셀에 수용될 수 있는 전자를 보다 많이 생성한다면, 이러한 과다 전자는 픽셀내의 반확산 수단(anti-blooming means)에 의해 추출되며, 증가되는 포화 신호에 영향을 주지 않는다. 그러므로, 최대 검출가능 신호 레벨은 광검출기 또는 픽셀에 수용될 수 있는 전하의 양으로 제한된다. 또한, DR은 센서 노이즈 레벨(σnoise)에 의해 제한된다. Vsat의 제한으로 인해, σnoise를 매우 낮은 레벨로 감소시키기 위해 CCD에서 많은 작업이 행해진다. 전형적으로, 상용의 메가픽셀 DSC 장치는 1000:1 이하의 DR를 가지고 있다.
DR의 동일 제한은 APS 장치 용도로 존재한다. Vsat는 광검출기에 수용되어 격납될 수 있는 전하의 양에 의해 제한된다. 과다 전하는 손실된다. 이것은 광검출기에서 이용가능한 영역을 제한하는 APS의 픽셀내의 능동 구성 요소로 인해, 그리고, APS 장치에 사용되는 저압 인가 및 클럭으로 인하여 APS이 가지고 있는 문제점은 CCD와 비교하여 보다 많아지게 된다. 또한, APS 장치는 칩상의 이미지 센서 시스템을 제공하는데 사용되어 왔기 때문에, CCD 상에 존재하지 않는 타이밍 및 제어 및 아날로그-디지털 변환과 같이 APS 상에서 사용된 디지털 및 아나로그 회로는 CCD와 비교하여 보다 높은 노이즈 플루어(noise floor)를 APS 장치상에 제공한다. 그 이유는 온 칩 아날로그-디지털 변환기로부터의 가능한 양자화와 보다 높은 열적 노이즈로 인한 것이다.
반도체 계통의 이미지 센서 분야에서, APS 및 PPS 장치 모두에 확대된 동적 범위를 제공하는 다수의 명세서가 존재한다. 이러한 다수의 명세서는 (1) 미국 특허 제 5,650,643 호에 개시된 임계치에 도달하는 클럭 주기 수 측정법, (2) CCD 및 개량형의 이미지 센서에 대한 1997 IEEE 워크샵, 페이퍼 #R15에 개시되어 있는 Orly Yadid-Pecht외 다수의 "Wide Intrascene Dynamic Range CMOS APS Using Dual Sampling"의 적분 시간 가변으로 인한 2 이상의 상관관계 이미지 캡쳐, (3) CCD 및 개량형의 이미지 센서에 대한 1997 IEEE 워크샵, 페이지 68-71에 개시되어 있는 Sypros Kavadias 외 다수의 "On-chip Offset Calibrated Logarithmic Response Image Sensor"와, CCD 및 개량형의 이미지 센서에 대한 1999 IEEE 워크샵, 페이지 191-194에 개시되어 있는 M.Loose 외 다수의 "Self-Calibrating Logarithmic CMOS Image Sensor with Single Chip Camera Functionality"와, CCD 및 개량형의 이미지 센서에 대한 1995 IEEE 워크샵에 개시되어 있는 N.Ricquier 외 다수의 "Active Pixel CMOS Image Sensor with On-Chip Non-Uniformity Correction"와, CCD 및 개량형의 이미지 센서에 대한 1997 IEEE 워크샵, 페이지 1-4에 개시되어 있는 J.Huppertz 외 다수의 "Fast CMOS Imaging with High Dynamic Range", (4) CCD 및 개량형의 이미지 센서에 대한 1995 IEEE 워크샵에 개시되어 있는 S.Decker 외 다수의 "Comparison of CCD and CMOS Pixels for a Wide Dynamic Range Area Imager"와 반도체 회로의 1998년 12월 IEEE Journal, Vol 33, No.12에 개시되어 있는 "A 256×256 CMOS Imaging Array with Wide Dynamic Range Pixels and Column-Parallel Digital Digital Output"의 집적화 동안의 리셋 게이트 레벨의 가변을 포함하고 있다.
Kounma 특허의 미국 특허 제 5,650,643 호(이하,Kounam)에는 반도체 이미지 감지 장치의 동적 범위를 증가시키는데 사용되는 장치를 개시하고 있다.Kounam에는 광검출기와 연결되어, 적분 신호 임계 레벨에 도달하는데 필요한 시간을 측정하여, 이 시간을 센서 출력으로서만 제공하는 카운터와, 비교기를 구현시킴으로써 실효 Vsat레벨을 증가시키는 수단을 보여주고 있다. 카운터는 비교기와 결합되어 있으며, 광검출기가 비교기 입력부에 인가되는 신호 레벨에 도달하는데 걸리는 카운터 클럭 주기 수를 결정하는데 사용된다. 그 다음, 카운터는 그 카운터 클럭 주기 수를 광검출기와 연관된 출력 또는 신호값으로서 제공한다.
Kounam에는 Vsat를 효과적으로 증가시킴으로써 동적 범위를 증가시키지만, 이러한 방식은 일부 문제점을 가지고 있다.
먼저, 각각의 픽셀에 카운터 및 비교기를 구비하고 있었다면, 각각의 픽셀내의 구성 요소의 수는 매우 커지고, 이로 인해, 픽셀은 매우 작은 충전 계수 또는 매우 큰 픽셀을 구비하고 있다. 종래의 반도체 기술 상태의 현존 최소 배선폭이 주어진 이러한 방식은 실용적이지 않고, 소형의 픽셀, 저가의 이미지 센서를 필요로 한다.
두번째로, 각각의 픽셀의 출력은 주어진 임계치에 도달하는데 필요한 시간에 대한 카운터 값이고, 광검출기에서 적분되는 전하의 실제 양에 대한 아날로그 출력 값을 포함하지 않는다. 이러한 방식으로, 실효 Vsat가 증가되지만, 실효 DR은 카운터의 주기 또는 정확성 및 카운터의 사이즈에 의해 제한될 수 있다. 예를 들어, 카운터가 10 비트 또는 1024 카운트를 가지고 있다면, 동적 범위는 1024 마스터 클럭 주기가 소망의 노출 시간에 적합할 수 있을 있다고 가정하면 10 비트로 확대된다. 소망의 노출 시간이 100msec이다면, 카운터 클럭 주기는 97.6usec 이하여야 한다. DR를 20비트로 확대하고자 한다면, 20 비트 카운터를 필요로 하고, 카운터 클럭 주파수는 100msec의 노출 시간 동안에 10.5MHz를 초과한다. 이러한 예에서, DR를 10 비트부터 확대하면, 그 결과 클럭 주파수의 필요 조건은 1000배 빨라진다. 노출 시간이 증가함에 따라, 비례하여 빨라지는 마스터 클럭을 필요로 한다. 예를 들어, 직사광선의 야외에서 이미지를 캡처하는 경우에 초당 1/60의 노출시간이 바람직하거나 요구된다면, 63 MHz의 마스터 클럭은 20비트를 양자화하는데 필요할 수 있다. 전형적인 노출 조건에서 높은 동적 범위를 제공하기 위해서는 초고속 카운터 클럭이 요구된다는 것을 알 수 있다. 또한, 카운터의 비트 수가 커질수록, 보다 큰 픽셀을 생성하고 픽셀에 구현하는데 필요한 면적이 커진다. 전형적인 카운터는 비트당 4-8 트랜지스터를 필요로 한다. 따라서, 20비트 카운터는, 0.35um CMOS 공정에서 픽셀 사이즈가 40um를 초과하는 80-160 트랜지스터를 필요로 한다. 또한, 이러한 방식은 이미지 센서내의 모든 픽셀이 각각의 픽셀에 대하여 출력 값을 갖도록, 프로그램된 임계치 레벨에 도달할 필요가 있다. 이러한 방식은 임계치 레벨이 Vsat부근이다면, 스크린의 어두운 영역이 임계치 레벨에 도달할 수 있는 매우 긴 노출 시간을 필요로 할 수 있다. 이 노출 시간은 임계치 레벨을 매우 낮은 값으로 프로그래밍함으로써 증가될 수 있지만, 스크린의 매우 밝은 영역이 극히 짧은 시간에 그 임계치에 도달할 수 있기 때문에, 스크린의 매우 밝은 영역에서의 정보의 정확성이 감소될 수 있다.
세번째로,Konuma의 방식으로, 가장 밝은 광선 레벨에서 데이터는 보다 양자화된다. 이것은 실효 빛 측정이 시간에서 임계치까지 계산되는 방법을 조사함으로써 수학식 2으로부터 알게 된다.
임계치(VT)에 도달하는데 필요한 시간(tT)을 알고 있고, 측정되는 시간동안 소스가 일정하다면, 임의의 시간(tM)에서 광량을 계산할 수 있다. 확대된 실효 전압(Vext)에 대한 표현식은 아래의 수학식 2로 주어진다.
개별 시스템에서, 시간 변수(tT)은 수학식 3에서 표시된 바와 같이 양자화 단위에 의해 측정될 수 있다.
여기서, cv는 양자화된 정수 코드 값이고, MaxCv는 tM에서 cv 값에 대응하는 코드 값이다. 값을 대입하면 수학식 4를 얻게 된다.
도 2를 참조하면, 0의 코드 값(cv)은 무한 광선을 암시한다. 가장 큰 제 1 측정가능 양자화값은 cv=1과 cv=2 사이에 존재한다. 8 비트의 선형 시스템에 대한 양자화값은 0.0039이고, 이것은Konuma에 기재된 임계 방법에서 임의의 시간에서 가장 적은 양자화값보다 적다.
네번째로, 임계치에서 시간의 트랙을 유지하기 위해 픽셀 어레이의 외부에 사용된 단일 카운터 및 비교기를 구비하고 있다면, 각각의 픽셀은 픽셀당 충분히 적은 샘플링 주파수를 가지고 있어서, 동적 범위의 확대를 위해 충분히 미세한 양자화값을 제공하기 위해서, 극히 높은 속도로 측정되어야 한다. 예를 들어, 소망의 노출 시간 동안의 10 비트의 양자화값이 필요하고, 이미지 센서내에 백만개의 픽셀이 존재한다고 가정한다. 100msec의 소망의 노출 시간이 주어지면, 각각의 픽셀은 97.65usec 마다 프로그래밍된 임계치 레벨을 대하여 접근되고 측정되어야 한다. 이것은 97.65usec 마다 백만개의 픽셀이 샘플링되어야 한다는 것을 의미한다. 이것은 97.65psec 당 1 픽셀의 픽셀 샘플링 속도, 즉, 10.24GHz를 필요로 한다. 이러한 동작을 실행하는 수단은Konuma에, 또는 APS 장치 또는 다른 이미지 센서 장치 분야에서도 개시되어 있지 않다.
최종적으로, 제공되는 출력 값은 시간이다. 이러한 출력으로부터의 입사 이미지를 재구성하기 위해서, (즉, 신호 레벨을 결정하기 위해서), 그 시간 값으로부터의 승산에 의해 추정하여야 한다. 이것은 센서의 실효 노이즈 레벨을 떨어뜨릴 수 있다. 이 값은 전압(v(t))이 임계치에 도달하는 시간을 측정하는데 사용된다. 신호(VPD(t))는 σv의 표준 오차를 가진 몇몇 가우스 부가 노이즈를 가진 시간동안의 광자의 축적을 나타낸다.
tM이 항상 tT보다 크다면, σExt의 값은 σv보다 항상 크다는 것을 알 수 있다. 전술한 설명으로부터, 낮은 노이즈, 적은 픽셀, 단순 및 낮은 주파수 판독값을 유지하면서, 확대된 Vsat및 동적 범위를 제공하는 장치 및 확대된 전압 신호의 양자화값을 관리하는 수단을 종래 기술 범위내에서 필요로 한다는 것을 알게 된다.
종래의 참조문헌, 즉, CCD 및 개량형의 이미지 센서에 대한 1997 IEEE 워크샵, 페이퍼 #R15, Orly Yadid-Pecht 외 다수의 "Wide Intrascene Dynamic Range CMOS APS Using Dual Sampling", CCD 및 개량형의 이미지 센서에 대한 1999 IEEE 워크샵, O.Pecht 외 다수의 "CMOS APS with Autoscaling and Customized Wide Dynamic Range", CCD 및 개량형의 이미지 센서에 대한 1999 IEEE 워크샵, M.Schantz 외 다수의 "256×256 CMOS Imager with Linear Readout and 120dB Dynamic Range"에 기재된 2개 이상의 프레임을 캡쳐하는 방법으로, 상이한 적분 시간을 가진 동일 이미지 또는 스크린의 2이상의 프레임이 캡쳐되고, 다수의 판독값이 필요하고, 각각의 판독값에 대한 적분 시간은 정확한 보간(interpolation)을 얻기 위해서 스크린 조명도에 따라서 선택되어야 한다. 이로 인해, 이미지 자동 노출 시스템을 복잡하게 하고 적분 시간의 신속한 선택을 용이하게 하며, 이것은 종래 기술에서 발견할 수 없는 것이다. 또한, 실효 신호 레벨의 다수의 프레임 출력을 비교 및 계산하는데는 다른 프레임 메모리가 필요하다. 또한, 2개의 프레임 사이에 스크린 조명도 변경 또는 다른 동작이 존재하면, 동적 범위를 확대시키는 방법이 행해지지 않을 것이다.
CCD 및 개량형의 이미지 센서에 대한 1999 IEEE 워크샵, Sypros Kavadias 외 다수의 "On-chip Offset Calibrated Logarithmic Response Image Sensor", CCD 및 개량형의 이미지 센서, 페이지 191-194, S.Decker 외 다수의 "Comparison of CCD and CMOS Pixels for a Wide Dynamic Range Area Imager"에 기재된 동적 범위 확대 방법으로, 적분동안 하나의 명시된 시간 응답으로 리셋 게이트 전압 레벨은 온 상태에서 오프 상태로 변경된다. 이러한 방법은 전자 셔터 모드에서 동작하기 위해 복잡한 타이밍을 필요로 하는 단점과, 특정 신호 레벨이 전하의 부재로 인한 것이거나, 총 적분 신호 레벨을 단순하게 하는 지를 인식하는데 어려움이 있다.
전술한 설명으로부터, 낮은 노이즈, 적은 픽셀, 단순 및 낮은 주파수 판독값, 및 적용가능한 전달 함수를 유지하면서 동적 범위를 확대할 수 있는 장치를 종래 기술 범위내에서 필요로 한다는 것을 알게 된다.
본 발명에 따라서, 종래 기술의 문제점에 대한 해결 방법이 제공된다. 본 발명에서, CMOS 기반의 이미지 센서의 동작은 확대된 스크린 내부(intrascene)의 동적 범위를 확대하는데 사용된다.
본 발명의 제 1 실시예는 적분 동안 광검출기로부터 동작하는 전하를 이용한다. 종래 기술에서, 광검출기의 신호 레벨은 동작 전하(blooming charge)를 제거함으로써 밝은 영역에서 제한된다. 본 발명에서, 광검출기로부터 동작하는 전하는 광검출기의 적분 시간과 무관하게 제어되는 주기동안 적분되며, 이러한 수집된 동작 전하는 픽셀의 판독치의 광검출기 신호 전하에 부가된다.
본 발명의 제 2 실시예는 높은 조명도 레벨에서 CMOS APS의 판독치와 연관되어 있는 증가의 광선 레벨을 가진 신호를 감소시키는 동작을 이용함으로써 동적 범위를 확대시킨다. 이러한 동작은 리셋 레벨의 측정과 리셋 사이에 상이한 경과 시간을 가진 리셋 레벨의 2 샘플을 실행함으로써 행해진다. 2개의 측정된 리셋 레벨을 비교함으로써, 광검출기의 물리적인 포화 신호를 초과하는 광검출기의 실효 신호 레벨을 결정할 수 있다. 두 개의 리셋의 측정된 레벨에서 결정된 차이는 감소하는 고 광선 신호 영역에서 또는 저 광선 표준 선형 신호 영역에서 픽셀이 동작하는지 여부에 사용된다. 그 결과에 따라서, 상이한 전달 함수가 그 픽셀의 광검출기의 판독치로부터 출력되는 전압에 인가되어 그 픽셀에 대한 실효 신호 레벨을 제공한다. 그 픽셀에 입사하는 광선이 밝고, 2개의 측정된 리셋 레벨에서의 차이가 소정의 임계치를 초과하면, 감소하는 신호 영역과 연관되어 있는 전달 함수는 광검출기값을 계산하는데 사용될 수 있다. 2개의 측정된 리셀 레벨에서의 차이가 소정의 임계치 레벨을 초과하지 않으면, 표준 선형 전달 함수는 그 광검출기 값을 식별하는데 사용될 수 있다. 또한, 측정된 차이의 값은 그 픽셀에 대한 입사 조명도 레벨 또는 실효 신호를 계산 또는 결정하는데 개별적으로 사용될 수 있다.
본 발명에 따라서, 장치의 동적 범위를 상당히 증가시키고 본 시스템 설계에 사용될 수 있는 능동 픽셀 센서 장치는 증가된 동적 범위를 얻기 위해서 X-Y 어드레스가능 MOS 이미저를 사용하는 방법 및 장치에 의해 제공되고, 여기서, 반도체 기반의 센서로서의 X-Y 어드레스가능 이미저는, 복수의 픽셀내의 각각의 픽셀이 광검출기, 감지 노드 및 광검출기에서 감지 노드로 전하를 전달하는 전달 메카니즘을 구비하도록 형성되어 있는 복수의 픽셀과, 감지 노드를 소정의 전위로 리셋하는 리셋 메카니즘을 구비한 픽셀 어레이가 행렬로 형성되어 있다. 광검출기에 대한 적분 주기는 리셋 메카니즘의 동작에 걸친 감지 노드에 대한 적분 주기를 초기화 및 각각의 적분 주기동안에 축적된 감지 노드 및 광검출기 모두로부터의 전하를 판독하는 것을 수반하는 전달 메카니즘의 동작을 통해 초기화된다.
도 1은 광검출기로부터 동작되는 전하를 수집함으로써 동적 범위를 확대시키는 본 발명의 제 1 실시예를 도시하는 도면,
도 2는 광검출기 전하가 부가되는 컬럼을 토대로 하여 도 1에 도시된 픽셀의 동작도, 및 관련 타이밍도,
도 2b는 광검출기 전압이 부가되는 컬럼을 토대로 하여 도 1에 도시된 픽셀의 동작도, 및 관련 타이밍도,
도 3a는 선형 영역 2에 대하여 작은 슬로프를 유발하는 짧은 부동 확산 적분 시간을 가진 도 2에 도시된 타이밍도에 의해 동작되는 도 1의 픽셀에 대한 한 쌍의 전달 함수.
도 3b는 선형 영역 2에 대하여 큰 슬로프를 유발하는 상대적으로 긴 부동 확산 적분 시간을 가진 도 2에 도시된 타이밍도에 의해 동작되는 도 1의 픽셀에 대한 한 쌍의 전달 함수.
도 4는 도 5a에 도시된 감소 신호 동작을 설명하는 데 사용되는 타이밍도,
도 5a는 픽셀의 단면도,
도 5b 내지 도 5d는 설명된 픽셀에 대한 감소하는 신호 동작의 효과를 설명하는 정전기 도면,
도 6은 도 7a에 도시된 감소하는 신호 동작을 설명하는데 사용되는 타이밍도,
도 7a은 픽셀의 단면도,
도 7b 내지 도 7d는 설명되는 픽셀에 대한 감소 신호 동작의 효과를 설명하는 정전기 도면,
도 8a는 감소 신호 영역을 설명하는 도면,
도 8b는 감소 신호 영역을 설명하는 확대도,
도 9는 샘플링 및 수용된 픽셀의 출력을 설명하는 도면.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
6 : 마이크로렌즈 8 : 광선 차폐
10 : 픽셀 12 : 광검출기
14 : 기판 16 : 전달 게이트
17 : 리셋 게이트 18 : 부동 확산부
19 : 리셋 드레인 20 : 픽셀
22 : 광검출기 24 : 기판
27 : 리셋 게이트 28 : 부동 확산부
29 : 리셋 드레인 30 : 픽셀
본 발명의 제 1 실시예는 적분 동안 광검출기로부터 동작하는 전하를 수집한다. 이러한 동작은 도 1에 도시된 픽셀을 이용하여 행해진다. 이것은 Guidash 외 다수의 미국 특허 출원 제 08/800,947 호에 개시되어 있는 것과 유사하다. 이러한 픽셀(10)은 광검출기(12)(핀형태의 광다이오드(PD)), 전달 게이트(TG)(16), 부동확산부(FD)(18), 적어도 부동 확산부(18)에 걸친 광선 실드(shield)(8), 입력 신호 트랜지스터, 및 소스 부동 확산부(18), 리셋 게이트(17) 및 리셋 드레인(19)으로 구성된 리셋 트랜지스터를 포함한다. 본 발명의 제 1 실시예의 동작은 도 3에 도시된 출력 신호 전달 함수가 생성되는 도 1의 픽셀(10)에 대한 도 2의 타이밍도에 도시되어 있다.
컬럼을 토대로 도 1에 도시된 픽셀의 동작을 설명하는 도면 및 및 관련 타이밍도인 도 2a를 참조하면, 광검출기(12)와 부동 확산부(18)로부터의 전하는 부동 확산부상의 전하 영역에서, 증폭기(22)를 통해서 판독되는 광검출기 및 부동 확산부로부터의 조합 전하와 함께 부가된다. 픽셀(10)은 전달 게이트(16)(신호 TG로 표시)의 동작에 의해 전하를 광검출기(12)에서 부동 확산부(18)로 전달함으로써 리셋되거나 초기화되고, 그 다음 부동 확산부(118)를 소정의 전위로 리셋하는 리셋 게이트(17)의 동작에 의해 부동 확산부(18)를 리셋한다. 광검출기 적분 시간(tintpd)은 전달 게이트(16)가 시간(τ1)에서 초기화 또는 리셋 시퀀스 다음에 턴 오프된다. 오프 상태에서의 전달 게이트의 정전기 전위는 광검출기의 과다 전하가 전달 게이트 영역을 통해 부동 확산부(18)로 동작할 수 있도록 0 볼트보다 깊은 레벨로 설정된다. 광검출기 적분 시간(tintpd)이 진행됨에 따라, 광검출기(12)는 광전자로 채워질 것이다. 입사광이 밝으면, 픽셀내에 발생되는 광전자의 수는 광검출기(12)의 용량을 초과할 것이다. 이 때, 과다 전하는 부동 확산부(18)로 이동할 것이다. 전하가 부동 확산부(18)로 이동하기 시작할 때 리셋 게이트(17)가 온 상태이다면, 이러한전하는 소정의 동일 전위, 전형적으로, 리셋 드레인(19)(VDD)의 임계 전압 아래의 임계 전압에서 부동 확산부를 벗어나서 리셋 드레인(19)으로 리셋 게이트(17) 영역을 통해 소사(sweep)될 것이다. 전하가 부동 확산부(18)로 이동할 때 리셋 게이트(17)가 오프 상태이다면, 이러한 전하는 부동 확산부(18)에서 수집될 것이다. 광검출기 적분 주기 동안 RG가 턴 오프되는 시간의 양은 부동 확산 적분 시간(tintfd)이라고 한다.
소망의 광검출기 적분 시간(tintpd)의 후반부에, 광검출기(12)내의 신호 전하는 시간(τ2)에서 전달 게이트(16)를 온 및 오프로 펄싱(pulsing)함으로써, 부동 확산부 (18)로 전달된다. 부동 확산부(18)의 신호 레벨은 SHS만큼 샘플링되고 커패시터 (C1)상에 수용된다. 부동 확산 적분 시간(tintfd)동안, (즉, 이미지의 어두운 영역) 부동 확산부(18)상에 동작 전하가 수집되지 않았다면, 부동 확산부(18)로부터의 커패시터(C1)상의 신호 전하는 적분 동안 광검출기내에 수집된 전하를 구성한다. 동작 전하가 부동 확산부(18)상에 수집되었다면, 부동 확산부(18)로부터의 커패시터(C1)상의 신호 전하는 광검출기 적분 시간(tintpd) 동안 광검출기(12)에 수집된 전하를 구성하고, 부동 확산 적분 시간동안 부동 확산부에 수집된 전하를 펄싱한다. 이러한 부동 확산 적분 시간(tintfd)는 리셋 게이트(17)가 턴 오프되는 시간에서 신호 전하가 시간(τ2)에서 광검출기(12)로부터 전달되는 시간까지 경과된 시간이다.부동 확산 적분 시간(tintfd)은 광검출기 적분 시간(tintpd)과 무관하게 개별적으로 제어된다.
도 2a의 동작의 결과로서, 센서 출력 응답은 도 3a 및 도 3b에 도시된 바와 같을 것이다. 출력 응답은 2개의 영역을 포함한다. 저 광선 레벨에 있어서, 출력 응답은 선형 영역 1을 따를 것이다. 광전자의 수가 광검출기의 용량을 초과할 때, 이 전하는 부동 확산부상에 수집될 것이고, 광검출기 신호 전하에 부가될 것이다. 이 경우에, 픽셀 출력 응답은 영역 2를 따를 것이다. 바람직한 실시예는 도 2a에 도시된 타이밍에 의해 영역 2의 선형 응답을 제공한다. 비선형 응답은 1998년, 12월, 반도체 회로에 대한 IEEE 저널, Vol 33, No.12, S.Decker 외 다수의 "A 256×256 CMOS Imaging Array with Wide Dynamic Range Pixels and Column-Parallel Digital Output"의 참조 문헌에 기재된 시간 가변 리셋 게티으 전위 레벨을 가짐으로써 생성될 것이다. 바람직한 실시예에서, 영역 2에서의 출력 응답은 선형이고, 슬로프는 부동 확산 적분 시간(tintfd)에 직비례한다. 도 3a 및 도 3b는 영역 2에 대한 2개의 상이한 슬로프를 설명하고 있다. 도 3a에서의 부동 확산 적분 시간은 도 3b에서의 부동 확산 적분 시간보다 짧다. 결과적으로, 도 3b에서의 영역 2의 슬로프는 도 3a에서의 슬로프보다 크다.
부동 확산 적분 시간(tintfd)을 알고 있기 때문에, 픽셀의 실효 신호 레벨은 수학식 6에 의해 결정될 것이다.
광검출기 적분 시간(tintpd)와 부동 확산 적분 시간(tintfd)의 비율이 크게 설정될 수 있기 때문에, Veff는 광검출기 용량에 의해 제한되는 신호를 상당히 초과하여 증가될 것이다. 따라서, 동적 범위가 확대된다. 또한, 부동 확산 전하 용량에 의해 결정되는 최대 전압 레벨(Vmax)은 부동 확산부의 용량을 제어함으로써 광검출기 용량보다 클 것이다. 또한, 영역 2로부터 실효 신호 레벨을 직접 결정하지 않고 센서 출력 신호를 디스플레이하는 것이 가능하다. 이로 인해, 보다 큰 입사 조명 범위를 직접 검출가능한 신호 전압 범위로 매핑 및 직접 디스플레이함으로써 스크린 내부의 동적 범위를 확대한다. 또한, Vpdsat의 레벨은 전달 게이트(16)의 오프 레벨을 소망의 레벨로 설정하여 프로그래밍될 것이다.
도 2a에 도시된 타이밍은 광검출기 신호 및 수집된 동작 전하를 포함하는 부동 확산부상의 총 조합 전하의 신호 판독치를 도시하고 있다. 그 신호는 판독되어 먼저 리셋되어 리셋 레벨을 측정한다. 이것은 임시 리셋 노이즈를 그 신호에 부가하는 상관관계가 없는 이중 샘플 판독치이다. 2번 판독하여 광검출기 신호 레벨 및 부동 확산 동작 전하를 판독하는 것이 가능하다. 이것은 도 2b에 도시되어 있다. 이러한 방식으로, 부동 확산부(18)상에 수집된 동작 전하의 레벨은 샘플링되고, 커패시터(C4)에 그 동작 전하를 배치하여 RG에 의해 부동 확산부(18)를 리셋하는SHSfd를 펄싱함으로써 샘플링 및 수용되고, 커패시터(C5)상에 리셋 레벨을 배치하는 SHR에 의해 리셋 레벨을 샘플링 및 수용한다. 전하는 광검출기(12)에서 부동 확산부(18)로 전달되고, 그 신호는 SHSpd에 의해 샘플링 및 수용되고 커패시터(C6)상에 배치된다. 본 발명은 차동 증폭기(31)를 통해 커패시터(C6)상의 기저장된 동작 전하와 커패시터(C5)상의 리셋 레벨에 대한 상이한 판독치를 설명하고 있고, 광검출기 신호 레벨에 대한 실질 상관관계의 이중 샘플링을 제공한다. 최종 출력 신호는 일부 수단에 의해 결정될 수 있다. 그 중 하나는 오프 칩으로 부가될 수 있는 픽셀 당 2개의 신호 값을 개별적으로 제공하는 2개의 차동 증폭기(31, 32)로부터 신호를 판독하는 것이다. 제 2 실시예는 제 3 차동 증폭기에 입력으로서의 신호를 제공하고 픽셀 당 하나의 레벨로서 신호 출력을 판독함으로써 실행된다. 전압 영역의 신호를 조합하는 이러한 판독 방법은 전하 영역의 신호들을 조합하는 것보다 더 큰 Vmax를 또한 제공한다. 이 유는 부동 확산부가 광검출기 신호 및 동작 신호를 동시에 수용할 필요가 없기 때문이다. 따라서, Vmax는 풀 부동 확산 용량 + 광검출기 용량이 될 수 있다.
이러한 방법은 기준 리셋 레벨에 대하여 픽셀의 상이한 판독치를 이용하기 때문에, 픽셀 오프셋 노이즈는 삭제된다. 또한, 동적 범위는 픽셀내의 다른 구성 요소없이 확대되고, 그 결과, 저가의 디지털 촬상 애플리케이션에 이용되는 소형의 픽셀로 구현될 수 있다. 이러한 방식으로, 픽셀 판독 노이즈는 신호 레벨과 상관관계가 없는 리셋 레벨로 인해 KTC 만큼 증가될 것이다. 이것은 전형적으로 30개의전자보다 적을 것이고 실효 신호 레벨의 이득과 비교하여 적다.
또한, 본 발명의 제 2 실시예는 동적 범위를 확대시키는 동작을 이용한다. CMOS APS 및 PPS 장치에서, 입사광 레벨이 극히 밝아짐에 따라서, 신호 레벨과 리셋 레벨간의 차이로부터 결정되는 출력 신호는 결국 "블랙" 레벨에 도달하는 증가하는 광선 레벨과 함께 증가하는 것으로 인식된다고 설명된다. 이러한 감소 신호 동작은 리셋 레벨이 샘플링 및 수용될 때와 리셋간의 시간 동안에 감지 노드로 일반적으로 불리우는 전하-전압 변환을 통한 전하 축적 결과로서 증가하는 리셋 레벨의 효과로 인한 것이다. 이것은 4개의 트랜지스터 APS의 경우에 감지 노드동안에 수집된 개별 광검출기로부터 전하를 동작시킴으로써, 또는 3개의 트랜지스터 APS 픽셀의 경우, 또는 PPS 픽셀의 경우의 감지 노드로서 작용하는 광검출기의 전자를 축적함으로써 발생한다. 올바르지 않다면, 증가하는 입사광 레벨과 함께 이러한 감소 신호 효과는 바람직하지 않은 것이 될 것이다.
본 발명의 제 2 실시예에 따라서 동작하도록 설정된 픽셀의 관련 영역의 단면도가 도 4 및 도 6의 대응 타이밍도와 함께 도 5a 및 도 7a에 개략적으로 도시되어 있다. 도 5a에 도시된 픽셀(20)과 도 4의 대응하는 타이밍도는 광검출기가 전하-전압 변환 노드로서 작용하는 3개의 트랜지스터 APS 장치의 경우에 대한 것이고, 또는 PPS 장치의 경우에 대한 것이다. 도 7a에 도시된 픽셀(30)과 도 6의 대응 타이밍도는 전하-전압 변환 노드(부동 확산부(38))가 광검출기(32)와 분리되어 있는 APS의 경우에 대한 것이다.
3개의 트랜지스터 APS 장치 및 PPS 장치의 경우인 도 4 및 도 5a를 참조하면, 픽셀(20)은 RG(27)가 온 및 오프로 펄싱될 때 광검출기(22)를 리셋함으로써 초기화된다. 광검출기내의 신호의 적분은 이 때 개시된다. 적분이 진행됨에 따라, 광검출기의 정전기 전위(VPD)는 광검출기(22)가 광전자로 완전히 채워질 때까지 감소한다. 이 때, VPD는 대략 0볼트이다. 광검출기(22)의 신호 레벨은 SHS를 스트로빙 (strobing)함으로써 샘플링 및 수용된다. 그 다음, 광검출기는 광검출기(22)로부터의 신호의 상이한 기준 레벨 판독치를 제공하기 위해서, RG(27)를 스트로빙함으로써 리셋된다. 리셋과 리셋 레벨의 샘플링 및 홀드사이의 경과 시간은 전형적으로 수 ㎲이다. 이러한 경과 시간 동안의 입사광 레벨이 낮다면, 리셋 레벨은 감지할 수 있을 정도로 변경하지 않을 것이고, 도 5b에 도시된 바와 같이 미세 리셋 레벨(RL0)에 매우 근접할 것이다. 입사광이 매우 밝을 경우, 리셋 레벨은 센서가 입사광으로부터 차단되어 있지 않다면 이러한 경과 시간동안 변경할 것이다. 도 5c에 도시된 예는 광검출기 전압(VPD)이 리셋 레벨(RLA)로 진행하도록 하는 매우 밝은 입사광 레벨에 대한 것이다. 출력 신호 레벨의 판독치는 신호 레벨과 리셋 레벨간의 차이에 의해 결정되기 때문에, 인신된 출력 신호 레벨은 풀 광검출기 레벨이 RL0보다는 RLA에 대하여 비교되기 때문에 감소할 것이다. 입사광 레벨이 리셋과 리셋 레벨의 샘플 및 홀드간의 시간에 광검출기를 완전히 채우기에 충분히 밝다면, 광검출기는 도 5d에 도시된 바와 같이, 리셋 레벨(RLB)에 근접할 것이다. 이러한 경우에, 샘플 및 홀드된 신호 레벨과 샘플 및 홀드된 리셋 레벨간의 차이는 0이여서, 블랙 또는 어두운 이미지를 생성한다. 이것은 도 8a 및 도 8b에 도시된 바와 같이 증가하는 입사광 강도와 함께, 감소하는 신호 영역을 생성한다.
4개의 트랜지스터 APS장치의 경우인 도 6 및 도 7a를 참조하면, 동일 효과가 발생한다. 입사광 레벨이 밝아짐에 따라서, 광검출기(32)는 채워지고, 과다 전자는 부동 확산부(38)로 이동하고, 그 결과, 도 4 및 도 5a 내지 도 5d에 대하여 설명한 방식과 유사한 방식으로 리셋 레벨 및 상이하게 판독된 신호 레벨을 감소시킨다.
그러나, 이러한 감소하는 신호 레벨 효과의 측정으로 전달 함수가 매우 선형이고, 도 8b에 도시된 바와 같이, 20000 x 내지 50000 x 미세 포화 노출, Isat인 입사광 레벨에서 블랙 레벨에 도달함을 알 수 있다. 도 8a에서, x 축 크기는 조명도 0에서 3x포화 노출까지 변한다. 이러한 x 축 크기로, 포화에 앞서 픽셀의 선형 영역 출력 응답을 판단하는 것이 가능하다. 이것은 조명도 0에서 Isat까지의 영역이다. 도 3b에서 x축 크기는 조명도 0에서 50000배 Isat까지 변하도록 변경된다. 이러한 크기로, 포화 영역에서의 센서의 출력 응답을 쉽게 알 수 있지만, 도 3a에 도시된 포화에 앞서 영역을 아는 것은 어렵다. 포화 영역에서의 센서의 출력 응답에서, 출력 신호는 출력 신호가 0볼트에 도달하여 블랙 또는 어두운 신호로서 나타나는 ~50000 x Isat에 도달할 때까지 일부 다른 특징 및 알고 있는 전달 함수에 의해 선형으로 감소한다.
본 발명으로 나타난 새로운 개념은 동적 범위를 확대하기 위해 "실효 신호 레벨"을 결정하는데 이러한 감소 신호 영역을 이용하는 것이다. 도 4 및 도 6에 도시된 바와 같이, 이러한 동작에 대한 "실효 리셋 적분 시간"은 전하-전압 변환 노드에서의 리셋의 하강 에지와 리셋 레벨의 샘플 및 홀드의 하강 에지간의 단순 경과 시간이다. 이러한 작은 적분 시간에서의 신호 변화는 상이한 실효 적분 시간으로 샘플링 및 홀딩되는 두 개의 리셋 시퀀스를 구비함으로써 할 수 있다. 소정의 임계치를 초과하는 2개의 리셋 레벨간에 차이가 있다면, 픽셀이 응답 곡선의 감소 신호 영역에 있다는 것을 알게 된다. 또한, 이것은 어두운 리셋으로부터 발생된 기준 리셋 레벨을 단일 리셋 레벨과 비교함으로써 행해진다. 픽셀이 응답 곡선의 감소 영역에 있다고 결정되면, 입사 조명 레벨은 센서의 감소 신호 영역에 의해 제공되는 특정 전달 함수로부터 결정될 수 있다. 따라서, 조명도 0에서 50000x포화 노출까지의 입사 조명 레벨은 센서에 의해 검출될 수 있어서, 동적 범위를 확대할 수 있다. 또한, 실효 신호 레벨은 수학식 7를 이용하여 두 개의 리셋 레벨에서의 측정된 차로부터 결정될 수 있다.
여기서, texp=노출 시간 및 tint r= 실효 리셋 적분 시간이다.
수학식 7에 표시된 포화 영역의 전달 함수의 응용 또는 실효 신호 레벨의 계산은 아날로그 또는 디지털 영역에서의 센서를 통해, 또는 시스템 소프트웨어 또는 하드웨어를 통해 이미지 센서의 외부에서 실행될 수 있따. 이러한 개념의 일실시예는 도 9에 도시되어 있다. 도 9를 참조하면, 프로그램가능 임계치를 가진 비교기는 리셋 레벨의 샘플 및 홀드간의 상이한 경과 시간을 가진 두 개의 리셋 레벨간의 차이가 있는지 여부를 결정하는데 사용된다. 픽셀 출력 신호 레벨은 종래의 기술과유사한 방식으로 판독되고, 샘플링 및 홀딩 광검출기 신호 레벨은 리셋 1에 대하여 상이하게 판독되고, N 비트(본 예에서는 8비트)로 디지털화된다. 입력으로서 리셋1 과 리셋 2를 가진 비교기의 출력은 전달 함수 비트로서 사용된다. "0" 전달 함수 비트는 8비트 검출기 신호 레벨이 사용될 수 있음을 나타낸다. "1" 전달 함수 비트는 8비트 광검출기 신호 레벨이 포화 영역의 전달 함수를 이용하여 8 비트 출력을 이용하여 계산될 수 있음을 나타낸다. 이러한 판독 동작에 대한 타이밍은 도 5a에 도시된 픽셀에 대하여 도 9에 도시되어 있다. 광검출기 적분 시간이 경과한 후에, 부동 확산부는 리셋되고, 리셋 레벨은 샘플링 및 홀딩된다. 이것은 리셋 1이고, 경과된 리셋 적분 시간 1를 가진다. 다음에, PD에서의 전하는 부동 확산부로 전달되고, 신호 레벨은 샘플링 및 홀딩된다. 다음에, FD는 리셋되고, 리셋 레벨은 리셋 1에 대한 것과 다른 경과 리셋 적분 시간 2으로 제공된 리셋 2를 샘플링 및 홀딩한다.
판독치가 신호 레벨, 리셋, 판독 리셋1의 순서로 발생하는 것을 제외하고, PPS 픽셀에 대한 또는 감지 노드로서의 PD 함수가 소망의 경과 시간, 판독 리셋2을 대기하고 있는 APS 픽셀에 대하여 유사한 방식으로 이러한 동작이 발생한다. 또한, 리셋 1 및 리세 2간에 소정의 차이가 존재한지를 결정하기 위해 비교기를 이용하는 것보다, 리셋 레벨의 차이점의 실효 값은 (신호 리셋1)의 값을 결정하는데 사용되는 방식과 유사한 방식으로 판독될 수 있다. 이러한 값(리셋 2-리셋 1)은 수학식 7를 이용하여 실효 신호 레벨을 결정하는데 사용될 수 있다. 비교는 어느 신호-리셋1 또는 리셋2-리셋1중 하나가 8비트 ADC를 통해 판독되는지 여부를 결정하는 플래그 비트를 제공하도록 행해질 수 있다.

Claims (3)

  1. 증가된 동적 범위를 얻기 위해서 X-Y 어드레스가능 MOS 이미저의 사용 방법에 있어서,
    복수의 픽셀내의 각각의 픽셀이 감지 노드를 사전결정된 전위로 리셋하는 리셋 메카니즘과 함께, 광검출기, 감지 노드, 및 전하를 상기 광검출기에서 상기 감지 노드로 전달하는 전달 메카니즘을 구비하도록 형성된 복수의 픽셀과 함께, 행렬로 형성되어 있는 픽셀 어레이를 구비한 반도체 기반의 센서로서 상기 X-Y 어드레스가능 이미저를 제공하는 단계와,
    상기 전달 메카니즘을 통해 상기 광검출기에 대한 적분 주기를 초기화하는 단계와,
    상기 리셋 메카니즘의 동작에 통해 상기 감지 노드에 대한 적분 주기를 초기화하는 단계와,
    상기 각각의 적분 주기동안 축적된 상기 감지 노드 및 상기 광검출기 모두로부터 전하를 판독하는 단계
    를 포함하는 X-Y 어드레스가능 MOS 이미저 사용 방법.
  2. 동적 범위를 증가시키는 이미지 감지 방법에 있어서,
    픽셀 각각이 전달 메카니즘을 통해 감지 노드에 결합되도록 구성되어 있는어레이내의 복수의 픽셀과 함께, 기판내에 형성된 센서 어레이를 구비한 반도체 기반의 기판상에 이미저를 배치하는 단계로서, 상기 감지 노드는 리셋 메카니즘과 동작가능하게 접속되어 있는 단계와,
    신호 프레임 주기동안에 상기 복수의 픽섹 각각내에 감지 노드 적분 주기와 광검출기 적분 주기를 생성하는 단계로서, 상기 감지 노드 적분 주기는 상기 광검출기 적분 주기동안에 상기 광검출기로부터 동작되는 상기 감지 노드상에 전하를 수집하는 단계와,
    상기 감지 노드상에 축적된 전위 레벨을 샘플링하는 단계와,
    상기 광검출기의 신호 레벨을 식별하기 위해 사전결정의 전달 함수 세트를 먼저 적용하는 단계와,
    전달 함수가 상기 샘플링된 전위에 적용가능한지를 식별하는 단계와,
    상기 광검출기로부터 빛의 강도를 알기 위해서 상기 전달 함수를 두번째로 적용하는 단계를 포함하는 이미지 감지 방법.
  3. 기판내에 형성된 능동 픽셀 센서 어레이를 구비한 반도체 기반의 기판과,
    상기 픽셀 각각이 전달 메카니즘을 통해 감지 노드에 결합된 광검출기를 가지도록 구성되어 있는 어레이내의 복수의 픽셀로서, 상기 감지 노드는 리셋 메카니즘에 동작가능하게 접속되어 있는 복수의 픽셀과,
    신호 프레임 주기동안에 상기 복수의 픽셀 각각내에 감지 노드 적분 주기 및광검출기 적분 주기를 형성하는 수단으로서, 상기 감지 노드 적분 주기는 상기 광검출기 적분 주기동안 상기 광검출기로부터 동작되는 상기 감지 노드상에 전하를 수집하는 형성 수단과,
    상기 광검출기의 신호 레벨을 식별하는데 사용되는 사전 결정의 전달 함수 세트와,
    상기 감지 노드상에 축적된 전위 레벨을 판독하는 샘플링 수단과,
    어느 전달 함수가 상기 샘플링된 전위에 적용가능한 지를 식별하기 위한 결정 수단과,
    상기 결정 수단에 대응하며, 상기 광검출기로부터 빛의 강도를 알기 위해서 상기 전달 함수를 적용하는 수단
    을 포함하는 X-Y 어드레스가능 MOS 이미저 시스템.
KR1020000062902A 1999-10-26 2000-10-25 Ｘ-ｙ 어드레스가능 ｍｏｓ 화상 형성 장치 사용 방법, 화상 감지용 제품 및 ｘ-ｙ 어드레스가능 ｍｏｓ 화상 형성 장치 시스템 KR100659443B1 (ko)

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