DE60032667T2

DE60032667T2 - Mobiltelefon mit einer Demodulationsschaltung mit einem verbesserten Überlagerungsoszillator

Info

Publication number: DE60032667T2
Application number: DE60032667T
Authority: DE
Inventors: Arnaud Parisel; Xavier Dugast
Original assignee: TCT Mobile Ltd
Current assignee: TCT Mobile Ltd
Priority date: 1999-05-10
Filing date: 2000-05-04
Publication date: 2007-10-18
Anticipated expiration: 2020-05-05
Also published as: PT1052782E; HUP0001815A2; EP1052782A1; FR2793641B1; DE60032667D1; ES2280180T3; FR2793641A1; CN1130092C; AU3257700A; HU0001815D0; EP1052782B1; JP2001028555A; CN1274250A; ATE350814T1; US6735425B1; HUP0001815A3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zur Demodulation mit einem verbesserten lokalen Oszillator, der grundsätzlich im Bereich der zellularen Mobiltelefonie anwendbar ist, insbesondere nach dem GSM-Standard. In diesem Bereich werden bei der Inbetriebnahme eines Mobiltelefons in einem Netz Identifizierungsprotokolle eingesetzt. Aus diesen Protokollen ergeben sich technische Anforderungen, die für die Einrichtungen der Mobiltelefone schwer zu erfüllen sind. Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein im Moment dieser Inbetriebnahme auftretendes Problem wirksam zu lösen, das beim Stand der Technik nur durch die Wahl perfekter lokaler Oszillatoren gelöst werden kann, deren Entwicklungskosten zu hoch sind.
In dem Moment, in dem ein Mobiltelefon in einem zellularen Netz in Betrieb genommen wird, kontaktiert dieses Mobiltelefon eine Basisstation. Da das Mobiltelefon a-priori nicht weiß, in welcher Zelle dieses Netzes es sich befindet, umfasst eine Inbetriebnahmeroutine die Suche des stärksten Beacon-Signals, das an dem Ort empfangen wird, an dem sich dieses Mobiltelefon befindet. Ein derartiges, von einer Basisstation abgestrahltes Beacon-Signal einer Zelle umfasst verschiedene Signalarten, die erforderlich sind für das Anmelden neuer Mobiltelefone in der Zelle und das Aufrechterhalten der Überwachung bereits vorhandener Mobiltelefone. Dieses Beacon-Signal wird im Allgemeinen mit einer festen Beacon-Frequenz Fi abgestrahlt. Fi kann von einer Zelle zur anderen variieren. In einigen Fällen können bestimmte benachbarte Zellen sich dieselbe Beacon-Frequenz teilen. In jedem Fall wird das mit der Beacon-Frequenz gesendete Signal mit einem höheren Leistungspegel abgestrahlt, als die für Gesprächsverbindungen genutzten Signale, die zwischen der Basisstation der Zelle und einem Mobiltelefon – selbst dem am weitesten von dieser Basisstation entfernten – übertragen werden. Im Übrigen wird das Beacon-Signal permanent gesendet. Obwohl es in Datenrahmen zerteilt wird und innerhalb dieser Datenrahmen in Zeitfenster, deren Bedeutung sich von einem Fenster zum anderen verändert, ist die Abstrahlung konstant und auf demselben Leistungspegel.
Ohne zu sehr ins Detail zu gehen, ist das Beacon-Signal aus einem nach einer bestimmten Anzahl von Datenrahmen, beispielsweise 51 Datenrahmen innerhalb des GSM, wiederholten Muster gebildet. Da die Dauer eines Zeitfensters 577 Mikrosekunden beträgt und in diesem Beispiel ein Datenrahmen aus acht Fenstern besteht, beträgt die Dauer eines Datenrahmens 4,615 Millisekunden, während die Dauer eines Musters in der Größenordnung von 235 Millisekunden liegt. Dieses Muster umfasst Gruppierungen von zehn oder elf Datenrahmen.
Eine erste Gruppierung von Datenrahmen dieses Musters unterscheidet sich von einer folgenden Gruppierung. Sie umfasst in jedem der zehn Datenrahmen, aus dem sie zusammengesetzt ist, jeweils Signale, die als FCH, SCH, BCCH und CCCH bezeichnet werden. FCH bedeutet Frequency Control cHannel, was übersetzt "Frequenzkontrollkanal" heißt. Sie [die Signale] entsprechen der Abstrahlung eines Trägers Fi (der Beacon-Signale) der durch eine reine Sinuswelle mit 67,7 KHz aus der Mitte des Kanals moduliert wird. Mit einer solchen Modulationsfrequenz werden in einer Codierung nach GSM mit einer zwölf Punkte umfassenden Modulationskonstellation Codierwerte I und Q übermittelt und wiederholt, die nacheinander die Werte (1,0), (0,1), (–1,0) und (0,–1) annehmen. Die Abstrahlung des modulierten Trägers erfolgt während eines ganzen Zeitfensters.
Ein gerade in Betrieb genommenes Mobiltelefon kann auf diese Weise zuerst danach suchen, welchen Träger es mit der stärksten Leistung empfängt. In einem standardisierten, GSM 900 MHz zugeordneten 35 MHz Band (in den Standards DCS PCS und sogar UMTS sind andere Bandbreiten zugeordnet) sucht das Mobiltelefon einen Träger auf einer Beacon-Frequenz, die es am besten empfängt. Dies geschieht durch Absuchen des Bandes und einfache Detektion, beispielsweise unmittelbar am Ausgang einer Empfangsschaltung, sogar vor der Demodulation. Das Absuchen umfasst auf diese Weise die Beobachtung von Kanälen standardisierter Bandbreite, die innerhalb des GSM 200 KHz beträgt. Während die für die Übertragung der Kommunikationssignale bestimmten Trägerfrequenzen einer Frequenzagilität von einem Zeitfenster zum anderen unterliegen, wird die Beacon-Frequenz Fi tatsächlich konstant gehalten. Ein Mobiltelefon muss lediglich nacheinander alle Bänder abhören, um dasjenige zu erkennen, das am besten empfangen wird.
Nachdem eine Beacon-Frequenz identifiziert wurde, versucht das Mobiltelefon abzutasten, bei welchem Zeitfenster es ein FCH-Signal empfängt, indem es diesen Träger Fi mit einer reinen Sinuswelle von 67,7 KHz moduliert. Bei dieser Suche treten insbesondere die Probleme auf, die durch die Erfindung gelöst werden. Tatsächlich umfassen die Demodulatoren der Schaltungen zur Demodulation aufgrund der für die Kanäle vorgeschriebenen Bandbreiten von 200 KHz an ihrem Ausgang normalerweise einen Filter, der als Kanalfilter bezeichnet wird. Die Bandbreite eines Kanalfilters für niedere Frequenzen reicht von –100 KHz bis +100 KHz. Tatsächlich transponiert die Demodulation das modulierte Signal durch Mischung des empfangenen Signals mit einem Signal der Trägerfrequenz Fi, das von einem lokalen Oszillator erzeugt wird. Allerdings ist diese Demodulation nicht perfekt aufgrund der Ungenauigkeit bei der Herstellung des lokalen Oszillators. Wenn der lokale Oszillator anstelle eines Signals mit einer Frequenz Fi ein Signal mit der Frequenz Fi – ε erzeugt, wird das demodulierte Ausgangssignal eine Frequenz von 67,7 KHz + ε haben.
Wenn ε klein ist, tritt natürlich kein Problem auf.
Insbesondere bei der Herstellung eines Mobiltelefons, d.h. wenn es neu ist, kann der lokale Oszillator so eingestellt werden, dass ε gering oder null ist. In der Praxis muss die zulässige Abweichung ε bezogen auf die Beacon-Frequenz Fi im 900 MHz GSM-Band kleiner als 23,5 Teile pro Million (ppm [engl. "parts per million"]) sein, und im 1800 MHz DCS-Band kleiner als 12,1 ppm und gleichermaßen kleiner als 11,4 ppm im 2100 MHz PCS-Band. Dadurch können Demodulationsprobleme durch den vorhandenen Kanalfilter vermieden werden. Außerdem sind in einem Mobiltelefon Korrekturschaltungen vorgesehen, um die Abweichung ε zu messen und um die Werte der demodulierten Signale entsprechend zu verändern (und nicht um die Demodulationsfrequenz Fi + ε zu verändern). Tatsächlich ist es in den verwendeten Demodulationsketten nicht möglich, die von einem lokalen Oszillator erzeugte zentrale Demodulationsfrequenz beispielsweise durch Regelung zu verändern. Im Folgenden wird gezeigt, warum die Architektur dieser lokalen Oszillatoren eine solche Regelung der Demodulationsfrequenz nicht ermöglicht. Wenn die Abweichung ε dagegen gering ist und besonders wenn sie innerhalb der oben angegebenen Grenzen liegt, ist es möglich, die demodulierten Signale so zu korrigieren, dass sie durch Dekodierung einen Wert erhalten, der die gemessene Abweichung ε berücksichtigt.
Diese Abweichung ε wird genau in dem Moment gemessen, in dem FCH-Signale empfangen werden.
Leider kann aufgrund der Alterung der Geräte und in einigen Fällen aufgrund der Nutzungsbedingungen des Mobiltelefons wie Temperatur und Betriebsspannung, die Frequenz des lokalen Oszillators driften. Diese Drift kann so groß sein, dass das Vorhandensein des Kanalfilters den Empfang und die Demodulation des Signals mit der Frequenz 67,7 KHz stört. Tatsächlich endet das Frequenzband des Kanalfilters bei etwa 100 KHz nicht abrupt, sondern verläuft in Form einer steilen Flanke. In der Praxis beginnt die Dämpfung der empfangenen Signale weit vor einer Grenzfrequenz von 100 KHz. Es ist festzustellen, dass dieses progressive Abschalten (das im Übrigen den Vorteil einer einfacheren Herstellung des Kanalfilters und einer weniger nachteiligen Phasendrehung bietet) sich nicht störend auf den Empfang der Kommunikationssignale auswirkt, da am Rand des Bandes die pro Hertz übertragene Informationsmenge gering ist. Die wesentliche Information ist in den demodulierten niedrigen Frequenzen enthalten. Ein Dokument des Stands der Technik ist die Anmeldung EP 483090 .
Um diese Nachteile zu vermeiden, ist in der Erfindung vorgesehen, ohne im Übrigen den Stellwert des Kanalfilters verändern zu müssen, den lokalen Oszillator so nach oben zu verschieben, dass er unter Bedingungen optimaler Regelung, insbesondere wenn er neu ist, am Tag seiner Herstellung, ein Signal mit einer Beacon-Frequenz produziert, deren Wert geringfügig höher ist, als der einer erwarteten standardisierten Frequenz Fi. Dabei wird bei der Demodulation von einem empfangenen modulierten Trägersignal nicht nur ein Signal mit einer Frequenz Fi subtrahiert, sondern ein Signal mit einer Frequenz Fi + ε'. Daher wird das demodulierte Signal, besonders für den Empfang der FCH-Signale, nicht mehr ein Signal mit einer Frequenz von 67,7 KHz sein, sondern ein Signal mit einer Frequenz von 67,7 KHz – ε'. Wenn der lokale Oszillator aufgrund seiner Alterung driften sollte, verfügt man dementsprechend sogar bevor man den Beginn des durch den Kanalfilter bedingten Toleranzbereichs erreicht, über eine Spanne für die Drift, die gleich diesem Wert ε' ist. Dementsprechend wird selbst nach mehreren Jahren des Gebrauchs die Detektion der FCH-Signale verbessert und das Anmelden eines Telefons an einer Basisstation wird effektiver.
In der Praxis ist die Verschiebung ε' (ihr Absolutbetrag) gering.
Ihr Beitrag kann leicht kompensiert werden durch die in den Empfangsschaltungen schon vorhandenen, an sich bekannten Korrekturschaltungen, die bewirken, dass die im Stand der Technik in Betracht gezogene Verschiebung ε neutralisiert wird. Die Verschiebung ε' des lokalen Oszillators erfolgt selbstverständlich nach oben, so dass das demodulierte FCH-Signal eher zu den niedrigen Frequenzen hin gezogen wird und zu einem Signal kleiner als 67,7 KHz wird, als zu den hohen Frequenzen, wo es, wenn seine Frequenz viel höher als 67,7 KHz wäre, die Bandgrenze des Kanalfilters erreichen könnte und seine Dämpfung einfach seine Detektion verhindern würde.
Die Erfindung wird besser verständlich aus der folgenden Beschreibung und den beigefügten Zeichnungen. Diese dienen lediglich zur Information und keinesfalls als Einschränkung der Erfindung. In den Zeichnungen zeigen:
die 1a und 1b ein mit einer erfindungsgemäß verbesserten Schaltung zur Demodulation zu detektierendes FCH-ähnliches Signal in spektraler und zeitlicher Darstellung;
2 eine schematische Darstellung einer Schaltung zur Demodulation von FCH-Signalen und ihrer Korrektur gemäß der Erfindung;
3 eine Darstellung der Symbole, die nach dem GSM-Standard ein FCH-ähnliches Signal darstellen.
1a zeigt ein Spektraldiagramm 1 eines Kanalfilters, der in einer Schaltung zur Demodulation gemäß der Erfindung oder einer Schaltung nach dem Stand der Technik verwendet werden kann. Sie zeigt ebenfalls das Spektraldiagramm 2 eines Signals, das einen Träger moduliert, der für die Demodulation durch eine derartige Schaltung zur Demodulation bestimmt ist. Sie zeigt außerdem noch schematisch ein Spektraldiagramm 3 eines empfangenen reinen Sinussignals (oder eines fast reinen Signals, da es bei der Übertragung Verzerrungen unterliegt) das einen Träger einer Frequenz Fi moduliert. Im Rahmen der durch die Erfindung gelösten Probleme ist das den Träger Fi modulierende Signal ein Signal mit einer festen Frequenz, die im Beispiel der Standards GSM, DCS oder PCS 67,7 KHz beträgt. Das Diagramm der 1a zeigt bildlich (vor Transposition und Demodulation) die Mittenfrequenz 4 des Kanalfilters und des Spektrums des Signals 2 mit dem Wert Fi, während in der Praxis nach der Demodulation diese Mittenfrequenz normalerweise null ist. Neben dieser Mittenfrequenz 4 wird eine gemäß der Erfindung nach oben verschobene Demodulationsfrequenz 5 mit dem Wert Fi + ε' gezeigt. Da die Demodulation darauf hinausläuft, dass von einem Signal, dessen Frequenz Fi + 67,7 KHz ist, ein Signal Fi subtrahiert wird, erhält man natürlich ein demoduliertes Signal von 67,7 KHz. Durch die Erfindung erhält man jedoch ein Signal von 67,7 KHz – ε'. Die Abweichung 6 mit dem Wert ε' wirkt sich wie eine relative Verschiebung des Spektrums des Signals 3 innerhalb des Filters 1 zur Mittenfrequenz dieses Filters 1 aus. Wie man leicht anhand der 1a feststellt, hat diese Verschiebung den Effekt, dass ein Signal durch den Kanalfilter 1 geführt wird, dessen Spektrum 7 in diesem Kanalfilter besser zentriert ist.
Da der Kanalfilter kein aktives Element hat, verschiebt sich seine Bandgrenze 8 durch die Alterung nicht. Eine lokaler Oszillator kann dagegen eine Frequenz haben, die aufgrund einer solchen Alterung mit der Zeit driftet. Wenn insbesondere diese Drift vorgegeben wäre und Fi zu Fi – ε würde, würde sich ohne die Erfindung das Spektrum 3 zu den hohen Frequenzwerten verschieben, d.h. zu 67,7 KHz + ε. Dieser hohe Wert könnte sich mit der Bandgrenze 8 überschneiden. In diesem Fall würde das FCH-Signal schlecht oder gar nicht mehr detektiert und die Anmeldung des Mobiltelefons bei einer Basisstation würde verhindert.
1b zeigt den zeitlichen Verlauf eines Signals, dessen Spektrum 3 in 1a gezeigt wird. Während eines Zeitfensters TS 9 ist das FCH-Signal 10, das den Träger moduliert, in diesem Beispiel ein Signal mit 67,7 KHz.
2 zeigt eine Schaltung zur Demodulation gemäß der Erfindung. Diese umfasst einen lokalen Oszillator 12 und einen Mischer 13. Der Mischer 13 hat zwei Eingänge. An einem ersten Eingang 14 wird das von dem lokalen Oszillator 12 kommende Signal eingespeist. An einem anderen Eingang 15 zur Demodulation wird ein von einer Antenne 11 des Mobiltelefons kommendes Signal angelegt. Dieses Signal, typischerweise das Signal der 1b, ist ein 67,7 KHz Signal, das einen Träger einer Frequenz Fi moduliert. Gemäß der Erfindung ist der lokale Oszillator 12 bezogen auf die Frequenz Fi nach oben vorverstimmt.
Der lokale Oszillator 12 besteht im Prinzip aus einem spannungsgesteuerten Oszillator 16 (VCO), dessen Ausgang mit dem Eingang 14 verbunden ist. Der Ausgang des Oszillators 16 ist ebenfalls mit dem Eingang eines Teilers 17 verbunden, der die Frequenz des Signals dieses Oszillators 16 durch einen Wert M teilt. Der Ausgang des Teilers 17 ist mit einem ersten Eingang eines Komparators 18 mit zwei Eingängen verbunden. Ein zweiter Eingang des Komparators 18 empfängt ein von einem stabilen Oszillator 19 erzeugtes Signal. In der Praxis ist der stabile Oszillator 19 ein Quarz. Zweckmäßigerweise erzeugt der Quarzoszillator 19 ein Signal, dessen Frequenz in einem Teiler 20 durch einen Wert N geteilt wird. In einem besonderen Beispiel liegt die Schwingfrequenz des Quarz 19 bei etwa 13 MHz. In diesem Fall hat N den Wert 65, so dass die Frequenz des am zweiten Eingang des Komparators 18 eingespeisten Signals 200 KHz beträgt. Prinzipiell teilt der Teiler 17 durch 4500, so dass die Frequenz des Signals am Eingang 14 in der Größenordnung von 900 MHz liegt. Tatsächlich ergibt 900 MHz geteilt durch 4500 ebenfalls 200 KHz. Für Frequenzsprünge im Abstand von 200 KHz genügt es dementsprechend, dem Teiler 17 Werte von M zuzuweisen, die um eine Einheit variieren. Der Schaltplan des Oszillators 12 kann in der Praxis anders sein. Im Prinzip entspricht er dem gezeigten, in dem der Teiler 17 und der Teiler 20 die Signale M und N für die Teilung von einem Mikroprozessor 21 empfangen, der das Mobiltelefon steuert.
Nach dem Stand der Technik wird der Quarzoszillator 19 werksseitig unwiderruflich eingestellt, insbesondere durch die Trimmerkondensatoren 22. Im Prinzip ist der Wert der Frequenz des Signals des Oszillators 19 sehr stabil und sollte über die Zeit nicht variieren. Sie wird so eingestellt, dass das Signal am Ausgang des Teilers 20 [eine Frequenz von] exakt 200 KHz hat.
Erfindungsgemäß wird der Oszillator 12 so eingestellt, dass er ein Signal mit einer nach oben verschobenen Frequenz Fi + ε' erzeugt und in der hier gezeigten Architektur wird der Quarzoszillator 19 so eingestellt, dass er diese Erhöhung hervorruft. Aufgrund der Multiplikation mit M/N ist die Frequenz des Signals des Oszillators 12 proportional zu der des Quarz 19.
Da die Frequenzagilität des Mobiltelefons mit Abständen von 200 KHz mittels des Teilers 17 erreicht werden kann, ist ein Feinverschieben jeder der von dem Oszillator 12 erzeugten Frequenzen Fi nicht möglich, wenn dieser mit dem Alter zu driften begonnen hat.
In einem Beispiel ist die Einstellung so erhöht, dass die Abweichung durch Erhöhung gegenüber dem Wert der Frequenz Fi kleiner als 10 KHz ist. In der Praxis wurde eine Abweichung von 5 KHz gewählt. In diesem Fall ist die Abweichung nach dem 900 MHz GSM-Standard jeweils 5 × 10³/900 × 10⁶ oder 10⁴/900 × 10⁶, d.h. 5 ppm und 10 ppm. Man sollte jedoch eine Unterscheidung nach der gewünschten Verwendungsweise treffen. Tatsächlich ist aufgrund der von den Teilern 17 und 20 durchgeführten Multiplikation eine Abweichung von 5 KHz im GSM (in dem M einen Wert in der Größenordnung von 4500 hat) gleichbedeutend mit einer Abweichung von 10 KHz im DCS oder PCS (in dem M einen Wert in der Größenordnung von 9000 oder 10500 hat).
Unter diesen Bedingungen kann eine Schaltung der Trimmerkondensatoren 22 oder 23 gemäß einer gewünschten Verwendungsweise vorgesehen sein. Da eine Verschiebung von 10 KHz toleriert werden kann ist, kann man alternativ eine um 5 KHz nach oben verschobene Einstellung für den 900 MHz GSM-Standard wählen. Diese nach oben verschobene Einstellung bewirkt eine Einstellung von 10 KHz im DCS- oder im PCS-Standard. Vorzugsweise ist die gemeinsame Verschiebung in diesem Fall zwischen 800 MHz und 2200 MHz gültig. Im ersten Fall kann ein ebenfalls von dem Mikroprozessor 21 gesteuerter Schaltkreis zwischen den Trimmerkondensatoren 22 und 23 umschalten.
Die Schaltung zur Demodulation umfasst außerdem einen Tiefpassfilter 24 dessen Spektrum 1 in der 1a gezeigt wird. Das Ausgangssignal des Filters 24 wird einer durch den Mikroprozessor 21 gesteuerten Signalabtastschaltung 25 zugeführt. Dieser Abtaster 25 erzeugt auf an sich bekannte Weise Signalmuster I und Q von denen pro Zeitfenster 141 nutzbar sind. In der Praxis sind in einem Zeitfenster von 577 Mikrosekunden 156,25 Signalmuster möglich, die ersten und die letzten des Fensters tragen jedoch keine Bedeutung und die Bedeutung der Gesprächsverbindung wird nicht verändert, wenn sie nicht empfangen werden. Diese Signalmuster bilden eine Folge von Signalen I und Q bezüglich einer Quadraturdemodulation durch den Demodulator 13.
Der Abtaster 25 erzeugt Signalmuster I und Q, die an einen Decoder 26 übermittelt werden. Auf an sich bekannte Weise kann der Decoder 26 in dem Moment, in dem die FCH-Signale empfangen werden, eine Information ε bezüglich der Drift des Oszillators 12 abrufen. Diese Information ε wird von dem Decoder 26 auch dazu verwendet, die Werte der empfangenen Signalmuster I und Q zu korrigieren und nicht die Frequenz des Oszillators 12 (was, wie man sehen konnte, nicht möglich ist). Diese Form der digitalen Korrektur ist an sich bekannt. Die Besonderheit der Erfindung liegt in der Tatsache, dass der Driftfehler ε teilweise durch eine Voreinstellung ε' kompensiert wird. Anders ausgedrückt erzeugt der Decoder 26 jetzt im Sinne einer Korrektur ein Fehlersignal mit dem Wert ε – ε'. Am Anfang, wenn das Mobiltelefon neu ist, ist ε null und der Decoder 26 erstellt den erwarteten Fehler ε', mit dem zusätzlich die Korrekturen durchgeführt werden.
Das unmittelbare durch die Erfindung erreichte Ergebnis ist, dass man am Ausgang des Filters 24 die in dem Demodulator 13 demodulierten Signale erhält, während es, wenn man die Drift des Oszillators 12 toleriert hätte, ohne sie im Voraus zu korrigieren, Fälle geben würde, in denen der Filter 24 die FCH-Signale so stark dämpfen würde, dass sie sogar im Abtaster 25 nicht mehr detektiert würden.
Die 3 zeigt im Rahmen von GSM-DCS-PCS den Verlauf einer dem 67,7 KHz-Signal entsprechenden Modulationskodierung. Diese besteht in der Konstellation mit 12 eingenommenen Positionen aus vier bevorzugten Positionen, in denen die Signale I und Q jeweils die Werte 1 und 0, 0 und 1, –1 und 0 und 0 und –1 haben. In der Praxis wird das FCH-Signal von einem Phasenakkumulator, der diese Art von digitalen Signalen empfängt, durch Synthese erzeugt. Am Empfänger müssen die nach der Dekodierung erwarteten Signale I und Q die oben angegebenen Werte haben. Wenn eine Drift vorhanden ist, zeigen die Signale I und Q, die selbst in mehreren Bits quantifiziert sind, bei einer ersten Messung eine Phasenverschiebung bezogen auf diese Werte. Mit dem Empfang des Signals verstärkt sich diese Verschiebung, wie durch die Verlängerung der Pfeile an den verschiedenen Punkten der Konstellation gezeigt wird. Für eine gegebene Drift ist natürlich nur eine Richtung der Pfeile relevant. Wenn man alle auf den Punkt (1,0) bezieht, stellt man fest, dass bei einer zu großen Drift die Streuung der Werte die Akkumulation verhindert. Im Gegenteil tendieren die Signale dazu, sich gegenseitig zu neutralisieren. In der Praxis wird die Messung von ε aus dieser Verschlechterung der Akkumulation der bezeichneten Signale ermittelt. Nach der Erfindung wird die Korrektur wie im Stand der Technik durchgeführt: Man kann den Werte ε – ε' bestimmen, der aus der Drift im Laufe der Zeit resultiert.
Der Algorithmus zur Korrektur der Werte der Signale I und Q kann im Sinne einer Verbesserung verändert werden. Tatsächlich kann im Stand der Technik die Drift die Frequenz des lokalen Oszillators nach oben oder nach unten verschieben. Nach der Erfindung weiß man, dass diese Verschiebung zumindest am Anfang zwangsläufig nach oben erfolgt. Daher ist es möglich, den Korrekturalgorithmus unter Berücksichtigung dieses a-priori vorhandenen Wissens so zu verändern, dass er schneller konvergiert. Letztendlich weiß man zu Beginn, dass man einen Test mit einem Werte ε machen muss, der werksseitig eingestellt und ebenfalls von vorn herein bekannt ist und der den Wert ε' hat, anstatt Tests mit beliebigen Werten von ε zu machen und nur den Wert von ε zu behalten, der die Akkumulation maximiert. Da die Drift des lokalen Oszillators allmählich über die Zeit eintritt, ist es möglich, den von einem Tag zum anderen oder von einem Monat zum anderen erhaltenen Wert ε – ε' zu speichern, um die auf die (während einer Gesprächsverbindung) gemessenen Signale I und Q anzuwendenden Korrekturen abzuleiten, um die gesamte Korrektur durchzuführen.

Claims

Mobiltelefon, ausgestattet mit einer Schaltung zur Demodulation, die einen lokalen Oszillator (12) und einen Mischer (13) umfasst mit einem Eingang (14) des lokalen Oszillators und einen Eingang (15) für die Demodulation, wobei der Eingang für die Demodulation ein Signal (3) empfängt, das einen Träger einer Frequenz Fi moduliert und wobei das modulierende Signal eine feste Frequenz hat und die Schaltung zur Demodulation des Weiteren einen Kanalfilter (24) umfasst, der eine obere Grenzfrequenz (8) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass der lokale Oszillator (12) werksseitig so eingestellt ist, dass er einen Ausgang aufweist, dessen Frequenz zu einer höheren als der Frequenz Fi hin vorverstimmt (6) ist, wobei die Frequenzerhöhung (ε') so bestimmt ist, dass das demodulierte Signal zu den niedrigen Frequenzen hin verschoben wird, wodurch verhindert wird, dass im Falle einer Drift des lokalen Oszillators die obere Grenzfrequenz (8) erreicht wird.
Telefon nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es einen Decoder (26) des modulierenden Signals mit fester Frequenz umfasst, der aus Signalmustern des modulierenden Signals eine Information bezüglich der Drift des lokalen Oszillators (12) abrufen kann und unter Verwendung dieser Information die Werte der Signalmuster digital korrigieren kann.
Telefon nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Decoder eine algorithmische Schaltung umfasst, die die von der Frequenzerhöhung (ε') abhängige anzuwendende Korrektur (ε) abruft.
Telefon nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator einen Quarzoszillator (19) umfasst, der ein Basissignal erzeugt und eine Regelschleife (17, 18), die eine Multiplikation (M/N) dieses Basissignals durchführt, um es auf eine höhere Trägerfrequenz zu verstellen.
Telefon nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Quarz so nach oben verschoben ist, dass die Frequenzerhöhung weniger als 10 KHz beträgt.
Telefon nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Quarz so nach oben verschoben ist, dass die Frequenzerhöhung 5 KHz beträgt.
Telefon nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Quarz in eine einzige Richtung verschoben ist und dass das Trägersignal in einem Bereich von 800 MHz bis 2200 MHz liegt.
Telefon nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Quarz Trimmerkondensatoren umfasst, um eine Verschiebung durchzuführen, die vorzugsweise schaltbar (21) ist.