-
Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zur Demodulation mit
einem verbesserten lokalen Oszillator, der grundsätzlich im
Bereich der zellularen Mobiltelefonie anwendbar ist, insbesondere nach
dem GSM-Standard. In diesem Bereich werden bei der Inbetriebnahme
eines Mobiltelefons in einem Netz Identifizierungsprotokolle eingesetzt.
Aus diesen Protokollen ergeben sich technische Anforderungen, die
für die
Einrichtungen der Mobiltelefone schwer zu erfüllen sind. Aufgabe der vorliegenden Erfindung
ist es, ein im Moment dieser Inbetriebnahme auftretendes Problem
wirksam zu lösen,
das beim Stand der Technik nur durch die Wahl perfekter lokaler
Oszillatoren gelöst
werden kann, deren Entwicklungskosten zu hoch sind.
-
In
dem Moment, in dem ein Mobiltelefon in einem zellularen Netz in
Betrieb genommen wird, kontaktiert dieses Mobiltelefon eine Basisstation.
Da das Mobiltelefon a-priori nicht weiß, in welcher Zelle dieses
Netzes es sich befindet, umfasst eine Inbetriebnahmeroutine die
Suche des stärksten
Beacon-Signals, das an dem Ort empfangen wird, an dem sich dieses
Mobiltelefon befindet. Ein derartiges, von einer Basisstation abgestrahltes
Beacon-Signal einer Zelle umfasst verschiedene Signalarten, die
erforderlich sind für
das Anmelden neuer Mobiltelefone in der Zelle und das Aufrechterhalten
der Überwachung
bereits vorhandener Mobiltelefone. Dieses Beacon-Signal wird im
Allgemeinen mit einer festen Beacon-Frequenz Fi abgestrahlt. Fi
kann von einer Zelle zur anderen variieren. In einigen Fällen können bestimmte
benachbarte Zellen sich dieselbe Beacon-Frequenz teilen. In jedem
Fall wird das mit der Beacon-Frequenz
gesendete Signal mit einem höheren
Leistungspegel abgestrahlt, als die für Gesprächsverbindungen genutzten Signale,
die zwischen der Basisstation der Zelle und einem Mobiltelefon – selbst
dem am weitesten von dieser Basisstation entfernten – übertragen
werden. Im Übrigen
wird das Beacon-Signal
permanent gesendet. Obwohl es in Datenrahmen zerteilt wird und innerhalb
dieser Datenrahmen in Zeitfenster, deren Bedeutung sich von einem
Fenster zum anderen verändert,
ist die Abstrahlung konstant und auf demselben Leistungspegel.
-
Ohne
zu sehr ins Detail zu gehen, ist das Beacon-Signal aus einem nach
einer bestimmten Anzahl von Datenrahmen, beispielsweise 51 Datenrahmen
innerhalb des GSM, wiederholten Muster gebildet. Da die Dauer eines
Zeitfensters 577 Mikrosekunden beträgt und in diesem Beispiel ein
Datenrahmen aus acht Fenstern besteht, beträgt die Dauer eines Datenrahmens
4,615 Millisekunden, während
die Dauer eines Musters in der Größenordnung von 235 Millisekunden
liegt. Dieses Muster umfasst Gruppierungen von zehn oder elf Datenrahmen.
-
Eine
erste Gruppierung von Datenrahmen dieses Musters unterscheidet sich
von einer folgenden Gruppierung. Sie umfasst in jedem der zehn Datenrahmen,
aus dem sie zusammengesetzt ist, jeweils Signale, die als FCH, SCH,
BCCH und CCCH bezeichnet werden. FCH bedeutet Frequency Control
cHannel, was übersetzt "Frequenzkontrollkanal" heißt. Sie
[die Signale] entsprechen der Abstrahlung eines Trägers Fi
(der Beacon-Signale) der durch eine reine Sinuswelle mit 67,7 KHz
aus der Mitte des Kanals moduliert wird. Mit einer solchen Modulationsfrequenz
werden in einer Codierung nach GSM mit einer zwölf Punkte umfassenden Modulationskonstellation
Codierwerte I und Q übermittelt
und wiederholt, die nacheinander die Werte (1,0), (0,1), (–1,0) und (0,–1) annehmen.
Die Abstrahlung des modulierten Trägers erfolgt während eines
ganzen Zeitfensters.
-
Ein
gerade in Betrieb genommenes Mobiltelefon kann auf diese Weise zuerst
danach suchen, welchen Träger
es mit der stärksten
Leistung empfängt.
In einem standardisierten, GSM 900 MHz zugeordneten 35 MHz Band
(in den Standards DCS PCS und sogar UMTS sind andere Bandbreiten
zugeordnet) sucht das Mobiltelefon einen Träger auf einer Beacon-Frequenz,
die es am besten empfängt. Dies
geschieht durch Absuchen des Bandes und einfache Detektion, beispielsweise
unmittelbar am Ausgang einer Empfangsschaltung, sogar vor der Demodulation.
Das Absuchen umfasst auf diese Weise die Beobachtung von Kanälen standardisierter
Bandbreite, die innerhalb des GSM 200 KHz beträgt. Während die für die Übertragung der Kommunikationssignale bestimmten
Trägerfrequenzen
einer Frequenzagilität von
einem Zeitfenster zum anderen unterliegen, wird die Beacon-Frequenz
Fi tatsächlich
konstant gehalten. Ein Mobiltelefon muss lediglich nacheinander alle
Bänder
abhören,
um dasjenige zu erkennen, das am besten empfangen wird.
-
Nachdem
eine Beacon-Frequenz identifiziert wurde, versucht das Mobiltelefon
abzutasten, bei welchem Zeitfenster es ein FCH-Signal empfängt, indem es diesen Träger Fi mit
einer reinen Sinuswelle von 67,7 KHz moduliert. Bei dieser Suche
treten insbesondere die Probleme auf, die durch die Erfindung gelöst werden.
Tatsächlich
umfassen die Demodulatoren der Schaltungen zur Demodulation aufgrund der
für die
Kanäle
vorgeschriebenen Bandbreiten von 200 KHz an ihrem Ausgang normalerweise
einen Filter, der als Kanalfilter bezeichnet wird. Die Bandbreite
eines Kanalfilters für
niedere Frequenzen reicht von –100
KHz bis +100 KHz. Tatsächlich
transponiert die Demodulation das modulierte Signal durch Mischung
des empfangenen Signals mit einem Signal der Trägerfrequenz Fi, das von einem
lokalen Oszillator erzeugt wird. Allerdings ist diese Demodulation
nicht perfekt aufgrund der Ungenauigkeit bei der Herstellung des
lokalen Oszillators. Wenn der lokale Oszillator anstelle eines Signals
mit einer Frequenz Fi ein Signal mit der Frequenz Fi – ε erzeugt, wird
das demodulierte Ausgangssignal eine Frequenz von 67,7 KHz + ε haben.
-
Wenn ε klein ist,
tritt natürlich
kein Problem auf.
-
Insbesondere
bei der Herstellung eines Mobiltelefons, d.h. wenn es neu ist, kann
der lokale Oszillator so eingestellt werden, dass ε gering oder
null ist. In der Praxis muss die zulässige Abweichung ε bezogen
auf die Beacon-Frequenz Fi im 900 MHz GSM-Band kleiner als 23,5
Teile pro Million (ppm [engl. "parts
per million"]) sein,
und im 1800 MHz DCS-Band kleiner als 12,1 ppm und gleichermaßen kleiner
als 11,4 ppm im 2100 MHz PCS-Band. Dadurch können Demodulationsprobleme
durch den vorhandenen Kanalfilter vermieden werden. Außerdem sind
in einem Mobiltelefon Korrekturschaltungen vorgesehen, um die Abweichung ε zu messen
und um die Werte der demodulierten Signale entsprechend zu verändern (und
nicht um die Demodulationsfrequenz Fi + ε zu verändern). Tatsächlich ist
es in den verwendeten Demodulationsketten nicht möglich, die
von einem lokalen Oszillator erzeugte zentrale Demodulationsfrequenz
beispielsweise durch Regelung zu verändern. Im Folgenden wird gezeigt,
warum die Architektur dieser lokalen Oszillatoren eine solche Regelung
der Demodulationsfrequenz nicht ermöglicht. Wenn die Abweichung ε dagegen
gering ist und besonders wenn sie innerhalb der oben angegebenen
Grenzen liegt, ist es möglich,
die demodulierten Signale so zu korrigieren, dass sie durch Dekodierung
einen Wert erhalten, der die gemessene Abweichung ε berücksichtigt.
-
Diese
Abweichung ε wird
genau in dem Moment gemessen, in dem FCH-Signale empfangen werden.
-
Leider
kann aufgrund der Alterung der Geräte und in einigen Fällen aufgrund
der Nutzungsbedingungen des Mobiltelefons wie Temperatur und Betriebsspannung,
die Frequenz des lokalen Oszillators driften. Diese Drift kann so
groß sein,
dass das Vorhandensein des Kanalfilters den Empfang und die Demodulation
des Signals mit der Frequenz 67,7 KHz stört. Tatsächlich endet das Frequenzband
des Kanalfilters bei etwa 100 KHz nicht abrupt, sondern verläuft in Form
einer steilen Flanke. In der Praxis beginnt die Dämpfung der
empfangenen Signale weit vor einer Grenzfrequenz von 100 KHz. Es
ist festzustellen, dass dieses progressive Abschalten (das im Übrigen den
Vorteil einer einfacheren Herstellung des Kanalfilters und einer
weniger nachteiligen Phasendrehung bietet) sich nicht störend auf
den Empfang der Kommunikationssignale auswirkt, da am Rand des Bandes
die pro Hertz übertragene
Informationsmenge gering ist. Die wesentliche Information ist in
den demodulierten niedrigen Frequenzen enthalten. Ein Dokument des
Stands der Technik ist die Anmeldung
EP
483090 .
-
Um
diese Nachteile zu vermeiden, ist in der Erfindung vorgesehen, ohne
im Übrigen
den Stellwert des Kanalfilters verändern zu müssen, den lokalen Oszillator
so nach oben zu verschieben, dass er unter Bedingungen optimaler
Regelung, insbesondere wenn er neu ist, am Tag seiner Herstellung,
ein Signal mit einer Beacon-Frequenz produziert, deren Wert geringfügig höher ist,
als der einer erwarteten standardisierten Frequenz Fi. Dabei wird
bei der Demodulation von einem empfangenen modulierten Trägersignal
nicht nur ein Signal mit einer Frequenz Fi subtrahiert, sondern
ein Signal mit einer Frequenz Fi + ε'. Daher wird das demodulierte Signal,
besonders für
den Empfang der FCH-Signale, nicht mehr ein Signal mit einer Frequenz
von 67,7 KHz sein, sondern ein Signal mit einer Frequenz von 67,7
KHz – ε'. Wenn der lokale
Oszillator aufgrund seiner Alterung driften sollte, verfügt man dementsprechend
sogar bevor man den Beginn des durch den Kanalfilter bedingten Toleranzbereichs
erreicht, über
eine Spanne für
die Drift, die gleich diesem Wert ε' ist. Dementsprechend wird selbst nach
mehreren Jahren des Gebrauchs die Detektion der FCH-Signale verbessert
und das Anmelden eines Telefons an einer Basisstation wird effektiver.
-
In
der Praxis ist die Verschiebung ε' (ihr Absolutbetrag)
gering.
-
Ihr
Beitrag kann leicht kompensiert werden durch die in den Empfangsschaltungen
schon vorhandenen, an sich bekannten Korrekturschaltungen, die bewirken,
dass die im Stand der Technik in Betracht gezogene Verschiebung ε neutralisiert
wird. Die Verschiebung ε' des lokalen Oszillators
erfolgt selbstverständlich
nach oben, so dass das demodulierte FCH-Signal eher zu den niedrigen Frequenzen hin
gezogen wird und zu einem Signal kleiner als 67,7 KHz wird, als
zu den hohen Frequenzen, wo es, wenn seine Frequenz viel höher als
67,7 KHz wäre, die
Bandgrenze des Kanalfilters erreichen könnte und seine Dämpfung einfach
seine Detektion verhindern würde.
-
Die
Erfindung wird besser verständlich
aus der folgenden Beschreibung und den beigefügten Zeichnungen. Diese dienen
lediglich zur Information und keinesfalls als Einschränkung der
Erfindung. In den Zeichnungen zeigen:
-
die 1a und 1b ein
mit einer erfindungsgemäß verbesserten
Schaltung zur Demodulation zu detektierendes FCH-ähnliches
Signal in spektraler und zeitlicher Darstellung;
-
2 eine
schematische Darstellung einer Schaltung zur Demodulation von FCH-Signalen
und ihrer Korrektur gemäß der Erfindung;
-
3 eine
Darstellung der Symbole, die nach dem GSM-Standard ein FCH-ähnliches Signal darstellen.
-
1a zeigt
ein Spektraldiagramm 1 eines Kanalfilters, der in einer
Schaltung zur Demodulation gemäß der Erfindung
oder einer Schaltung nach dem Stand der Technik verwendet werden
kann. Sie zeigt ebenfalls das Spektraldiagramm 2 eines
Signals, das einen Träger
moduliert, der für
die Demodulation durch eine derartige Schaltung zur Demodulation
bestimmt ist. Sie zeigt außerdem
noch schematisch ein Spektraldiagramm 3 eines empfangenen
reinen Sinussignals (oder eines fast reinen Signals, da es bei der Übertragung
Verzerrungen unterliegt) das einen Träger einer Frequenz Fi moduliert.
Im Rahmen der durch die Erfindung gelösten Probleme ist das den Träger Fi modulierende
Signal ein Signal mit einer festen Frequenz, die im Beispiel der
Standards GSM, DCS oder PCS 67,7 KHz beträgt. Das Diagramm der 1a zeigt
bildlich (vor Transposition und Demodulation) die Mittenfrequenz 4 des
Kanalfilters und des Spektrums des Signals 2 mit dem Wert
Fi, während in
der Praxis nach der Demodulation diese Mittenfrequenz normalerweise
null ist. Neben dieser Mittenfrequenz 4 wird eine gemäß der Erfindung
nach oben verschobene Demodulationsfrequenz 5 mit dem Wert Fi
+ ε' gezeigt. Da die
Demodulation darauf hinausläuft,
dass von einem Signal, dessen Frequenz Fi + 67,7 KHz ist, ein Signal
Fi subtrahiert wird, erhält
man natürlich
ein demoduliertes Signal von 67,7 KHz. Durch die Erfindung erhält man jedoch
ein Signal von 67,7 KHz – ε'. Die Abweichung 6 mit
dem Wert ε' wirkt sich wie eine
relative Verschiebung des Spektrums des Signals 3 innerhalb
des Filters 1 zur Mittenfrequenz dieses Filters 1 aus.
Wie man leicht anhand der 1a feststellt,
hat diese Verschiebung den Effekt, dass ein Signal durch den Kanalfilter 1 geführt wird,
dessen Spektrum 7 in diesem Kanalfilter besser zentriert
ist.
-
Da
der Kanalfilter kein aktives Element hat, verschiebt sich seine
Bandgrenze 8 durch die Alterung nicht. Eine lokaler Oszillator
kann dagegen eine Frequenz haben, die aufgrund einer solchen Alterung mit
der Zeit driftet. Wenn insbesondere diese Drift vorgegeben wäre und Fi
zu Fi – ε würde, würde sich ohne
die Erfindung das Spektrum 3 zu den hohen Frequenzwerten
verschieben, d.h. zu 67,7 KHz + ε. Dieser
hohe Wert könnte
sich mit der Bandgrenze 8 überschneiden. In diesem Fall
würde das
FCH-Signal schlecht oder gar nicht mehr detektiert und die Anmeldung
des Mobiltelefons bei einer Basisstation würde verhindert.
-
1b zeigt
den zeitlichen Verlauf eines Signals, dessen Spektrum 3 in 1a gezeigt
wird. Während
eines Zeitfensters TS 9 ist das FCH-Signal 10,
das den Träger
moduliert, in diesem Beispiel ein Signal mit 67,7 KHz.
-
2 zeigt
eine Schaltung zur Demodulation gemäß der Erfindung. Diese umfasst
einen lokalen Oszillator 12 und einen Mischer 13.
Der Mischer 13 hat zwei Eingänge. An einem ersten Eingang 14 wird
das von dem lokalen Oszillator 12 kommende Signal eingespeist.
An einem anderen Eingang 15 zur Demodulation wird ein von
einer Antenne 11 des Mobiltelefons kommendes Signal angelegt.
Dieses Signal, typischerweise das Signal der 1b, ist
ein 67,7 KHz Signal, das einen Träger einer Frequenz Fi moduliert.
Gemäß der Erfindung
ist der lokale Oszillator 12 bezogen auf die Frequenz Fi
nach oben vorverstimmt.
-
Der
lokale Oszillator 12 besteht im Prinzip aus einem spannungsgesteuerten
Oszillator 16 (VCO), dessen Ausgang mit dem Eingang 14 verbunden
ist. Der Ausgang des Oszillators 16 ist ebenfalls mit dem
Eingang eines Teilers 17 verbunden, der die Frequenz des
Signals dieses Oszillators 16 durch einen Wert M teilt.
Der Ausgang des Teilers 17 ist mit einem ersten Eingang
eines Komparators 18 mit zwei Eingängen verbunden. Ein zweiter
Eingang des Komparators 18 empfängt ein von einem stabilen
Oszillator 19 erzeugtes Signal. In der Praxis ist der stabile
Oszillator 19 ein Quarz. Zweckmäßigerweise erzeugt der Quarzoszillator 19 ein
Signal, dessen Frequenz in einem Teiler 20 durch einen
Wert N geteilt wird. In einem besonderen Beispiel liegt die Schwingfrequenz
des Quarz 19 bei etwa 13 MHz. In diesem Fall hat N den
Wert 65, so dass die Frequenz des am zweiten Eingang des Komparators 18 eingespeisten Signals
200 KHz beträgt.
Prinzipiell teilt der Teiler 17 durch 4500, so dass die
Frequenz des Signals am Eingang 14 in der Größenordnung
von 900 MHz liegt. Tatsächlich
ergibt 900 MHz geteilt durch 4500 ebenfalls 200 KHz. Für Frequenzsprünge im Abstand
von 200 KHz genügt
es dementsprechend, dem Teiler 17 Werte von M zuzuweisen,
die um eine Einheit variieren. Der Schaltplan des Oszillators 12 kann
in der Praxis anders sein. Im Prinzip entspricht er dem gezeigten,
in dem der Teiler 17 und der Teiler 20 die Signale
M und N für
die Teilung von einem Mikroprozessor 21 empfangen, der
das Mobiltelefon steuert.
-
Nach
dem Stand der Technik wird der Quarzoszillator 19 werksseitig
unwiderruflich eingestellt, insbesondere durch die Trimmerkondensatoren 22. Im
Prinzip ist der Wert der Frequenz des Signals des Oszillators 19 sehr
stabil und sollte über
die Zeit nicht variieren. Sie wird so eingestellt, dass das Signal
am Ausgang des Teilers 20 [eine Frequenz von] exakt 200
KHz hat.
-
Erfindungsgemäß wird der
Oszillator 12 so eingestellt, dass er ein Signal mit einer
nach oben verschobenen Frequenz Fi + ε' erzeugt und in der hier gezeigten Architektur
wird der Quarzoszillator 19 so eingestellt, dass er diese
Erhöhung
hervorruft. Aufgrund der Multiplikation mit M/N ist die Frequenz des
Signals des Oszillators 12 proportional zu der des Quarz 19.
-
Da
die Frequenzagilität
des Mobiltelefons mit Abständen
von 200 KHz mittels des Teilers 17 erreicht werden kann,
ist ein Feinverschieben jeder der von dem Oszillator 12 erzeugten
Frequenzen Fi nicht möglich,
wenn dieser mit dem Alter zu driften begonnen hat.
-
In
einem Beispiel ist die Einstellung so erhöht, dass die Abweichung durch
Erhöhung
gegenüber
dem Wert der Frequenz Fi kleiner als 10 KHz ist. In der Praxis wurde
eine Abweichung von 5 KHz gewählt.
In diesem Fall ist die Abweichung nach dem 900 MHz GSM-Standard
jeweils 5 × 103/900 × 106 oder 104/900 × 106, d.h. 5 ppm und 10 ppm. Man sollte jedoch
eine Unterscheidung nach der gewünschten
Verwendungsweise treffen. Tatsächlich
ist aufgrund der von den Teilern 17 und 20 durchgeführten Multiplikation
eine Abweichung von 5 KHz im GSM (in dem M einen Wert in der Größenordnung
von 4500 hat) gleichbedeutend mit einer Abweichung von 10 KHz im
DCS oder PCS (in dem M einen Wert in der Größenordnung von 9000 oder 10500
hat).
-
Unter
diesen Bedingungen kann eine Schaltung der Trimmerkondensatoren 22 oder 23 gemäß einer
gewünschten
Verwendungsweise vorgesehen sein. Da eine Verschiebung von 10 KHz
toleriert werden kann ist, kann man alternativ eine um 5 KHz nach
oben verschobene Einstellung für
den 900 MHz GSM-Standard
wählen.
Diese nach oben verschobene Einstellung bewirkt eine Einstellung
von 10 KHz im DCS- oder im PCS-Standard.
Vorzugsweise ist die gemeinsame Verschiebung in diesem Fall zwischen 800
MHz und 2200 MHz gültig.
Im ersten Fall kann ein ebenfalls von dem Mikroprozessor 21 gesteuerter Schaltkreis
zwischen den Trimmerkondensatoren 22 und 23 umschalten.
-
Die
Schaltung zur Demodulation umfasst außerdem einen Tiefpassfilter 24 dessen
Spektrum 1 in der 1a gezeigt
wird. Das Ausgangssignal des Filters 24 wird einer durch
den Mikroprozessor 21 gesteuerten Signalabtastschaltung 25 zugeführt. Dieser Abtaster 25 erzeugt
auf an sich bekannte Weise Signalmuster I und Q von denen pro Zeitfenster 141 nutzbar
sind. In der Praxis sind in einem Zeitfenster von 577 Mikrosekunden
156,25 Signalmuster möglich,
die ersten und die letzten des Fensters tragen jedoch keine Bedeutung
und die Bedeutung der Gesprächsverbindung
wird nicht verändert,
wenn sie nicht empfangen werden. Diese Signalmuster bilden eine
Folge von Signalen I und Q bezüglich
einer Quadraturdemodulation durch den Demodulator 13.
-
Der
Abtaster 25 erzeugt Signalmuster I und Q, die an einen
Decoder 26 übermittelt
werden. Auf an sich bekannte Weise kann der Decoder 26 in
dem Moment, in dem die FCH-Signale empfangen werden, eine Information ε bezüglich der
Drift des Oszillators 12 abrufen. Diese Information ε wird von
dem Decoder 26 auch dazu verwendet, die Werte der empfangenen
Signalmuster I und Q zu korrigieren und nicht die Frequenz des Oszillators 12 (was,
wie man sehen konnte, nicht möglich
ist). Diese Form der digitalen Korrektur ist an sich bekannt. Die
Besonderheit der Erfindung liegt in der Tatsache, dass der Driftfehler ε teilweise
durch eine Voreinstellung ε' kompensiert wird.
Anders ausgedrückt
erzeugt der Decoder 26 jetzt im Sinne einer Korrektur ein
Fehlersignal mit dem Wert ε – ε'. Am Anfang, wenn
das Mobiltelefon neu ist, ist ε null
und der Decoder 26 erstellt den erwarteten Fehler ε', mit dem zusätzlich die
Korrekturen durchgeführt
werden.
-
Das
unmittelbare durch die Erfindung erreichte Ergebnis ist, dass man
am Ausgang des Filters 24 die in dem Demodulator 13 demodulierten
Signale erhält,
während
es, wenn man die Drift des Oszillators 12 toleriert hätte, ohne
sie im Voraus zu korrigieren, Fälle
geben würde,
in denen der Filter 24 die FCH-Signale so stark dämpfen würde, dass
sie sogar im Abtaster 25 nicht mehr detektiert würden.
-
Die 3 zeigt
im Rahmen von GSM-DCS-PCS den Verlauf einer dem 67,7 KHz-Signal
entsprechenden Modulationskodierung. Diese besteht in der Konstellation
mit 12 eingenommenen Positionen aus vier bevorzugten Positionen,
in denen die Signale I und Q jeweils die Werte 1 und 0, 0 und 1, –1 und 0
und 0 und –1
haben. In der Praxis wird das FCH-Signal von einem Phasenakkumulator,
der diese Art von digitalen Signalen empfängt, durch Synthese erzeugt.
Am Empfänger
müssen
die nach der Dekodierung erwarteten Signale I und Q die oben angegebenen
Werte haben. Wenn eine Drift vorhanden ist, zeigen die Signale I
und Q, die selbst in mehreren Bits quantifiziert sind, bei einer
ersten Messung eine Phasenverschiebung bezogen auf diese Werte. Mit
dem Empfang des Signals verstärkt
sich diese Verschiebung, wie durch die Verlängerung der Pfeile an den verschiedenen
Punkten der Konstellation gezeigt wird. Für eine gegebene Drift ist natürlich nur eine
Richtung der Pfeile relevant. Wenn man alle auf den Punkt (1,0)
bezieht, stellt man fest, dass bei einer zu großen Drift die Streuung der
Werte die Akkumulation verhindert. Im Gegenteil tendieren die Signale dazu,
sich gegenseitig zu neutralisieren. In der Praxis wird die Messung
von ε aus
dieser Verschlechterung der Akkumulation der bezeichneten Signale
ermittelt. Nach der Erfindung wird die Korrektur wie im Stand der
Technik durchgeführt:
Man kann den Werte ε – ε' bestimmen, der aus
der Drift im Laufe der Zeit resultiert.
-
Der
Algorithmus zur Korrektur der Werte der Signale I und Q kann im
Sinne einer Verbesserung verändert
werden. Tatsächlich
kann im Stand der Technik die Drift die Frequenz des lokalen Oszillators nach
oben oder nach unten verschieben. Nach der Erfindung weiß man, dass
diese Verschiebung zumindest am Anfang zwangsläufig nach oben erfolgt. Daher
ist es möglich,
den Korrekturalgorithmus unter Berücksichtigung dieses a-priori vorhandenen
Wissens so zu verändern,
dass er schneller konvergiert. Letztendlich weiß man zu Beginn, dass man einen Test
mit einem Werte ε machen
muss, der werksseitig eingestellt und ebenfalls von vorn herein
bekannt ist und der den Wert ε' hat, anstatt Tests
mit beliebigen Werten von ε zu
machen und nur den Wert von ε zu behalten,
der die Akkumulation maximiert. Da die Drift des lokalen Oszillators
allmählich über die
Zeit eintritt, ist es möglich,
den von einem Tag zum anderen oder von einem Monat zum anderen erhaltenen Wert ε – ε' zu speichern, um
die auf die (während
einer Gesprächsverbindung)
gemessenen Signale I und Q anzuwendenden Korrekturen abzuleiten,
um die gesamte Korrektur durchzuführen.