ES2280180T3 - Telefono movil provisto de un circuito de desmodulacion con oscilador local mejorado. - Google Patents

Abstract

Teléfono móvil provisto de un circuito de desmodulación que incluye un oscilador local (12) y un mezclador (13) con una entrada (14) de oscilador local y una entrada (15) de desmodulación, recibiendo la entrada de desmodulación una señal (3) que modula una portadora a una frecuencia Fi, teniendo dicha señal moduladora una frecuencia fija y comprendiendo dicho circuito de de desmodulación además un filtro de canal (24) que presenta una frecuencia de corte alta (8) caracterizado porque el oscilador local (12) está regulado en fábrica para presentar una salida cuya frecuencia está desafinada (6) por exceso con respecto a la frecuencia Fi, estando determinado el desacuerdo por exceso (épsilon¿) de manera que la señal desmodulada sea desviada hacia las bajas frecuencias, evitando así alcanzar dicha frecuencia de corte alta (8) en caso de deriva del oscilador local.

Description

Teléfono móvil provisto de un circuito de desmodulación con oscilador local mejorado.

La presente invención tiene por objeto un circuito de desmodulación con oscilador local mejorado, utilizable principalmente en el campo de la telefonía celular, especialmente de tipo GSM. En este campo, los procedimientos de reconocimiento se instituyen en el momento de la puesta en servicio de un teléfono móvil en una red. Estos protocolos imponen unas limitaciones técnicas difíciles de satisfacer por los equipos de los teléfonos móviles. La presente invención tiene por objeto resolver eficazmente un problema que se presenta en el momento de esta puesta en servicio y que, en el estado de la técnica no se puede resolver más que escogiendo osciladores locales perfectos, y cuyo costo de puesta a punto es excesivo.

En el momento en el que se pone en servicio un teléfono móvil en una red celular, este teléfono móvil entra en contacto con una estación de base. Como a priori el teléfono móvil no sabe en que célula de esta red se encuentra, una rutina de puesta en servicio conlleva la búsqueda de la señal de baliza más elevada recibida en el lugar en el que se encuentra este teléfono móvil. Una señal de baliza de este tipo emitida por la estación de base de una célula incluye diferentes tipos de señales que son necesarias para el enganche de nuevos teléfonos móviles en la célula, y para el mantenimiento bajo supervisión de de los teléfonos móviles ya presentes. Esta señal de baliza es emitida en general a una frecuencia de baliza fija Fi. De una célula a otra, puede variar Fi. En algunos casos, algunas células adyacentes pueden compartir una misma frecuencia de baliza. En todos los casos, la señal emitida a la frecuencia de baliza es emitida a un nivel de potencia más elevado que las señales útiles a las comunicaciones intercambiadas entre la estación de base de la célula y un teléfono móvil, aun el más distante de esta estación de base en esta célula. Por otra parte, la señal de baliza es permanente. Aunque esté cortada en tramos, y en estos tramos en ventanas temporales cuyo significado cambia de una ventana a otra, la emisión es constante y a un mismo nivel de potencia.

Sin entrar en detalles demasiado importantes, la señal de baliza está formada por un motivo repetido al cabo de un cierto número de tramas, por ejemplo, 51 tramas en el marco del GSM. Siendo la duración de una ventana temporal de 577 microsegundos e incluyendo una trama en este ejemplo ocho ventanas, la duración de trama es de 4,615 milisegundos, mientras que la duración de un motivo es del orden de 235 milisegundos. Este motivo incluye unas agrupaciones de diez u once tramas.

Una primera agrupación de tramas de este motivo es diferente de una agrupación siguiente. Incluye en cada una de las diez tramas que lo compone respectivamente unas señales llamadas FCH, SCH, BCCH y CCCH. Las señales FCH significan Frequency Control Channel, cuya traducción es Canal de Control de Frecuencia. Corresponden a una emisión de una portadora FI (la de la baliza) modulada por una sinusoide pura a 67,7 kHz del centro del canal. Una frecuencia de modulación de este tipo da lugar, de hecho, a una codificación de tipo GSM con una constelación de modulación de doce puntos, a transmitir unos valores de codificación I y Q que valen sucesivamente (1,0), (0,1), (-1,0) y (0, -1) y a repetir estas codificaciones. La emisión de la portadora modulada dura toda una ventana temporal.

Un teléfono móvil que acaba de ser puesto en servicio puede así buscar inicialmente cual es la portadora para la cual recibe el máximo de potencia. En una banda normalizada de 35 MHz atribuida al GSM 900 MHz (en las normas DCS, PCS, o incluso UMTS se atribuyen otras anchuras de banda) el teléfono móvil busca una portadora a una frecuencia de baliza que mejor reciba. Esto se realiza mediante un escrutinio en la banda y por una detección simple, realizada por ejemplo directamente a la salida de un circuito de recepción, incluso antes de la desmodulación. Así, el escrutinio incluye la observación de lo que sucede en unos canales de anchura normalizada, de 200 kHz en el marco del GSM. En efecto, mientras que las frecuencias portadoras dedicadas a la transmisión de las señales de comunicación están sometidas a una agilidad de frecuencia, de una ventana temporal a otra, la frecuencia de baliza Fi se mantiene constante. Basta por tanto que un teléfono móvil escuche sucesivamente todas las bandas para saber cual se recibe mejor.

Una vez que se ha identificado una frecuencia de baliza Fi, el teléfono móvil busca detectar cual es la ventana temporal durante la cual recibe una señal FCH que modula esta onda portadora Fi por una sinusoide pura de 67,7 kHz. Es en esta búsqueda cuando aparecen más particularmente los problemas resueltos por la invención. En efecto, vista la anchura impuesta por los canales, 200kHz, unos desmoduladores de circuitos de desmodulación incluyen normalmente un filtro, llamado filtro de canal, a la salida. La anchura de banda de un filtro de canal, en baja frecuencia, va de -100 kHz a +100 kHz. De hecho, la desmodulación transpone la señal modulada por mezcla de la señal recibida con una señal a la frecuencia de la portadora Fi producida por un oscilador local. Sin embargo, esta desmodulación no se realiza perfectamente debido a la imprecisión del oscilador local. Si el oscilador local, en lugar de producir una señal a una frecuencia Fi produce una señal a una frecuencia Fi- \varepsilon, la señal desmodulada de salida tendrá una frecuencia igual a 67,7 kHz + \varepsilon.

Bien entendido, si \varepsilon es pequeño, no se presenta problema alguno. En particular, durante la realización de un teléfono móvil, cuando es nuevo, el oscilador local puede ser regulado para que \varepsilon sea pequeño o nulo. En la práctica, es preciso que, referido a la frecuencia de baliza Fi, la separación \varepsilon tolerada sea inferior a 23,5 partes por millón (ppm) para la banda de GSM a 900 MHz y sea igualmente inferior a 12,1 ppm en la banda de DCS a 1800 MHz, y sea igualmente inferior a 11,4 ppm en la banda de PCS a 2100 MHz. Esto permite evitar problemas de desmodulación debidos a la presencia del filtro de canal. Además, se prevén unos circuitos de corrección en un teléfono móvil para medir la separación \varepsilon y para modificar el valor de las señales desmoduladas de manera correspondiente (y no para modificar la frecuencia de desmodulación Fi + \varepsilon). En efecto, verdaderamente no es posible modificar en las cadenas de desmodulación utilizadas, por ejemplo por servidumbre, la frecuencia central de desmodulación producida por un oscilador local. Se verá a continuación por que la arquitectura de estos osciladores locales no permite una regulación de la frecuencia de desmodulación de este tipo. Por el contrario, si la separación \varepsilon es pequeña, y especialmente si está contenida dentro de los límites anteriormente indicados, es posible corregir las señales desmoduladas de manera que se les haga restituir por descodificación un valor que tiene en cuenta la separación \varepsilon medida. Esta separación \varepsilon se mide precisamente en el momento de la recepción de las señales FCH.

Desgraciadamente, debido al envejecimiento de los aparatos, y en algunos casos debido a las condiciones de utilización, en temperatura y en tensión, del teléfono móvil, puede derivar la frecuencia del oscilador local. Esta deriva puede ser suficientemente importante para que la presencia del filtro de canal perturbe la recepción y la desmodulación de la señal a la frecuencia de 67,7 kHz. En efecto, la banda del filtro de canal, en borde de banda alrededor de 100 kHz, no es abrupta sino que presenta una pendiente significativa. En la práctica, la amortiguación de las señales recibidas comienza bastante antes de una frecuencia límite de 100 kHz. Se observará que en lo que se refiere a la recepción de las señales de comunicación, este corte progresivo (que por otra parte ofrece la ventaja de una realización más simple del filtro de canal y una rotación de fase que penaliza menos) no es molesta porque la cantidad de informaciones transmitidas por hertzio en el borde de banda es pequeña. Lo esencial de la información está comprendido en las bajas frecuencias desmoduladas. Un documento sobre el estado de la técnica es la solicitud EP 483090.

En la invención, para remediar estos inconvenientes, sin tener que modificar por otra parte el valor de la regulación del filtro de canal, se prevé desfasar el oscilador local por exceso de tal manera que presente en las condiciones óptimas de regulación, especialmente el día en que es nuevo y en el que acaba de ser fabricado, una señal a una frecuencia de baliza con un valor ligeramente superior a una frecuencia Fi normalizada esperada. Haciendo esto, en la desmodulación, en lugar de restar sólo una señal a una frecuencia Fi de una señal de portadora modulada recibida, se resta una señal a una frecuencia Fi+ \varepsilon'. Debido a ello, la señal desmodulada, especialmente para la recepción de las señales FCH no será ya una señal a una frecuencia de 67,7 kHz, sino una señal a una frecuencia de 67,7 kHz -
\varepsilon'. Por consiguiente, si debido a su envejecimiento el oscilador local adquiere deriva, se dispone de un margen de deriva igual a este valor \varepsilon' antes incluso de llegar al comienzo del intervalo de tolerancia impuesto por el filtro de canal. En consecuencia, incluso al cabo de varios años de utilización, mejora la detección de las señales FCH y el enganche de un teléfono con una estación de base se hace más eficaz.

En la práctica, el desfase \varepsilon' (expresado en términos absolutos) es pequeño. Su contribución puede ser fácilmente compensada por los circuitos de corrección de tipo conocido ya colocados en los circuitos de recepción, y que tienen como efecto neutralizar el desfase \varepsilon contemplado en el estado de la técnica. El desfase \varepsilon' del oscilador local se efectúa evidentemente por exceso de manera que la señal FCH desmodulada sea antes bien desviada hacia las bajas frecuencias, y se convierta en una señal inferior a 67,7 kHz antes bien que hacia las altas frecuencias en las que siendo muy superior a 67,7 kHz, correría el riesgo de alcanzar la banda de corte del filtro de canal, y donde su amortiguación impediría simplemente su detección correcta.

La invención tiene por tanto por objeto un teléfono móvil tal como se define en la reivindicación 1.

Se comprenderá mejor la invención con la lectura de la descripción que sigue y el examen de las figuras que lo acompañan. Éstas no se presentan más que a título indicativo, y en modo alguno limitativo, de la invención. Las figuras muestran:

- Figuras 1a y 1b: unas representaciones espectrales y temporales de una señal de tipo FCH a detectar con un circuito de desmodulación perfeccionado según la invención;

- Figura 2: una representación esquemática de un circuito de desmodulación de las señales FCH y de su tratamiento de corrección según la invención;

- Figura 3: una representación de los símbolos que constituyen en norma GSM una señal de tipo FCH.

La figura 1a muestra un diagrama espectral 1 de un filtro de canal utilizable en un circuito de desmodulación según la invención o según el estado de la técnica. Muestra igualmente el diagrama espectral 2 de una señal que modula una portadora destinada a ser desmodulada por un circuito de desmodulación de este tipo. Todavía muestra, de una manera esquemática, un diagrama espectral 3 de una señal sinusoidal pura recibida (o casi pura, porque ha experimentado todas las distorsiones de transmisión) que modula una portadora a una frecuencia Fi. En el marco del problema resuelto por la invención, la señal que modula la portadora Fi es una señal a una frecuencia fija que, en el ejemplo de las normas GSM, DCS o PCS vale 67,7 kHz. El diagrama de la figura 1a muestra de manera figurativa (antes de la transposición-desmodulación) la frecuencia central 4, en el valor Fi, del filtro de canal y del espectro de la señal 2 mientras que en la práctica, después de la desmodulación, normalmente esta frecuencia central es nula. Al lado de la frecuencia central 4 se ha hecho figurar, con un desfase por exceso una frecuencia de desmodulación según la invención 5 de valor Fi+\varepsilon'. Viniendo la desmodulación a restar de una señal cuya frecuencia es de Fi + 67,7 kHz una señal Fi, se llega naturalmente a una señal desmodulada a 67,7 kHz. Sin embargo, con la invención se llegará a una señal igual a 67,7 kHz + \varepsilon'. La separación 6 \varepsilon' resuena entonces como un desplazamiento relativo del espectro de la señal 3 en el interior del filtro 1 hacia la frecuencia central de este filtro 1. Como se constata con facilidad en la figura 1a, este desplazamiento tiene por efecto hacer pasar a través del filtro de canal 1 una señal cuyo espectro 7 está mejor centrado en este filtro de canal.

Al no tener elemento activo el filtro de canal, su banda de corte 8 no se desplaza con el envejecimiento. Por el contrario, un oscilador local puede tener una frecuencia que deriva con el tiempo a causa de un envejecimiento de este tipo. Especialmente, si esta deriva se hiciera por defecto, convirtiéndose Fi en Fi+\varepsilon, sin la invención el espectro 3 se desfasaría hacia los valores altos de frecuencia, es decir, hacia 67,7 kHz + \varepsilon. Este valor alto correría el riesgo de encontrarse con la banda de corte 8. En este caso, la señal FCH sería mal detectada, incluso no lo sería en absoluto, impidiendo el enganche del teléfono móvil en una estación de base.

La figura 1b muestra el aspecto temporal de una señal cuyo espectro 3 se muestra en la figura 1a. En el curso de una ventana temporal TS 9, la señal FCH 10 que modula la portadora es en el ejemplo una señal a 67,7 kHz.

La figura 2 muestra un circuito de desmodulación según la invención. Éste incluye un oscilador local 12 y un mezclador 13. El mezclador 13 tiene dos entradas, En una primera entrada 14 se introduce la señal procedente del oscilador local 12. En otra entrada 15 de desmodulación, se aplica una señal procedente de una antena 11 de teléfono móvil. Esta señal, típicamente la señal de la figura 1b, es una señal que modula (67,7 kHz) una portadora a una frecuencia Fi. Según la invención, el oscilador local 12 está desafinado por exceso con respecto a la frecuencia Fi.

El oscilador local 12 está constituido generalmente en su principio por un oscilador 16 mandado en tensión (VCO) unido a la entrada 14 por su salida. La salida del oscilador 16 está unida igualmente a la entrada de un divisor 17 que divide la frecuencia de la señal de este oscilador 16 por un valor M. La salida del divisor 17 está unida a una primera entrada de un comparador 18 con dos entradas. Una segunda entrada del comparador 18 recibe una señal producida por un oscilador estable 19. En la práctica, el oscilador estable 19 es un cuarzo. Por razones prácticas, el oscilador de cuarzo 19 produce una señal cuya frecuencia es dividida en un divisor 20 por un valor N. En un ejemplo particular, la frecuencia de oscilación del cuarzo 19 es del orden de 13 MHz. En este caso, el valor de n es de 65, de manera que la frecuencia de la señal introducida en la segunda entrada del comparador 18 valga 200 kHz. Esquemáticamente, el divisor 17 divide por 4500 de manera que la frecuencia de la señal disponible en la entrada 14 sea del orden de 900 MHz. En efecto, 900 MHz dividido por 4500 es también igual a 200 kHz. En consecuencia, para satisfacer unos saltos de frecuencia por tramo de 200 kHz, basta con imponer al divisor 17 unos valores de M que varían en una unidad. En la práctica, el esquema del oscilador 12 puede ser diferente. En su principio, es el mostrado, recibiendo el divisor 17 y el divisor 20 las señales de división M y N procedentes de un microprocesador 21 que pilota el teléfono móvil.

En el estado de la técnica, el oscilador de cuarzo 19 está regulado en fábrica de una manera definitiva, especialmente por unos condensadores de pies 22. En principio, el valor de la frecuencia de la señal del oscilador 19 es muy estable y no debería variar en el tiempo. Por tanto, está regulado para que la señal disponible a la salida del divisor 20 sea exactamente 200 kHz.

En la invención, se regula el oscilador 12 para que produzca una señal a una frecuencia Fi+\varepsilon' por exceso y aquí, teniendo en cuanta la arquitectura presentada se regula el oscilador de cuarzo 19 para que provoque este exceso. Debido a la multiplicación por M/N, la frecuencia de la señal del oscilador 12 es proporcional a la del cuarzo 19.

En tanto la agilidad en frecuencia del teléfono móvil por tramos de 200 kHz pueda ser realizada por medio del divisor 17, no es posible desfasar finamente cada una de las frecuencias Fi producida por el oscilador 12 cuando, con la edad, éste haya comenzado a derivar.

En un ejemplo, la regulación por exceso es tal que, referida al valor de la frecuencia Fi, la separación por exceso sea inferior a 10 kHz. En la práctica, se ha escogido una separación de 5 kHz. En este caso, en GSM 900 MHz la separación es respectivamente de 5.10^{3}/900.10^{6} ó 10^{4}/900.10^{6} es decir 5 ppm y 10 ppm. Sin embargo, conviene distinguir según el modo de utilización deseado. En efecto, debido a las multiplicaciones provocadas por los divisores 17 y 20, una separación de 5 kHz en modo GSM (donde M vale del orden de 4500) es equivalente a una separación de 10 kHz en DCS o PCS (donde M vale del orden de 9000 ó de 10500).

Se podrá prever en estas condiciones una conmutación de condensadores de pies 22 ó 23 según un modo de utilización deseado. Como variante, sabiendo que se puede tolerar 10 kHz, se podrá escoger efectuar una regulación a 5 Hz por exceso para el modo GSM 900 MHz sabiendo que esta regulación por exceso induce una regulación de 10 kHz en los modos DCS o PCS. Preferentemente, en este caso el desfase común será un desfase válido entre 800 MHz y 2200 MHz. En el primer caso, un circuito de conmutación controlado a su vez igualmente por el microprocesador 21, puede efectuar la conmutación de los condensadores 22 en condensadores 23.

El circuito de desmodulación incluye además un filtro de canal 24 de tipo de paso bajo y cuyo espectro 1 se muestra en la figura 1a. La señal disponible a la salida del filtro 24 se introduce en un tomador de muestras 25 de señal controlado por el microprocesador 21. Este tomador de muestras 25 produce de manera conocida unas muestras I y Q cuyo número útil es de 141 por ventana temporal. En la práctica, en una ventana temporal de 577 microsegundos se tiene 156,25 muestras posibles, pero las primeras y las últimas de la ventana no incluyen significado y pueden no ser recibidas sin alterar el significado de la conmutación. Estas muestras forman una cadena de señales I y Q relativas a una desmodulación en cuadratura por el desmodulador 13.

El tomador de muestras 25 produce unas muestras I y Q que se transmiten a un descodificador 26. De una manera conocida, el descodificador 26 es capaz de extraer, en el momento de la recepción de las señales FCH, una información \varepsilon relativa a la deriva del oscilador 12. Esta información \varepsilon es utilizada además por el descodificador 26 para corregir, no la frecuencia del oscilador 12 (que se ha visto que no era posible), sino los valores de las muestras I y Q recibidas. Esta corrección de tipo digital es de naturaleza conocida. La particularidad en la invención se sitúa en e hecho de que \varepsilon de deriva está en parte compensado por una regulación previa \varepsilon'. Dicho de otra forma, el descodificador 26 produce ahora a título de corrección una señal de error igual a \varepsilon – \varepsilon'. Al principio, cuando el teléfono móvil es nuevo, \varepsilon es nulo, y el descodificador 26 elabora el error esperado \varepsilon' con el cual se efectúan además las correcciones.

El resultado inmediato obtenido con la invención es que a la salida del filtro 24 se dispone de señales resultantes de su desmodulación en el desmodulador 13, mientras que si se hubiera tolerado, sin corregirla anticipadamente, la deriva del oscilador 12, se encontraría casos en los que el filtro 24 atenuaría demasiado fuertemente las señales FCH hasta el punto de que no serían detectadas ni siquiera en el tomador de muestras 25.

La figura 3 muestra, en el marco del GSM-DCS-PCS, el aspecto de una codificación de modulación correspondiente a la señal de 67,7 kHz. Esta se encuentra constituida, en la constelación retenida con 12 posiciones, por cuatro posiciones preferidas en las que las señales I y Q valen respectivamente 1 y 0, 0 y 1, -1 y 0, y 0 y -10. En la práctica, la generación de la señal FCH es sintetizada por un acumulador de fase que recibe este tipo de señales digitales. En la recepción, las señales I y Q esperadas después de la descodificación deben tener los valores indicados anteriormente. Si existe deriva, al proceder a una primera medida, las señales I y Q, cuantificadas a su vez en varios bits muestran un desfase angular con respecto a estos valores. A medida que la señal se recibe, se amplifica este desfase, es el sentido del alargamiento de las flechas presentadas en los diferentes puntos de la constelación. Para una deriva dada, se aplica, bien entendido, un solo sentido de las flechas. Referidos todos al punto (1, 0), se constata que cuando hay una deriva demasiado importante la dispersión de los valores impide la acumulación. Por el contrario, las señales tienden a neutralizarse las unas a las otras. En la práctica, la medida de \varepsilon surge de esta degradación de la acumulación de las señales referidas. En la invención, se efectúa la corrección como en el estado de la técnica: se es capaz de conocer el valor \varepsilon – \varepsilon' resultante de la deriva a plazo.

A título de perfeccionamiento, se puede modificar el algoritmo de corrección de los valores de las señales I y Q. En efecto, en el estado de la técnica, la deriva puede tener un efecto de desfase por exceso o por defecto de la frecuencia del oscilador local. En la invención, se conoce, al menos inicialmente, que este desfase es obligatoriamente por exceso. Por tanto, es posible modificar el algoritmo de corrección para tener en cuenta este conocimiento a priori de manera que se le haga converger más rápidamente. En definitiva, en lugar de hacer ensayos con unos valores de \varepsilon cualesquiera, y de retener sólo como valor de \varepsilon el que maximiza la acumulación, se sabe al comienzo que es preciso hacer un ensayo con un valor \varepsilon igualmente conocido antes, regulado en fábrica y que vale \varepsilon'. Siendo lenta la deriva del oscilador local en el curso del tiempo, es posible de un día a otro o de un mes a otro almacenar el valor \varepsilon – \varepsilon' obtenido de manera que se deduzca las correcciones a aplicar a las señales I y Q medidas (en comunicación) para efectuar la corrección global.

Claims (8)

1. Teléfono móvil provisto de un circuito de desmodulación que incluye un oscilador local (12) y un mezclador (13) con una entrada (14) de oscilador local y una entrada (15) de desmodulación, recibiendo la entrada de desmodulación una señal (3) que modula una portadora a una frecuencia Fi, teniendo dicha señal moduladora una frecuencia fija y comprendiendo dicho circuito de de desmodulación además un filtro de canal (24) que presenta una frecuencia de corte alta (8) caracterizado porque el oscilador local (12) está regulado en fábrica para presentar una salida cuya frecuencia está desafinada (6) por exceso con respecto a la frecuencia Fi, estando determinado el desacuerdo por exceso (\varepsilon') de manera que la señal desmodulada sea desviada hacia las bajas frecuencias, evitando así alcanzar dicha frecuencia de corte alta (8) en caso de deriva del oscilador local.

2. Teléfono según la reivindicación 1, caracterizado porque incluye un descodificador (26) de la señal moduladora a la frecuencia fija capaz de extraer, a partir de muestras de la señal moduladora, una información relativa a la deriva del oscilador local (12), y de corregir digitalmente el valor de las muestras utilizando dicha información.

3. Teléfono según la reivindicación 2, caracterizado porque el descodificador incluye un circuito algorítmico que extrae (\varepsilon) la corrección a aportar en función del desafinamiento por exceso (\varepsilon').

4. Teléfono según la reivindicación 1 a 3, caracterizado porque el oscilador incluye un oscilador (19) de cuarzo que produce una señal de base y un bucle de regulación (17, 18) que efectúa una multiplicación (M/N) de esta señal de de base para llevarla a una frecuencia portadora más elevada.

5. Teléfono según la reivindicación 4, caracterizado porque el cuarzo está desfasado por exceso para que el desafinamiento por exceso sea inferior a 10 kHz.

6. Teléfono según la reivindicación 5, caracterizado porque el cuarzo está desfasado por exceso para que el desafinamiento por exceso sea inferior a 5 kHz.

7. Teléfono según una de las reivindicaciones 4 a 6, caracterizado porque el cuarzo está desfasado de una manera única, y porque la señal de portadora modulada se sitúa en una gama de 800 MHz a 2200 MHz.

8. Teléfono según una de las reivindicaciones 4 a 7, caracterizado porque el cuarzo incluye unos condensadores de pie para efectuar un desfase preferentemente conmutable (21).