DE60024501T2 - Verbesserung der perzeptuellen Qualität von SBR (Spektralbandreplikation) UND HFR (Hochfrequenzen-Rekonstruktion) Kodierverfahren mittels adaptivem Addieren von Grundrauschen und Begrenzung der Rauschsubstitution - Google Patents

Verbesserung der perzeptuellen Qualität von SBR (Spektralbandreplikation) UND HFR (Hochfrequenzen-Rekonstruktion) Kodierverfahren mittels adaptivem Addieren von Grundrauschen und Begrenzung der Rauschsubstitution Download PDF

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Description

  • GEBIET DER TECHNIK
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Quellcodiersysteme, die eine Hochfrequenzrekonstruktion (HFR), wie beispielsweise eine Spektralbandreplikation, SBR [WO 98/57436], oder verwandte Verfahren benutzen. Dieselbe verbessert eine Leistungsfähigkeit von sowohl Verfahren hoher Qualität (SBR) als auch Hochkopierverfahren niedriger Qualität [US-Patent 5,127,054]. Dieselbe ist sowohl auf Sprachcodier- als auch natürliche Audiocodiersysteme anwendbar. Ferner kann die Erfindung vorteilhaft bei natürlichen Audiocodecs mit oder ohne Hochfrequenzrekonstruktion verwendet werden, um die hörbare Wirkung abgestellter Frequenzbänder, die gewöhnlich unter Niedrige-Bitrate-Bedingungen auftreten, durch ein Anwenden einer adaptiven Grundrauschaddition zu reduzieren.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Das Vorhandensein von stochastischen Signalkomponenten ist eine wichtige Eigenschaft vieler Musikinstrumente sowie der menschlichen Stimme. Eine Reproduktion dieser Rauschkomponenten, die gewöhnlich mit anderen Signalkomponenten gemischt sind, ist entscheidend, falls das Signal als natürlich klingend wahrgenommen werden soll. Bei einer Hochfrequenzrekonstruktion ist es unter bestimmten Bedingungen zwingend, dem rekonstruierten Hochband ein Rauschen hinzuzufügen, um Rauschgehalte zu erreichen, die dem Original ähnlich sind. Diese Notwendigkeit stammt von der Tatsache, dass die meisten harmonischen Klänge von zum Beispiel Rohrblatt- oder Bogeninstrumenten einen höheren relativen Rauschpegel in der Hochfrequenzregion verglichen mit der Niederfrequenzregion aufweisen. Ferner treten harmonische Klänge manchmal zusammen mit einem Hochfrequenzrauschen auf, was in einem Signal ohne eine Ähnlichkeit zwischen Rauschpegeln des Hochbands und des Tiefbands resultiert. In jedem Fall leiden eine Frequenztransposition, d. h. eine SBR hoher Qualität, sowie ein jeglicher Hochkopierprozess niedriger Qualität gelegentlich unter einem Fehlen eines Rauschens in dem replizierten Hochband. Weiterhin weist ein Hochfrequenzrekonstruktionsprozess gewöhnlich eine gewisse Art einer Hüllkurveneinstellung auf, wo es erwünscht ist, eine ungewollte Rauschsubstitution für Oberschwingungen zu vermeiden. Es ist somit wesentlich, in der Lage zu sein, Rauschpegel bei dem Hochfrequenzregenerationsprozess bei dem Decodierer hinzuzufügen und zu steuern.
  • Unter Niedrige-Bitrate-Bedingungen zeigen natürliche Audiocodecs häufig ein starkes Abstellen von Frequenzbändern. Dies wird auf einer Rahmen-zu-Rahmen-Basis durchgeführt, was in Spektrallöchern resultiert, die auf eine beliebige Weise über dem gesamten codierten Frequenzbereich erscheinen können. Dies kann hörbare Artefakte bewirken. Die Wirkung desselben kann durch eine adaptive Grundrauschaddition vermindert werden.
  • Einige Audiocodiersysteme des Stands der Technik umfassen eine Einrichtung, um Rauschkomponenten bei dem Decodierer wieder zu erzeugen. Dies gestattet, dass der Codierer Rauschkomponenten bei dem Codierprozess weglässt, wobei derselbe so effizienter gemacht wird. Damit derartige Verfahren jedoch erfolgreich sind, darf das Rauschen, das bei dem Codierprozess durch den Codierer ausgeschlossen wird, keine anderen Signalkomponenten enthalten. Dieses Rauschcodierschema, das auf einer harten Entscheidung basiert, resultiert in einem relativ geringen Belastungszyklus, da die meisten Rauschkomponenten gewöhnlich zeitmäßig und/oder frequenzmäßig mit anderen Signalkomponenten gemischt sind. Ferner löst dasselbe in keiner Weise das Problem ungenügender Rauschgehalte bei rekonstruierten Hochfrequenzbändern.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung, die durch die Ansprüche 1 und 2 definiert ist, spricht das Problem eines ungenügenden hörbaren Rauschgehalts in einem regenerierten Hochband und von Spektrallöchern aufgrund von abgestellten Frequenzbändern unter Niedrige-Bitrate-Bedingungen durch ein adaptives Hinzufügen eines Grundrauschens an. Dieselbe verhindert ferner eine ungewollte Rauschsubstitution für Oberschwingungen. Dies wird mittels einer Grundrauschpegelschätzung bei dem Codierer sowie eine adaptive Rauschpegeladdition und einer Begrenzung einer ungewollten Rauschsubstitution bei dem Decodierer durchgeführt.
  • Die adaptive Grundrauschaddition und das Rauschsubstitutionsbegrenzungsverfahren weisen die folgenden Schritte auf:
    • – bei einem Codierer, Schätzen des Grundrauschpegels eines ursprünglichen Signals unter Verwendung von Senk- und Spitzenfolgern, die auf eine Spektraldarstellung des ursprünglichen Signals angewendet werden;
    • – bei einem Codierer, Abbilden des Grundrauschpegels zu mehreren Frequenzbändern oder Darstellen desselben unter Verwendung von LCP oder irgendeiner anderen Polynomdarstellung;
    • – bei einem Codierer oder Decodierer, Glätten des Grundrauschpegels zeitmäßig und/oder frequenzmäßig;
    • – bei einem Decodierer, Formen eines Zufallsrauschen gemäß einer Spektralhüllkurvendarstellung des ursprünglichen Signals und Einstellen des Rauschens gemäß dem Grundrauschpegel, der bei dem Codierer geschätzt wird;
    • – bei einem Decodierer, Glätten des Rauschpegels zeitmäßig und/oder frequenzmäßig;
    • – Addieren des Grundrauschens zu dem hochfrequenzrekonstruierten Signal entweder in dem regenerierten Hochband oder in den abgestellten Frequenzbändern.
    • – Bei einem Decodierer, Einstellen der Spektralhüllkurve des hochfrequenzrekonstruierten Signals unter Verwendung eines Begrenzens der Hüllkurveneinstellungs-Verstärkungsfaktoren.
    • – Bei einem Decodierer, Verwenden einer Interpolation der empfangenen Spektralhüllkurve für eine erhöhte Frequenzauflösung und somit eine verbesserte Leistungsfähigkeit des Begrenzers.
    • – Bei einem Decodierer, Anwenden eines Glättens auf die Hüllkurveneinstellungs-Verstärkungsfaktoren.
    • – Bei einem Decodierer, Erzeugen eines hochfrequenzrekonstruierten Signals, das die Summe aus mehreren hochfrequenzkonstruierten Signalen ist, die aus unterschiedlichen Tiefbandfrequenzbereichen stammen, und Analysieren des Tiefbands, um Steuerdaten zu der Summierung zu liefern.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Die vorliegende Erfindung wird nun durch darstellende Beispiele, die den Schutzbereich oder die Wesensart der Erfindung nicht begrenzen, mit Bezug auf die zugehörigen Zeichnungen beschrieben, in denen:
  • 1 den Spitzen- und Senkfolger, der auf ein Hoch- und Mittelauflösungsspektrum angewendet wird, und die Abbildung des Grundrauschens zu Frequenzbändern gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 2 das Grundrauschen bei einer zeitmäßigen und frequenzmäßigen Glättung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 3 das Spektrum eines ursprünglichen Eingangssignals darstellt;
  • 4 das Spektrum des Ausgangssignals von einem SBR-Prozess ohne eine adaptive Grundrauschaddition darstellt;
  • 5 das Spektrum des Ausgangssignals mit SBR und einer adaptiven Grundrauschaddition gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 6 die Verstärkungsfaktoren für die Spektralhüllkurveneinstellungsfilterbank gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 7 das Glätten von Verstärkungsfaktoren in der Spektralhüllkurveneinstellungsfilterbank gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 8 eine mögliche Implementierung der vorliegenden Erfindung bei einem Quellcodiersystem auf der Codiererseite darstellt;
  • 9 eine mögliche Implementierung der vorliegenden Erfindung bei einem Quellcodiersystem auf der Decodiererseite darstellt.
  • BESCHREIBUNG VON BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN
  • Die unten beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen lediglich die Grundlagen der vorliegenden Erfindung für eine Verbesserung von Hochfrequenzrekonstruktionssystemen dar. Es ist klar, dass Modifikationen und Variationen der hierin beschriebenen Anordnungen und der Details anderen Fachleuten auf dem Gebiet ersichtlich sind. Es ist deshalb die Absicht, lediglich durch den Schutzbereich der folgenden Patentansprüche und nicht durch die spezifischen Details begrenzt zu sein, die durch eine Beschreibung und Erläuterung der Ausführungsbeispiele hierin vorgelegt sind.
  • Grundrauschpegelschätzung
  • Bei einem Analysieren eines Audiosignalspektrums mit einer ausreichenden Frequenzauflösung sind Formanten, einzelne Sinuskurven, etc. deutlich sichtbar und dies wird hierin im Folgenden als die fein strukturierte Spektralhüllkurve bezeichnet. Falls jedoch eine niedrige Auflösung verwendet wird, können keine feinen Details beobachtet werden, und dies wird hierin im Folgenden als die grob strukturierte Spektralhüllkurve bezeichnet. Der Pegel des Grundrauschens, obwohl derselbe der Definition nach nicht notwendigerweise ein Rauschen ist, wie derselbe überall in der vorliegenden Erfindung verwendet wird, bezieht sich auf das Verhältnis zwischen einer grob strukturierten Spektralhüllkurve, die entlang der Lokal-Minimum-Punkte in dem Hochauflösungsspektrum interpoliert ist, und einer grob strukturierten Spektralhüllkurve, die entlang den Lokal-Maximum-Punkten in dem Hochauflösungsspektrum interpoliert ist. Diese Messung wird durch ein Berechnen einer Hochauflösungs-FFT für das Signalsegment und ein Anwenden eines Spitzen- und eines Senkfolgers, 1, erhalten. Der Grundrauschpegel wird dann als die Differenz zwischen dem Spitzen- und dem Senkfolger berechnet. Bei einem geeigneten zeitmäßigen und frequenzmäßigen Glätten dieses Signals wird ein Grundrauschpegelmaß erhalten. Die Spitzenfolgerfunktion und die Senkfolgerfunktion können gemäß Gl. 1 und Gl. 2 beschrieben werden,
    Figure 00060001
    Figure 00070001
    wobei T der Abklingfaktor ist und X(k) der logarithmische absolute Wert des Spektrums bei einer Linie k ist. Das Paar wird für zwei unterschiedliche FFT-Größen berechnet, eine hohe Auflösung und eine mittlere Auflösung, um einen guten Schätzwert während Vibratos und quasistationären Klängen zu erlangen. Die Spitzen- und Senkfolger, die auf die Hochauflösungs-FFT angewendet werden, werden LP-gefiltert (tiefpassgefiltert), um Extremwerte auszusondern. Nach einem Erhalten der zwei Grundrauschpegelschätzwerte wird der größte gewählt. Bei einer Implementierung der vorliegenden Erfindung werden die Grundrauschpegelwerte zu mehreren Frequenzbändern abgebildet, jedoch könnten andere Abbildungen verwendet werden, z. B. Kurvenanpassungspolynome oder LPC-Koeffizienten. Es ist anzumerken, dass mehrere unterschiedliche Ansätze verwendet werden könnten, wenn die Rauschgehalte bei einem Audiosignal bestimmt werden. Wie es oben beschrieben ist, ist es jedoch ein Ziel dieser Erfindung, die Differenz zwischen lokalen Minima und Maxima in einem Hochauflösungsspektrum zu schätzen, obwohl dies nicht notwendigerweise eine genaue Messung des wahren Rauschpegels ist. Andere mögliche Verfahren sind eine Linearprädikation, eine Autokorrelation, etc., wobei diese häufig bei Rauschen-/kein-Rauschen-Algorithmen mit harter Entscheidung [„Improving Audio Codecs by Noise Substitution" D. Schultz, JAES, Bd. 44, Nr. 7/8, 1996] verwendet werden. Obwohl diese Verfahren versuchen, die Größe eines echten Rauschens in einem Signal zu messen, sind dieselben zum Messen eines Grundrauschpegels anwendbar, wie es in der vorliegenden Erfindung definiert ist, auch wenn dieselben keine gleich guten Ergebnisse wie das oben umrissene Verfahren ergeben. Es ist ebenfalls möglich, einen Analyse-durch-Synthese-Ansatz zu verwenden, d. h. einen, der einen Decodierer in dem Codierer aufweist und auf diese Weise einen korrekten Wert der Größe eines erforderlichen adaptiven Rauschens bewertet.
  • Adaptive Grundrauschaddition
  • Um das adaptive Grundrauschen anzuwenden, muss eine Spektralhüllkurvendarstellung des Signals verfügbar sein. Dies können lineare PCM-Werte für Filterbandimplementierungen oder eine LPC-Darstellung sein. Das Grundrauschen wird gemäß dieser Hüllkurve vor einem Einstellen desselben zu korrekten Pegeln gemäß den Werten, die durch den Decodierer empfangen werden, geformt. Es ist auch möglich, die Werte mit einem zusätzlichen Versatz, der in dem Decodierer gegeben ist, einzustellen.
  • Bei einer Decodiererimplementierung der vorliegenden Erfindung werden die empfangenen Grundrauschpegel mit einer oberen Begrenzung, die in dem Decodierer gegeben ist, verglichen, zu mehreren Filterbankkanälen abgebildet und nachfolgend durch ein LP-Filter sowohl zeitmäßig als auch frequenzmäßig, 2, geglättet. Das replizierte Hochbandsignal wird eingestellt, um den korrekten Gesamtsignalpegel zu erhalten, nach einem Addieren des Grundrauschens zu dem Signal. Die Einstellungsfaktoren und Grundrauschenergien werden gemäß Gl. 3 und Gl. 4 berechnet.
    Figure 00080001
    wobei k die Frequenzlinie angibt, l den Zeitindex für jeden Subbandabtastwert, sfb_nrg(k,l), die Hüllkurvendarstellung ist und nf(k,l) der Grundrauschpegel ist. Wenn ein Rauschen mit einer Energie noiseLevel(k,l) erzeugt wird und die Hochbandamplitude mit adjustFactor(k,l) eingestellt wird, werden das addierte Grundrauschen und das Hochband eine Energie gemäß sfb_nrg(k,l) aufweisen. Ein Beispiel des Ausgangs von dem Algorithmus ist in 2–5 angezeigt. 3 zeigt das Spektrum eines ursprünglichen Signals, das eine sehr ausgeprägte Formantenstruktur in dem Tiefband, aber viel weniger ausgeprägt in dem Hochband, enthält. Ein Verarbeiten desselben mit SBR ohne eine adaptive Grundrauschaddition ergibt ein Ergebnis gemäß Anspruch 4. Hier ist es offensichtlich, dass, obwohl die Formantenstruktur des replizierten Hochbands korrekt ist, der Grundrauschpegel zu niedrig ist. Der Grundrauschpegel, der gemäß der Erfindung geschätzt und angewendet wird, ergibt das Ergebnis von 5, bei dem das Grundrauschen, das dem replizierten Hochband überlagert ist, angezeigt ist. Der Vorteil einer adaptiven Grundrauschaddition ist sowohl visuell als auch hörbar offensichtlich.
  • Transponiererverstärkungsanpassung
  • Ein idealer Replikationsprozess, der mehrere Transpositionsfaktoren benutzt, erzeugt eine große Anzahl von harmonischen Komponenten und liefert eine harmonische Dichte ähnlich derselben des Originals. Ein Verfahren, um geeignete Verstärkungsfaktoren für die unterschiedlichen Oberschwingungen auszuwählen, ist unten beschrieben. Man nehme an, dass das Eingangssignal eine harmonische Reihe ist:
  • Figure 00090001
  • Eine Transposition um einen Faktor Zwei ergibt:
  • Figure 00090002
  • Es ist deutlich, dass jede zweite Oberschwingung in dem transponierten Signal fehlt. Um die harmonische Dichte zu erhöhen, werden Oberschwingungen von Transpositionen höherer Ordnung, M = 3,5 etc., zu dem Hochband addiert. Um am meisten von mehreren Oberschwingungen zu profitieren, ist es wichtig, die Pegel derselben geeignet einzustellen, um zu vermeiden, dass eine Oberschwingung innerhalb eines überlappenden Frequenzbereichs eine andere dominiert. Ein Problem, das entsteht, wenn dies vorgenommen wird, besteht darin, wie die Differenzen bei einem Signalpegel zwischen den Quellbereichen der Oberschwingungen zu handhaben sind. Diese Differenzen neigen ferner dazu, zwischen einem Programmmaterial zu variieren, was es schwierig macht, konstante Verstärkungsfaktoren für die unterschiedlichen Oberschwingungen zu verwenden. Ein Verfahren für eine Pegeleinstellung der Oberschwingungen, das die Spektralverteilung in dem Tiefband berücksichtigt, ist hier erläutert. Die Ausgangssignale von den Transponierern werden durch Verstärkungseinsteller zugeführt, addiert und zu der Hüllkurveneinstellungsfilterbank gesendet. Zu dieser Filterbank wird auch das Tiefbandsignal gesendet, wobei eine Spektralanalyse desselben ermöglicht ist. Bei der vorliegenden Erfindung werden die Signalleistungen der Quellbereiche entsprechend den unterschiedlichen Transpositionsfaktoren bewertet und die Verstärkungen der Oberschwingungen werden entsprechend eingestellt. Eine höher entwickelte Lösung besteht darin, die Steigung des Tiefbandspektrums zu schätzen und dies vor der Filterbank unter Verwendung einfacher Filterimplementierungen, z. B. Fächerfilter oder Shelving-Filter, zu kompensieren. Es ist wichtig, anzumerken, dass diese Prozedur die Abgleichsfunktionalität der Filterbank nicht beeinflusst und dass das Tiefband, das durch die Filterbank analysiert wird, durch dieselbe nicht wieder synthetisiert wird.
  • Rauschsubstitutionsbegrenzung
  • Gemäß dem Obigen (Gl. 5 und Gl. 6) wird das replizierte Hochband gelegentlich Löcher in dem Spektrum enthalten. Der Hüllkurveneinstellungsalgorithmus versucht, die Spektralhüllkurve des regenerierten Hochbands derselben des Originals ähnlich zu machen. Man nehme an, das ursprüngliche Signal weist eine hohe Energie innerhalb eines Frequenzbands auf und dass das transponierte Signal ein Spektralloch innerhalb dieses Frequenzbands zeigt. Dies impliziert, vorausgesetzt, dass die Verstärkungsfaktoren beliebige Werte annehmen dürfen, dass ein sehr hoher Verstärkungsfak tor auf dieses Frequenzband angewendet wird und ein Rauschen oder andere ungewollte Signalkomponenten zu der gleichen Energie wie derselben des Originals eingestellt werden. Dies wird als eine Substitution eines ungewollten Rauschens bezeichnet. Man lasse P1 = [p11,...,p1N] Gl. 7die Skalierungsfaktoren des ursprünglichen Signals zu einer gegebenen Zeit und P2 = [p21,...p2N] Gl. 8die entsprechenden Skalierungsfaktoren des transponierten Signals sein, wobei jedes Element der zwei Vektoren eine Subbandenergie darstellt, die zeitmäßig und frequenzmäßig normiert ist. Die erforderlichen Verstärkungsfaktoren für die Spektralhüllkurveneinstellungsfilterbank werden erhalten als
  • Figure 00110001
  • Durch ein Beobachten von G ist es trivial, die Frequenzbänder mit einer Substitution eines unerwünschten Rauschens zu bestimmen, da dieselben viel höhere Verstärkungsfaktoren als die anderen zeigen. Die Substitution eines unerwünschten Rauschens wird somit ohne weiteres durch ein Anwenden eines Begrenzers auf die Verstärkungsfaktoren vermieden, d. h. ein Ermöglichen, dass dieselben bis zu einer bestimmten Begrenzung, gmax, frei variieren. Die Verstärkungsfaktoren unter Verwendung des Rauschbegrenzers werden erhalten durch Glim = [min(g1, gmax),..., min(gN, gmax)]. Gl . 10
  • Dieser Ausdruck zeigt jedoch lediglich das Grundprinzip dieser Rauschbegrenzer an. Da die Spektralhüllkurve des transponierten und des ursprünglichen Signals sich sowohl bei einem Pegel als auch einer Steigung erheblich unterscheiden könnten, ist es nicht machbar, konstante Werte für gmax zu verwenden. An Stelle dessen wird die durchschnittliche Verstärkung, definiert als
    Figure 00120001
    berechnet und die Verstärkungsfaktoren dürfen dieselbe um eine bestimmte Größe überschreiten. Um Breitbandpegelvariationen zu berücksichtigen, ist es ferner möglich, die zwei Vektoren P1 und P2 in unterschiedliche Teilvektoren zu teilen und dieselben entsprechend zu verarbeiten. Auf diese Weise wird ein sehr effizienter Rauschbegrenzer erhalten, ohne die Funktionalität der Pegeleinstellung der Subbandsignale, die nützliche Informationen enthalten, zu stören oder zu begrenzen.
  • Interpolation
  • Bei Subbandaudiocodierern werden die Kanäle der Analysefilterbank häufig gruppiert, wenn Skalierungsfaktoren erzeugt werden. Die Skalierungsfaktoren stellen einen Schätzwert der Spektraldichte innerhalb des Frequenzbands dar, das die gruppierten Analysefilterbankkanäle enthält. Um die niedrigstmögliche Bitrate zu erhalten, ist es erwünscht, die Anzahl von gesendeten Skalierungsfaktoren zu minimieren, was die Verwendung von größtmöglichen Gruppen von Filterkanälen impliziert. Gewöhnlich wird dies durch ein Gruppieren der Frequenzbänder gemäß einer Bark-Skala vorgenommen, wobei so die logarithmische Frequenzauflösung des menschlichen Hörsystems ausgenutzt wird. Bei einer SBR-Decodierer-Hüllkurveneinstellungsfilterbank ist es möglich, die Kanäle identisch zu der Gruppierung zu gruppieren, die während der Skalierungsfaktorberechnung bei dem Codierer verwendet wird. Die Einstellungsfilterbank kann jedoch durch ein Interpolieren von Werten aus den empfangenen Skalierungsfaktoren auf einer Filterbankkanalbasis immer noch wirksam sein. Das einfachste Interpolationsverfahren besteht darin, jedem Filterbankkanal innerhalb der Gruppe, die für die Skalierungsfaktorberechnung verwendet wird, den Wert des Skalierungsfaktors zuzuweisen. Das transponierte Signal wird ferner analysiert und ein Skalierungsfaktor pro Filterbankkanal wird berechnet. Diese Skalierungsfaktoren und die interpolierten, die die ursprüngliche Spektralhüllkurve darstellen, werden verwendet, um die Verstärkungsfaktoren gemäß dem Obigen zu berechnen. Es gibt zwei Hauptvorteile bei diesem Frequenzbereich-Interpolierungsschema. Das transponierte Signal weist gewöhnlich ein dünner besetztes Spektrum als das ursprüngliche auf. Eine Spektralglättung ist somit vorteilhaft und dasselbe wird effizienter gemacht, wenn dasselbe an schmalen Frequenzbändern verglichen mit breiten Bändern wirksam ist. Mit anderen Worten können die erzeugten Oberschwingungen besser durch die Hüllkurveneinstellungsfilterbank isoliert und gesteuert werden. Ferner wird die Leistungsfähigkeit des Rauschbegrenzers verbessert, da Spektrallöcher bei einer höheren Frequenzauflösung besser geschätzt und gesteuert werden können.
  • Glättung
  • Nach einem Erhalten der Verstärkungsfaktoren ist es vorteilhaft, ein zeitmäßiges und frequenzmäßiges Glätten anzuwenden, um ein Aliasing und ein Nachschwingen oder Ringing bei der Einstellungsfilterbank sowie eine Welligkeit bei den Verstärkungsfaktoren zu vermeiden. 6 zeigt die Verstärkungsfaktoren an, die mit den entsprechenden Subbandabtastwerten multipliziert werden sollen. Die Figur stellt zwei Hochauflösungsblöcke gefolgt durch drei Niedrigauflösungsblöcke und einen Hochauflösungsblock dar. Dieselbe zeigt ferner die abnehmende Frequenzauflösung bei höheren Frequenzen. Die Schärfe von 6 ist in 7 durch ein Filtern der Verstärkungsfaktoren sowohl zeitmäßig als auch frequenzmäßig zum Beispiel durch ein Einsetzen eines gewichteten gleitenden Mittels eliminiert. Es ist jedoch wichtig, die Transientenstruktur für die kurzen Blöcke zeitmäßig beizubehalten, um das Transientenansprechen des replizierten Frequenzbereichs nicht zu reduzieren. Gleichermaßen ist es wichtig, die Verstärkungsfaktoren für die Hochauflösungsblöcke nicht übermäßig zu filtern, um die Formantenstruktur des replizierten Frequenzbereichs beibehalten. In 9b ist das Filtern beabsichtigterweise für eine bessere Sichtbarkeit übertrieben.
  • Praktische Implementierungen
  • Die vorliegende Erfindung kann sowohl in Hardwarechips als auch in DSPs für verschiedene Arten von Systemen, für eine Speicherung oder Sendung von Signalen, analog oder digital, unter Verwendung beliebiger Codecs implementiert werden. 8 und 9 zeigen eine mögliche Implementierung der vorliegenden Erfindung. Hier wird eine Hochbandrekonstruktion mittels einer Spektralbandreplikation, SBR, vorgenommen. In 8 ist die Codiererseite angezeigt. Das analoge Eingangssignal wird dem A/D-Wandler 801 und einem beliebigen Audiocodierer, 802, sowie der Grundrauschpegelschätzeinheit 803 und einer Hüllkurvenextraktionseinheit 804 zugeführt. Die codierten Informationen werden in einen seriellen Bitstrom, 805, gemultiplext und gesendet oder gespeichert. In 9 ist eine typische Decodiererimplementierung angezeigt. Der serielle Bitstrom wird gedemultiplext, 901, und die Hüllkurvendaten werden decodiert, 902, d. h. die Spektralhüllkurve des Hochbands und der Grundrauschpegel. Das gedemultiplexte quellcodierte Signal wird unter Verwendung eines beliebigen Audiodecodierers, 903, decodiert und aufwärts abgetastet 904. Bei der vorliegenden Implementierung wird eine SBR-Transposition bei einer Einheit 905 angewendet. Bei dieser Einheit werden die unterschiedlichen Oberschwingungen unter Verwendung der Rückkopplungsinformationen von der Analysefilterbank, 908, gemäß der vorliegenden Erfindung verstärkt. Die Grundrauschpegeldaten werden zu der Adaptive-Grundrauschaddi tion-Einheit, 906, gesendet, wo ein Grundrauschen erzeugt wird. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die Spektralhüllkurvendaten interpoliert, 907, und die Verstärkungsfaktoren werden begrenzt 909 und geglättet 910. Das rekonstruierte Hochband wird eingestellt 911 und das adaptive Rauschen wird addiert. Schließlich wird das Signal wieder synthetisiert 912 und zu dem verzögerten 913 Tiefband addiert. Das digitale Ausgangssignal wird zurück in einen analogen Signalverlauf 914 umgewandelt.

Claims (6)

  1. Eine Vorrichtung zum Verbessern eines Quelldecodierers, wobei der Quelldecodierer ein decodiertes Audiosignal durch ein Decodieren eines codierten Signals erzeugt, das durch ein Quellcodieren eines ursprünglichen Signals erhalten wird, wobei das ursprüngliche Signal einen Tiefbandabschnitt und einen Hochbandabschnitt aufweist, wobei das codierte Signal den Tiefbandabschnitt des ursprünglichen Signals umfasst und den Hochbandabschnitt des ursprünglichen Signals nicht umfasst, wobei das decodierte Signal für eine Hochfrequenzrekonstruktion verwendet wird, um ein hochfrequenzrekonstruiertes Signal zu erhalten, das einen rekonstruierten Hochbandabschnitt des ursprünglichen Signals umfasst, die folgende Merkmale aufweist: einen Einsteller (907, 909, 910, 911) zum Einstellen einer Spektralhüllkurve des hochfrequenzrekonstruierten Signals unter Verwendung begrenzter Verstärkungsfaktoren für ausgewählte Frequenzbänder des hochfrequenzrekonstruierten Signals, wobei der Einsteller folgende Merkmale umfasst: einen Verstärkungsfaktor-Berechner zum Berechnen von Hüllkurveneinstellungsverstärkungsfaktoren für Frequenzbänder des hochfrequenzrekonstruierten Signals; einen Begrenzer (909) zum Begrenzen von Hüllkurveneinstellungsverstärkungsfaktoren für die ausgewählten Frequenzbänder, wobei der Begrenzer wirksam ist, um die Hüllkurveneinstellungsverstärkungsfaktoren zu beobachten, um die ausgewählten Frequenzbänder als die Frequenzbänder zu bestimmen, die Verstärkungsfaktoren aufweisen, die eine bestimmte Verstärkungsfaktorgrenze überschreiten, und um die Verstärkungsfaktoren der ausgewählten Frequenzbänder zu begrenzen.
  2. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der der Verstärkungsfaktor-Berechner wirksam ist, um die Verstärkungsfaktoren unter Verwendung der folgenden Gleichung zu bestimmen:
    Figure 00170001
    wobei g1,..., gN die Verstärkungsfaktoren für Frequenzbänder 1,..., N sind, wobei P1 = [p11,...,p1N] Skalierungsfaktoren für die Frequenzbänder 1,..., N des ursprünglichen Signals zu einer gegebenen Zeit sind, und wobei P2 = [p21,..., p2N] Skalierungsfaktoren für die Frequenzbänder des transponierten Signals sind.
  3. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 2, bei der ein Element pij in den Vektoren P1 und P2 eine Frequenzbandenergie darstellt, die in einer Zeit und einer Frequenz normiert ist.
  4. Die Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Begrenzer wirksam ist, um die Verstärkungsfaktoren der ausgewählten Frequenzbänder durch ein Anwenden der folgenden Gleichung zu begrenzen: Glim = [min(g1, gmax),..., min (gN, gmax)], wobei Glim ein Vektor ist, der die begrenzten und unbegrenzten Verstärkungsfaktoren g1,..., gN für die Frequenzbänder 1,..., N aufweist, wobei min(,) die Minimumfunktion ist, und wobei gmax die bestimmte Verstärkungsfaktorgrenze ist.
  5. Die Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Begrenzer (909) wirksam ist, um unter Verwendung der folgenden Gleichung eine durchschnittliche Verstärkung Gavg zu bestimmen:
    Figure 00180001
    wobei P1 = [p11,..., p1N] Skalierungsfaktoren für die Frequenzbänder 1,..., N des ursprünglichen Signals zu einer gegebenen Zeit sind, wobei P2 = [p21,..., P2N] Skalierungsfaktoren für die Frequenzbänder des transponierten Signals sind, und wobei die durchschnittliche Verstärkung plus eines bestimmten Betrags die bestimmte Verstärkungsfaktorgrenze ist.
  6. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 5, bei der der Begrenzer (909) wirksam ist, um die zwei Vektoren P1 und P2 in unterschiedliche Teilvektoren zu dividieren.
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