-
Die
Erfindung betrifft einen Phasendetektor für eine Phasenregelschleife.
Insbesondere soll der Phasendetektor bei einer Phasenregelschleife
eingesetzt werden, die der Rückgewinnung
des Datentaktes eines aufgezeichneten oder übertragenen Datensignals dient.
Das aufgezeichnete oder empfangene Datensignal enthält implizit
den Datentakt und ist damit selbsttaktend.
-
Stand der Technik
-
Die
Erfindung geht aus von einem Phasendetektor für eine Phasenregelschleife
nach der Gattung des unabhängigen
Anspruchs 1. Phasenregelschleifen sind in dem Stand der Technik
vielfältig
beschrieben. Als Beispiel wird auf das US-Patent US-A-5 693 376 hingewiesen, in
dem eine programmierbare Phasenregelschleife beschrieben ist, die ebenfalls
auch zum Einsatz kommt für
eine Rückgewinnung
des Datentaktes bei Auslesen eines auf einem Speichermedium aufgezeichneten
Datensignals. Das Speichermedium betrifft laut Beschreibung eine
Festplatte oder eine Diskette eines Computers. Das aufgezeichnete
Signal wird in der Beschreibung als MFM-Signal bezeichnet. Hierbei
bedeutet MFM die Abkürzung
für "modified frequency
modification". Bei
der magnetischen Datenaufzeichnung betreffen die Aufzeichnungssignale
sogenannte ternäre
Datensignale, d.h. Datensignale die die 3 Zustände +1, –1 und 0 aufweisen können. Das
vom Speichermedium gelesene Signal liegt zunächst in analoger Form vor.
Dieses Signal wird nach Filterung und Pulsverstärkung direkt der Phasenregelschleife
zur Rückgewinnung
des Datentaktes zugeführt.
Das Signal liegt also nach wie vor als analoges Signal vor und wird
in dem Phasendetektor der Phasenregelschleife auch analog verarbeitet.
-
Bei
der Realisierung einer solchen Phasenregelschleife müssen aber
hochwertige analoge Komponenten eingesetzt werden, da sonst die
alterungs- und temperaturbedingten Bauteilstreuungen sehr leicht
zu Verfälschungen
in der Phasenregelung führen
können.
Ein weiterer Nachteil kann auch darin bestehen, daß EMV-Einstrahlungen
bei solchen Komponenten leichter möglich sind, wenn sie nicht durch
aufwendige Abschirmungsmaßnahmen
verhindert werden.
-
Aufgrund
dieser Nachteile besteht das Bedürfnis
nach einer digitalen Realisierung einer Phasenregelschleife. Diese
soll möglichst
leicht auf einem Chip integriert werden können und aber noch so genau
arbeiten, daß bei
Wiedergabe eines aufgezeichneten oder übertragenen Datensignals der
Abtastzeitpunkt zur Rückgewinnung
der Daten möglichst
optimal gelegt wird, so daß eine
optimale Abtastung möglichst
in der Mitte des Auges im Augendiagramm erfolgen kann.
-
Aus
der JP-A-8031110 ist eine Lösung
für eine
digitale Ausführung
einer Phasenregelschleife bekannt geworden. Dabei wird ein von einem
Magnetband gelesenes Aufzeichnungssignal einem Equalizer zugeführt und
anschließend
in einem A/D-Wandler
digitalisiert. Das digitale Datensignal wird dann einerseits über eine
Verzögerungsschaltung
geführt
und andererseits direkt an eine Subtraktionsschaltung weitergegeben.
In der Subtraktionsschaltung wird das unverzögerte Datensignal vom verzögerten Datensignal
abgezogen. Das so entstandene Differenzsignal wird einer Abtast-
und Halteschaltung zugeleitet. Die Abtast- und Halteschaltung wird
getaktet mit dem Ausgangssignal einer Datenmustererkennungsschaltung,
der das unverzögerte
Datensignal zugeleitet wird. Nur wenn ein spezifisches Datenmuster
in dieser Schaltung erkannt wird, wird die Abtast- und Halteschaltung
getaktet. Der abgetastete Wert repräsentiert dann eine Phasendifferenz
zwischen dem Datentaktsignal und dem Erkennungszeitpunkt des spezifischen
Datenmusters. Diese Phasendifferenz wird benutzt um den spannungsgesteuerten
Oszillator VCO nachzustellen, mit dem die Abtastfrequenz für das aufgezeichnete
Datensignal erzeugt wird. Zwischen Abtast- und Halteschaltung und
VCO ist noch ein Schleifenfilter vorgesehen, das zur Stabilisierung
der Regelung des VCO dient. Bei der Lösung in diesem Dokument ist
eine Phasenregelung nur mit solchen Abtastwerten gegeben, die mit
der Erkennung eines bestimmten Musters im Datensignal zusammenfallen.
Die Wiederholrate dieser Muster kann allerdings sehr klein sein,
so daß sich lange
Regelzeiten ergeben können,
bis die optimale Taktfrequenz eingestellt ist. US-Patent 5,452,326
offenbart einen Phasendetektor gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs
1.
-
Erfindung
-
Gegenüber der
Lösung
in der Druckschrift JP-A-8031110 ist es die Aufgabe der Erfindung,
einen verbesserten Phasendetektor zu schaffen, mit dem das Regelverhalten
der Phasenregelschleife verbessert werden kann, bei gleichzeitiger
Berücksichtigung
der Forderung nach einem möglichst
einfachen Schaltungsdesign.
-
Die
Aufgabe wird durch die Merkmale des unabhängigen Anspruchs 1 gelöst. Gemäß der Erfindung
wird bei dem neuen Phasendetektor ebenfalls auf das bewährte Prinzip
der Differenzbildung zwischen verzögerten und unverzögerten Abtastwerten zurückgegriffen.
Dann wird aber neu eine Verarbeitungsstufe vorgesehen, in der dem
jeweilligen Differenzwert einer von mehreren möglichen Werten zugeordnet wird.
Insbesondere kann es sich bei diesen Werten um die Zahlen +1, –1 und 0
handeln, je nachdem ob z.B. der Differenzwert größer, kleiner oder gleich 0
ist. Die so zugewiesenen Werte werden dann einer Filter- oder Regelungsstufe
zugeleitet, an dessen Ausgang der Phasenfehler abgreifbar ist. Der
so gewonnene Phasenfehler stellt dann wie üblich den spannungsgesteuerten
Oszillator nach. Im Prinzip braucht für die Erfindung nicht einmal
eine separate Differenzbildung gemacht zu werden. Es reicht schon eine
Vergleichsstufe, die überprüft ob der
verzögerte Abtastwert
größer, kleiner
oder gleich Null zu dem unverzögerten
Abtrastwert ist und eine dementsprechende Zuweisung der Zahlen +1, –1 und 0
vornimmt.
-
Mit
dieser Lösung
ergibt sich der Vorteil, daß ein
sehr einfacher Phasendetektor verfügbar wird, der noch einfacher
auf einem Chip integriert werden kann. Es braucht keine weitere
Abtasthalteschaltung vorgesehen werden und ebenfalls auch eine kompliziertere
Anordnung zur Datenmustererkennung kann entfallen. Die Verarbeitungsstufe,
die den Differenzwerten die zulässigen
Werte zuordnet, kann ebenfalls einfach aufgebaut sein. Im einfachsten
Fall besteht sie aus einer Anordung zur Vorzeichenerkennung von
den Differenzwerten und einem Multiplexer, der abhängig vom
Vorzeichen einen der drei möglichen
Werte ausgibt. Ein weiterer Vorteil der Anordung besteht noch darin,
daß vorhandene
Phasenfehler sehr schnell ausgeregelt werden können. Bei dieser Lösung ist
es ja so, daß jeder
Abtastwert des Datensignals im Phasendetektor berücksichtigt
wird und zur Phasenregelung beiträgt.
-
Weitere
Vorteile des beschriebenen Phasendetektors bestehen noch darin,
daß bei
Verwendung des vorgeschlagenen digitalen Phasendetektors eine Abtastung
des analogen Wiedergabesignals mit dem im Datensignal implizit vorhandenen
Datentakt erfolgen kann. Es ist keine Überabtastung nötig. Daraus folgt,
daß ein
einfacher "Low-end" und "Low-cost" -A/D-Wandler verwendet
werden kann. Dies bedingt gleichzeitig, daß ggf. auch in der ganzen Phasenregelschleife
kein Bauteil nötig
ist, das mit höherer Taktfrequenz
arbeiten muß.
Dies reduziert die Kosten der Implementierung beträchtlich.
-
Mit
der vorgeschlagenen digitalen Phasendetektorstufe wird durch das
entsprechende Nachführen
der VCO-Frequenz der Abtastzeitpunkt für das Wiedergabesignal immer
sehr schnell auf die Mitte der Augenöffnung im Augendiagramm gelegt. Vorhandenes
Rauschen im Wiegergabesignal mittelt sich durch die Differenzbildung/Vergleichsoperation schnell
heraus. Außerdem
funktioniert die Lösung weitgehend
amplitudenunabhängig.
-
Im
Fall von Datenausfällen
(Drop-outs), besitzt eine Phasenregelschleife mit dem erfindungsgemäßen Phasendetektor
sehr schöne
Halteeigenschaften, d.h. die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators
bleibt stabil, da sie nur von der Drift des VCO-Bauteils abhängt. Die
eingesetzten Komponenten sind sehr leicht digital zu realisieren
und bis auf den VCO auf einem Chip zu integrieren.
-
Durch
die in den abhängigen
Ansprüchen aufgeführten Maßnahmen
sind weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen des
in Anspruch 1 genannten Phasendetektors möglich.
-
Wenn
das aufgezeichnete Datensignal ein ternäres Datensignal ist, d.h. ein
Datensignal in dem positive und negative Signalanteile aufeinanderfolgen,
so ist es sehr vorteilhaft, wenn zur Signalaufbereitung das abgetastete
und digitalisierte Datensignal zunächst eine Gleichrichterstufe
passiert. Dadurch werden die negativen Anteile des Datensignals
in positive Anteile überführt und
es entstehen keine Probleme bei der nachfolgenden Differenzbildung/Vergleichsoperation.
-
Um "Intersymbol-Interference" zwischen benachbarten
Signalkomponenten zu vermeiden, hat es sich weiterhin als vorteilhaft
erwiesen, wenn positive und negative Signalanteile im Datensignal
vor der Gleichrichtung einer Trennstufe zugeführt werden, die das Datensignal
nach positiven und negativen Zweig auftrennt. Beide Zweige werden
dann separat behandelt, d.h. Verzögerungs- und Subtraktionsstufen
sowie die zugehörige
Bearbeitungsstufe zur Zuweisung von Daten müssen für jeden Zweig einzeln vorhanden
sein. Zusätzlich
ist dann noch eine Additionsstufe erforderlich, in der die zugewiesenen Ausgangswerte
beider Zweige addiert werden und so kombiniert an die Filter- oder
Regelungsstufe weitergeleitet werden.
-
Um
eine noch weitere Optimierung des Fangverhaltens der Phasenregelschleife
bei Geräten mit
optischer Datenaufzeichnung (DVD, CD) zu erzielen, hat sich noch
gezeigt, daß eine
kombinierte Lösung
mit Phasendetektion einerseits in getrennten Zweigen sowie weiterer
Phasendetektion in einem alles umfassenden Zweig noch bessere Ergebnisse liefert.
Dabei werden die zugewiesenen Ausgangswerte dreier verschiedener
Subtraktionsstufen in der Additionsstufe miteinander kombiniert.
Dieser Vorschlag rührt
daher, weil sich gezeigt hat, daß für manche Muster im wiedergegebenen
Datenstrom die Lösung
mit nur einem Zweig bessere Ergebnisse lieferte und für andere
Muster die Lösung
mit getrennten Zweigen bessere Ergebnisse erzielte. Eine Kombination
beider Lösungen
ergibt dann eine optimierte Lösung
für solche
Wiedergabesignale.
-
Zeichnungen
-
Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden in
der nachfolgenden Beschreibung näher
erläutert.
Es zeigen:
-
1 ein
Blockschaltbild einer Taktrückgewinnungsstufe
mit Phasenregelschleife;
-
2 ein
Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Phasendetektors sowie zugehörige Signalverläufe;
-
3 die
Transferfunktion des in 2 dargestellten Phasendetektors;
-
4 ein
Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Phasendetektors gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel
und
-
5 ein
Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Phasendetektors gemäß einem
dritten Ausführungsbeispiel.
-
Ausführungsbeispiele der Erfindung
-
Der
erfindungsgemäße Phasendetektor dient
zum Einsatz in einer digitalen Realisierung einer Phasenregelschleife.
Solche PLL-Schaltungen können vielfältig eingesetzt
werden, wo z.B. die auf einem Speichermedium digital aufgezeichneten
Daten zurückgewonnen
werden müssen
oder auch wo ein übertragener
Datenstrom empfangen wird dessen Daten ebenfalls zurückgewonnen
werden müssen.
Sehr häufig
sind die aufgezeichneten oder übertragenen
Datensignale selbsttaktend, d.h. daß sie so codiert sind, daß genügend Flanken
im Datensignal auftreten, daß mit üblichen
PLL-Schaltungen zuverlässig
der Datentakt zurückgewonnen
werden kann. Die Erfindung wird deshalb auch im folgenden am Beispiel
dieses wichtigen Anwendungsfalles näher erläutert.
-
Mit
der Bezugszahl 10 ist in 1 eine Datenquelle
bezeichnet. Bekannte Datenaufzeichnungsgeräte sind z.B. digitale Videorekorder
nach dem D-VHS-Standard, DVC-Geräte,
DVD-Geräte, CD-Geräte, MD-Geräte usw.
Beispiele für
Geräte,
die digital übertragene
Daten empfangen, sind z.B. DVB-Receiver,
oder DAB-Empfänger.
Mit der Bezugszahl 20 ist ein A/D-Wandler indiziert. Darin
wird das ausgelesene oder empfangene Signal in digitale Form umgewandelt.
Anschließend
folgt im Signalverlauf eine Filterstufe 30. Darin findet
eine Signalaufbereitung statt. Dies kann beispielsweise mit Hilfe
eines rückgekoppelten,
digitalen Hochpassfilters geschehen, der das Entscheidungsfenster
bzw. Die Entscheidungsschwelle für
das Signal auf die Nullachse des Signals legt (dort sind die Abtastwerte
digital Null). Solch eine Filterstufe ist aus dem Stand der Technik
bekannt. Als Beispiel wird auf den DVD-Standard verwiesen, wo eine solche Komponente
ebenfalls beschrieben ist.
-
Als
nächstes
folgt mit der Bezugszahl 40 eine Equalizer-Einheit. Die gezeigte
Equalizer-Einheit ist eine digitale Einheit. Allerdings muß die Anordnung
des Equalizers nicht unbedingt an dieser Stelle sein. Alternativ
könnte
auch ein analoger Equalizer verwendet werden, der dann allerdings
vor dem A/D-Wandler 20 anzuordnen wäre. Daran anschließend folgt
eine digitale Vorstufe 50 für die Phasenfehlerermittlung.
Auf diese Einheit wird nachfolgend noch detailliert eingegangen.
Der Vorstufe 50 nachgeschaltet ist eine Filter- bzw. Regelungsstufe 60.
Für die
hier beschriebene Anwendung der Taktrückgewinnung hat sich eine PI-Regelungsstufe (Proportional
Integral) als vorteilhaft erwiesen. Solche PI-Regelungsstufen sind ebenfalls aus dem Stand
der Technik bekannt. In dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel
ist eine digitale Realisierung der PI-Regelungsstufe vorgesehen.
In einem anderen Ausführungsbeispiel
könnte
aber auch eine analoge Realisierung der PI-Regelungsstufe verwendet
werden.
-
Im
nachfolgenden wird die Filter- bzw. Regelungsstufe 60 als
notwendige Komponente des Phasendetektors 90 aufgefasst,
da sich gezeigt hat, daß die
in der Vorstufe 50 generierten Ausgangswerte nicht unaufbereitet
für die
Nachsteuerung des VCO geeignet sind und nur das Regelverhalten der
Phasenregelschleife verschlechtern würden. Diese Zusammengehörigkeit
von Vorstufe und Filter- bzw. Regelungsstufe ist durch schraffierte
Umrandung hervorgehoben. Das Ausgangssignal der Filter- bzw. Regelungsstufe 60 wird
dann in einem D/A-Wandler 70 in ein analoges Signal umgewandelt
womit dann der Steuereingang eines nachgeschalteten spannungsgesteuerten
Oszillators 80 beaufschlagt wird. Der VCO 80 erzeugt
direkt das Datentaktsignal. Das so erzeugte Datentaktsignal wird
dem A/D-Wandler 20 zugeführt. Dies
ist möglich,
weil der erfindungsgemäße Phasendetektor
für die
Ermittlung des Phasenfehlers ohne Überabtastung auskommt. Auch
alle anderen aufgelisteten Komponenten 30 bis 70 können mit
dem gleichen Takt versorgt werden. Wenn diese Komponenten jedoch
nicht dazu ausgelegt sind, mit diesem Takt zu arbeiten, kann ihnen
ein anderer Takt zugeleitet sein, insbesondere mit erhöhter Taktfrequenz.
-
Nachfolgend
wird auf den Aufbau und die Funktionsweise der digitalen Vorstufe 50 näher eingegangen.
Sein Aufbau ist in dem Blockschaltbild im linken Teil der 2 dargestellt.
Das vom Equalizer 40 stammende Signal wird zunächst in
einem Gleichrichter 51 gleichgerichtet. Das gleichgerichtete
Signal wird dann einer Verzögerungsstufe 52 zugeleitet.
Die Verzögerungsstufe 52 verzögert das
Datensignal um einen Abtasttakt. Das verzögerte Signal wird einem b-Eingang
einer Subtraktionsstufe 51 zugeführt. Dem a-Eingang der Subtraktionsstufe 53 wird
das unverzögerte
Datensignal zugeleitet. In der Subtraktionsstufe 53 wird
der verzögerte
Abtastwert am b-Eingang vom unverzögerten, aktuellen Abtastwert
am a-Eingang abgezogen. Der resultierende Differenzwert wird anschließend in
einer Verarbeitungsstufe 54 analysiert. Die Verarbeitungsstufe 54 weist
dem Differenzwert im einfachsten Fall einen von drei möglichen
Ausgangswerten zu. Und zwar handelt es sich im einfachsten Fall
um die Ausgangswerte +1, 0, –1. Die
Zuweisung geht dabei wie folgt vor sich: Sie besteht in einer einfachen
Vorzeichenüberprüfung. Ist der
Differenzwert größer als
0, so wird ihm der Wert +1 zugeordnet. Ist der Differenzwert im
Rahmen der Rechengenauigkeit =0, so wird dem Differenzwert der Wert
0 zugeordnet. Ist der Differenzwert kleiner als 0, so wird ihm als
Ausgangswert der Wert –1
zugeordnet.
-
Abweichend
von dieser Ausgestaltung der Verarbeitungsstufe 54, kann
sie auch so ausgelegt sein, daß in
ihr bestimmte Bänder
festgelegt sind, innerhalb dessen zugehörige Werte zugewiesen werden.
Zum Beispiel kann auch ein Band für die Zuweisung des Wertes
0 vorgesehen sein, daß dann
symmetrisch um den Nullpunkt der Differenzwert-Achse liegt. Eine
weitere Ausgestaltung kann darin bestehen, daß mehr als 3 Werte zugewiesen
werden, z.B. 5,7,9, usw. Für
jeden einzelnen Wert muß dann
ein zugehöriger
Bandbereich vorgesehen sein. Liegt der Differenzwert in dem zugeordnetem
Band, wird der entsprechende Ausgangswert zugewiesen.
-
Noch
eine weitere alternative Ausführungsform
besteht darin, daß statt
getrennter Subtraktionsstufe 53 und Verarbeitungsstufe 54 eine
Vergleichsstufe vorgesehen ist, die die den verzögerten mit dem unverzögerten Abtastwert
direkt vergleicht und je nach Vergleichsergebnis größer, kleiner
und gleich den dementsprechenden Wert zuweist. Beide Ausführungen
werden als äquivalent
angesehen.
-
Der
zugewiesene Wert ist der Ausgangswert der Phasenvorstufe 50 und
wird an die Filter- bzw. Regelungsstufe 60 weitergeleitet.
Die Ermittlung des Phasenfehlers ergibt sich erst nach Zusammenfassung
bzw. Analyse mehrerer aufeinanderfolgender Ausgangswerte der Phasenvorstufe 50.
-
Dies
wird nachfolgend anhand der Signalverläufe im rechten Teil der 2 verdeutlicht.
Der Signalverlauf des digitalisierten Eingangssignals ist im oberen
Teil der 2 wiedergegeben. Gezeigt ist
für 3 verschiedene
Fälle die
Aufeinanderfolge eines positiven 1T-Pulses (gekennzeichnet durch
die drei aufeinanderfolgenden Werte 0, +1,0) und eines negativen
1T-Pulses (gekennzeichnet durch die drei aufeinanderfolgenden Werte
0, –1,0).
Durch gestrichelte, vertikale Linien sind die Abtastpunkte für das Signal markiert.
Im mittleren Teil der Figur ist eine Situation dargestellt, in der
der Abtastzeitpunkt optimal im Maximum bzw. Minimum des betrachteten
Signalverlaufs erfolgt. Im linken Teil des Bildes ist eine Situation
wiedergegeben, in der die Abtastung mit inkorrekter Phase erfolgt,
im dargestellten Fall liegt der Abtastpunkt nach links verschoben
gegenüber
der augenmittigen Abtastung. Im rechten Teil der 2 liegt ebenfalls
eine phasenverschobene Abtastung vor wobei hier eine Situation wiedergegeben
ist, in der die Abtastung rechts von der Augenmitte erfolgt. Der Signalverlauf
nach Gleichrichtung im Gleichrichter 51 ist im mittleren
Teil der 2 dargestellt. Die negativen
Signalanteile werden durch die Gleichrichtung ebenfalls zu positiven
Signalanteilen. Die Anzahl der positiven Pulse ist dadurch verdoppelt.
Das Ausgangssignal nach Differenzbildung in der Subtraktionsstufe 53 ist
im unteren Signaldiagramm von 2 wiedergegeben.
Durch die Differenzbildung zwischen verzögertem und unverzögertem Abtastwert wird
für jeden
positiven Puls ein Wechselimpuls erzeugt, der sowohl positive wie
auch negative Anteile enthält.
Ein einfaches Aufsummieren dieser Differenzwerte zu den Abtastzeitpunkten
könnte
noch nicht zur optimalen Phasenfehlerermittlung herangezogen werden,
weil die Werte sich größenmäßig ausgleichen
würden.
Dies ist auch anhand der Signalverläufe im linken und rechten Teil
von 2 erkennbar. Zwar liegt z.B. für den Fall der Abtastung links
von der Augenmitte nur ein Differenzwert im negativen Bereich, jedoch
ist dieser Wert absolut gesehen größer als die einzelnen positiven
Differenzwerte zu den Abtastzeitpunkten vorher. Im Mittel würde sich
so kein eindeutiger Phasenfehler ablesen lassen.
-
Durch
die erfindungsgemäße Zuweisung
von Ausgangswerten zu den Differenzwerten in der Verarbeitungsstufe 54 wird
diese Situation verändert. Entsprechend
der vorhergehenden Beschreibung von der Zuweisung in der Verarbeitunsstufe 54 wird nämlich jedem
positiven Abtastwert pauschal der Ausgangswert +1 zugewiesen und
jedem negativen Abtastwert pauschal der Ausgangswert –1. Die
Abfolge dieser zugewiesenen Werte ist im unteren Abschnitt der 2 wiedergegeben.
Deutlich ist erkennbar, daß schon
bei der Aufsummation von 9 aufeinanderfolgenden Abtastwerten als
resultierende Summe der Wert +2 ausgegeben wird. Dies gilt für den zuvor
erwähnten
Fall der Abtastung links von der Augenmitte. Bei phasenrichiger
Abtastung in der Augenmitte entsteht indes als resultierender Wert
der Wert 0 und bei der Darstellung im rechten Teil des Signaldiagramms
für die
Abtastung rechts von der Augenmitte entsteht als resultierender
Wert der Ausgangswert –2.
Die Aufsummation der so ausgegebenen Werte ist somit ein Maß für den vorliegenden Phasenfehler
bei der Abtastung. Für
die Erfindung reicht es somit aus, daß die Filter bzw. Regelungsstufe 60 im
einfachsten Fall aus einer Zählanordnung besteht,
die durch die Ausgangswerte der Verarbeitungsstufe 54 gesteuert
wird. Die Steuerung erfolgt dabei so, daß der Zähler inkrementiert wird, wenn
als Ausgangswert der Wert +1 ausgegeben wird, dekrementiert, wenn
als Ausgangswert der Wert –1
ausgegeben wird und angehalten wird, wenn als Ausgangswert der Wert
0 ausgegeben wird. Dies entspricht andererseits auch einer einfachen
Addition der Ausgangswerte. Nach einem vorgegebenen Intervall (hier
z.B. 9 Abtastwerte) wird dann der im Zähler stehende Wert ausgewertet
und zur Nachsteuerung des VCO verwendet. Wie schon zuvor in der 1 dargestellt,
kann die Filter- bzw. Regelungsstufe 60 auch als PI-Regler
aufgebaut sein. Dies hat sich ebenfalls für das Regelverhalten der PLL
als vorteilhaft erwiesen.
-
Die
Transferfunktion des beschriebenen Phasendetektors für das gezeigte
Beispiel ist in der 3 wiedergegeben. Eine Phasendifferenz
von +90° Grad
liegt vor, wenn die Aufsummation der neun zugewiesenen Werte zum
Wert +2 führt.
Eine Phasenverschiebung um –90° liegt vor,
wenn die Aufsummation der neun Zuweisungswerte zum Wert –2 führt. Phasenrichtige
Abtastung erfolgt, wenn die Aufsummation wie zuvor beschrieben den
Wert 0 ergibt.
-
Eine
alternative Ausführungsform
für den Phasendetektor 90 ist
in 4 gezeigt. In dieser Figur bezeichnen gleiche
Bezugszahlen die gleichen Komponenten wie in 2. Der Unterschied
besteht darin, daß die
Komponenten 52 – 54 bei
der alternativen Ausführungsform
doppelt vorhanden sind. Zusätzlich
ist noch eine Trennstufe 55 vorgesehen, in der das Datensignal
in einen positiven Zweig und in einen negativen Zweig aufgeteilt
wird. In dieser Trennstufe 55 werden alle Abtastwerte größer gleich 0
in den positiven Zweig geleitet und alle Abtastwerte kleiner gleich
0 dementsprechend in den negativen Zweig. Im negativen Zweig ist
zusätzlich
noch eine Absolutwertbildungsstufe 57 vorgesehen. Hier
wird lediglich das negative Vorzeichen der im negativen Zweig vorhandenen
Abtastwerte gelöscht.
Es liegen danach dann ebenfalls nur positive Werte vor. Diese Anordung
hat zur Folge, daß die
positiven und negativen Pulse in separaten Verzögerungs- und Subtraktionsstufen
behandelt werden. Die von den Verarbeitungsstufen 54 ausgegebenen
Werte werden anschließend
in einer Additionsstufe 56 kombiniert, d.h. addiert. Somit
liegt letztendlich in etwa das gleiche Verhalten vor wie bei der
Abfolge von Werten gemäß 2.
Jedoch muß berücksichtigt
werden, daß in 2 die
positiven und negativen Pulse um 2 Abtastperioden voneinander getrennt
sind. Bei einem real aufgezeichneten Datensignal ist dies nicht
immer sichergestellt, was dann zu Verfälschungen führen kann, wenn 2 Pulse sehr
nahe beianderliegen. In solchen Fällen bietet die alternative
Lösung
gemäß 4 Vorteile.
-
Eine
weitere alternative Ausgestaltung eines Phasendetektors 90 ist
noch in der 5 dargestellt. Auch in dieser
Figur sind gleiche Komponenten mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet.
Die Ausführung
in dieser Figur entspricht praktisch einer Kombination der beiden
vorher erläuterten
Ausführungsformen
für den
Phasendetektor 90. Neben einem Verarbeitungszweig in dem
der positive und negative Zweig des Eingangsdatensignals getrennt
verarbeitet werden, ist noch ein dritter Zweig vorgesehen, in dem
wieder wie in der ersten Ausführungsform
positiver und negativer Zweig zusammengefasst verarbeitet werden.
Die Resultate aller drei Zweige werden dann wieder in der Additionsstufe 56 miteinander kombiniert.
Bei Versuchen hat sich gezeigt, daß diese Lösung insbesondere für die Auslesesignale
von optischen Aufzeichnungsträgern
wie CD und DVD, vorteilhaft ist. Dies hängt mit der Lauflänge solcher Auslesesignale
zusammen, die für
optisch abgetastete Speichermedien minimal 3 Takt-Perioden entspricht.
-
Die
Umwandlung der von der Filter- oder Regelungsstufe 60 ausgegebenen
Werte in analoge Signale über
den D/A-Wandler 70, ist nicht zwingend erforderlich. Hierfür kann alternativ
auch eine Pulsweitenmodulationsstufe vorgesehen sein, die das digitale
Signal in einen pulsweiten moduliertes digitalisiertes Signal umwandelt
welches dann in einer nachgeschalteten Filterstufe aufintegriert
wird und zur Verstellung der Frequenz benutzt wird.
-
Eine
Voraussetzung für
die Funktionsfähigkeit
der beschriebenen Lösungen
ist, daß der
digitale Summenwert des Eingangssignals für eine bestimmte Anzahl von
Bits z.B. für
1000 Bits dem Wert 0 entspricht. Dies ist z.B. für auf magnetischen Speichermedien
aufgezeichneten Signalen der Fall, ebenfalls auch für optisch
aufgezeichnete Signale.