DE68922542T2

DE68922542T2 - Nichtlinearer Verstärker und nichtlineare Vor- und Nachverzerrungsanlage unter Verwendung derselben Schaltung.

Info

Publication number: DE68922542T2
Application number: DE68922542T
Authority: DE
Inventors: Kazuharu Intellectual Niimura
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1988-08-08
Filing date: 1989-08-03
Publication date: 1995-09-14
Anticipated expiration: 2009-08-04
Also published as: KR100219759B1; DE68922542D1; US5126846A; EP0354734A2; KR900003862A; EP0354734A3; EP0354734B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht auf einen nichtlinearen Verstärker und eine nichtlineare Vor/ Nachverzerrungsschaltung bzw. Hervorhebungs/Unterdrückungsschaltung, welche denselben verwendet.
Im allgemeinen zeichnet eine VTR-Vorrichtung (Bild-Bandaufzeichnungsvorrichtung) oder Bildplatte ein Bildsignal durch eine FM-Modulation auf. Beim Aufzeichnen oder Wiedergeben und Demodulieren eines FM-modulierten Signals nimmt eine Störungs- bzw. Rauschverteilung nach einer FM-Demodulation zu, während die Frequenz zunimmt. Ein sogenanntes Dreiecksrauschen wird auftreten. Als ein Verfahren zum Unterdrücken dieses Dreiecksrauschens, um das S/N-Verhältnis zu verbessern, wird ein Anhebungs- bzw. Hervorhebungs/Unterdrückungs-Verfahren verwendet. Gemäß diesem Verfahren wird eine Hochfrequenzkomponente eines Bildsignals durch eine Hervorhebungsvorrichtung angehoben bzw. hervorgehoben, das resultierende Signal einer FM-Modulation unterzogen, und zu dem Zeitpunkt einer Demodulation wird die Hochfrequenzkomponente durch eine Unterdrückungsvorrichtung mit der entgegengesetzten Charakteristik zu der Hervorhebungs-Charakteristik unterdrückt.
Die Hervorhebungs-Charakteristik wird durch das Übertragungsband einer FM- Wellenform beschränkt, und, falls der Betrag einer Hervorhebung zu sehr erhöht wird, würde ein sogenanntes Invertierungsphänomen auftreten, bei dem der Weißgipfel des Bildsignals auf den Schwarzpegel abfällt. Als ein Verfahren, um dieses Invertierungsphänomen zu vermeiden und das S/N-Verhältnis weiter zu verbessern, ist eine nichtlineare Anhebung bzw. Hervorhebung vorgeschlagen worden. Die nichtlineare Hervorhebung reduziert den Betrag einer Hervorhebung, wenn die Amplitude eines Bildsignals hoch ist, und erhöht diesen Betrag, wenn die Amplitude niedrig ist. Die nichtlineare Hervorhebung ist zum Beispiel in "Signal Processing in Four-hour Recording VHS System VTR" in National Technical Report Bd. 25 Nr. 1, Feb. 1979, offenbart. Die in diesem Artikel offenbarte nichtlineare Anhebungs- bzw. Hervorhebungsvorrichtung kann das Invertierungsphänomen vermeiden. Um eine nichtlineare Hervorhebungs-Charakteristik in einem Bereich zu erhalten, in dem das Eingangssignal einen sehr geringen Pegel hat (z.B. -26 dB oder darüber), sollte jedoch der Pegel des Eingangssignals in Abhängigkeit von einem Verstärker vorher ausreichend hoch eingestellt werden, so daß der nichtlineare Bereich einer Diode sogar in dem Bereich eines sehr geringen Pegels genutzt werden kann. Folglich würde, wenn die intrinsische Signalamplitude hoch ist, ein Signal in der Hervorhebungsvorrichtung eine sehr hohe Amplitude aufweisen. Dies erfordert eine Zunahme in der Durchbruchsspannung einer Diode ebenso wie in der Quellenspannung.
Für eine nichtlineare Unterdrückungsvorrichtung ist es ideal, daß der Verstärkungsfaktor bzw. die Zunahme A eines Verstärkers unbegrenzt ist. Die Zunahme A nimmt jedoch einen begrenzten Wert an, und die Gruppenverzögerungs-Charakteristik und Frequenz-Charakteristik werden insbesondere für eine hohe Frequenz verschlechtert. Es ist daher nicht möglich, eine nichtlineare Unterdrückungs-Charakteristik zu erreichen, welche zu der Charakteristik einer ni chtlinearen Hervorhebungsvorrichtung vollkommen entgegengesetzt ist. Falls die nichtlineare Hervorhebungs-Charakteristik zu der nichtlinearen Unterdrückungs-Charakteristik nicht vollständig entgegengesetzt ist, kann ein wiedergegebenes Bildsignal nach einer FM-Demodulation ein Überschwingen oder eine Bildverdoppelung darauf aufweisen oder eine verschlechterte Wellenformcharakteristik besitzen.
Wie oben beschrieben ist, würde gemäß einer herkömmlichen nichtlinearen Hervorhebungs/Unterdrückungsschaltung, falls die Hervorhebungs-Charakteristik sogar in einem Bereich realisiert werden würde, in welchem ein Eingangssignal einen sehr geringen Pegel besitzt, ein Signal in der Schaltung eine sehr hohe Amplitude besitzen. Dies erfordert eine Zunahme in einer Durchbruchsspannung einer Diode oder einer Quellenspannung. Ferner gestattet eine Verschlechterung der Gruppenverzögerungs- Charakteristik und Frequenz-Charakteristik bei einer hohen Frequenz nicht, daß eine Hervorhebungsvorrichtung und eine Unterdrückungsvorrichtung vollkommen entgegengesetzte Charakteristiken besitzen, was somit die Qualität eines Signals beeinträchtigt.
Demgemäß ist es eine Aufgabe dieser Erfindung, einen nichtlinearen Verstärker zu schaffen, der eine nichtlineare Hervorhebungs/Unterdrückungs-Charakteristik sogar in einem Bereich besitzt, in welchem der Pegel eines Eingangssignals sehr gering ist, ohne die Signalamplitude in der Schaltung übermäßig zu erhöhen.
Es ist eine andere Aufgabe der Erfindung, eine nichtlineare Hervorhebungs/Unterdrückungsschaltung zu schaffen, die solch einen nichtlinearen Verstärker verwendet, um genau einander bzw. wechselseitig entgegengesetzte Charakteristiken zu besitzen.
Wir bestätigen bzw. beziehen uns auf die Offenbarung in US-A-4,451,746 einer nichtlinearen Hervorhebungsschaltung mit den Merkmalen des Oberbegriffs von Anspruch 1, nämlich:
- Tiefband-Eliminierungsfiltermittel (3), um ein Eingangssignal (bei 1) zu empfangen und ein Ausgangssignal auszugeben, das erhalten wird, indem ein Niederfrequenzsignal von dem Eingangssignal entfernt wird;
- logarithmisches Verstärkermittel (4), um das Ausgangssignal des Tiefband- Eliminierungsfiltermittels zu empfangen und ein Ausgangssignal auszugeben, wobei das logarithmische Verstärkermittel einen Verstärker (Schaltung um Q&sub4;, Q&sub5; herum) einschließt mit:
- einem Eingangsanschluß (Verbindung von R&sub7; und R&sub8;) und einem Ausgangsanschluß (zu Q&sub8;) und
- einem bidirektionalen logarithmischen Element (Q&sub6;, Q&sub7;) und einem Widerstand (R&sub1;&sub4;), welche zwischen die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse des Verstärkers in Reihe gekoppelt sind; und
- Addiermittel (5), um das Ausgangssignal des logarithmischen Verstärkermittels und das Eingangssignal mit einer vorbestimmten Polaritätsbeziehung zu addieren und ein Ausgangssignal auszugeben. Als weitere Hintergrundinformation offenbart EP- A-0015499 in einem Bildgerät eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung mit einem Niederfrequenzfilter, einem logarithmischen Wandler für die Filterausgabe und einer Addiervorrichtung, welche dieses umgewandelte Signal zu dem Eingangssignal addiert.
Demgemäß schafft die Erfindung eine nichtlineare Verstärkerschaltung, wie in Anspruch 1 definiert ist.
Das bidirektionale logarithmische Element besitzt eine logarithmische Spannungs- Strom-Charakteristik in positiven und negativen Richtungen. Der Widerstand, welcher zusammen mit dem bidirektionalen logarithmischen Element parallel mit dem Verstärker gekoppelt ist, dient dazu, die Zunahme des logarithmischen Verstärkers in einem Bereich zu bestimmen, in welchem ein Signal eine hohe Frequenz und eine niedrige Amplitude besitzt. Diese nichtlinearen Verstärkerschaltungen werden sowohl eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung, falls das Ausgangssignal des logarithmischen Verstärkers und das Eingangssignal mit der gleichen Polarität durch die Addiervorrichtung addiert werden, als auch eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung, falls diese Signale mit den entgegengesetzten Polaritäten addiert werden. Mit anderen Worten wird, falls die Frequenz eines Eingangssignals niedrig ist, die Ausgangsspannung, die über einen Weg des Tiefband-Eliminierungsfilters und logarithmischen Verstärkers erhalten wird, annähernd Null, so daß das Eingangssignal nahezu mit seiner eigenen Amplitude an dem Ausgang der Addiervorrichtung erscheinen würde, aber, falls die Frequenz des Eingangssignals hoch ist, wird die obenerwähnte Ausgangsspannung eine Eingangssignalspannung, die einer logarithmischen Umwandlung unterzogen wird, so daß je kleiner die Amplitude des Eingangssignals ist, desto größer die Ausgabe der Addiervorrichtung angehoben bzw. hervorgehoben oder gedämpft wird.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine nichtlineare Verstärkerschaltung entworfen bzw. aufgebaut, um ein Ausgangssignal zu liefern, indem ein Signal, das über einen Weg läuft, der das Tiefband-Eliminierungsfilter und den logarithmischen Verstärker einschließt, mit einem Eingangssignal addiert wird. Im Gegensatz zu einem System, das eine negative Rückkopplungsschleife eines Verstärkers besitzt, der in eine nicht lineare Hervorhebungsschaltung eingesetzt bzw. eingefügt ist, um eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung zu realisieren, braucht daher die Schaltung der vorliegenden Erfindung nicht die Zunahme des Verstärkers als einen Faktor, um wechselseitig entgegengesetzte nichtlineare Hervorhebungs- und Unterdrückungs-Charakteristiken zu erhalten, wobei somit genau entgegengesetzte nichtlineare Hervorhebungs- und Unterdrückungs-Charakteristiken geliefert werden.
Diese Erfindung kann vollständiger aus der folgenden ausführlichen Beschreibung verstanden werden, wenn sie in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen vorgenommen wird, in welchen:
Figur 1 ein Schaltungsdiagramm ist, das eine nichtlineare Verstärkerschaltung veranschaulicht, welche mit dem Verzögerungselement von Figur 11 eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wäre;
die Figuren 2A bis 2C Schaltungsdiagramme sind, welche eine Ersatzschaltung veranschaulichen, falls verschiedene bidirektionale logarithmische Elemente verwendet werden;
Figur 3 ein Kennlinienfeld bzw. Charakteristikdiagramm einer nichtlinearen Hervorhebungsschaltung beruhend auf dieser Erfindung ist;
Figur 4 ein Charakteristikdiagramm einer nichtlinearen Hervorhebungsschaltung beruhend auf dieser Erfindung ist;
Figur 5 ein Schaltungsdiagramm ist, das eine nichtlineare Verstärkerschaltung veranschaulicht, welche praktischer als die in Figur 1 dargestellte ist;
Figur 6 ein Diagramm einer Ersatzschaltung ist, um die Funktion zu erklären;
Figur 7 ein Diagramm ist, das die Charakteristik eines wohlbekannten logarithmischen Verstärkers veranschaulicht;
Figur 8 ein Diagramm ist, das die Charakteristik eines logarithmischen Verstärkers veranschaulicht;
Figur 9 ein Schaltungsdiagramm ist, das eine andere nichtlineare Verstärkerschaltung darstellt, welche praktischer als die in Figur 1 dargestellte ist;
Figur 10 ein Schaltungsdiagramm einer nichtlinearen Verstärkerschaltung ist;
Figur 11 ein Schaltungsdiagramm einer nichtlinearen Verstärkerschaltung ist;
Figur 12 ein Diagramm einer Ersatzschaltung der in Figur 11 dargestellten ist;
Figur 13 ein Diagramm einer Ersatzschaltung der in Figur 10 dargestellten ist;
Figur 14 ein Schaltungsdiagramm ist, das eine nichtlineare Hervorhebungs/Unterdrückungsschaltung gemäß einer Ausführungsform dieser Erfindung darstellt;
und die Figuren 15 bis 61B Diagramme sind, welche zu Schaltungen gehören, die, obwohl sie nicht notwendigerweise die vorliegende Erfindung verkörpern bzw. umfassen, beschrieben werden, um ein Verständnis von Ausführungsformen der Erfindung zu fördern:
Figur 15 ist ein Blockschaltungsdiagramm einer nichtlinearen Verstärkerschaltung;
Figur 16 ist ein Schaltungsdiagramm, das einen Amplitudenbegrenzer in Figur 15 veranschaulicht;
Figur 17 ist ein Diagramm, das die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik eines logarithmischen Wandlers in Figur 15 veranschaulicht;
Figur 18 ist ein Blockschaltungsdiagramm, das eine nichtlineare Verstärkerschaltung darstellt;
Figur 19 ist ein Blockschaltungsdiagramm, das eine nichtlineare Verstärkerschaltung veranschaulicht;
Figur 20 ist ein Diagramm, das die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik eines logarithmischen Wandlers in Figur 19 darstellt;
Figur 21 ist ein Blockschaltungsdiagramm, das eine nichtlineare Verstärkerschaltung darstellt;
die Figuren 22 bis 24 sind Diagramme, welche verschiedene Amplitudenbegrenzer darstellen, die in den in den Figuren 19 und 21 dargestellten nichtlinearen Verstärkerschaltungen verwendet werden;
Figur 25 ist ein Blockschaltungsdiagramm, das eine nichtlineare Verstärkerschaltung darstellt;
Figur 26 ist ein Blockschaltungsdiagramm, das eine nichtlineare Verstärkerschaltung darstellt;
Figur 27 ist ein Blockschaltungsdiagramm, das eine nichtlineare Verstärkerschaltung darstellt;
Figur 28 ist ein Blockschaltungsdiagramm, das eine nichtlineare Verstärkerschaltung veranschaulicht;
Figur 29 ist ein Diagramm, das den Seitenwinkel bzw. Azimut einer Magnetkopflücke bzw. eines Magnetkopfspaltes darstellt;
Figur 30 zeigt ein Aufzeichnungsmuster eines Magnetbandes;
die Figuren 31A bis 31D zeigen Muster einer Störungs- bzw. Rauschverteilung und Frequenzzuteilung;
Figur 32 ist ein Beispiel eines Schaltungsdiagramms eines logarithmischen Verstärkers, der in der nichtlinearen Verstärkerschaltung von Figur 28 verwendet wird;
Figur 33 zeigt eine Kennlinie bzw. charakteristische Kurve des in Figur 32 veranschaulichten logarithmis chen Verstärkers
die Figuren 34 und 35 sind Schaltungsdiagramme von Tiefband-Eliminierungsfiltern;
die Figuren 36 und 37 sind Blockschaltungsdiagramme, welche nichtlineare Verstärkerschaltungen darstellen;
Figur 38 ist ein Schaltungsdiagramm eines Tiefpaßfilters;
Figur 39 ist ein Diagramm, das eine Hervorhebungs-Charakteristik darstellt;
Figur 40 ist ein Blockschaltungsdiagramm eines Bildaufzeichnungs/Wiedergabegerät es;
die Figuren 41 und 42 sind Blockschaltungsdiagramme nichtlinearer Hervorhebungsschaltungen, die in dem Gerät von Figur 40 verwendet werden;
Figur 43 ist ein Diagramm, das Eingangs- und Ausgangs-Charakteristiken einer Kompressionsschaltung darstellt, die in einer nichtlinearen Hervorhebungsschaltung vorgesehen ist;
die Figuren 44 und 45 sind Blockschaltungsdiagramme einer nichtlinearen Unterdrückungsschaltung;
Figur 46 ist ein Blockschaltungsdiagramm eines FM-Demodulators;
die Figuren 47A bis 54B veranschaulichen Signalwellenformen und Frequenzspektren in verschiedenen Schaltungsteilen des in Figur 40 dargestellten Bildaufzeichnungs/Wiedergabegerätes;
Figur 55 ist ein Blockschaltungsdiagramm eines Bildaufzeichnungs/Wiedergabegerätes;
die Figuren 56 und 57 sind Diagramme, welche Frequenzspektren darstellen, die beim Betrieb des Gerätes von Figur 55 auftreten;
die Figuren 58, 59 und 60 sind Blockschaltungsdiagramme von verschiedenen Bildaufzeichnungs/Wiedergabegeräten; und
die Figuren 61A und 61B sind Schaltungsdiagramme von Hervorhebungs- und Unterdrückungsschaltungen nach dem Stand der Technik.
Cemäß der in Figur 1 dargestellten nichtlinearen Verstärkerschaltung entfernt ein Tiefband-Unterdrückungs- bzw. -Eliminierungsfilter 12 Niederfrequenzkomponenten, einschließlich einer Gleichstromkomponente, aus einem Eingangssignal X(s), das von einem Eingangsanschluß 11 geliefert wird. Das Filter 12 weist dessen Ausgangsschluß mit einem logarithmischen Verstärker 16 gekoppelt auf. Ein bidirektionales logarithmisches Element 14 und ein Widerstand 15 sind zwischen die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse eines Verstärkers 13 des logarithmischen Verstärkers 16 parallel gekoppelt. Ein Ausgangssignal des logarithmischen Verstärkers 16 wird in eine Addiervorrichtung 17 eingegeben, wo es mit dem Eingangssignal X(s) mit einer vorbestimmten Polaritätbeziehung addiert wird. Ein Ausgangssignal Y(s) dieser Addiervorrichtung 17 wird an einen Ausgangsanschluß 18 geliefert.
Die Figuren 2A bis 2C veranschaulichen spezifische Beispiele des bidirektionalen logarithmischen Elements 14. In Figur 2A sind zwei Dioden parallel in den umgekehrten Vorspannungsrichtungen gekoppelt. In Figur 2B sind zwei Transistoren, die den Kollektor und die Basis miteinander gekoppelt (sogenannt diodengekoppelt) aufweisen. in den umgekehrten Vorspannungsrichtungen parallel gekoppelt. In Figur 2C sind zwei Transistoren mit der geerdeten Basis in den umgekehrten Vorspannungsrichtungen parallel gekoppelt. Alternativ ist es möglich, ein logarithmisches Element zu verwenden, welches das Basispotential eines Transistors regelt, um eine Temperaturkompensation sicherzustellen.
Falls die in Figur 1 dargestellte nichtlineare Verstärkerschaltung als eine nichtlineare Anhebungs- bzw. Hervorhebungsschaltung verwendet wird, müssen das Ausgangssignal des logarithmischen Verstärkers 16 und das Eingangssignal X(s) mit der gleichen Polarität durch die Addiervorrichtung 17 addiert werden. In diesem Fall gilt dann, vorausgesetzt, daß die gesamte Übertragungs-Charakteristik des Tiefband- Eliminierungsfilters 12 und des logarithmischen Verstärkers 16 H(s) ist und das Eingangssignal X(s) und Ausgangssignal Y(s) jeweils X1(s) und Y1(s) sind,
Y1(s) = {1+H(s)} X1(s) ...(1)
Die Charakteristik ist wie in Figur 3 dargestellt.
Falls die in Figur 1 dargestellte nichtlineare Verstärkerschaltung als eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung verwendet wird, müssen das Ausgangssignal des logarithmischen Verstärkers 16 und das Eingangssignal X(s) mit dem umgekehrten Polaritäten durch die Addiervorrichtung 17 addiert werden. In diesem Fall gilt dann, vorausgesetzt, daß das Eingangssignal X(s) und Ausgangssignal Y(s) jeweils X2(s) und Y2(s) sind,
Y2(s) = {1-H(s)} X2(s) ...(2)
Die Charakteristik ist wie in Figur 4 dargestellt.
Gemäß einer in Figur 5 dargestellten nichtlinearen Verstärkerschaltung wird das Tiefband-Eliminierungsfilter 12 durch eine Reihenschaltung eines Kondensators 51 und eines Widerstands 52 gebildet. Der Verstärker 13 ist ein invertierender bzw. Umkehr- Verstärker, wobei der nicht-invertierende Eingangsanschluß geerdet und das logarithmische Element 14 und der Widerstand 15 parallel zwischen den invertierenden Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß gekoppelt sind. In diesem Fall befindet sich der invertierende Eingangsanschluß des Verstärkers 13 in einem virtuellen geerdeten Zustand. OEI 2920 ist zum Beispiel als ein logarithmischer Verstärker-IC bekannt, welcher den invertierenden Verstärker 13 und ein logarithmisches Element 14 darin eingebaut aufweist.
Figur 6 ist ein Diagramm, um die Funktion der in Figur 5 dargestellten nichtlinearen Verstärkerschaltung zu erklären. Ist der Wert des Kondensators 51 C und ist der Wert des Widerstands 52 R1, kann die Impedanz Z1(s) des Tiefband-Eliminierungsfilters 12 durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden.
Z1(s) = 1/C s+R1
Wenn ein Eingangssignal X(s) in den Eingangsanschluß 11 eingegeben wird, beträgt ein Strom I1(s), der über den Kondensator 51 und Widerstand 52 fließt
I1(s) = X(s)-Ve(s)/Z1(s)
= X(s)-Ve(s)/R1+(1/C s), ...(4)
wobei Ve(s) eine Fehlerspannung bei dem invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers 13 ist.
Vorausgesetzt, daß die Ausgangsspannung des Verstärkers 13 V(s) ist, beträgt ein Strom 12, der über den Widerstand 15 fließt,
I2(s) = V(s)-Ve(s)/R2 ...(5)
Vorausgesetzt, daß der Widerstandswert des bidirektionalen logarithmischen Elements 14 Rd ist, gilt
I3(s) = V(s)-Ve(s)/Rd ...(5)
Hier gilt, vorausgesetzt, daß die parallel verbundene Impedanz des logarithmischen Elements 14 und des Widerstands 15 Z2(s) ist,
Das heißt, es gilt
1/Z2(s) = 1/R1+1/Rd
Weil der Eingangsstrom des Verstärkers 15 vernachlässigt werden kann, gilt
Beträgt die Zunahme des Verstärkers 13 -K, gilt dann
V(s) = -K Ve(s) ...(9)
Aus den Gleichungen (8) und (9) ergibt sich
Ist die Zunahme -K des Verstärkers 13 ausreichend groß, gilt
Aus den Gleichungen (5) und (6) wird die folgende Beziehung erhalten:
R2 I2(s) = Rd I3(s) ...(12)
Mit der Verwendung des obenerwähnten OEI 2920 zum Beispiel weisen der Eingangsstrom I3(s) und die Ausgangsspannung die Charakteristiken auf, wie sie in Figur 7 dargestellt sind, und die Beziehung zwischen 13(s) und Rd ist genau bestimmt. Ferner ist aus der Gleichung (12) I2(s) ebenfalls genau bestimmt. Somit würde der logarithmische Verstärker 16 die folgende Ausgangsspannung V(s) aufweisen:
(a) Wenn des Eingangssignal eine niedrige Frequenz besitzt, s = 0, gilt somit
V(s) 0 ...(13)
(b) Wenn das Eingangssignal eine hohe Frequenz, aber eine besitzt niedrige Amplitude besitzt, s T ∞ und Rd T ∞, gilt somit
V(s) = -R2/R1 X(s) ...(14)
(c) Wenn das Eingangssignal eine hohe Frequenz und eine hohe Amplitude besitzt s T ∞ und Rd T ∞, gilt somit Rd
V(s) = -Rd/R1 X(s) ...(15)
Bei einer höheren Frequenz wird daher eine nichtlineare Hervorhebungs- Charakteristik erhalten, bei der der Verstärkungsfaktor bzw. die Zunahme hoch ist, wenn das Eingangssignal eine niedrige Amplitude aufweist, und die Zunahme gering ist, wenn das Eingangssignal eine hohe Amplitude aufweist, wie in Figur 8 dargestellt ist. Es sollte aus diesem Diagramm klar sein, daß die nichtlineare Hervorhebungs- Charakteristik sogar in einem Bereich realisiert bzw. verwirklicht wird, in dem die Amplitude des Eingangssignals signifikant niedrig, wie -40 dB, ist.
Das logarithmische Element 14 ist zwischen die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse des Verstärkers 13 gekoppelt, so daß die Potentialdifferenz zwischen diesen Anschlüssen groß ist, sogar falls die Amplitude des Eingangssignals niedrig ist. Demgemäß kann eine Diode oder ein Transistor leicht eingeschaltet werden. Der nichtlineare Bereich des logarithmischen Elements 14 kann im Gegensatz zu dem herkömmlichen Fall genutzt werden, ohne unnötigerweise die Amplitude des Eingangssignals zu erhöhen. Dies stellt eine niedrige Spannung in der nichtlinearen Verstärkerschaltung sicher, so daß die Diode und der Transistor, welche das logarithmische Element 14 bilden, keine hohe Durchbruchsspannung erfordern, noch der Verstärker 13 eine hohe Quellenspannung erfordert.
Figur 9 ist ein spezifisches Schaltungsdiagramm der in Figur 1 dargestellten nichtlinearen Verstärkerschaltung. Das Tiefband-Eliminierungsfilter 12 enthält einen Kondensator 61 und einen Widerstand 62, die zwischen den Eingangsanschluß 11 und die Erdung in Reihung gekoppelt sind, wobei die Verbindung zwischen diesen beiden mit dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers 13 gekoppelt ist. Ein Widerstand 63 ist zwischen den invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers 13 und die Erdung gekoppelt. Dieser Widerstand 63 bestimmt zusammen mit dem Widerstand 15 den Verstärkungsfaktor bzw. die Zunahme des logarithmischen Verstärkers 16. In der in Figur 5 dargestellten nichtlinearen Verstärkerschaltung wird das Ausgangssignal des Tiefband-Eliminierungsfilters 12 als ein Stromsignal an den Verstärker 13 gegeben, wo es einer Strom-Spannung-Umwandlung unterzogen wird. Die in Figur 9 dargestellte nichtlineare Verstärkerschaltung unterscheidet sich von der Schaltung von Figur 5 grundsätzlich insofern, als das Ausgangssignal des Filters 12 als ein Spannungssignal an den Verstärker 13 gegeben wird, aber diese Schaltungen weisen die gleichen Funktionen und Wirkungen auf.
Figur 10 veranschaulicht eine nichtlineare Verstärkerschaltung.
Nach diesem Diagramm sind ein Tiefband-Eliminierungsfilter 22, ein logarithmischer Verstärker 26, der durch einen Verstärker 23, ein bidirektionales logarithmisches Element 24 und einen Widerstand 25 gebildet wird, und eine Addiervorrichtung 27 die gleichen wie das Tiefband-Eliminierungsfilter 12, der logarithmische Verstärker 16 und die Addiervorrichtung 17, die in Figur 1 dargestellt sind. In dieser Ausführungsform wird ein Eingangssignal E(s), das von einem Eingangsanschluß 21 geliefert wird, an einen der Eingangsanschlüsse der Addiervorrichtung 27 gegeben und wird mit dem Ausgangssignal des logarithmischen Verstärkers 26 mit einer vorbestimmten Polaritätsbeziehung addiert. Das Ausgangssignal F(s) der Addiervorrichtung 27 wird an einen Ausgangsanschluß 28 und das Tiefband-Eliminierungsfilter 22 geliefert. Das Ausgangssignal des Filters wird in den logarithmischen Verstärker 26 eingegeben.
Falls die in Figur 10 dargestellte nichtlineare Verstärkerschaltung als eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung verwendet wird, müssen das Ausgangssignal des logarithmischen Verstärkers 26 und das Eingangssignal E(s) mit den entgegengesetzten Polaritäten durch die Addiervorrichtung 27 addiert werden. In diesem Fall gilt dann, vorausgesetzt, daß wie in dem Fall von Figur 1 die gesamte Ubertragungs-Charakteristik des Tiefband-Eliminierungsfilters 22 und des logarithmischen Verstärkers 26 H(s) ist und das Eingangssignal E(s) und Ausgangssignal F(s) jeweils E1(s) und F1(s) sind,
F1(s) = E1(s)-H(s) F1(s) ...(16)
Somit folgt
F1(s) = 1/1+H(s) E1(s) ...(17)
Die Charakteristik wird annähernd die in Figur 4 dargestellte.
Man nehme an, daß die in Figur 1 dargestellte nichtlineare Verstärkerschaltung als eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung verwendet wird, und die nichtlineare Verstärkerschaltung in Figur 10 als eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung. In diesem Fall ergibt sich, vorausgesetzt, daß das Ausgangssignal Y1(s) der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung mit der Anordnung von Figur 1 gleich dem Eingangssignal E1(s) der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung mit der Anordnung von Figur 10 ist (d.h. E1(s) = Y1(s)), wobei die Gleichung (1) in die Gleichung (17) substituiert wird,
Somit stimmt das Eingangssignal X1(s) der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung mit dem Ausgangssignal F1(s) der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung überein. Mit anderen Worten können die nichtlineare Hervorhebungs-Charakteristik und die nichtlineare Unterdrückungs-Charakteristik einander vollkommen entgegengesetzt eingestellt bzw. festgelegt werden.
Falls die in Figur 10 dargestellte nichtlineare Verstärkerschaltung als eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung verwendet wird, müssen das Ausgangssignal des logarithmischen Verstärkers 26 und das Eingangssignal E(s) mit der gleichen Polarität durch die Addiervorrichtung 27 addiert werden. In diesem Fall ergibt sich dann, vorausgesetzt, daß das Eingangssignal E(s) und Ausgangssignal F(s) jeweils E2(s) und F2(s) sind,
F2(s) = E2(s)-H(s) F2(s) ...(19)
Somit folgt
F2(s) = 1/1-H(s) E2(s) ...(20)
Die Charakteristik wird annähernd die in Figur 3 dargestellte.
Man nehme an, daß die in Figur 10 dargestellte nichtlineare Verstärkerschaltung als eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung verwendet wird und die nichtlineare Verstärkerschaltung in Figur 1 als eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung. In diesem Fall ergibt sich, vorausgesetzt, daß das Ausgangssignal F2(s) der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung mit der Anordnung von Figur 10 gleich dem Eingangssignal X2(s) der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung mit der Anordnung von Figur 1 ist (d.h. F2(s) = X2(s)), wobei die Gleichung (20) in die Gleichung (2) substituiert wird,
Somit stimmt das Eingangssignal E2(s) der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung mit dem Ausgangssignal Y2(s) der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung überein. Mit anderen Worten können die nichtlineare Hervorhebungs-Charakteristik und die nichtlineare Unterdrückungs-Charakteristik einander vollkommen entgegengesetzt eingestellt bzw. festgelegt werden.
In der vorhergehenden Beschreibung wird eine Verzögerungszeit in der Schaltung ignoriert. Tatsächlich liegt jedoch eine gewisse Verzögerung vor, und die Übertragungsfunktion unterscheidet sich geringfügig von der obenerwähnten. Figur 11 veranschaulicht eine Schaltung, in der ein Verzögerungselement 19 für eine Verzögerungskompensation zwischen den logarithmischen Verstärker 16 und die Addiervorrichtung 17 in der in Figur 1 dargestellten nichtlinearen Verstärkerschaltung eingefügt ist. Die Anordnung des Verzögerungselements 19 ist nicht auf diesen speziellen Platz beschränkt, sondern kann irgendwo auf dem Signalweg vorgesehen werden, der sich von dem Eingangsanschluß 11 zu der Addiervorrichtung 17 durch das Tiefband- Eliminierungsfilter 12 und den logarithmischen Verstärker 16 erstreckt.
Man nehme an, daß die in Figur 11 dargestellte nichtlineare Verstärkerschaltung als eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung verwendet wird und die nichtlineare Verstärkerschaltung in Figur 10 als eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung. Vorausgesetzt, daß wie in Figur 12 dargestellt die Übertragungsfunktion und die Verzögerungszeit des Tiefband-Eliminierungsfilters 12 und des logarithmischen Verstärkers 16 in Figur 11 H(s) und τ1 sind, die Verzögerungszeit der Addiervorrichtung 17 τ2 ist und die Verzögerungszeit des Verzögerungselements 19 τ3 ist, wird dann die folgende Gleichung erfüllt.
Vorausgesetzt, daß wie in Figur 13 dargestellt die Ubertragungsfunktion und die Verzögerungszeit des Tiefband-Eliminierungsfilters 22 und des logarithmischen Verstärkers 26 in Figur 10 H(s) und τ1 sind und die Verzögerungszeit der Addiervorrichtung 27 τ2 ist, wird dann die folgende Gleichung erfüllt.
Substituiert man die Gleichung (22) in die Gleichung (23), ergibt sich
Es sollte aus der Gleichung (24) offensichtlich sein, daß die gesamte Verzögerungszeit der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung mit der Anordnung von Figur 11 und der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung mit der Anordnung von Figur 10 2τ2 beträgt, was die Summe der Verzögerungszeiten der Addiervorrichtungen 17 und 27 ist. Beachtet man den ersten Ausdruck auf der rechten Seite der Gleichung (24), sollte es sich verstehen, daß, vorausgesetzt es gilt τ3 = τ2, das heißt falls die Verzögerungszeit der Addiervorrichtung 27 gleich derjenigen des Verzögerungselements 19 eingestellt ist, das Ausgangssignal Z(s) der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung einfach das Eingangssignal X(s) der verzögerten nichtlinearen Hervorhebungsschaltung ist. Dies zeigt, daß die nichtlineare Hervorhebungsschaltung und die nichtlineare Unterdrückungsschaltung die vollkommen entgegengesetzten Charakteristiken aufweisen.
Wird die nichtlineare Verstärkerschaltung von Figur 11 (welche die Schaltung von Figur 1 mit dem dazu hinzugefügten Verzögerungselement 19 ist) als eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung verwendet und wird die nichtlineare Verstärkerschaltung von Figur 10 als eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung verwendet, können sogar in Anbetracht einer Verzögerung in der Schaltung die Hervorhebungs-Charakteristik und die Unterdrückungs- Charakteristik einander vollkommen entgegengesetzt sein.
Falls die Schaltung von Figur 10 als eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung verwendet wird und die Schaltung von Figur 11 als eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung, können natürlich die gleichen Wirkungen erzielt werden.
Es ist vorzuziehen, daß die gesamte Verzögerungszeit τ1 des Tiefband-Eliminierungsfilters 12 und logarithmischen Verstärkers 16 in Figur 12 kürzer als der halbe Zyklus der Maximalfrequenzkomponente bzw. Komponente mit maximaler Frequenz des Eingangssignals ist. Es wird angenommen, daß die Verzögerungszeit τ3 des Verzögerungselements 19 in Figur 12 0 beträgt.
Man nehme an, daß eine Signalkomponente eines Eingangssignals (z.B. eines Bildsignals) mit der maximalen Frequenz fm in den Eingangsanschluß 11 eingegeben wird. Vorausgesetzt, daß die gesamte Zunahme des Tiefband-Eliminierungsfilters 12 und logarithmischen Verstärkers 16 1 beträgt und das Addierverhältnis der Addiervorrichtung 1: 1 ist, ist das Ausgangssignal y(t), ausgedrückt als eine Funktion der Zeit, gegeben als:
y(t) = sin(2π fm t) + sin(2π fm (t+τ1)) ...(25)
Die Periode Tm der Komponente mit maximaler Frequenz des Eingangssignals ist gegeben als:
Tm = 1/fm ... (26)
Nimmt man an, daß die Hälfte der Periode Tm gleich τ1 ist, gilt dann
Substituiert man die Gleichung (27) in die Gleichung (25), ergibt sich
Somit kann das Eingangssignal nicht übertragen werden.
Falls τ1 > 1/2fm gilt, wird y(t) nicht gleich 0 sein, so daß das Eingangssignal richtig bzw. zuverlässig übertragen werden kann.
Mit dem Aufbau von Figur 10 muß, um ein Eingangssignal richtig bzw. zuverlässig zu übertragen, die gesamte Verzögerungszeit des Tiefband-Eliminierungsfilters 22, des logarithmischen Verstärkers 26 und der Addiervorrichtung 27 kürzer als die Hälfte der Periode der Komponente mit maximaler Frequenz des Eingangssignals eingestellt bzw. festgelegt werden.
Weil die in den Figuren 10 und 11 dargestellten nichtlinearen Verstärkerschaltungen beide als die Bestandteile ein Tiefband-Eliminierungsfilter, einen logarithmischen Verstärker und eine Addiervorrichtung verwenden, kann ein Teil davon oder können alle diese Elemente gemeinsam genutzt werden.
Figur 14 veranschaulicht eine nichtlineare Hervorhebungs/Unterdrückungsschaltung, in der die Tiefband-Eliminierungsfilter 12 und 22 und die logarithmischen Verstärker 16 und 26, die beide in den Figuren 10 und 11 dargestellt sind, durch ein einzelnes Tiefband-Eliminierungsfilter beziehungsweise einen einzelnen logarithmischen Verstärker gebildet werden. Ziffern 11 und 18 bezeichnen die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse der Hervorhebungsschaltung, und Ziffern 21 und 28 bezeichnen die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse der Unterdrückungsschaltung. Wenn Auswahlschalter 31 und 32 wie durch die durchgezogenen Linien angegeben verbunden bzw. geschlossen sind, werden das Tiefband-Eliminierungsfilter und der logarithmische Verstärker in der Hervorhebungsschaltung verwendet. Die Schaltung von Figur 14 verkörpert die vorliegende Erfindung. Wenn die Auswahlschalter 31 und 32 wie durch die gestrichelten Linien angegeben verbunden bzw. geschlossen sind, werden das Tiefband-Eliminierungsfilter und der logarithmische Verstärker in der Unterdrückungsschaltung verwendet.
Eine gemeinsame Nutzung des Tiefband-Eliminierungsfilters und logarithmischen Verstärkers in der Hervorhebungsschaltung und Unterdrückungsschaltung vereinfacht den gesamten Aufbau der nichtlinearen Hervorhebungs/Unterdrückungsschaltung und trägt zu einer Reduzierung der Kosten bei. Außerdem ist es unnötig, die andernfalls mögliche Differenz in einer Charakteristik zwischen der Hervorhebungsschaltung und Unterdrückungsschaltung in einem Fall zu betrachten, in welchem das Tiefband- Eliminierungsfilter und der logarithmische Verstärker in jeder Schaltung vorgesehen sind, so daß die Hervorhebungs-Charakteristik und Unterdrückungs-Charakteristik noch perfekter einander entgegengesetzt eingestellt bzw. festgelegt werden können.
In Figur 14 wird die Schaltung von Figur 11 als eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung verwendet und die Schaltung von Figur 10 als eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung. Falls die erstgenannte Schaltung als eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung verwendet wird und die letztgenannte als eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung, können diese beiden Schaltungen das Tiefband- Eliminierungsfilter und den logarithmischen Verstärker immer noch gemeinsam nutzen.
Die nichtlineare Verstärkerschaltung gemäß der obigen Ausführungsform ist auf solch eine Weise konstruiert bzw. aufgebaut, daß ein Eingangssignal und ein Eingangssignal, das durch das Tiefband-Eliminierungsfilter und den logarithmischen Verstärker gelangt, oder ein Ausgangssignal mit einer vorbestimmten Polaritätsbeziehung addiert werden und das addierte Signal als ein Ausgangssignal behandelt wird. Entsprechend kann eine verstärkende Funktion vom nichtlinearen Typ von einem Bereich erhalten werden, in dem das Eingangssignal eine sehr niedrige Amplitude aufweist, ohne unnötigerweise den Pegel des Eingangssignals hoch einzustellen. Falls der Betrag einer Anhebung bzw. Hervorhebung (Unterdrückung) größer eingestellt wird, um den S/N-Verbesserungseffekt zu steigern, wird daher die Signalamplitude innerhalb der Schaltung nicht übermäßig groß werden, wobei es somit möglich gemacht wird, die Durchbruchsspannung des logarithmischen Elements und die Quellenspannung zu reduzieren.
Gemäß dieser Ausführungsform wird eine von der ersten nichtlinearen Verstärkerschaltung mit einem Feed-Forward- bzw. Vorwärtsregelungsaufbau, um ein Eingangssignal auf einen Weg eines Tiefband-Eliminierungsfilters und eines logarithmischen Verstärkers zu führen, und mit einem Verzögerungselement, das in den Weg eingefügt ist, der sich von einem Eingangsanschluß zu einer Addiervorrichtung durch das Filter und den logarithmischen Verstärker erstreckt, und der zweiten nichtlinearen Verstärkerschaltung mit einem Feedback- bzw. Rückkopplungsaufbau, um ein Ausgangssignal auf einen Weg eines Tiefband-Eliminierungsfilters zu führen, und wobei die Verzögerungszeit einer Addiervorrichtung im wesentlichen gleich derjenigen des Verzögerungselements der ersten nichtlinearen Verstärkerschaltung eingestellt bzw. festgelegt wird, als eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung verwendet, und die andere wird als eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung verwendet. Mit dieser Anordnung können die Charakteristik der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung und die der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung einander genau entgegengesetzt gebildet werden. Dies kann verhindern, daß die Signalqualität infolge unausgeglichener nichtlinearer Hervorhebungs- und Unterdrückungs- Charakteristiken verschlechtert wird. Im Falle einer VTR kann insbesondere eine Verschlechterung einer Bildqualität minimiert werden, sogar wenn eine Synchronisation mehrere Male ausgeführt wird.
Ferner kann, weil die nichtlineare Hervorhebungsschaltung und nichtlineare Unterdrückungsschaltung ein Tiefband-Eliminierungsfilter und einen logarithmischen Verstärker gemeinsam nutzen können, der Schaltungsaufbau vereinfacht werden, was somit zu einer Reduzierung der Kosten beiträgt. Diese Anordnung kann ebenfalls verhindern, daß die Symmetrie der Hervorhebungs-Charakteristik und der Unterdrückungs-Charakteristik durch die andernfalls möglichen unausgeglichenen Charakteristiken der Tiefband-Eliminierungsfilter und logarithmischen Verstärker beeinträchtigt wird, was somit bessere nichtlineare Hervorhebungs- und Unterdrückungs- Charakteristiken liefert.
Weitere Schaltungen, welche die Erfindung nicht verkörpern, werden nun als Hintergrundinformation unter Bezugnahme auf die Figuren 15 bis 61B beschrieben werden.
Die Schaltung von Figur 15 hat folgenden grundsätzlichen Aufbau. Ein logarithmischer Wandler enthält eine Vielzahl von amplitudenbegrenzenden Verstärkern, die auf der Ausgangsseite von zum Beispiel einer Filterschaltung kaskadenartig geschaltet bzw. verbunden sind, und jeder amplitudenbegrenzender Verstärker enthält einen Verstärker, um ein Eingangssignal zu verstärken, einen Amplitudenbegrenzer, um das Eingangssignal zu verstärken und ein Ausgangssignal auf eine gegebene Amplitude zu begrenzen, und eine Addiervorrichtung, um das Ausgangssignal dieses Amplitudenbegrenzers und das Ausgangssignal des Verstärkers zu addieren.
Eine Addierschaltung ist vorgesehen, um die Summe der Ausgangssignale einer Vielzahl von Amplitudenbegrenzern und des Ausgangssignals der Filterschaltung zu erhalten.
Ein Signalweg, der eine Filterschaltung, um Niederfrequenzkomponenten eines Eingangsbildsignals oder eines Ausgangsbildsignals zu entfernen, und einen logarithmischen Wandler einschließt, besitzt eine Charakteristik, so daß die Zunahme in einem Bereich niedrig ist, in dem die Frequenz des Eingangsbildsignals niedrig ist, und die Zunahme wird höher, während die Signalamplitude in einem Bereich niedriger wird, in dem die Frequenz des Eingangsbildsignals hoch ist. Falls das Ausgangssignal des logarithmischen Wandlers mit einem Eingangsbildsignal durch eine Synthetisierschaltung addiert wird, kann daher eine nichtlineare Hervorhebungs-Charakteristik erzielt bzw. erreicht werden, in der der Betrag einer Hervorhebung (einer Hochfrequenzkomponente) gering ist, wenn das Eingangsbildsignal eine hohe Amplitude aufweist, und zunimmt, während die Amplitude des Eingangsbildsignals niedriger wird. Falls eine Subtraktion durch die Synthetisierschaltung ausgeführt wird, kann eine nichtlineare Unterdrückungs-Charakteristik, die zu der nichtlinearen Hervorhebungs-Charakteristik entgegengesetzt ist, erreicht werden.
In diesem Fall kann, weil der logarithmische Wandler eine nichtlineare Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des amplitudenbegrenzenden Verstärkers nutzt, die nichtlineare Hervorhebungs-Charakteristik oder nichtlineare Unterdrückungs- Charakteristik in einem Bereich mit geringem Pegel leicht erreicht werden.
Ferner wird, weil dieser logarithmische Wandler eine geringe Zunahme bezüglich eines Signals mit hoher Amplitude aufweist, die Amplitude des Eingangssignals nicht übermäßig groß werden. Dies unterdrückt das Auftreten einer Wellenverzerrung und trägt zu einer Reduzierung in der erforderlichen Spannung bei.
Gemäß der in Figur 15 dargestellten nichtlinearen Verstärkerschaltung wird ein von einem Anschluß 101 eingegebenes Bildsignal an einen Eingangsanschluß eines Tiefband- Eliminierungsfilters und an einen Eingangsanschluß einer Addiervorrichtung 105 geliefert, welche als eine Synthetisierschaltung dient. Das Tiefband-Eliminierungsfilter 102 entfernt Niederfrequenzkomponenten einschließlich einer Gleichstromkomponente, um eine Hervorhebungs-Charakteristik oder eine Unterdrückungs-Charakteristik an einer Hochfrequenzkomponente ebenso zu liefern, wie um zu verhindern, daß die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik eines logarithmischen Wandlers 103 bezüglich eines Eingangssignals mit einer Wechselstromkomponente durch die Gleichstromkomponente des Eingangssignals beeinflußt wird. Das Ausgangssignal des Filters 102 wird in den logarithmischen Wandler 103 eingegeben. Das Ausgangssignal dieses Wandlers 103 wird an den anderen Eingangsanschluß der Addiervorrichtung 105 geliefert. Das Ausgangssignal der Addiervorrichtung 105 wird als ein Ausgangsbildsignal an einen Ausgangsanschluß 106 geliefert.
Der logarithmische Wandler 103 enthält eine Vielzahl (N) kaskadenartig verbundener amplitudenbegrenzender Verstärker 141-14N. Jeder amplitudenbegrenzender Verstärker enthält einen Verstärker 111, um ein Eingangssignal zu verstärken, einen Amplitudenbegrenzer 112, um das Eingangssignal zu verstärken und ein Ausgangssignal auf eine gegebene Amplitude (VL) zu begrenzen, und eine Addiervorrichtung 113, um die Ausgangssignale des Verstärkers 111 und des Amplitudenbegrenzers 112 zu addieren.
Figur 16 veranschaulicht ausführlich einen der amplitudenbegrenzenden Verstärker 141-14N. Unter Bezugnahme auf Figur 16 schließt der Verstärker 111 Transistoren 122 und 123, Emitterwiderstände 124 und 125, eine Quelle 126 für konstanten Strom und einen Kollektorwiderstand 127 ein. Der Amplitudenbegrenzer 112 schließt Transistoren 128 und 129, Emitterwiderstände 130 und 131, eine Quelle 132 für konstanten Strom und den Kollektorwiderstand 127 ein. Die Transistoren 122 und 128 weisen ihre Basen mit einem Anschluß 121 gekoppelt auf, an welchen ein Eingangssignal Vin geliefert wird. Die Transistoren 123 und 129 weisen ihre Basen mit einer Referenzspannung Vref versorgt auf. Die Transistoren 122 und 123 weisen ihre Emitter gemeinsam mit der Quelle 126 für konstanten Strom durch die Widerstände 124 beziehungsweise 125 gekoppelt auf. Entsprechend weisen die Transistoren 128 und 129 ihre Emitter gemeinsam mit der Quelle 132 für konstanten Strom durch die Widerstände 130 beziehungsweise 131 gekoppelt auf. Die Transistoren 122 und 128 weisen ihre Kollektoren mit einer Energiequelle Vcc gekoppelt auf, und die Transistoren 123 und 129 weisen ihre Kollektoren mit einem Ausgangsanschluß 133 ebenso wie mit der Energiequelle Vcc gemeinsam durch den Widerstand 127 gekoppelt auf.
Die Werte der Emitterwiderstände 130 und 131 des Amplitudenbegrenzers 112 sind kleiner als diejenigen der Emitterwiderstände 124 und 125 des Verstärkers 111 eingestellt bzw. festgelegt. In diesem Fall gilt, vorausgesetzt, daß der Verstärker 111 und der Amplitudenbegrenzer 112 die gleichen Faktoren mit Ausnahme der Emitterwiderstände aufweisen, für den Verstärkungsfaktor bzw. die Zunahme k des Verstärkers 111 und die Zunahme 1 des Amplitudenbegrenzers 112 normalerweise k < l.
Weil die Summe der Kollektorströme von beiden Transistoren 123 und 129 durch den Widerstand 127 fließt, der gemeinsam mit den Kollektoren dieser Transistoren gekoppelt ist, tritt ein Spannungssignal entsprechend der Ausgabe der Addiervorrichtung 113 in Figur 15 an den Kollektoren der Transistoren 123 und 129 (oder dem Ausgangsanschluß 133) auf. Mit anderen Worten wird die Addiervorrichtung 113 im wesentlichen durch den Widerstand 127 gebildet.
Das Ausgangssignal Vout von jedem der amplitudenbegrenzenden Verstärker 141 - 14N wird durch die folgende Gleichung (28) ausgedrückt, wenn für das Eingangssignal Vin Vin ≤ VL/l gilt.
Vout = Vin (k+l) ...(28)
Das Ausgangssignal Vout wird durch die folgende Gleichung (29) ausgedrückt, wenn Vin > VL/l gilt.
Vout = k Vin + VL ...(29)
Wenn für das Eingangssignal Vi1 des ersten amplitudenbegrenzenden Verstärkers 141 (Eingangssignal des logarithmischen Wandlers 103) Vi1 ≤ VL/(k+l) I gilt, weist das Ausgangssignal VoI des I-ten amplitudenbegrenzenden Verstärkers 14I eine lineare Beziehung mit dem Eingangssignal Vi1 des ersten amplitudenbegrenzenden Verstärkers 141 auf.
Wenn eine Amplitudenbegrenzung durch den I-ten amplitudenbegrenzenden Verstärker 14I vorgenommen wird (d.h., wenn das Eingangssignal ViI des amplitudenbegrenzenden Verstärkers 14I größer als VL/l ist), ist das Ausgangssignal VoN des N-ten amplitudenbegrenzenden Verstärkers 14N (Ausgangssignal des logarithmischen Wandlers 143) gegeben durch:
Falls k = 1 zum Beispiel gilt, können die Gleichungen (30) umgeschrieben werden als:
VoN = VL(N-I) + Vi1(l+1)I ...(31)
Figur 17 veranschaulicht in der Form einer Tabelle die Beziehung zwischen dem Eingangssignal Vi1 und dem Ausgangssignal VoI, die in der Gleichung (31) angegeben wird, oder die Eingangs/Ausgangs- Charakteristik des logarithmischen Wandlers 103.
Wie aus der obenerwähnten Tabelle ersichtlich sein sollte, zeigt die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des logarithmischen Wandlers 103 annähernd eine logarithmische Charakteristik.
Daher weist der Signalweg, der das Tiefband-Eliminierungsfilter 102 und den logarithmischen Wandler 103, die in Figur 15 dargestellt sind, einschließt, eine Charakteristik auf, die eine niedrige Zunahme in einem Niederfrequenzbereich zeigt, wo ein Signaldurchgang durch das Filter 102 begrenzt wird, eine hohe Zunahme in einem Hochfrequenzbereich zeigt, wenn die Signalamplitude niedrig ist, und eine niedrige Zunahme in dem Hochfrequenzbereich zeigt, wenn die Signalamplitude hoch ist. Falls das Eingangsbildsignal und das Ausgangssignal des logarithmischen Wandlers 103 mit der gleichen Polarität durch die Addiervorrichtung 105 synthetisiert (addiert) werden, ist daher der Betrag bzw. Umfang einer Anhebung bzw. Hervorhebung gering, wenn das Eingangsbildsignal eine hohe Amplitude aufweist, und nimmt zu, während die Amplitude des Eingangsbildsignals niedriger wird. Anschließend wird die nichtlineare Verstärkerschaltung von Figur 15 eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung. Auf der anderen Seite wird, falls das Eingangsbildsignal und das Ausgangssignal des logarithmischen Wandlers 103 mit entgegengesetzten Polaritäten durch die Addiervorrichtung 105 synthetisiert (voneinander subtrahiert) werden, daher die nichtlineare Verstärkerschaltung von Figur 15 eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung.
Die amplitudenbegrenzenden Verstärker 141 - 14N, welche jeweils als einfache Verstärker wirken, wenn das Eingangsbildsignal eine niedrige Amplitude aufweist und als ein Amplitudenbegrenzer, wenn das Bildsignal eine hohe Amplitude aufweist, und jeweils eine nichtlineare Charakteristik besitzen, sind kaskadenartig verbunden, um den logarithmischen Wandler 103 zu realisieren bzw. zu verwirklichen. Demgemäß kann eine nichtlineare Hervorhebungs-Charakteristik oder nichtlineare Unterdrückungs-Charakteristik sogar in einem Bereich mit einem sehr geringen Signalpegel leicht erreicht werden. Ferner kann, weil der logarithmische Wandler 103 eine geringe Zunahme bezüglich eines Signals mit einer hohen Amplitude aufweist und die interne Signalamplitude nicht übermäßig groß werden wird, dieser Wandler 103 ein Auftreten einer Wellenverzerrung unterdrücken und den notwendigen Pegel der Energiequelle (Vcc, etc.) verringern.
Figur 18 veranschaulicht eine nichtlineare Verstärkerschaltung, um eine Hintergrundinformation zu liefern. Die niditlineare Verstärkerschaltung in Figur 15 weist einen Feed-Forward- bzw. Vorwärtsregelungsaufbau auf, in dem ein Eingangsbildsignal und ein Signal, das erhalten wird, indem zugelassen wird, daß das Bildsignal durch das Tiefband-Eliminierungsfilter 102 und den logarithmischen Wandler 103 gelangt, durch die Addiervorrichtung 105 zusammen addiert werden, wohingegen diese Ausführungsform einen Rückkopplungsaufbau hat. Das heißt, ein Teil eines Ausgangsbildsignals, das an den Ausgangsanschluß 106 gesendet werden soll, wird zu dem anderen Eingangsanschluß der Addiervorrichtung 105 durch das Tiefband- Eliminierungsfilter 102 und den logarithmischen Wandler 103 rückgekoppelt und wird mit dem Eingangsbildsignal von dem Eingangsanschluß 101 addiert, und das Ausgangssignal der Addiervorrichtung 105 wird an den Ausgangsanschluß 106 als ein Ausgangsbildsignal geliefert. Der logarithmische Wandler 103 wird wie der in Figur 15 dargestellte durch den Verstärker 111, einen Amplitudenbegrenzer 112 und eine Addiervorrichtung 113 gebildet.
In diesem Fall wird, falls das Eingangsbildsignal und das Ausgangssignal des logarithmischen Wandlers 103 mit der gleichen Polarität durch die Addiervorrichtung 104 synthetisiert werden, die eine Synthetisiervorrichtung laut Figur 15 ist, die nichtlineare Verstärkerschaltung von Figur 15 eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung. Falls diese beiden Signale mit entgegengesetzten Polaritäten addiert werden, wird eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung realisiert bzw. verwirklicht.
Figur 19 ist ein Blockdiagramm, das eine nichtlineare Verstärkerschaltung als weitere Hintergrundinformation veranschaulicht.
Ein Eingangsbildsignal von dem Eingangsanschluß 101 wird an einen Eingangsanschluß des Tiefband-Eliminierungsfilters 102 und an einen Eingangsanschluß einer Addiervorrichtung 105 geliefert, die als eine synthetisierende Schaltung dient. Das Ausgangssignal des Filters 102 wird in den logarithmischen Wandler 107 eingegeben, dessen Ausgangssignal an den anderen Eingangsanschluß der Addiervorrichtung 105 geliefert wird. Das Ausgangssignal der Addiervorrichtung 105 wird als ein Ausgangsbildsignal an den Ausgangsanschluß 106 geliefert.
Der logarithmische Wandler 107 enthält im Gegensatz zu dem logarithmischen Wandler 103 in Figur 15 oder 18 N Amplitudenbegrenzer 181 - 18N, welche mit der Aus an sseite des Tiefband Eliminierungsfilters 102 kaskadenartig verbunden sind, und eine Addiervorrichtung 109, welche die Gesamtsumme des Ausgangssignals des Filters 102 und der Ausgangssignale der Amplitudenbegrenzer 181 - 18N liefert. Das Ausgangssignal der Addiervorrichtung 109 ist eine Ausgabe des logarithmischen Wandlers 107. Ist das Eingangssignal dieses logarithmischen Wandlers 107 (Eingangssignal des ersten Amplitudenbegrenzers 181) Vi und ist das Ausgangssignal (Ausgangssignal der Addiervorrichtung 109) Vo, wird die Beziehung zwischen diesen Signalen oder die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des logarithmischen Wandlers 107 annähernd logarithmisch, wie in Figur 20 dargestellt ist.
Figur 21 veranschaulicht eine nichtlineare Verstärkerschaltung als weitere Hintergrundinformation, die einen Rückkopplungsaufbau im Vergleich zu dem in Figur 19 dargestellten Feed-Forward- bzw. Vorwärtsregelungsaufbau aufweist. Das heißt, ein Teil des Ausgangsbildsignals von dem Ausgangsanschluß 106 wird in das Tiefband- Eliminierungsfilter 102 eingegeben, und das Ausgangssignal dieses Filters 102 wird zu dem anderen Eingangsanschluß der Addiervorrichtung 105 durch den logarithmischen Wandler 107 rückgekoppelt, der dem in Figur 19 verwendeten ähnlich ist.
Gemäß beider Schaltungen der Figuren 19 und 21 wird, falls zwei Eingangssignale mit der gleichen Polarität durch die Addiervorrichtung 105 synthetisiert werden, eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung erreicht bzw. erhalten, und, falls diese Signale mit den entgegengesetzten Polaritäten synthetisiert werden, wird eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung erhalten.
Figur 22 veranschaulicht ein spezifisches Beispiel der Amplitudenbegrenzer 181 - 18N, die in der Schaltung von Figur 21 verwendet werden. Dieser Amplitudenbegrenzer ist ein Differentialverstärker, der emitterverbundene Transistoren 152 und 153, eine Quelle 154 für konstanten Strom, die mit der Emitterverbindung der Transistoren gekoppelt ist, und Widerstände 155 und 156 enthält, die jeweils mit deren Kollektoren gekoppelt sind. Der Transistor 152 weist seine Basis mit einem Eingangsanschluß 151 gekoppelt auf, und der Transistor 153 weist seine Basis mit einer Referenzspannung Vref versorgt auf. Der Transistor 153 weist seinen Kollektor mit einem Ausgangsanschluß 158 gekoppelt auf. Um die Linearität zu verbessern, kann ein Kondensator 157 zwischen die Kollektoren der Transistoren 152 und 153 gekoppelt werden.
Die Figuren 23 und 24 veranschaulichen Amplitudenbegrenzer, die ausgelegt bzw. aufgebaut sind, um die Linearität eines Ausgangssignals bezüglich solch eines Eingangssignals mit niedriger Amplitude zu verbessern, das normalerweise keiner Amplitudenbegrenzung unterworfen wird.
Der in Figur 23 dargestellte Amplitudenbegrenzer enthält einen ersten Differentialverstärker, der Transistoren 162 und 163 und eine Quelle 164 für konstanten Strom enthält, die mit deren Emitterverbindung gekoppelt ist, und einen zweiten Differentialverstärker, der Transistoren 165 und 166 und eine Quelle 167 für konstanten Strom einschließt, die mit deren Emitterverbindung gekoppelt ist. Die Transistoren 162 und 165 weisen ihre Kollektoren gemeinsam mit einem Lastwiderstand 168 gekoppelt auf, und die Transistoren 163 und 166 weisen ihre Kollektoren gemeinsam mit einem Lastwiderstand 169 gekoppelt auf. Die Transistoren 162 und 165 weisen ihre Basen mit einem Eingangsanschluß 161 gekoppelt auf, und die Transistoren 163 und 166 weisen ihre Basen mit einer Referenzspannung Vref versorgt auf. Die Kollektoren der Transistoren 163 und 166 sind mit einem Ausgangsanschluß 170 gekoppelt. Das Emitterbereichsverhältnis der Transistoren 162 und 165 wird als 1: n ausgewählt (wobei n eine willkürliche Zahl größer als 1 ist; zum Beispiel n = 4), und das Emitterbereichsverhältnis der Transistoren 163 und 166 wird als n : 1 ausgewählt.
Mit dem in Figur 23 dargestellten Aufbau kann, indem ein Offset bzw. eine Kompensation an den Ausgangsstrom (Kollektorstrom) des Transistors gegeben wird, die Linearität des Ausgangsanschlusses insbesondere in einem Fall verbessert werden, in welchem ein Signal mit niedriger Amplitude-eingegeben wird.
In der in Figur 24 dargestellten Schaltung wird ein Eingangssignal Vin, das von einem Anschluß 171 kommt, an die Basis eines Transistors 172 angelegt. Der Transistor 172 weist seinen Emitter durch einen Widerstand 173 mit einer Quelle 174 für konstanten Strom gekoppelt auf, und das Eingangssignal Vin, das mit einer Gleichstromkompensation addiert wird, wird über den Widerstand 173 erhalten. Das über den Widerstand 173 auftretende Signal wird in die Basen von Transistoren 176 und 177 eingegeben, die ihre Kollektoren gemeinsam mit einem Widerstand 175 gekoppelt aufweisen.
Eine Referenzspannung Vref von einem Anschluß 178 wird an die Basis eines Transistors 179 geliefert, der wie der Transistor 172 durch einen Widerstand 190 mit einer Quelle 191 für konstanten Strom gekoppelt ist. Die Referenzspannung Vref, die mit einer Gleichstromkompensation addiert wird, wird über den Widerstand 190 erhalten. Dieses über den Widerstand 190 auftretende Signal wird in die Basen von Transistoren 193 und 194 eingegeben, die ihre Kollektoren mit einem Widerstand 192 gemeinsam gekoppelt aufweisen.
Die Emitter der Transistoren 176 und 194 sind miteinander verbunden, so wie die Emitter der Transistoren 177 und 193. Die erstgenannte Emitterverbindung ist mit einer Quelle 195 für konstanten Strom gekoppelt und die letztgenannte Emitterverbindung mit einer anderen Quelle 196 für konstanten Strom. Ein Ausgangssignal Vout wird von dem gemeinsamen Kollektor der Transistoren 193 und 194 an einen Anschluß 197 geliefert. Mit dem obigen Aufbau wird ein Offset bzw. eine Kompensation zu einem Ausgangsstrom addiert, und die Linearität eines Ausgangssignals kann gemäß der Schaltung von Figur 23 verbessert werden.
Figur 25 veranschaulicht ei ne nichtlineare Verst ärkerschaltung. Ein logarithmischer Wandler 110 enthält N-1 kaskadenartig verbundene Amplitudenbegrenzer 1101 bis 110N-1, N emitterverbundene Transistorpaare 1201 - 120N, die jeweils durch emitterverbundene erste und zweite Transistoren Q1 und Q2 gebildet werden, Quellen 1301 - 130N für konstanten Strom, die jeweils mit den Emitterverbindungen der Transistorpaare 1201 - 120N gekoppelt sind, und erste und zweite Quellen 201 und 202 für konstante Spannung.
Ein Eingangsbildsignal von einem Eingangsanschluß 101 wird in ein Tiefband- Eliminierungsfilter 102 eingegeben. Das Ausgangssignal dieses Filters 102 wird in die Amplitudenbegrenzer 1101 bis 110N-1 und ebenfalls in die Basis des ersten Transistors Q1 des ersten emitterverbundenen Transistorpaares 1201 sequentiell eingegeben. Die Basis des ersten Transistors Q1 von jedem der Transistorpaare 1201 - 120N wird mit dem Ausgangssignal des zugeordneten Amplitudenbegrenzers der Amplitudenbegrenzer 1101 bis 110N-1 versorgt. Die Basis des zweiten Transistors Q2 von jedem emit terverbundenen Transistorpaar wird mit einer Referenzspannung Vref versorgt.
Die Kollektoren der ersten Transistoren Q1 der emitterverbundenen Transistorpaare 1201 - 120N sind mit der ersten Spannungsquelle 201 gemeinsam gekoppelt, die einen Widerstand R3 und einen Transistor Q3 enthält. Die Kollektoren der zweiten Transistoren Q2 der Transistorpaare 1201 - 120N sind mit der zweiten Spannungsquelle 202 gemeinsam gekoppelt, die einen Widerstand R4 und einen Transistor Q4 enthält.
Der Ausgangsschluß dieses logarithmischen Wandlers 110 dient als der Kollektor des Transistors Q4 der zweiten Quelle 202 für konstante Spannung, und ein Spannungssignal, das einem durch die zweite Quelle 202 für konstante Spannung fließenden Strom proportional ist, erscheint auf diesem Ausgangsanschluß. Dieses Spannungssignal wird in einen Eingangsanschluß einer Addiervorrichtung 105 eingegeben, deren anderer Eingangsanschluß mit dem Eingangsbildsignal versorgt wird. Die Addiervorrichtung 105 addiert diese beiden Signale, um ein Ausgangsbildsignal an einem Ausgangsanschluß 106 zu erzeugen.
Mit dem obigen Aufbau wird die Beziehung zwischen der Basis-Emitter-Spannung VBE der Transistoren Q1 und Q2 jedes emitterverbundenen Transistorpaares 1201 - 120N und einem Kollektorstrom IC, d.h. die Spannungs-Strom-Charakteristik, ausgedrückt als:
m VBE = ln(IC+ICES)/ICES
wobei ICES: Kollektorstrom, wenn VBE = 0 gilt,
m = q/kT
q: Elektronenladung
k: Boltzmannsche Konstante, und
T: absolute Temperatur repräsentieren. In diesem Fall weist ein emitterverbundenes Transistorpaar eine logarithmische Charakteristik innerhalb eines Amplitudenbereichs eines Eingangssignals von etwa 15 dB auf.
Demgemäß bietet der logarithmische Wandler 110 im allgemeinen eine logarithmische Charakteristik bezüglich eines Eingangssignals mit einem sehr weiten Amplitudenbereich, indem die Amplitude der Eingangssignale der emitterverbundenen Transistorpaare 1202 - 120N durch die Amplitudenbegrenzer 1101 - 110N-1 geeignet eingestellt werden, um dadurch den Amplitudenänderungsbereich der Eingangssignale der Transistorpaare zu variieren.
Obwohl Figur 25 einen Feed-Forward- bzw. Vorwärtsregelungsaufbau zeigt, kann ein Rückkopplungsaufbau verwendet werden, in dem wie in den Figuren 18 und 21 ein Ausgangsbildsignal in den Ausgangsanschluß 6 durch das Tiefband-Eliminierungsfilter 2 eingegeben wird und das Ausgangssignal des logarithmischen Wandlers 10 zu der Addiervorrichtung 105 rückgekoppelt wird.
Obwohl die Amplitudenbegrenzer 1101 - 110N-1 in Figur 25 kaskadenartig verbunden sind, würden natürlich die gleichen Ergebnisse erzielt werden, indem die Amplitudenbegrenzer parallel verbunden werden. Es sollte jedoch bemerkt werden, daß, wenn die Amplitudenbegrenzer kaskadenartig verbunden sind, sie die gleiche Zunahme aufweisen können, aber, wenn sie parallel verbunden sind, ihre Zunahmen geändert werden sollten, um die Amplitudenbereiche der Eingangssignale der emitterverbundenen Transistorpaare zu variieren.
Gemäß dem obigen Sachverhalt wird ein Signal, das erhalten wird, indem zugelassen wird, daß ein Eingangsbildsignal oder ein Ausgangsbildsignal durch das Tiefband- Eliminierungsfilter und den logarithmischen Wandler gelangt, mit dem Eingangsbildsignal synthetisiert, um ein Ausgangsbildsignal zu liefern. Als eine Folge kann eine nichtlineare Charakteristik sogar für eine sehr niedrige Eingangssignalamplitude erhalten werden, und das S/N-Verhältnis kann beträchtlich verbessert werden, indem der Umfang bzw. Betrag einer Hervorhebung erhöht wird.
Der logarithmische Wandler erfordert keine unnötigerweise hohe Eingangssignalamplitude im Gegensatz zu dem Fall, in welchem eine Dioden-Amplitudenabschneidevorrichtung bzw. -Begrenzungsschaltung yerwendet wird, wobei somit die Verschlechterung der Wellencharakteristik unterdrückt und die Quellenspannung reduziert wird.
Nun auf Figur 26 bezugnehmend wird eine weitere Schaltung beschrieben werden.
Beim Aufzeichnen von Daten über eine lange Zeitspanne durch eine VTR-Vorrichtung ist auf einem Magnetband kein Sicherheitsband vorgesehen, und eine Aufzeichnung wird unter Ausnutzung eines Azimutverlustes durchgeführt. Demgemäß tritt eine Kreuzkopplung bzw. ein Kopiereffekt von einer benachbarten Spur auf. Gemäß dieser Ausführungsform ist jedoch eine Vielzahl nichtlinearer Verstärkerschaltungen, die durch eine Reihenschaltung eines Tiefband-Eliminierungsfilters und eines logarithmischen Verstärkers gebildet werden, parallel verbunden, wobei somit dieser Kopiereffekt verringert wird.
In der in Figur 26 dargestellten nichtlinearen Verstärkerschaltung wird ein Signal von einem Eingangsanschluß 301 in eine Addiervorrichtung 309 ebenso wie in Tiefband-Eliminierungsfilter 303, 304 und 305 eingegeben. Die Ausgabe des Tiefband- Eliminierungsfilters 303 wird in einen logarithmischen Verstärker 306 eingegeben, und die Ausgaben der Tiefband-Eliminierungsfilter 304 und 305 werden in einen logarithmischen Verstärker 307 beziehungsweise 308 eingegeben. Obwohl gemäß dieser Ausführungsform drei Tiefband-Eliminierungsfilter verwendet werden, kann eine willkürliche Zahl von Filtern nach Wunsch verwendet werden. Die Ausgangssignale dieser logarithmischen Verstärker 306 - 308 werden in eine Addiervorrichtung 309 eingegeben.
Wenn die Schaltung von Figur 26 als eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung verwendet wird, werden das Eingangssignal und die Ausgangssignale der logarithmischen Verstärker 306 bis 308 durch die Addiervorrichtung 309 addiert. Wenn die gleiche Schaltung als eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung verwendet wird, werden das Eingangssignal und die Ausgangssignale einer Subtraktion durch die Addiervorrichtung 309 unterzogen.
Figur 27 ist ein aufbaumäßiges Diagramm, das noch ein weiteres Beispiel einer nichtlinearen Verstärkerschaltung veranschaulicht.
In dieser Schaltung wird ein Signal von einem Eingangsanschluß 310 in eine Addiervorrichtung 312 eingegeben. Das Ausgangssignal der Addiervorrichtung 312 wird an einen Anschluß 311 geliefert, um ein Ausgangssignal einer nichtlinearen Verstärkerschaltung zu bilden, und wird ebenfalls in Tiefband-Eliminierungsfilter 313 - 315 eingegeben. Der Ausgangsanschluß des Tiefband-Eliminierungsfilters 313 ist mit dem Eingangsanschluß eines logarithmischen Verstärkers 316 gekoppelt. Entsprechend sind die Ausgangsanschlüsse der Tiefband-Eliminierungsfilter 314 und 315 jeweils mit logarithmischen Verstärkern 317 und 318 gekoppelt.
Obwohl drei Tiefband-Eliminierungsfilter in der obigen Ausführungsform verwendet werden, können mehr als drei Tiefband-Eliminierungsfilter verwendet werden. Die Ausgangssignale der logarithmischen Verstärker 316 - 318 werden durch eine Addiervorrichtung 312 addiert.
Wenn die Schaltung von Figur 27 als eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung verwendet wird, addiert die Addiervorrichtung 312 die Signale, die von dem logarithmischen Verstärkern 316 bis 318 ausgegeben werden. In diesem Fall wird eine Schaltung, welche die Addiervorrichtung 309 der in Figur 26 dargestellten nichtlinearen Verstärkerschaltung als eine Substrahiervorrichtung verwendet, als eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung verwendet.
Wenn die Schaltung von Figur 27 als eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung verwendet wird, addiert die Addiervorrichtung 312 die Ausgangssignale der logarithmischen Yerstärker 316 bis 318. In diesem Fall wird eine Schaltung unter Verwendung der in Figur 26 dargestellten Addiervorrichtung 309 als eine Addiervorrichtung als eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung verwendet.
Figur 28 veranschaulicht eine Aufzeichnungs/Wiedergabeschaltung in einem Fall, in dem die in den Figuren 26 und 27 dargestellten nichtlinearen Verstärkerschaltungen in einer VTR-Vorrichtung verwendet werden. Eine Beschreibung unter Bezugnahme auf dieses Diagramm wird für einen Fall gegeben werden, in welchem eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung 326 die Addiervorrichtung 309 der Figur 26 als eine Addiervorrichtung verwendet und eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung 327 die Addiervorrichtung 312 von Figur 27 als eine Substrahiervorrichtung verwendet. Ein Eingangssignal wird von einem Anschluß 301 geliefert und wird auf einem Band unter Verwendung von Magnetköpfen 321 und 322 aufgezeichnet, nachdem es durch die nichtlineare Hervorhebungsschaltung 326, eine lineare Hervorhebungsschaltung 319 und eine FM-Modulationsschaltung 320 gelangt ist. Das Band 328 ist schief um eine Rotationstrommel herum gewickelt, und ein Aufzeichnungsmuster, wie es in Figur 30 dargestellt ist, wird auf diesem Band gebildet.
Die Magnetköpfe 321 und 322 zum Aufzeichnen eines Signals auf dem Band besitzen Kopflücken bzw. Spalte 329 und 330, die in entgegengesetzten Richtungen bezüglich der Richtung senkrecht zu der Bandbewegungsrichtung geneigt sind, wie in Figur 29 dargestellt ist. Das Aufzeichnungsmuster auf dem Band 328 verläuft daher in den entgegengesetzten Richtungen schräg auf benachbarten Spuren 331 und 332. Falls solch ein geneigter bzw. schräger Seitenwinkel bzw. Azimut vorgesehen ist, ist ein Azimutverlust L durch die folgende Gleichung gegeben.
wobei w eine Spurbreite ist, λ eine Aufzeichnungswellenlänge ist und θ&sub0; ein Azimutwinkel ist. Vorausgesetzt, daß der Betrag einer Spurabweichung d beträgt, ist das Verhältnis eines reproduzierten bzw. wiedergegebenen Signals S von der korrekten Spur zu einem unerwünschten wiedergegebenen Signal D von einer benachbarten Spur durch die folgende Gleichung gegeben.
Diese gibt an, daß je kleiner der Betrag der Spurabweichung d im Vergleich zu der Spurbreite w oder je kürzer die Aufzeichnungswellenlänge λ ist, desto geringer der Einfluß von einer benachbarten Spur ist.
Das heißt, diese Gleichung gibt an, daß ein Kopiereffektrauschen auf einem wiedergegebenen Signal wie in Figur 31A dargestellt vorliegt.
Dieses Kopiereffektrauschen tritt auf, wenn ein wiedergegebenes Signal von dem Band 328 unter Verwendung der Köpfe 321 und 322, die in Figur 29 dargestellt sind, wiedergegeben wird. Das wiedergegebene Signal von dem Band wird durch die FM- Demodulationsschaltung 324 durch einen Vorverstärker/Begrenzer 323 demoduliert. Das demodulierte Signal gelangt durch eine lineare Unterdrückungsschaltung 325 und die logarithmische Unterdrückungsschaltung 327.
Falls das wiedergegebene Signal von den Köpfen eine Frequenzzuteilung wie in Figur 31B dargestellt zeigt, wird das Kopiereffektrauschen von der benachbarten Spur nach einer Demodulation, wie in Figur 31D angegeben ist. Diese Wellenform wird durch Einhüllende von Schwarzpegel- (hoher Pegel) und Weißpegel- (niedriger Pegel) -Wellenformen gebildet, die durch die gestrichelten Linien angegeben werden. Das Kopiereffektrauschen eines wiedergegebenen Signals kann unter Verwendung eines Azimutverlustes unterdrückt werden, indem zugelassen wird, daß das wiedergegebene Signal durch ein Filter mit solch einer Wellenform-Charakteristik gelangt.
Figur 32 veranschaulicht einen logarithmischen Verstärker mit einer genäherten logarithmischen Charakteristik. Nach diesem Diagramm wird das Ausgangssignal eines Tiefband-Eliminierungsfilters (zum Beispiel Filter 303 oder 313) in einen Eingangsanschluß 333 eingegeben. Ein Anschluß 336 ist virtuell geerdet, und ein Strom, der über einen Widerstand 335 mit einem Widerstandswert R1 fließt, fließt über einen Widerstand 337 mit einem Widerstandswert R2 und Dioden 338a und 338b, um eine logarithmische Charakteristik zu erreichen. Ein Verstärker 339 mit einem hohen Verstärkungsfaktor ist parallel zu den Widerständen-und Dioden gekoppelt. Eine Ausgabe mit einer logarithmischen Charakteristik in sowohl den positiven als auch negativen Richtungen wird bei dem Ausgangsanschluß 334 des logarithmischen Verstärkers erhalten. Ein Verstärkungsfaktor für ein Signal mit einem sehr geringen Pegel wird durch A = R2/R1 ausgedrückt, und der logarithmische Verstärker weist die in Figur 33 dargestellte Charakteristik auf. Das Ausgangssignal bei dem Anschluß 334 gelangt durch eine inverse bzw. Umkehrschaltung 340 und wird von einem Anschluß 341 ausgegeben. Dieses Ausgangssignal wird in die Addiervorrichtung 309 oder 312 eingegeben, die in Figur 28 dargestellt ist. Wenn diese Addiervorrichtung als eine Subtrahiervorrichtung verwendet wird, ist die Umkehrschaltung 340 natürlich unnötig.
Es ist wünschenswert, daß die logarithmischen Verstärker 306 und 316 die gleiche Charakteristik aufweisen und entsprechend die logarithmischen Verstärker 307 und 317 und die logarithmischen Verstärker 308 und 318 jeweils die gleichen Charakteristiken besitzen.
Weil die hier verwendete Unterdrückungsschaltung ein logarithmischer Verstärker und kein einfacher Begrenzer unter Verwendung einer Diode ist, kann der Verstärkungsfaktor für ein Signal mit einem sehr geringen Pegel sehr hoch eingestellt bzw. festgelegt werden, wobei somit die Notwendigkeit beseitigt wird, die Eingangsamplitude der Unterdrückungsschaltung übermäßig hoch einzustellen.
Figur 34 veranschaulicht den Aufbau eines Tiefband-Eliminierungsfilters oder eines Hochpaßfilters (HPF). Das Tiefband-Eliminierungsfilter 303 oder 313, das ein HPF bildet, enthält einen Kondensator 342 und einen Widerstand 335, und ein Anschluß 336 ist ein virtueller Erdungsanschluß, der in Figur 32 dargestellt ist.
Dieses Filter ist vorgesehen, um ein Dreiecksrauschen (siehe Figur 31C) zu entfernen, das insbesondere auftritt, wenn eine FM-Modulation/Demodulation ausgeführt wird.
Figur 35 veranschaulicht ein Tiefband-Eliminierungsfilter 304, 314, 305 oder 315, das ein HPF bildet, welches vorgesehen ist, um das Kopiereffektrauschen zu beseitigen. Dieses Filter enthält einen Kondensator 343 mit einer Kapazität C, eine Wicklung 344 mit einer Induktanz L und einen Widerstand 335.
Die Resonanzfrequenz fr = 1/2π LC ist zu dieser Zeit auf einen Wert eingestellt, um das Kopiereffektrauschen von einer benachbarten Spur zu erhöhen. Dies erzeugt eine Unterdrückungswirkung nicht nur für das Dreiecksrauschen, sondern auch für ein Signal, wie zum Beispiel einen Kopiereffekt von einer benachbarten Spur.
Weil die in dieser Ausführungsform verwendete logarithmische Unterdrückungsschaltung derart aufgebaut ist, daß Elemente, um die Hervorhebungs-Charakteristik und Kompressions-Charakteristik zu liefern, parallel verbunden sind, ist es einfach, die entgegengesetzte Charakteristik zu der Charakteristik der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung zu erhalten, und die Wellenform-Charakteristik wird nicht leicht verschlechtert werden. Die Figuren 36 und 37 veranschaulichen unterschiedliche Ausführungsformen, auf welche die vorliegende nichtlineare Verstärkerschaltung angewandt wird. Figur 36 veranschaulicht die nichtlineare Verstärkerschaltung von Figur 26, die auf der Hervorhebungsseite verwendet wird, wohingegen Figur 37 die nichtlineare Verstärkerschaltung von Figur 27 veranschaulicht, die auf der Unterdrückungsseite verwendet wird.
Gemäß den in Figuren 36 und 37 dargestellten Schaltungen sind die lineare Hervorhebungsschaltung 319 und lineare Unterdrückungsschaltung 325 in der in Figur 28 dargestellten Aufzeichnungs /Wiedergabeschaltung in der nichtlinearen Verstärkerschaltung eingeschlossen, wobei somit der Schaltungsaufbau vereinfacht wird und was zu einer Kostenreduzierung beiträgt.
Die Operationen bzw. Funktionen der obigen Ausführungsformen werden nun beschrieben werden.
Die Hervorhebungs- und Unterdrückungs-Übertragungsfunktionen CEM(S) und GDM(S) in Schaltungen nach dem Stand der Technik, die in den Figuren 61A und 61B dargestellt sind, werden durch die folgenden Gleichungen (34) und (35) ausgedrückt.
Ein Eingangssignal in die Hervorhebungsschaltung wird zu der Addiervorrichtung 309 durch den in Figur 36 dargestellten Eingangsanschluß 301 und an die vier Tiefband-Eliminierungsfilter 303 - 305 und 347 geliefert. Die Ausgangssignale der Filter 303 - 305 werden in die logarithmischen Verstärker 306 - 308 eingegeben, deren Ausgangssignale in die Addiervorrichtung 309 eingegeben werden. Das Ausgangssignal des Tiefband-Eliminierungsfilters 347 wird einer Amplitudenmultiplikation mit k durch eine Amplituden-Einstellvorrichtung 348 unterzogen, und das resultierende Signal wird in die Addiervorrichtung 309 eingegeben. Das bei dem Ausgangsanschluß 302 dieser nichtlinearen Hervorhebungsschaltung auftretende Ausgangssignal wird durch den Anschluß 345 von Figur 28 an die FM-Modulationsschaltung 320 geliefert und auf dem Band 328 durch die Magnetköpfe 321 und 322 aufgezeichnet. Zum Zeitpunkt einer Wiedergabe wird das FM-modulierte Signal von dem Anschluß 346 der Demodulationsschaltung 324 ausgegeben und wird durch den Anschluß 310 von Figur 37 an die Addiervorrichtung 312 geliefert.
Das Ausgangssignal der Addiervorrichtung 312 wird in vier Tiefband-Eliminierungsfilter 313 - 315 und 349 eingegeben. Die Ausgangssignale der Filter 313 - 315 werden in die logarithmischen Verstärker 316 - 318 eingegeben, deren Ausgangssignale für eine Subtraktion in die Addiervorrichtung 312 eingegeben werden.
Das Ausgangssignal des Tiefband-Eliminierungsfilters 349 wird einer Amplitudenmultiplikation mit k durch eine Amplituden-Einstellvorrichtung 350 unterzogen, und das resultierende Signal wird in die Addiervorrichtung 312 für eine Substraktion eingegeben. Das Ausgangssignal dieser Addiervorrichtung 312 wird von dem Anschluß 311 als eine Ausgabe dieser Schaltung ausgegeben.
Unter der Annahme, daß die Eingangsimpedanzen der Amplituden-Einstellvorrichtungen 348 und 350 genügend groß sind, kann das Tiefband-Eliminierungsfilter 349 wie in Figur 38 gezeigt dargestellt werden, und die Übertragungsfunktion für das System, welches die Amplituden-Einstellvorrichtungen auch einschließt, wird wie folgt ausgedrückt:
Die Übertragungsfunktionen FEM(S) und FDE(S) der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung 351 und nichtlinearen Unterdrückungsschaltung dieser Ausführungsform werden durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt.
Man vergleiche nun die Gleichung (34) mit der Gleichung (37) und die Gleichung (35) mit der Gleichung (38). Unter der Annahme von Ha(S) = Hb(S) = Hc(S) infolge eines geringeren Einflusses von Ha(S), Hb(S) und Hc(S) für ein Hochfrequenzsignal mit hoher Amplitude können dann die Gleichungen (34) und (37) neu geschrieben werden als:
Es ist somit möglich, die Charakteristiken anzupassen, indem die Werte für R&sub1;&sub5;, C&sub1;&sub3;, k, etc. geeignet ausgewählt werden, die die in Figur 39 dargestellten Charakteristiken bieten.
Wie oben beschrieben ist, kann mit der Verwendung der obigen Schaltung die lineare Hervorhebung und nichtlineare Hervorhebung durch eine einzige Schaltung gebildet werden, was somit zur Kostenreduzierung der Schaltung beiträgt.
Diese Ausführungsform weist die folgenden Vorteile auf.
(1) Es ist möglich, nicht nur das Dreiecksrauschen, das in dem FM-Übertragungssystem hervorgerufen wird, sondern auch ein Rauschen, das mit einer spezifischen Frequenz zunimmt, wie zum Beispiel ein Kopiereffektrauschen, das durch eine benachbarte Spur hervorgerufen wird, zu reduzieren, wobei somit das S/N-Verhältnis verbessert wird. In einer VTR-Vorrichtung kann daher die Aufzeichnungsdichte auf einem Band verbessert werden und kann eine lange Aufzeichnung sichergestellt werden.
(2) Indem diejenigen Elemente parallel verbunden werden, welche die Hervorhebungs- Charakteristik und Kompressions- Charakteristik bestimmen, können die Charakteristiken der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung und nichtlinearen Unterdrückungsschaltung mit hoher Genauigkeit bzw. sehr genau einander entgegengesetzt gebildet werden, wobei somit eine Verschlechterung einer Wellenform soweit wie möglich verringert wird.
(3) Indem ein logarithmisches Element, das sowohl in den positiven als auch negativen Richtungen wirkt, als eine Kompressionsschaltung verwendet wird, kann die Signalamplitude, die innerhalb der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung und nichtlinearen Unterdrückungsschaltung behandelt werden soll, reduziert werden, und die Quellenspannung kann verringert werden.
Eine weitere Schaltung wird unten unter Bezugnahme auf Figur 40 beschrieben werden.
Die Verwendung einer nichtlinearen Hervorhebungs/Unterdrückungsschaltung kann bewirken, daß eine höhere Harmonische bzw. Oberschwingung hoher Ordnung, die in der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung erzeugt wird, in die endgültige Ausgabe gemischt wird, und verschlechtert als eine Konsequenz die Wellenform. Diese Schaltung liefert ein Bildsignal-Übertragungsgerät und ein Bildsignal-Rekonstruktionsgerät, welches verhindert, daß solch eine höhere Oberschwingung hoher Ordnung, die in einem nichtlinearen Hervorhebungs/Unterdrückungsverfahren erzeugt wird, in die endgültige Ausgabe ungeachtet der Bandbeschränkung durch eine FM/Demodulationsschaltung gemischt wird.
Das Bildsignal-Ubertragungsgerät enthält grundsätzlich ein erstes Gerät, um ein Bildsignal an ein Übertragungssystem durch eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung und eine FM-Modulationsschaltung zu senden, und ein zweites Gerät, um ein Bildsignal neu bzw. wieder zu speichern, indem zugelassen wird, daß das FM-Signal, welches über das Übertragungssystem geliefert wird, durch eine FM-Demodulationsschaltung, eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung und ein Tiefpaßfilter gelangt. Das Tiefpaßfilter wird auf der Ausgangsseite der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung eingesetzt.
Gemäß einem Videobild-Aufzeichnungs/Wiedergabegerät (VTR), das in Figur 40 dargestellt ist, wird ein Eingangsanschluß 401 mit einem Eingangsbildsignal eines Frequenzbandes f&sub0; versorgt, wie zum Beispiel in den Figuren 47A und 47B dargestellt ist. Falls das Eingangsbildsignal ein Hochauflösungsbildsignal ist, beträgt f&sub0; zum Beispiel 12 MHz. Dieses Eingangsbildsignal wird in eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung 402 eingegeben.
Diese Schaltung 402 hebt die Hochfrequenzkomponente des Eingangsbildsignals gemäß dem Betrag einer Hervorhebung entsprechend der Signalamplitude hervor bzw. an und ist aufgebaut, wie zum Beispiel in Figur 41 oder 42 dargestellt ist. Figur 41 veranschaulicht eine Schaltung mit einem Feed-Forward- bzw. Vorwärtsregelungsaufbau, in dem eine Bildsignaleingabe in einen Eingangsanschluß 421 an einen Eingangsanschluß einer Addiervorrichtung 424 durch ein Tiefband-Eliminierungsfilter 422 und eine Kompressionsschaltung 423 geliefert wird. Das Eingangsbildsignal wird dem anderen Eingangsanschluß der Addiervorrichtung 424 direkt zugeführt. Das Ausgangssignal der Addiervorrichtung 424 wird an einen Ausgangsanschluß 425 gesendet. Figur 42 veranschaulicht eine Schaltung mit einem Rückkopplungsaufbau, in der ein Bildsignal, das in einen Eingangsanschluß 421 eingegeben wird, an einen Eingangsanschluß einer Addiervorrichtung 424 geliefert wird. Das Ausgangssignal der Addiervorrichtung 424 wird an den Ausgangsanschluß 425 ebenso wie an den anderen Eingangsanschluß der Addiervorrichtung 424 durch das Tiefband-Eliminierungsfilter 422 und die Kompressionsschaltung 423 gesendet.
Die Kompressionsschaltung 423 besitzt eine Eingangs/Ausgangs-Charakteristik, wie zum Beispiel in Figur 43 dargestellt ist; deren Ausgabe ist in den Figuren 48A und 48B dargestellt. Zum Beispiel kann ein Amplitudenbegrenzer oder ein logarithmischer Verstärker als die Kompressionsschaltung 423 verwendet werden. Wie in den Figuren 48A und 48B dargestellt ist, enthält die Ausgabe der Kompressionsschaltung 423 eine höhere Oberschwingung hoher Ordnung (insbesondere eine höhere Oberschwingung einer ungeradzahligen Ordnung). Wie in Figuren 49A und 49B dargestellt ist, erscheint diese höhere Oberschwingung an dem Ausgang der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung 402, z.B. dem Ausgang der Addiervorrichtung 424, die in Figur 41 dargestellt ist. Die Energie der höheren Oberschwingung hoher Ordnung nimmt zu, wenn der Betrag einer Hervorhebung der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung 402 zunimmt.
Das Ausgangssignal der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung 402 wird in eine FM- Modulationsschaltung 404 durch eine lineare Hervorhebungsschaltung 403 mit einem konstanten Betrag einer Hervorhebung ungeachtet der Signalamplitude eingegeben. Nachdem das FM-Signal dort FM-moduliert worden ist, um für eine Aufzeichnung geeignet zu sein, wird es auf einem Magnetband 406 durch einen Aufzeichnungskopf 405 aufgezeichnet.
Das FM-Signal, das auf dem Magnetband 406 aufgezeichnet ist, wird auf der Wiedergabeseite (zweites Gerät) durch einen Wiedergabekopf 407 reproduziert bzw. wiedergegeben. Ein einzelner Magnetkopf kann gemeinsam als der Aufzeichnungskopf 405 und Wiedergabekopf 407 verwendet werden. Das FM-Signal, das durch den Wiedergabekopf 407 wiedergegeben wird, wird einer Verstärkung und Amplitudenbegrenzung durch einen Vorverstärker/Begrenzer 408 unterzogen, wird dann durch eine FM- Demodulationsschaltung 409 demoduliert.
Figur 46 veranschaulicht die FM-Demodulationsschaltung 409. Gemäß dieser FM-Demodulationsschaltung in Figur 46 wird ein Bildsignal, das an einen Eingangsanschluß 441 geliefert wird, an einen Eingangsanschluß einer EOR-(exklusiven ODER)-Schaltung 443 über eine Verzögerungsleitung 442 gegeben und wird direkt auf den anderen Eingangsanschluß der EOR-Schaltung 443 gegeben. Die Ausgabe der EOR-Schaltung 443 wird an einen Ausgangsanschluß 445 durch ein Tiefpaßfilter (LPF) 444 gesendet. Diese Schaltung ist als eine FM-Demodulationsschaltung vom Verzögerungstyp bekannt und wird typischerweise in einer VTR-Vorrichtung verwendet. Im anderen Fall kann eine FM-Demodulationsschaltung vom Pulszählungstyp oder dergleichen verwendet werden. Mit der Verwendung solch einer FM-Demodulationsschaltung 409 wird eine höhere harmonische Komponente hoher Ordnung, die an dem Ausgang der Addiervorrichtung 24 auftritt (Ausgang der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung 402), wie in den Figuren 49A und 49B dargestellt ist, an dem Ausgang des LPF 444 (siehe die Figuren 51A und 51B) infolge der Bandbeschränkung durch das LPF 444 nicht auftreten, wie in Figur 51B dargestellt ist.
Nun zurück auf Figur 40 verweisend wird das Bildsignal, welches durch die FM-Demodulationsschaltung 409 demoduliert wird, in eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung 411 durch eine lineare Unterdrückungsschaltung 410, die einen konstanten Unterdrückungsumfang besitzt, ungeachtet der Signalamplitude eingegeben. Die Schaltung 411 unterdrückt eine Hochfrequenzkomponente des Eingangsbildsignals gemäß dem Unterdrückungsumfang entsprechend der Signalamplitude und besitzt den Aufbau, wie er zum Beispiel in Figur 44 oder 45 dargestellt ist. Figur 44 veranschaulicht eine Schaltung mit einem Rückkopplungsaufbau, in der ein Bildsignal, das in einen Eingangsanschluß 431 eingegeben wird, an einen Eingangsanschluß einer Addiervorrichtung 434 geliefert wird. Das Ausgangssignal der Addiervorrichtung 434 wird an einen Ausgangsanschluß 435 ebenso wie an den anderen Eingangsanschluß der Addiervorrichtung 434 durch ein Tiefband-Eliminierungsfilter 432 und eine Kompressionsschaltung 433 gesendet. Figur 45 veranschaulicht eine Schaltung mit einem Feed-Forward- bzw. Vorwärtsregelungsaufbau, in der ein Bildsignal, das in einen Eingangsanschluß 431 eingegeben wird, an einen Eingangsanschluß der Addiervorrichtung 434 durch das Tiefband-Eliminierungsfilter 432 und die Kompressionsschaltung 433 geliefert wird. Das Eingangsbildsignal wird direkt an den anderen Eingangsanschluß der Addiervorrichtung 434 geliefert. Das Ausgangssignal der Addiervorrichtung 434 wird an den Ausgangsanschluß 435 gesendet.
Falls die Schaltung mit dem Feed-Forward- bzw. Vorwärtsregelungsaufbau, die in Figur 41 dargestellt ist, für die nichtlineare Hervorhebungsschaltung 402 verwendet wird, wird die Schaltung mit dem Rückkopplungsaufbau, die in Figur 44 dargestellt ist, für die nichtlineare Unterdrückungsschaltung 411 verwendet. Auf der anderen Seite wird, falls die Schaltung mit dem Rückkopplungsaufbau, die in Figur 42 dargestellt ist, für die nichtlineare Hervorhebungsschaltung 402 verwendet wird, die Schaltung mit dem Vorwärtsregelungsaufbau, die in Figur 45 dargestellt ist, für die nichtlineare Unterdrückungsschaltung 411 verwendet. Demgemäß weisen die Charakteristik der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung 402 und die Charakteristik der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung 411 eine wechselseitig kompensierende Beziehung auf.
Die Ausgabe der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung 411 wird in ein LPF 412 eingegeben, wo die höhere harmonische Komponente hoher Ordnung, welche in der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung 411 erzeugt wird, entfernt wird, wie in den Figuren 54A und 54B dargestellt ist. Das resultierende Signal wird dann an einen Ausgangsanschluß 413 geliefert. Es ist wünschenswert, daß das Durchlaßband des LPF 412 das gleiche wie dasjenige des LPF 444 in der FM-Demodulationsschaltung 409 ist, das in Figur 50B dargestellt ist. Dies gilt, weil von den höheren Oberschwingungen hoher Ordnung, die in der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung 402 erzeugt werden, die Komponente, welche über einen Weg von der linearen Hervorhebungsschaltung 403, der FM-Modulationsschaltung 404, dem Aufzeichnungskopf 405, dem Magnetband 406, dem Wiedergabekopf 407, dem Vorverstärker/Begrenzer 408, der FM-Demodulationsschaltung 409 und der linearen Unterdrückungsschaltung 410 übertragen wird, durch die nichtlineare Unterdrückungsschaltung 411 beseitigt wird, und die Komponente, welche nicht übertragen worden ist, durch das LPF 412 unterdrückt bzw. gedämpft wird.
Figur 55 veranschaulicht noch eine weitere Schaltung, die sich von der früheren insofern unterscheidet, als das LPF 414 zwischen die nichtlineare Unterdrückungsschaltung 402 und lineare Hervorhebungsschaltung 403 auf der Aufzeichnungsseite eingefdgt ist.
Die Funktion des LPF 414 ist die folgende:
Das Ausgangssignal der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung 402 enthält eine höhere harmonische Komponente ungeradzahliger Ordnung, wie in Figur 49B dargestellt ist. Falls das Ausgangssignal der Schaltung 402 durch die lineare Hervorhebungsschaltung 403 an die FM-Modulationsschaltung 404 für eine FM-Modulation geliefert wird, wird eine Seitenbandwelle des FM-Signals, die von dieser höheren harmonischen Komponente stammt, erzeugt werden. Der Einfluß dieser Seitenbandwelle wirft kein Problem auf, wenn eine Trägerfrequenz in der FM-Modulationsschaltung 404 hoch ist wird aber eine Moire-Komponente zur Folge haben, wenn die Trägerfrequenz niedrig ist, wie in dem Fall einer VTR-Vorrichtung. Der Betrag einer Moire-Komponente wird durch den Betrag einer Hervorhebung der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung 402, die Trägerfrequenz der FM-Modulationsschaltung 404, den Betrag einer Frequenzabweichung, den Typ der Schaltungen und dergleichen bestimmt.
Mit der Verwendung einer konventionell typischen FM-Modulationsschaltung vom Multivibrator-Typ zeigt das Frequenzspektrum dieser Ausgabe, daß die rückkehrende Komponente einer niedrigeren Seitenbandwelle und eine niedrigere Seitenbandwellenkomponente der dritten höheren Oberschwingung eine Moire-Komponente zur Folge haben (siehe Figur 56). Das Ausgangssignal der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung 402 ist eine zusammengesetzte Welle der Referenzwellenkomponente und einer höheren Oberschwingung ungeradzahliger Ordnung. Allgemein ist, wenn eine FM- Modulation unter Verwendung einer zusammengesetzten Welle zweier Frequenzkomponenten durchgeführt wird, die resultierende FM-Welle die Referenzwelle und die Seitenbandwelle der FM-Welle, die aus einer FM-Modulation unter Verwendung einer Frequenzkomponente resultiert, welche unter Verwendung der anderen Frequenzkomponente FM-moduliert sind. Man nehme an, daß das Ausgangssignal der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung 402 aus einer Referenzwelle und einer dritten höheren Oberschwingung besteht und ein Modulationsindex klein ist. In diesem Fall erhöht ein Einsetzen bzw. Einfügen der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung 402 die dritte höhere harmonische Komponente signifikant, so daß die dritte niedrigere Seitenbandwelle, welche als eine rückkehrende Komponente vorliegt, und die dritte Seitenbandwelle der dritten höheren Oberschwingung der FM-Welle (die beide in Figur 47 dargestellt sind) in das Ubertragungsband der FM-Welle eingehen. Dies erhöht den Betrag einer Moire- Komponente.
Falls das LPF 414 auf der Ausgangsseite der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung 402 eingesetzt bzw. eingefügt wird, wie in Figur 55 dargestellt ist, wird die höhere harmonische Komponente hoher Ordnung bei einer hohen Frequenz reduziert. Dies vermindert den Betrag einer Moire-Komponente beträchtlich und macht es möglich, die in Figur 56 dargestellte Charakteristik zu liefern, welche erreicht wird, indem eine FM-Modulation ausgeführt wird, ohne die nichtlineare Hervorhebungsschaltung 402 einzubeziehen. Die Charakteristik des LPF 414 muß nur so eingestellt bzw. festgelegt werden, um jedes Problem zu vermeiden, welches durch den Betrag einer Moire- Komponente aufgeworfen wird.
Figur 58 veranschaulicht noch eine weitere Schaltung. Ein Eingangsbildsignal, das aus einem Y-Signal (Luminanzsignal) in einem Band von f&sub0; = 20 MHz und einem C-Signal (Farbsignal) in einem Band von f&sub0; = 8 MHz zum Beispiel besteht, wird an einen Eingangsanschluß 401 geliefert. Dieses Eingangsbildsignal wird bei einer Abtastfrequenz von zum Beispiel 27 MHz durch einen ersten A/D-Wandler 451 abgetastet und in ein digitales Signal mit einer geeigneten Zahl von Bits umgewandelt. Dieses digitale Signal wird dann in eine Aufzeichnungs-Verarbeitungsvorrichtung 452 eingegeben, die als eine erste digitale Verarbeitungsvorrichtung dient. Diese Aufzeichnungs-Verarbeitungsvorrichtung 452 führt ein vorbestimmtes Verfahren an dem digitalisierten Eingangsbildsignal aus. Zum Beispiel wandelt die Aufzeichnungs- Verarbeitungsvorrichtung 452 das Eingangsbildsignal in ein TCI-(zeitkomprimiertes Integrations)-Signal mit zwei Kanälen und einem Band von f&sub0; = 12 MHz um, um ein Aufzeichnen des Signals auf einem Magnetband 406 zu erleichtern. Die Ausgabe der Aufzeichnungs-Verarbeitungsvorrichtung 452 wird in ein analoges Signal durch einen ersten D/A-Wandler 453 umgewandelt, wird durch ein erstes LPF 454 geglättet, wird dann auf dem Magnetband 406 durch einen Aufzeichnungskopf 405 durch eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung 402, lineare Hervorhebungsschaltung 403 und FM- Modulationsschaltung 404 aufgezeichnet.
Ein FM-Signal, das von dem Magnetband 406 durch einen Aufzeichnungskopf 407 wiedergegeben wird, gelangt durch einen Vorverstärker/Begrenzer 408, eine FM- Demodulationsschaltung 409, eine lineare Unterdrückungsschaltung 410, eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung 411 und ein zweites LPF 455, wird dann in ein digitales Signal durch einen zweiten A/D-Wandler 456 umgewandelt. Dieses digitale Signal wird dann durch eine Wiedergabe-Verarbeitungsvorrichtung 457, die als eine zweite digitale Verarbeitungsvorrichtung dient, einem Verfahren unterzogen, das gegenüber demjenigen umgekehrt ist, welches durch die Aufzeichnungs-Verarbeitungsvorrichtung 452 ausgeführt wird. Dieses Verfahren trennt das TCI-Signal in das Y-Signal und C-Signal. Die Ausgabe der Wiedergabe-Verarbeitungsvorrichtung 457 wird in ein analoges Signal durch einen D/A-Wandler 458 umgewandelt und dann an einen Ausgangsanschluß 413 geliefert, nachdem es durch ein drittes LPF 459 geglättet worden ist.
Das zweite LPF 455 ist grundsätzlich ein Filter wie das LPF 412 in der vorherigen Schaltung, um eine höhere harmonische Komponente hoher Ordnung zu entfernen, die in der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung 411 erzeugt wird. Dieses LPF 455 muß jedoch nicht die gleiche Charakteristik wie das LPF 444 (siehe Figur 46) in der FM-Demodulationsschaltung 409 besitzen, sondern muß nur den folgenden beiden Bedingungen genügen:
(1) Das Durchlaßband ist f&sub0;.
(2) Vorausgesetzt, daß die Abtastfrequenz in dem zweiten A/D-Wandler 456 fs beträgt (z.B. fs = 27 MHz), um ein Rückkehrrauschen in dem A/D-Wandler 456 zu unterdrücken, wird die höhere harmonische Komponente hoher Ordnung des Ausgangssignals der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung 411 durch die Frequenz fs - f&sub0; ausreichend gedämpft bzw. unterdrückt.
In diesem Fall wird die höhere harmonische Komponente hoher Ordnung, die in der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung 411 erzeugt wird, durch das LPF 455 allein nicht vollständig beseitigt werden. Derjenige Teil, der durch das LPF 455 nicht entfernt werden kann, kann durch ein drittes LPF 459 vollständig entfernt werden. Ist die obige Charakteristik gegeben, kann das zweite LPF 455 eine relativ sanfte Abschneide-Charakteristik im Vergleich zu dem LPF 412 aufweisen, das in der vorherigen Ausführungsform verwendet wird, was somit zu einer Kostenreduzierung beiträgt.
Figur 59 veranschaulicht noch eine weitere Schaltung, in der das erste in Figur 58 dargestellte LPF 454 eliminiert ist und stattdessen ein erstes LPF 461 zwischen die nichtlineare Hervorhebungsschaltung 402 und lineare Hervorhebungsschaltung 403 eingefügt ist. Dieses LPF 461 hat die Funktionen von sowohl dem ersten LPF 414 in der Ausführungsform von Figur 55 als auch dem ersten LPF 454 in der Ausführungsform von Figur 58, was somit weiter zu einer Kostenreduzierung beiträgt.
Figur 60 veranschaulicht noch eine weitere Schaltung, gemäß der ein Eingangsbildsignal, das an einen Eingangsanschluß 401 geliefert wird, zuerst durch eine nichtlineare Hervorhebungsschaltung 402 gelangt und dann in einen ersten A/D-Wandler 451 über ein erstes LPF 462 eingegeben wird, um ein digitales Signal zu liefern. Dieses digitale Signal wird in zum Beispiel ein TCI-Signal durch eine Aufzeichnungs- Verarbeitungsvorrichtung 452 umgewandelt, dann auf einem Magnetband 406 durch einen Aufzeichnungskopf 405 aufgezeichnet, wobei es durch einen D/A-Wandler 453 ein zweites LPF 463 (entsprechend dem LPF 454 in Figur 58) und eine FM- Modulationsschaltung 404 gelangt.
Ein FM-Signal, das von dem Magnetband 406 durch einen Wiedergabekopf 407 wiedergegeben wird, wird in ein digitales Signal umgewandelt, nachdem es durch einen Vorverstärker/Begrenzer 408 und eine FM-Demodulationsschaltung 409 gelangt ist. Das resultierende Signal wird in das Y-Signal und C-Signal durch eine Wiedergabe- Verarbeitungsvorrichtung 457 getrennt, und diese Signale werden an einen Ausgangsanschluß 413 durch einen D/A-Wandler 458, eine nichtlineare Unterdrückungsschaltung 411 und ein drittes LPF 459 geliefert.
Die nichtlineare Hervorhebungsschaltung 402 weist solch eine Charakteristik auf daß der Betrag einer Hervorhebungs gering ist, wenn die Signalamplitude hoch ist, und zunimmt, wenn sie niedrig ist. Das heißt, wenn die Amplitude des Eingangssignals hoch ist, nimmt die Amplitude des Ausgangssignals geringfügig zu im Vergleich zu dem Fall, in welchem die Eingangssignalamplitude niedrig ist. Falls die Ausgabe der nichtlinearen Hervorhebungsschaltung 402 in den A/D-Wandler 451 durch das LPF 462 eingegeben wird, wird daher der Dynamikbereich des Eingangssignals des A/D- Wandlers 451 komprimiert. Dies stellt eine effektive Nutzung des Dynamikbereichs des A/D-Wandlers 451 sicher (Bereich des Pegels des Eingangssignals, das einer A/D- Umwandlung unterzogen werden kann).
Wie wohlbekannt ist, tritt ein Quantisierungsrauschen in dem Verfahren einer A/D- Umwandlung und D/A-Umwandlung auf. Falls die nichtlineare Hervorhebungsschaltung 402 bei der nachfolgenden Stufe des A/D-Wandlers 451 und D/A-Wandlers 453 eingefügt wird, wie in den Figuren 58 und 59 dargestellt ist, kann das Dreiecksrauschen, das von einer FM-Modulation stammt, unterdrückt werden, aber das Quantisierungsrauschen kann nicht unterdrückt werden.
Im Gegensatz dazu ist gemäß dem Beispiel von Figur 60 die nichtlineare Hervorhebungsschaltung 402 bei der vorhergehenden Stufe des A/D-Wandlers 451 und D/A-Wandlers 453 vorgesehen und wird eine Hochfrequenzkomponente eines Signals mit sehr niedriger Amplitude angehoben bzw. hervorgehoben, bevor es an den A/D- Wandler 451 geliefert wird. Dies wird eine erwartungsgemäße Wirkung der Art zur Folge haben, daß auch das Quantisierungsrauschen durch die nichtlineare Hervorhebungsschaltung 402 unterdrückt wird. Falls der Aufbau dieser Ausführungsform auf eine VTR-Vorrichtung angewandt wird, kann daher, sogar wenn eine Synchronisation mehrere Male wiederholt wird, ein Wiedergabebild von hoher Qualität mit einer geringeren Signalverschlechterung erreicht werden, welche durch das Quantisierungsrauschen hervorgerufen wird.
Obwohl die vorhergehenden Beschreibungen von Beispielen unter Bezugnahme auf eine VTR-Vorrichtung gegeben worden sind, kann die vorliegende Erfindung auf eine/einen Signalübertragung/empfang eines Fernsehsignals ebenso wie auf ein Nur-Wiedergabegerät angewandt werden, wie zum Beispiel ein Bildplatten- Wiedergabegerät oder einen Fernsehempfänger.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird verhindert, daß eine höhere Oberschwingung hoher Ordnung, die in einer nichtlinearen Unterdrückungsschaltung erzeugt wird, mit der endgültigen Ausgabe gemischt wird, und kann eine Wellenverzerrung signifikant reduziert werden, was somit ein ausgezeichnetes Wiedergabebild liefert.
Obwohl eine höhere Oberschwingung hoher Ordnung, die in einer nichtlinearen Hervorhebungsschaltung erzeugt wird, durch die Bandbeschränkung eliminiert bzw. beseitigt wird, welche durch eine FM-Demodulationsschaltung durchgeführt wird, wird eine höhere Oberschwingung hoher Ordnung, die in der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung erzeugt wird, nicht mit der erstgenannten höheren Oberschwingung hoher Ordnung aufgehoben werden und erscheint somit an dem Ausgang der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung. Weil ein Tiefpaßfilter auf der Ausgangsseite der nichtlinearen Unterdrückungsschaltung vorgesehen ist, wird jedoch diese höhere Oberschwingung hoher Ordnung nicht mit der endgültigen Ausgabe gemischt werden. Dies verringert eine Wellenverschlechterung eines Bildsignals, das auf der Wiedergabeseite oder Empfangsseite neugespeichert wird, was somit die Qualität eines reproduzierten bzw. wiedergegebenen Bildes verbessert.

Claims

1. Eine nichtlineare Verst ärkerschaltung mit:

einem Tiefband-Unterdrückungs- bzw. -Eliminierungsfilter (12), um ein Eingangssignal von einem Eingangsanschluß zu empfangen und um Niederfrequenzkomponenten von dem Eingangssignal zu eliminieren, um ein erstes Ausgangssignal auszugeben;

einer Hervorhebungsschaltung (16), welche das erste Ausgangssignal von dem Tiefband-Eliminierungsfilter empfängt und ein zweites Ausgangssignal ausgibt, wobei die Hervorhebungsschaltung (16) einen logarithmischen Verstärker umfaßt, der einen Verstärker zum Empfang des ersten Ausgangssignals und ein bidirektionales logarithmisches Element (14) und einen Widerstand einschließt, die zwischen den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen des Verstärkers mit einer vorbestimmten Polaritätsbeziehung gekoppelt sind, um das zweite Ausgangssignal auszugeben;

und einer Addiervorrichtung (17), um das zweite Ausgangssignal von der Hervorhebungsschaltung und das Eingangssignal mit einer vorbestimmten Polaritätsbeziehung zu addieren und um ein drittes Ausgangssignal, das durch die Addition erhalten wird, an einen Ausgangsanschluß auszugeben, gekennzeichnet durch:

ein Verzögerungselement (19), das innerhalb eines Pfades von dem Eingangsanschluß (11) zu der Addiervorrichtung (17) durch das Tiefband-Eliminierungsfilter (12) und die Hervorhebungsschaltung (16) geschaffen wird; und dadurch, daß das bidirektionale logarithmische Element und der Widerstand parallel gekoppelt sind.

2. Eine nichtlineare Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, in der das bidirektionale logarithmische Element (14) eine Vielzahl von Dioden umfaßt, die in umgekehrten Vorspannungsrichtungen parallel gekoppelt sind.

3. Eine nichtlineare Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, in der das bidirektionale logarithmische Element (14) eine Vielzahl von Transistoren umfaßt, die jeweils einen Kollektor und eine Basis aufweisen, die miteinander gekoppelt sind, und Basis-Emitter-Pfade aufweisen, die in wechselseitig umgekehrten Richtungen gekoppelt sind.

4. Eine nichtlineare Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, in der das bidirektionale logarithmische Element (14) eine Vielzahl von Transistoren umfaßt, die Basis- Emitter-Pfade, welche in umgekehrten Richtungen gekoppelt sind, besitzen und jeweils eine geerdete Basis aufweisen.

5. Eine nichtlineare Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, in der das Tiefband- Eliminierungsfiltermittel (12) ein Filter umfaßt, um dessen Ausgangssignal als ein Stromsignal an das logarithmische Verstärkermittel auszugeben.

6. Eine nichtlineare Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, in der das Tiefband- Eliminierungsfiltermittel (12) ein Filter umfaßt, um dessen Ausgangssignal als ein Spannungssignal an das logarithmische Verstärkermittel auszugeben.