JP3618787B2 - 信号処理装置 - Google Patents
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Description
【産業上の利用分野】
本発明は、ディジタルVTRなどにおいて用いられる信号処理装置に関し、特にクロック抽出方法に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来、ディジタルVTRなどのように高速度のデータを伝送(記録再生)する装置において、受信データ列からクロックを抽出する方式として、PLLを用いることが知られている。また、特に高密度磁気記録を行なうディジタルVTRにおいては、再生データの検出方式として、パーシャルレスポンス1、0、−1方式(以下PR(1、0、−1))を用いることが多くなっている。
【0003】
図7はこのようなディジタルVTRの再生系の構成例を示すブロック図である。
図7において、1は磁気テープ、2は磁気ヘッド、3は磁気ヘッドの再生信号を増幅するプリアンプ、4は磁気記録系の周波数特性を補償し、所定の波形応答を得るための等化回路、5は等化された波形を以後のデータ復号処理のためにディジタル化するA/D変換器である。
【0004】
6はA/D変換されたディジタルデータの2クロック分の遅延を行なうDフリップフロップ等で構成される遅延回路、7は遅延回路6の前後のデータを減算し、PR(1、0、−1)波形とするための減算器、2はPR(1、0、−1)波形からデータを最尤復号するビタビ復号回路、9は記録時にあらかじめデータに付加しておいたパリティデータを用いて、上記復号したデータに発生した誤りを検出訂正する誤り訂正回路(ECC)、10は訂正されたデータ列から、元の画像信号を復号する画像復号回路、11は復号された画像データをアナログ信号に戻すD/A変換器、12はアナログ画像信号出力である。
【0005】
また22は等化回路4の出力信号と、後述するVCO(電圧制御発振器)21の出力クロックとの位相差を検出する位相比較回路、20は位相比較回路22の出力を増幅し、VCO21に帰還して所定のPLLループ応答特性を得るためのループフィルタ、21はA/D変換器5にPR(1、0、−1)信号をビタビ復号するためのサンプリングクロック及び他の回路の動作クロックを供給するVCOである。
【0006】
次に、動作について説明する。
磁気テープ1から磁気ヘッド2で再生された微小な信号はプリアンプ3により以後の信号処理に充分なレベルに増幅される。磁気ヘッド2の再生f特(周波数特性)は、面内記録媒体とリング型磁気ヘッドとの組合せの場合、図8(a)に示すように、低域では微分特性、高域では各種の損失による減衰特性となっている。
【0007】
そこで図8(b)に示すようなf特を持つ等化回路4を用い、例えば等化後のf特が図8(c)に示したコサインロールオフ特性となるよう等化する。コサインロールオフ特性はデータ検出点において波形干渉が最小になるような特性であり、等化された信号を2値判別することにより、記録されたデータが復元される。
【0008】
このような等化を積分等化と呼び、積分等化された信号の正負をコンパレータ等により判定するデータ検出法を積分検出と呼ぶ。
積分等化された信号のアイパターンは、図3(a)のようになり、アイ開口の最大となる点を正確にサンプルするためのクロックを発生することが必要である。このクロックは、位相検出回路22、ループフィルタ20、VCO21からなるPLLにより発生する。
【0009】
VCO21で発生されたクロックと、等化回路4の出力信号との位相差を、位相検出回路22により検出し、位相差信号をループフィルタ20を通じてVCO21に加え、位相差がほぼ0となるように位相ロックをかける。ループフィルタ20のf特、ゲイン、VCO21の感度等はPLLの位相応答特性がVTRのヘッドテープ系により発生するジッタを充分吸収し、かつ各種ノイズに応答しにくくなるように設定される。
【0010】
上記のようにしてPLLを構成し、例えば位相比較回路22の動作点を調整する等してPLLのロックの位相を調整することにより、アイ開口が最大となる点をサンプルすることができる。
等化された信号はPLLにより発生したクロックで制御されるA/D変換器5によりサンプルされ、ディジタル化される。ディジタル化された再生信号は遅延回路6により遅延され、減算器7により元の信号と減算される。この操作により積分等化波形はPR(1、0、−1)特性を有する波形に変換されそのアイパターンは図3(b)に示すように3値となる。次にこのPR(1、0、−1)信号はビタビ復号回路8により最尤復号される。
【0011】
PR(1、0、−1)方式と、ビタビ復号との組合せは、高密度磁気記録を用いるディジタルVTR等でよく用いられ、磁気記録系の低域特性の悪さ(S/N、波形歪等)を回避し、伝送誤りを最少限に保つことができる。ビタビ復号回路8により復号された再生データはECC9により、伝送路で生じた誤りを訂正し、画像復号回路10によって画像信号に復元され、D/A変換器11によってアナログ画像信号に変換され、VTRの再生画像信号として出力される。尚、VCO21の出力はA/D変換器5以外の他の回路の動作クロックとしても用いられる。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例では、等化回路4で等化された再生信号をA/D変換器5のサンプリングクロック等のクロックを、等化回路4から出力されるアナログ信号からPLLにより抽出し、抽出されたクロックによって再生信号をサンプリングするように構成されている。しかしながら通常、アナログ構成されたPLL回路は、特にディジタルVTRのように再生信号の品質が悪く、かつ高速である場合、安定性を保つのが難しく、またサンプリング位相の調整が必要となる等の問題があった。
【0013】
本発明は上記のような問題を解決するためになされたもので、入力データから精度良くクロックを抽出すると共に、動作の安定な信号処理装置を得ることを目的とする。
【0014】
【課題を解決するための手段】
請求項1に係る本発明の信号処理装置においては、入力されたアナログ信号を2値信号波形を有する信号に変換する等化回路と、前記等化回路から出力された信号をクロックに応じてデジタル信号に変換するA/D変換器と、前記A/D変換器から出力されたデジタル信号を、3値信号波形を有するパーシャルレスポンス方式の信号に変換する変換回路と、前記変換回路から出力されたパーシャルレスポンス方式の信号がゼロクロス点となる特定パターンを前記A/D変換器から出力されたデジタル信号中より検出する検出手段と、前記検出手段の出力に応じたタイミングで前記パーシャルレスポンス方式の信号をサンプリングし、制御信号として出力する制御信号生成手段と、前記制御信号に基づいて前記入力されたアナログ信号に位相同期した前記クロックを発生するクロック発生手段とを備えた点に特徴を有する。
【0016】
【作用】
請求項1に記載の発明によれば、入力されたアナログ信号を2値信号波形を有する信号に変換し、変換後の信号をクロックに応じてデジタル信号に変換し、そのデジタル信号を、3値信号波形を有するパーシャルレスポンス方式の信号に変換し、変換後のパーシャルレスポンス方式の信号がゼロクロス点となる特定パターンをデジタル信号中より検出し、その検出出力に応じたタイミングでパーシャルレスポンス方式の信号をサンプリングして制御信号として出力し、その制御信号に基づいて入力されたアナログ信号に位相同期したクロックを発生する。
【0018】
【実施例】
図1〜2は本発明の第1の実施例を示す。図1において、1〜12、20、21は前述した図7の従来例と同じであり、図7の位相比較回路22に代えて図1ではディジタル位相検出回路30を設けた点が異なる。このディジタル位相検出回路30は、パターン検出回路31とサンプルホールド回路32とからなる。尚、ディジタル位相検出回路30と遅延回路6、減算器7により制御信号生成手段が構成される。また、発振器21はクロック発生手段である。
【0019】
パターン検出回路31には、A/D変換器5によりディジタル化されたディジタルデータが供給され、データのパターンに応じた信号を出力する。サンプルホールド回路32には、減算器7の出力であるPR(1、0、−1)信号が供給され、パターン検出回路31の出力で制御されることにより、PR(1、0、−1)信号をサンプルホールドする。パターン検出回路31の方式を選ぶことによってサンプルホールド回路32の出力には、再生データとA/D変換クロックとの位相差に応じた信号が得られる。
【0020】
図2はディジタル位相検出回路30の具体的な構成例を示すもので、図1の遅延回路6、減算器7を含んで構成されている。図2において311〜314はA/D変換された再生データ301をクロック毎に遅延する遅延回路、315は遅延回路311〜314の出力から特定のパターンを抽出する論理演算手段としてのデコーダ、321は図1の減算器7の出力の符号を反転する符号反転回路、322は減算器7の出力と符号反転回路321の出力とをデコーダ315から出力される信号sで切換えるスイッチ、323はスイッチ322の出力をデコーダ315から出力される信号hでサンプルホールドして位相検出出力302となすラッチである。なお、減算器7と符号反転回路321とにより算術演算手段が構成される。
【0021】
図2においてA/D変換された再生データ301は遅延回路311〜314により順次遅延される。遅延回路311、313は図1の遅延回路6を構成し,その出力は減算器7により減算され、PR(1、0、−1)信号となる。ここで、入力データ及び各遅延回路311〜314の出力データのMSBをa、b、c、d、eとする。再生データをA/D変換する際に再生データの平均値がA/D変換レンジの中央にくるように設定しておけば、a、b、c、d、eは再生データ列を積分検出した2値データ列となる。このデータ列をデコーダ315により、特定の論理でデコードすることにより、信号s及びhを得る。
【0022】
信号sはスイッチ322を制御し、減算器7の出力とこの出力を符号反転回路321で反転した出力とを切換える。信号hはラッチ323を制御し、スイッチ322の出力をサンプルホールドする。
【0023】
次に、信号s及びhの選び方に関して説明する。
図3(b)はPR(1、0、−1)信号のアイパターンである。このアイパターンはデータ検出点で3値の値をとる。このアイパターンのゼロクロス点を見ると、ゼロクロス点を通過する信号は、データと検出点との位相差に比例した傾きを持っていることがわかる。但し、この傾きは正負両方の値を持っている。デコーダ315において信号sがこの傾きの正負を判別し、信号hがゼロクロス点であることを判別するように所定の論理演算を行なうことによって、ディジタル位相検出回路30の位相検出出力302はその平均レベルがデータと検出点との位相差に比例した値となる。
【0024】
上記アイパターンからわかるようにゼロクロス点での傾きはデータのパターンによってさまざまな値をとり、位相比較特性の傾き(位相検出感度)もデータのパターンによって変動するが、PLLのループ内で使用される場合は、ループゲインの平均値の変動となるだけであり問題とならない。
【0025】
信号s及びhを得る方法として、本発明では積分検出されたデータ列から論理演算によって求めるようにしている。表1はs及びhの真理値表の一例である。
【0026】
【表1】
【0027】
この表1には積分検出データabcdeに対してb−dすなわち減算器7の出力及び信号s、hの論理を示した。sはb−dの傾きが正か負か、hはb−dがゼロクロスであるかどうかを表わす。この真理値表からs、hは簡単な論理演算で表せることがわかる。例えば、
【0028】
【数1】
【0029】
と表せる。
この論理は、積分検出されたデータabcdeに誤りがない場合に成り立つ。データとクロックとの位相がずれるに従って検出出力302のデータに誤りが生ずるようになり、この場合、ディジタル位相検出回路30の出力も誤ったサンプリングをするようになるが、平均値を見ると誤りが増加するに従って0に近付き、結果として図4に示すような位相比較特性が得られる。図4では約±100°の範囲にわたってリニアな比較特性が得られており、PLLとして充分な位相ロックレンジが得られる。
【0030】
本実施例のように、ディジタル位相検出回路30を用いてクロックを抽出するPLLを構成すると、クロックでサンプリングされたPR(1、0、−1)データそのものがゼロクロス点に落ち着くように制御されるため、ロック位相の変動要素がなくなり、調整が不要となる。また、ループフィルタ20もディジタル演算で実現すれば、アナログ回路で問題となるDCオフセット等もなくなり、PLL部分の調整はほとんど必要なくなる。尚、VCO21の出力は他の所定回路に動作クロックとして供給される。
【0031】
以上のように、本実施例によれば、A/D変換したデータから直接位相検出出力を得るので、クロックを抽出するPLL回路の安定性を向上し、無調整化することができると共に、エラーを少なくすることができる。
【0032】
以上の説明では、データの演算の精度(bit数)には触れなかったが、通常5bit以下で充分な特性(S/N)が得られ、性能との兼ね合いで、2bit程度まで減ずることも可能であり、回路規模も小さい。
【0033】
上記実施例は本発明をディジタルVTRに適用した場合を例として説明したが、本発明はこれに限られることなく、2値データを伝送、再生する系、例えば通信(電波、光etc.)光ディスク等に応用できる。この場合、それぞれの伝送路の性質に応じてPR(1、0、−1)以外の例えばPR(1、−1)、PR(1、1)等3値の検出を選び、本発明と同様のディジタル位相検出回路を構成することができる。
【0034】
一例としてPR(1、−1)の場合のディジタル位相検出回路の構成例を図5、図6に示す。図5、図6においては、減算器7が1クロック遅延したデータ間の差をとっているのと、デコーダ315の論理とが図2と異なっている。
【0035】
即ち、図5においては、1個の遅延回路311を用いると共に、デコーダ315としてEXOR(排他的論理和)ゲートを用い、このEXORゲートの入力と出力のMSBb、cにより信号hを得ると共に、cを信号sとしている。また、図6では3個の遅延回路311〜313を用い、各遅延出力及び再生データ301のMSBをabcdとしてデコーダ315に加えることにより、図示の論理式により、s、hを得ている。
【0036】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項1の発明によれば、パーシャルレスポンス方式の信号に変換した信号がゼロクロス点を持つ特定のパターンを、パーシャルレスポンス方式に変換する前のA/D変換器から出力されたデジタル信号中より検出し、この検出タイミングに応じてパーシャルレスポンス方式の信号をサンプリングした制御信号に基づいてクロックを発生しているので、パーシャルレスポンス方式のようなアイパターンの時間軸方向のデータ検出窓幅が狭い信号から元のデータを検出する場合であっても、A/D変換のクロックの位相をパーシャルレスポンス方式の信号におけるデータ検出点の位相に正確に同期させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例を示すブロック図である。
【図2】上記実施例で用いられるディジタル位相検出回路の実施例を示すブロック図である。
【図3】アイパターンを示す波形図である。
【図4】位相検出特性を示すグラフである。
【図5】ディジタル位相検出回路の他の実施例を示すブロック図である。
【図6】ディジタル位相検出回路の他の実施例を示すブロック図である。
【図7】従来のディジタルVTRを示すブロック図である。
【図8】磁気記録再生における再生信号の等化を説明するためのグラフである。
【符号の説明】
5 A/D変換器
6 遅延回路
7 減算器
21 電圧制御発振器
30 ディジタル位相検出回路
311〜314 遅延回路
301 再生データ
315 デコーダ
321 反転器
322 スイッチ
323 ラッチ回路
302 位相検出出力
Claims (6)
- 入力されたアナログ信号を2値信号波形を有する信号に変換する等化回路と、
前記等化回路から出力された信号をクロックに応じてデジタル信号に変換するA/D変換器と、
前記A/D変換器から出力されたデジタル信号を、3値信号波形を有するパーシャルレスポンス方式の信号に変換する変換回路と、
前記変換回路から出力されたパーシャルレスポンス方式の信号がゼロクロス点となる特定パターンを前記A/D変換器から出力されたデジタル信号中より検出する検出手段と、
前記検出手段の出力に応じたタイミングで前記パーシャルレスポンス方式の信号をサンプリングし、制御信号として出力する制御信号生成手段と、
前記制御信号に基づいて前記入力されたアナログ信号に位相同期した前記クロックを発生するクロック発生手段とを備えたことを特徴とする信号処理装置。 - 前記アナログ信号は磁気テープから再生された信号であり、前記等化回路は前記アナログ信号における磁気記録系の周波数特性を補償して前記A/D変換器に出力することを特徴とする請求項1記載の信号処理装置。
- 前記変換回路は前記A/D変換器から出力されたデジタル信号をパーシャルレスポンス(1,0,−1)方式の信号に変換することを特徴とする請求項1記載の信号処理装置。
- 前記検出手段は複数の前記特定パターンを検出することを特徴とする請求項1記載の信号処理装置。
- 前記検出手段は、前記A/D変換器から出力されたデジタル信号をNクロック(N≧2)分遅延するN−1段に接続された遅延回路と、前記A/D変換器から出力されたデジタル信号と前記遅延回路の各段とから得られるN個のデータを2値判定し、判定の結果得られるNビットのデータ中の特定パターンを検出する検出回路とを有することを特徴とする請求項1記載の信号処理装置。
- 前記発生手段は、前記制御信号を位相誤差信号として入力するループフィルタと、前記ループフィルタの出力が入力され前記クロックを出力する電圧制御発振器とを有することを特徴とする請求項1記載の信号処理装置。
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