DE4425103C2

DE4425103C2 - Störfeste Digitalisiervorrichtung mit kabellosem Stromsparstift

Info

Publication number: DE4425103C2
Application number: DE4425103A
Authority: DE
Inventors: Koichiro Katabami
Original assignee: Pentel Co Ltd
Current assignee: Pentel Co Ltd
Priority date: 1993-07-15
Filing date: 1994-07-15
Publication date: 1997-04-17
Anticipated expiration: 2014-07-16
Also published as: DE4425103A1; US5528002A

Description

Gebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Digitalisiervor richtung, bei der ein kabelloser Stift mit einer Tafel in Be rührung gebracht wird und die Positionsinformation hinsicht lich der Berührung der Tafel als Digitalwert ausgegeben wird. Die Erfindung bezieht sich im besonderen auf eine Digitalisiervorrichtung, bei der ein symmetrisches Wechselsi gnal von einem Stift übertragen wird und aus der Pegelintensi tät jedes symmetrischen Wechselsignals, das sich auf gitterar tige, einander in der X- und Y-Richtung benachbart in der Ta fel eingebettete Leiter mittels elektrostatischer kapazitiver Kopplung ausbreitet, Koordinaten ermittelt werden.

Hintergrund der Erfindung

In der Vergangenheit ist bereits ein elektrostatisch kapazitiv koppelndes System als Digitalisiervorrichtung für eine Tafel mit einem kabellosen Stift vorgeschlagen worden. Bei diesem System ist in dem Stift eine aktive Schaltung mit einer Batterie eingebaut; wird ein unsymmetrisches Wechselsi gnal übertragen und aus der Intensität eines Einfachabschluß- Wechselsignals, das von Gitterleitern innerhalb der Tafel durch kapazitive Kopplung empfangen wird, werden Koordinaten ermittelt. Ein Beispiel dieses beschriebenen Systems ist im US Patent Nr. 4,672,154, erteilt an James L. Rodgers am 9. Juni 1987, offenbart, bei dem eine Virtuelle-Masse-Abschirmung ver wendet wird. Bei einem elektrostatisch kapazitiv koppelnden System wie dem beschriebenen werden, weil das unsymmetrische Signal übertragen wird, oft Fremdstörungen eingemischt, so daß das Signal-Störungs-(S/N-)Verhältnis der Signale schlecht ist, und es wird ein relativ starkes Wechselsignal von dem Stift übertragen, wodurch der Stromverbrauch und die Zahl der in dem Stift zu verwendenden Batterien entsprechend ansteigt. Außer dem ist der Stift schwer, und ferner ist der Aufbau der Leiter in der Tafel kompliziert.

Außerdem ist eine Vorrichtung mit einem elektromagnetisch koppelnden System bekannt, bei der in dem Stift nur ein Resonanzschaltkreis eingebaut ist, bei dem es sich um eine passive Schaltung handelt. Bei diesem System kann eine Fehl funktion auftreten, wenn ein Metallring, wie etwa ein Ring des Bedieners, auf die Tafel gelegt wird. Ferner treten bei diesem System, wenn es beim Gebrauch auf einen TFT-Farbflüssigkri stallbildschirm gelegt wird, Störungen und Fehlfunktionen auf.

Aus der EP-A-0 196 361 ist ein Verfahren symmetrischer Übertragung zur Unterdrückung von Gleichtaktstörungen in Ver bindung mit Digitalisiertabletts bekannt, wobei ein entspre chendes Positionserkennungsverfahren magnetisch-induktiv ist.

Zusammenfassende Beschreibung der Erfindung

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Digitalisier vorrichtung mit einem elektrostatisch kapazitiv koppelnden Sy stem anzugegeben, bei der ein Stift verwendet wird, der Fremdstörungen besser ausschalten kann, weniger Strom ver braucht sowie ein sehr gutes S/N-Verhältnis und eine sehr hohe Präzision aufweist.

Das Signalübertragungssystem nach der Erfindung umfaßt ein symmetrisches Signalübertragungssystem mit elektrostatisch kapazitiver Kopplung, das im wesentlichen keinen Rückkehrsi gnalweg wegen der Virtuelle-Masse-Abschirmung erfordert.

In dem kabellosen Stift wird ein Wechselsignal er zeugt, und dessen symmetrisches Ausgangssignal wird an zwei Leiter (z. B. ein Stäbchenleiter und ein diesen umgebender ringförmiger Leiter) an der Spitze des Stiftes angelegt. Wenn sich die Spitze des Stiftes in der Nähe der flachen Oberfläche einer Digitalisiertafel befindet, werden diese beiden Leiter an der Spitze des Stiftes an einander benachbart in der Tafel eingebettete Gitterleiter elektrostatisch kapazitiv gekoppelt. Dementsprechend wird das symmetrische Ausgangssignal des Stif tes in einer pseudosymmetrischen Form entsprechend der Größe der koppelnden Kapazität auf die benachbarten Leiter übertra gen. Da die jeweiligen koppelnden Kapazitäten sich nicht immer genau entsprechen, ergibt sich die pseudosymmetrische Übertra gung.

Da die Gitterleiter auf eine niedrige Impedanz einge stellt sind, wird das Wechselsignal als Strom in einem Ver stärker empfangen. Da bei den Gitterleitern kaum Spannungs schwankungen auftreten, wird die damit verbundene Streukapazi tät kaum aufgeladen oder entladen, wodurch der Signalverlust erheblich vermindert wird.

Ein Eingangsabschnitt eines Verstärkers beinhaltet einen Strompufferverstärker vom symmetrischen Typ mit extrem niedriger Eingangsimpedanz, dessen gepufferter Strom an einen Symmetrie-zu-Unsymmetrie-Umsetzer angelegt wird, der die Wir kung eines Bandpaßfilters hat. Da hier der Signalübertra gungsweg vom symmetrischen oder pseudosymmetrischen Typ ist, kann ein ungestörtes Signal übertragen werden, das sehr unemp findlich gegen den Eintritt von Fremdstörungen ist und ein sehr hohes S/N-Verhältnis aufweist. Wegen der beschriebenen Eigenschaften erhält man eine funktionierende Koordinaten erfassungsvorrichtung selbst für extrem niedrige Signalerzeu gungspegel und einen Stromverbrauch im Stift von weniger als 1/10 im Vergleich zum Stand der Technik.

Ferner sind verschiedene Techniken zum Unterstützen des oben beschriebenen Systems entwickelt worden. Der Stift weist zwei Schalter auf, von denen einer eingeschaltet wird, wenn der Stift auf die flache Oberfläche der Tafel gedrückt wird, während der andere ein vom Bediener mit dem Finger zu drückender Seitenschalter ist. Die von einem Keramikoszillator erzeugte Schwingfrequenz wird entsprechend einer von vier Kom binationen von Stellungen dieser Schalter vierfach fein verän dert. Das Betriebsfrequenzband ist dabei sehr schmal, was auch auf die Verbesserung des S/N-Verhältnisses zurückgeht.

Beim Dekodieren der Stellungen der beiden oben erwähn ten Schalter werden die Frequenzen der empfangenen Signale di gital ausgezählt. Rechteckwellen mit der halbierten empfange nen Frequenz werden erzeugt und digital ausgezählt, um die eben erwähnten zwei Schaltstellungen zu dekodieren. Durch diese Einrichtung werden unnötige Rückkopplungen mit instabi len Elementen vom Digitalbereich bis zu den Eingangsstufen des Verstärkers erheblich vermindert, und trotz der künstlichen Verstärkung des Verstärkers nahe 100 dB braucht zur Stabilität des Betriebs keine Abschirmung eingesetzt zu werden.

Ferner werden bei der Amplitudenmessung eines Signal pegels das Signal und eine mit diesem Signal in Phase syn chronisierte, im wesentlichen rechteckige Welle überlagert, um dadurch die Linearität bei der Erfassung mit dem Transistor erheblich zu verbessern. Weiterhin wird eine aus verschiedenen Gründen auftretende Drift zu der Zeit eines Nullsignals in der Erfassungsstufe automatisch aufgehoben.

Ein neuartiges Zwischen-Leiter-Interpolationsverfahren wurde entwickelt, bei dem bei der Bestimmung von Koordinaten des kabellosen Stiftes auf der Tafel die sich von dem Stift ausbreitenden Signalpegel bezüglich aller benachbarten Leiter in der Anzahl gitterartiger Leiter in der X- und Y-Richtung gemessen werden und zur Berechnung der genauen Koordinaten der Ort des Stiftes in der Nähe der benachbarten Leiter mit hohem Signalpegel angenommen wird. Anders als beim konventionellen (unsymmetrischen) Einfachabschluß-Signalübertragungssystem kann eine dem symmetrischen Signal genau entsprechende Pegelerfassungscharakteristik erreicht werden. Es handelt sich um ein für eine große Tafel bzw. für eine kleine Tafel spezia lisiertes, hochgenaues Interpolationsverfahren nach einer re lativ einfachen Berechnungsformel bei einem normalisierten Pe gel.

Es wurde eine Schaltung mit niedrigem Stromverbrauch und hoher Ausgangsspannung entwickelt, die in einer Wechselsignalerzeugungsschaltung innerhalb eines kabellosen Stiftes zur Verwendung mit einer großen Tafel anders ist als bei einer kleinen Tafel. Der Aufbau der beiden Leiter an der Spitze des Stiftes zum Übertragen des Signals auf die Leiter in der Tafel bleibt jedoch gleich.

Für die große Tafel ist eine von einem CMOS-Inverter, der von einem Keramikoszillator in der Frequenz bestimmt ist, erzeugte Rechteckwelle vorgesehen, und an die beiden Leiter an der Spitze des Stiftes werden Normalphasen- und Gegenphasen spannungen symmetrisch angelegt, um so eine symmetrische Span nung mit einem Grundwellenbestandteil von, peak-to-peak (d. h. gemessen an ihrem Spitze-zu-Spitze-Wert), mindestens der 2,5- fachen Versorgungsspannung auszugeben.

Für die kleine Tafel wird der Keramikoszillator in der gleichen Weise verwendet. Von einem C-Klassen-Einzeltransistor wird eine Sinuswelle erzeugt, und eine pseudosymmetrische Ausgangsspannung von ungefähr 5 V, peak-to-peak, wird mit einem Stromverbrauch von höchstens 100 µA aus einer einzelnen 1,55 V Knopfzelle erzeugt.

Mit dem oben beschriebenen künstlichen Effekt können Tafeln mit jeder Art stromsparendem kabellosen Stift, auch eine Digitalisiertafel mit transparenten Gitterwider standsleitern, mit einem TFT-Farbflüssigkristallbildschirm überlagert werden und dabei die Stiftkoordinaten völlig stabil digitalisieren. Ferner wird die Vorrichtung nicht einmal ge stört, wenn ein Metallring, wie etwa ein Fingerring, der fla chen Oberfläche der Tafel nahekommt.

Auch der Aufbau der Leiter in der Tafel ist einfach und ermöglicht eine leichte Herstellung, wodurch die Kosten der Tafel herabgesetzt werden. Weil weiterhin der Stromver brauch im Stift sehr klein ist, ist auch eine kabellose Lei stungszuführung zum Stift durch Induktionskopplung zum ersten Mal verwirklicht. Das gleiche gilt für die Energieversorgung des kabellosen Stiftes mit einer Solarzelle.

Kurze Beschreibung der Zeichnung

Fig. 1 ist ein Strukturschema der ganzen Vorrichtung nach einer Ausführungsform einer störfesten Digitalisiervorrichtung mit stromsparendem kabello sen Stift nach der Erfindung;

Fig. 2 ist ein Schaltplan eines Stiftes für eine große Ta fel;

Fig. 3A ist ein Schaltplan eines Stiftes für eine kleine Ta fel;

Fig. 3B zeigt Spannungs- und Stromwellen in Bezug zum Energieversorgungspegel;

Fig. 4 ist ein Ersatzschaltbild für die Signalübertragung;

Fig. 5 zeigt eine Zeitgebung für den Vorgang der Signalpe gelerfassung und Erfassungswellen;

Fig. 6 ist eine schematische Darstellung der Signalerfas sungspegel;

Fig. 7 erklärt ein Interpolationsverfahren;

Fig. 8 erklärt ein erstes Interpolationsverfahren;

Fig. 9 erklärt ein zweites Interpolationsverfahren;

Fig. 10 ist ein Schaltbild eines Signalstiftes, der durch gegenseitige Induktionskopplung mit Energie ver sorgt wird; und

Fig. 11 ist ein Schaltbild eines Stiftes, der von einer batteriegepufferten So larzelle mit Energie versorgt wird.

Die Bezugsziffern in der Zeichnung bezeichnen jeweils die folgenden Elemente:

1 Symmetrischer Sinuswellen- oder Rechteckwellengenera tor
2 Batterie
3 Stäbchenleiter an der Spitze des Stiftes
4 Ringartiger Leiter an der Spitze des Stiftes
5 Stift
6 Tafel
7 Gitterleiter
8 Analogmultiplexer in X-Richtung
9 Analogmultiplexer in Y-Richtung
10 DC-Pegelhaltewiderstand (z. B. 1 bis 10 kΩ)
11 DC-Pegelhaltewiderstand (z. B. 1 bis 10 kΩ),
12 DC-Pegelhaltewiderstand (z. B. 47 kΩ)
13 DC-Pegelhaltewiderstand (z. B. 47 kΩ)
14 DC-Stromsenkenwiderstand (z. B. 4,7 kΩ)
15 DC-Stromsenkenwiderstand (z. B. 4,7 kΩ)
16 AC-Koppelkondensator (z. B. 0,022 µF)
17 AC-Koppelkondensator (z. B. 0,022 µF)
18 Symmetrischer Strompufferverstärker
19 Symmetrie-zu-Unsymmetrie-Umsetzer mit einem Bandpaß filter
20 Verstärker
21 Eingangsimpedanz des Verstärkers 20 (z. B. 45 kΩ)
22 Impedanzerhöhungswiderstand (z. B. 6,8 kΩ)
23 Filterkondensator
24 Filterspule
25 Q-Dämpfwiderstand (z. B. 2,7 kΩ)
26 Verstärkungsverstellwiderstand (z. B. 470 Ω)
27 Verstärkungsverstellwiderstand (z. B. 1,5 kΩ)
28 Schalter
29 Schalter
30 Schalter
31 Begrenzender Verstärker
32 Phaseninvertierender Verstärker
33 Impedanzerhöhungswiderstand (z. B. 1 kΩ)
34 Überlagerungswiderstand (z. B. 68 kΩ)
35 Erfassungstransistor
36 CMOS-Schmitt-Inverter
37 Auflade- und Entladezeitgeberkondensator (z. B. 15 pF)
38 Rückkopplungswiderstand (z. B. 150 kΩ)
39 Widerstand (z. B. 100 kΩ)
40 Kondensator (z. B. 0,1 µF)
41 D-Typ Flip-Flop
42 Stromsenkenwiderstand (z. B. 220 kΩ)
43 Erfassungskondensator (z. B. 1000 pF)
44 Schalter
45 Tiefpaßfilterwiderstand (z. B. 22 kΩ)
46 Tiefpaßfilterkondensator (z. B. 220 pF)
47 Tiefpaßfilterwiderstand (z. B. 47 kΩ)
48 Abtast-/Halte-Kondensator (z. B. 1000 pF)
49 Operationsverstärker
50 Operationsverstärker
51 Operationswiderstand (z. B. 10 kΩ)
52 Operationswiderstand (z. B. 1,2 kΩ)
53 Operationswiderstand (z. B. 1,2 kΩ)
54 Operationswiderstand (z. B. 10 kΩ)
55 A/D-Wandler
56 Prozessor
57 Phasensynchronisierender Oszillator
60 Energieversorgungsschalter
61 CMOS-Inverter
62 CMOS-Inverter
63 Gleichsignal-Rückkopplungswiderstand
64 Ausgangswiderstand
65 Ausgangswiderstand
66 Oszillatortreiberwiderstand
67 Elektromechanischer Keramikresonator (z. B. 455 kHz)
68 Resonanzteilerkondensator
69 Resonanzteilerkondensator
70 Frequenzverschiebungskondensator
71 Frequenzverschiebungskondensator
72 Seitenschalter
73 Stäbchendruckempfindlicher Schalter
74 Schottky-Diode
75 Transistor
76 Emitterwiderstand (z. B. 10 bis 100 Ω)
77 Ausgangsresonanzspule
78 Ausgangsresonanzkondensator
79 Basiswiderstand (z. B. 1 kΩ)
80 Mit der Gleichvorspannung beaufschlagter Widerstand (z. B. 200 kΩ bis 3 MΩ)
81 Treiberwiderstand für den elektromagnetischen Keramikresonator (z. B. 22 kΩ)
82 Resonanzteilerkondensator
83 Resonanzteilerkondensator
84 Frequenzverschiebungskondensator
85 Frequenzverschiebungskondensator
86 Gleichsignal-Pegelhaltewiderstand für den Kondensator 84 (z. B. 10 MΩ)
87 Seitenschalter
88 Gleichsignal-Pegelhaltewiderstand für den Kondensator 85 (z. B. 10 MΩ)
89 Stäbchendruckschalter
90 Stromstoßschutzwiderstand (z. B. 100 Ω)
91 Stabilisierkondensator für die Einschaltspannung der Energieversorgung (z. B. 1 µF)
92 Ausgangsspannungswelle
93 Transistor-Kollektorspannungswelle
94 Energieversorgungsspannungspegel auf der positiven Seite
95 Transistor-Basisschwellpegel
96 Transistor-Basisspannungswelle
97 Energieversorgungsspannungspegel auf der negativen Seite
98 Transistor-Kollektorstromwelle
99 Stromwelle der Schottky-Diode
100 Streukapazität zwischen dem Stäbchenleiter 3 und dem ringartigen Leiter 4
101 Symmetrische Ausgangsteilerimpedanz des Wechselsignal generators
102 Symmetrische Ausgangsteilerimpedanz des Wechselsignal generators
103 Pseudomassenimpedanz des Stäbchenleiters 3
104 Pseudomassenimpedanz des ringartigen Leiters 4
105 Kopplungskapazität zwischen Stäbchenleiter 3 und Lei ter (n)
106 Kopplungskapazität zwischen Stäbchenleiter 3 und Lei ter (n+1)
107 Kopplungskapazität zwischen ringartigem Leiter 4 und Leiter (n)
108 Kopplungskapazität zwischen ringartigem Leiter 4 und Leiter (n+1)
109 Streukapazität des Leiters (n) gegen Masse
110 Streukapazität des Leiters (n+1) gegen Masse
111 Streukapazität zwischen Leiter (n) und Leiter (n+1)
120 Schaltzeitgebung für Analogmultiplexer
121 Schaltzeitgebung für Verstärkungsänderung
122 Operationszeitgebung für Schalter 28
123 Operationszeitgebung für Abtast-/Halte-Schalter 44
124 Amplitudenmodulationserfassungswelle
125 A/D-Wandler-Eingangswelle
126 A/D-Wandlungsoperationszeitgebung
131 Signalerfassungspegelcharakteristik des n-ten und n+1-ten Leiters
132 Signalerfassungspegelcharakteristik des n+1-ten und n+2-ten Leiters
133 Signalerfassungspegelcharakteristik des n+2-ten und n+3-ten Leiters
140 Wechselleistungsempfängerspule
141 Wechselleistungsresonanzkondensator
142 Umformdiode
143 Umformdiode
144 Spannungsregler
145 Gegenseitige induktive Kopplung
146 Erregerschleifenspule
147 Wechselleistungsoszillator
150 Solarzelle
151 Ladekontrolleinrichtung für wiederaufladbare Batterie
152 Diode
153 Diode
154 Wiederaufladbare Batterie
155 Spannungsregler

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnung im einzel nen beschrieben. Die Fig. 1A und 1B sind jeweils Struktursche mata der ganzen Vorrichtung nach einer Ausführungsform der Er findung. In einem Stift 5 ist ein symmetrischer Sinuswellenge nerator oder ein symmetrischer Rechteckwellengenerator 1, bei dem es sich um eine aktive Schaltung handelt, zum Erzeugen ei nes kontinuierlichen symmetrischen Wechselsignals unterge bracht. Symmetrische Ausgangssignale des symmetrischen Wechselsignalgenerators 1 werden an einen Stäbchenleiter 3 an der Spitze des Stifts bzw. an einen ringartigen Leiter 4 ange legt. Eine Batterie 2 als Energieversorgung versorgt die Schaltung in dem Stift mit der Betriebsleistung.

Der Stäbchenleiter 3 an der Spitze des Stiftes 5 und der ringartige Leiter 4 stehen, wenn sie sich in der Nähe der flachen Oberfläche der Tafel 6 befinden, in elektrostatisch kapazitiver Kopplung kleiner Kapazitäten mit Leitern 7, 7, 7 . . . in der Tafel 6. Dementsprechend werden symmetrische elek trische Signale zwischen dem Stäbchenleiter 3 an der Spitze des Stiftes 5 und dem ringartigen Leiter 4 in pseudosymmetri sche Form mit einem der Größe der koppelnden Kapazität der be nachbarten Leiter 7, 7, . . . in der Tafel 6 entsprechenden Pe gel übertragen. Es gibt auch eine unsymmetrische Signal komponente, die im folgenden anhand des Ersatzschaltbildes im einzelnen beschrieben wird.

Ein Ersatzschaltbild der Wechselsignalübertragung in der Schaltung ist in Fig. 4 gezeigt. Ein Widerstand R1 (101) und ein Widerstand R2 (102) bilden symmetrische Ausgangsteilerimpedanzen des symmetrischen Wechselsignalgene rators 1, ein Kondensator C_B1 (100) ist die Streukapazität zwischen zwei Leitern (einem Stäbchen und einem ringartigen) an der Spitze des Stiftes 5, ein Kondensator C₁ (105) ist die Kopplungskapazität zwischen dem Stäbchenleiter 3 an der Spitze des Stiftes und dem Leiter n (7) in der Tafel 6, ein Kondensa tor C₂ (106) ist die Kopplungskapazität zwischen dem Stäbchen leiter 3 an der Spitze des Stiftes und dem Leiter n+1 (7) in der Tafel, ein Kondensator C₃ (107) ist die Kopplungskapazität zwischen dem ringartigen Leiter 4 an der Spitze des Stiftes und dem Leiter n (7) in der Tafel 6, und ein Kondensator C₄ (108) ist die Kopplungskapazität zwischen dem ringartigen Lei ter 4 an der Spitze des Stiftes 5 und dem Leiter n+1 (7) in der Tafel 6. Das obige n bezeichnet die Nummer eines passenden Leiters in der Nähe der Spitze des Stiftes.

Der menschliche Körper des Bedieners der Vorrichtung, die Streukapazität bezüglich der Masse der Schaltung und die Impedanz der elektromagnetischen Wellenabstrahlung in den Raum wirken als Pseudomasse für den Stäbchenleiter 3 und den ring artigen Leiter 4 an der Spitze des Stiftes 5. Unter der An nahme, daß diese Pseudomasseneffekte Pseudomassenimpedanzen ZP₁ (103) bzw. ZP₂ (104), wie in Fig. 4 gezeigt, entsprechen, hat ZP₂ (104) (die Pseudomassenimpedanz des ringartigen Lei ters (4)) gewöhnlich einen niedrigen Wert, weil sie grundsätz lich auf eine große Fläche und nahe Entfernung zum menschli chen Körper zurückgeht. Ferner variieren die Kopplungskapazi täten C1 bis C4 erheblich mit der Position des Stiftes 5 auf der Tafel 6. Dies alles bildet einen wesentlichen Grund für Unsymmetrie zwischen den symmetrischen Signalwegen. Auch zwi schen den benachbarten Leitern n (7) und n+1 (7) und der Masse der Schaltung gibt es unregelmäßige Streukapazitäten C₅ (109) und C₆ (110), und auch zwischen den benachbarten Leitern n (7) und n+1 (7) gibt es eine Streukapazität CB₂ (111). Die Aufla dung und Entladung dieser Kapazitäten C₅, C₆ und CB₂ tritt je doch kaum auf, wenn eine später beschriebene Strom-/Spannungs- Wandlung ausgeführt wird, weswegen dann kaum eine Ursache für Unsymmetrie entsteht. Wegen der erwähnten Hauptursache für die Induzierung der Unsymmetrie treten zwei unsymmetrische (Ein fachabschluß-)Signalkomponenten zusätzlich zu dem symmetri schen Signal in die benachbarten Leiter n (7) und n+1 (7) ein.

Dieses symmetrische Signal und dieses unsymmetrische Signal werden weiter im einzelnen beschrieben. Signale von den benachbarten Leitern n (7) und n+1 (7) werden an einen Strom pufferverstärker 18 angelegt. Der Strompufferverstärker 18 hat eine sehr kleine Eingangsimpedanz, und das Eingangssignal kann nicht als spannungsveränderlich, sondern muß als strom veränderlich eingegeben werden. Sein Eingangsstromwert wird ohne Veränderung ausgegeben, denn er arbeitet als Stromquelle unabhängig von der Spannung. Das Ausgangssignal des Strom pufferverstärkers 18 wird an einen Symmetrie-zu-Unsymmetrie- Umsetzer 19 angelegt, wie in Fig. 4 gezeigt.

Die auf die benachbarten Leiter n (7) und n+1 (7) übertragenen Wechselsignale werden als Ströme zu dem Symme trie-zu-Unsymmetrie-Umsetzer 19 übertragen. Wie in Fig. 4 ge zeigt, wird die symmetrische Signalkomponente mit i₁ und die beiden erwähnten unsymmetrischen Signalkomponenten werden mit i₂ und i₃ bezeichnet. Die unsymmetrischen Signalkomponenten i₂ und i₃ werden dort wie folgt in die Summe und Differenz umge formt:

i_c = i₂ + i₃
i_d = i₂ - i₃,

wobei i_c die Gleichtaktkomponente und i_d die Gegentaktkompo nente ist.

Die Summenkomponente (Gleichtaktkomponente) wird ent sprechend der Charakteristik des Symmetrie-zu-Unsymmetrie-Um setzers vollständig entfernt. Die Gegentaktkomponente wird ähnlich der symmetrischen Signalkomponente einer Strom-Span nungs-Wandlung unterworfen. Dementsprechend ist die Ausgangs spannung Ve nach ihrer Unsymmetrie-Wandlung gegeben durch

Ve = K (i₁ + i_d) (Gleichung 1)

wobei K den Koeffizienten der Strom-Spannungs-Wandlung dar stellt. Wie aus Gleichung 1 zu sehen, verwendet die Vorrich tung effektiv die Gegentaktkomponenten zweier unsymmetrischer Signale (Effektivsignalkomponenten) sowie die symmetrische Signalkomponente, um eine Absenkung der Effizienz zu vermei den.

Wie zuvor erwähnt, ist die erfindungsgemäße Vorrich tung vom Stromerfassungstyp. Die Streukapazität der Leiter 7, 7, 7, . . . in der Tafel 6, die Streukapazitäten der in Fig. 1 gezeigten Analogmultiplexer 8 und 9 und die Streukapazitäten einer Anordnung auf einer gedruckten Schaltungskarte verursa chen kaum durch ihre Aufladung und Entladung bewirkte Signal verluste, weil fast keine Spannungsschwankungen auftreten, weswegen praktisch keine Abschwächung bei der Übertragung der Wechselsignale verursacht wird.

Es werden nun die Fremdstörungen beschrieben. Die mei sten in den Signalweg eintretenden Fremdstörungen (nicht ge zeigt) treten als Gleichtaktstörungen ein, weil die Störquelle gewöhnlich in einer mit dem Wegeabstand des symmetrischen Signalwegs verglichen relativ großen Entfernung liegt. Die Gleichtaktstörungen werden von dem Symmetrie-zu-Unsymmetrie- Umsetzer vollständig blockiert. Diejenige Komponente aus einer kleinen Menge als Gegentaktkomponenten des unsymmetrischen Si gnals eingetretener Störkomponenten, die in einem uner wünschten Frequenzband liegt, wird von einem später beschrie benen Bandpaßfilter entfernt. Da die erfindungsgemäße Vorrich tung Frequenzen in einem besonders engen Band im Vergleich zu einer Digitalisiervorrichtung mit einem anderen kabellosen Stift verwendet, ist der Eintritt schädlicher Störkomponenten wegen der geometrischen Wirkung des erwähnten symmetrischen Signalübertragungssystems sehr klein. Das S/N-Verhältnis am Signalpegelerfassungspunkt ist hervorragend, wodurch die sta bile Bestimmung der Positionskoordinaten des Stiftes 5 auf der Tafel 6 ermöglicht wird.

Zum Vergleich: Während die von einem konventionellen Digitalisierer mit einem kabellosen Stift verwendete Frequenz zwischen 40 und 100 kHz liegt, verwendet die beschriebene Vor richtung eine Frequenz von ungefähr 455 kHz, bei der zur Ver besserung der Effizienz mehr Signalströme durch die Kopplungs kapazität zwischen dem Stift und den Gitterleitern übertragen werden.

In Fig. 1 schalten die Analogmultiplexer 8 und 9 in der X- und Y-Richtung der Reihe nach zwischen Paaren benachbarter Leiter aus den Leitern 7, 7, 7, . . . , und die von den beiden benachbarten Leitern empfangenen symmetrischen und unsymmetrischen Signale werden von AC-Kopplungskondensatoren 16 und 17 an den Symmetrischen Strompufferverstärker 18 ange legt. Die X- und die Y-Richtung werden in der Zeiteinteilung so betrieben, daß z. B., wenn der Analogmultiplexer in der X-Richtung passende benachbarte Leiter 7, 7 anwählt, der Ana logmultiplexer 9 in der Y-Richtung ausgeschaltet bleibt. DC-Pegel haltewiderstände 10, 11, 12 und 13 halten die Gleich potentiale der Ausgangspunkte der Leiter 7, 7, 7, . . . und der Analogmultiplexer 8 und 9 immer bei Null, um durch Potentialdifferenzen beim Schalten der Analogmultiplexer 8 und 9 verursachte Schaltstoßausgangssignale zu minimieren. Diese Punkte beeinflussen die Spannungsveränderung in den Wechselsignalen kaum, und es fließen nur die Wechselsignalströme. Der Signalpegel der Wechselsignale wird durch 1 bis 10 kΩ nicht vermindert.

Der symmetrische Strompufferverstärker 18 besteht aus einem Paar Transistoren in Basisschaltung, und die Eingangsim pedanz eines Emitters hat einen niedrigen Wert, wie etwa 50 Ω. Eine Variation der Spannung des Eingangs-Wechselsignals tritt kaum auf, und nur Stromveränderungen werden angenommen. Dementsprechend wird nur der in den Emitter fließende Strom mit seiner Veränderung ohne Modifikation an den Kollektor übertragen, und dieser arbeitet nahezu unabhängig von der Kollektorspannung als Stromquelle. Dementsprechend kann diese Schaltung 18 als Strompufferverstärker bezeichnet werden. Das Ausgangssignal des Strompufferverstärkers 18 wird an einen Symmetrie-zu-Unsymmetrie-Umsetzer mit einem Bandpaßfilter 19 angelegt und mit der beim Ersatzschaltbild aus Fig. 4 erklär ten Funktion in eine unsymmetrische Spannung umgesetzt. Ferner gibt es dort gleichzeitig einen parallelen Resonanzschalt kreis, der auch als Bandpaßfilter dient und nur die Grundwel lenkomponente des Wechselsignals hindurchläßt. Selbst in dem Fall, daß der Wechselsignalgenerator 1 in dem Stift 5 ein Rechteckwellengenerator ist, ist die ganze Schaltung linear, was der Erzeugung einer Sinuswelle als Grundwellenkomponente in dem Stift 5 entspricht. Dieser Vorteil wird später be schrieben. Der durch den symmetrischen Parallelresonanzschalt kreis gebildete Bandpaßfilter weist eine enge Bandpaßcharakte ristik auf, die selbst in der Mitte des Signalweges eintre tende Störungen der unsymmetrischen Gegentaktkomponente in einem unerwünschten Frequenzband unterdrückt.

Der symmetrische Strompufferverstärker 18 und der Sym metrie-zu-Unsymmetrie-Umsetzer 19 mit Bandpaßfilter werden kombiniert, um eine Strom-Spannungs-Wandlung zu bewirken. Die Ausgangssignalspannung (UB · SIG) des Symmetrie-zu-Unsymmetrie- Umsetzers 19 mit Bandpaßfilter wird an einen in Fig. 1B ge zeigten Verstärker 20 angelegt. Die Eingangsimpedanz 21 des Verstärkers 20 begrenzt die Resonanzgüte Q des Symmetrie-zu- Unsymmetrie-Umsetzers 19 mit Bandpaßfilter auf einen ge eigneten Wert. Ein mit dem Ausgang des Verstärkers 20 verbun dener Widerstand 22 ist so bemessen, daß er die Ausgangsimpe danz des Verstärkers 20 erhöht und einen Teil eines Spannungs teilers zur Verstellung der Verstärkung bildet, der später be schrieben wird.

Ein Kondensator 23 und eine Spule 24 bilden einen pa rallelen Resonanzschaltkreis und wirken hier auch als Bandpaß filter, indem sie in den Verstärker 20 und in die Signalwege vor und hinter dem Verstärker 20 eingetretene Störungen im unerwünschten Frequenzband unterdrücken. Ein Widerstand 25 be grenzt die Güte Q des von dem Kondensator 23 und der Spule 24 gebildeten Resonanzschaltkreises auf einen geeigneten Wert und begrenzt die Gesamtverstärkung der Vorrichtung entsprechend. Ein Schalter 28 ist vorgesehen, um den Signalpegel erzwungen auf Null setzen zu können, und wird eingeschaltet, wenn der Signalnullpegel automatisch korrigiert wird, was in Einzelhei ten später beschrieben wird. Widerstände 26, 27 und Schalter 29, 30 sind zum vierfachen Verstellen der Gesamtverstärkung vorgesehen. Der Widerstand 26 hat einen anderen Wert als der Widerstand 27. Die Verstärkung verstellen zu können, ist vor allem in dem Fall notwendig, daß sich bei Verwendung von Wi derstandsleitern (transparente Dünnfilmleiter) 7, 7, 7, . . . der Signalpegel abhängig von der Position des Stiftes 5 auf der Tafel 6 stark verändert und der gemessene Pegel ungefähr konstant gehalten werden muß.

Das Bezugszeichen 31 bezeichnet einen begrenzenden Verstärker, der den Betrieb eines in der nächsten Stufe auftretenden phasensynchronisierenden Oszillators 57 sicher stabilisiert. Der phasensynchronisierende Oszillator 57 ist mit dem Eingangssignal zum Erzeugen einer Rechteckwelle pha senverriegelt und oszilliert, selbst wenn der Eingangssignal pegel Null ist, mit fast der gleichen Frequenz.

Das Prinzip der phasensynchronisierenden Oszillation besteht darin, daß ein CMOS-Schmitt-Inverter 36 aufgrund der Rückkopplung eines Widerstandes 38 und eines Kondensators 37 die Oszillation mit kontinuierlichen Pulsen wiederholt, wobei eine einer Rechteckwelle angenäherte Ausgangswelle erzeugt wird. Gleichzeitig wird der Spannungspegel des Kondensators 37 von der Eingangssignalspannung unterstützt, um für die Phasensynchronisation der Oszillation zu sorgen. Die Beziehun gen der Konstanten werden dargestellt durch:

(V_c _* R39/(R38 + R39) < Hysteresespannung des Schmitt-Inverters 36

V_c = Leistungsversorgungsspannung des CMOS-Schmitt- Inverters 36

10 × (Ausgangsimpedanz des begrenzenden Verstärkers 31) (R38 _* R39)/(R38 + R39).

Der Kondensator 37 ist so ausgelegt, daß die freie Os zillationsfrequenz im wesentlichen der Eingangsfrequenz ent spricht. Ein Kondensator 40 ist so ausgelegt, daß er bei der Oszillationsfrequenz eine ausreichend niedrige Impedanz bil det. Der typische Wert für eine Frequenz von 455 kHz ist in obiger Bezugszeichenliste angegeben.

Ein D-Flip-Flop 41 teilt seine Eingangsfrequenz durch 2, und sein Ausgangssignal wird an einen Prozessor 56 angelegt, der die ganze erfindungsgemäße Vorrichtung steuert. Der Prozessor 56 mißt die Frequenz des Ausgangssignals des D-Flip-Flop, um die Schaltstellung (EIN/AUS-Stellung eines Sei tenschalters 72 und EIN/AUS-Stellung eines stäbchen druckempfindlichen Schalters 73) des Signalstiftes 5 zu erfas sen. Der Zweck der Halbierung der Eingangssignalfrequenz durch den D-Flip-Flop 41 zur Verwendung der Rechteckwelle im Prozes sor 56 ist, die Instabilität des Systems aufgrund der uner wünschten Rückkopplungsschleife erheblich zu vermindern. Diese Funktion wird im einzelnen beschrieben.

Bei der betrachteten Schaltung gibt es durch die Streukapazitätskopplung oder durch die elektromagnetische Kopplung und die Impedanz (nicht Null) des Energieversorgungs weges und des Massenweges grundsätzlich eine mehr oder weniger ausgeprägte Rückkopplung vom Prozessor 56 auf jeden Abschnitt nahe dem Signaleingangsabschnitt. Mit zunehmender Verstärkung des Systems nehmen die Probleme mit dieser unerwünschten Rückkopplungsschleife zu und verursachen häufiger instabile Oszillationen.

Das Ausgangssignal des D-Flip-Flops 41 ist eine Recht eckwelle der halben Eingangsfrequenz. Als Rechteckwelle ent hält sie keine Frequenzkomponente bei der Signalfrequenz der Vorrichtung, weil ihre zweite harmonische Komponente Null ist. Dementsprechend tritt keine Rückkopplung von dem Prozessor 56 mit der Signalfrequenz auf. Durch die Bandpaßfilter 19, 23 und 24 wird selbst die Rückkopplung anderer als der oben genannten Frequenzkomponenten bis zu vernachlässigbar kleinen Schleifen verstärkungen hinunter blockiert. Obwohl die Gesamt verstärkung der Vorrichtung nah 100 dB liegt, kann die Vor richtung aus den oben erwähnten Gründen ohne Abschirmung mit geringen Kosten stabil betrieben werden.

Ein erstes Ziel der Verwendung eines phaseninver tierenden Verstärkers 32 ist, seine Ausgangsphase der des phasensynchronisierenden Oszillators 57 gleich zu machen, und ein zweites Ziel ist, sein Ausgangssignal auf den für die Signalamplitudenerfassung erforderlichen Signalpegel zu ver stärken. Widerstände 33 und 34 sind zur Überlagerung zweier Signale der gleichen Phase vorgesehen, was im folgenden zusam men mit der Signalamplitudenerfassung im einzelnen beschrieben wird.

Ein Erfassungstransistor 35, ein Erfassungskondensator 43 und ein Stromsenkenwiderstand 42 bilden eine Signalampli tudenerfassungsschaltung. Der Stromsenkenwiderstand 42 läßt ständig einen im wesentlichen konstanten Strom aus der Signal amplitudenerfassungsschaltung herausfließen. Der Spitzenspan nungswert zur positiven Seite am Basiseingang des Erfassungs transistors 35 wird als Anfangswert an dem mit dem Emitter des Transistors 35 (die Spannung V_BE zwischen Basis und Emitter ist verschoben) verbundenen Erfassungskondensators 43 vorüber gehend gehalten. Wenn die Spitzenzeit des Eingangssignals ver streicht, wird der Erfassungstransistor 35 ausgeschaltet und der Erfassungskondensator 43 allmählich entladen. Hier stellt sich ein Problem mit der Erfassungslinearität zur Zeit eines niedrigen Signalpegels.

Ohne anliegendes Signal ist V_BE ein Basisemittervor wärtsspannungswert (Gleichvorspannungswert) bezüglich eines durch den Stromsenkenwiderstand 42 abfließenden konstanten Stromes (Durchschnittsstrom). Bei anliegendem Signal fließt in den Erfassungstransistor 35 ein intermittierender Strom, des sen Spitzenstrom größer als der Durchschnittsstrom ist. Die Linearität wird daher verschlechtert, weil V_BE bezüglich des Spitzenstromes größer als V_BE ohne anliegendes Signal ist, wie oben beschrieben. Die Erfindung verbessert auch diesen Punkt.

Der intermittierende Strom wird immer (selbst wenn kein Signal anliegt) dazu veranlaßt, in den Erfassungstransi stor 35 (Wechselvorspannung vorgesehen) zu fließen, um die Differenz von V_BE zu jeder Zeit zu minimieren, - so daß die Linearität deutlich verbessert wird. Das Wechselvorsignal hat jedoch die gleiche Phase wie das Eingangssignal, und selbst ohne anliegendes Signal ist die Wechselvorspannung erforder lich. In der erfindungsgemäßen Vorrichtung wird das Rechteckwellenausgangssignal des phasensynchronisierenden Oszillators 57 gleichphasig der Signalspannung des Widerstan des 33 über den Widerstand 34 überlagert. Das Erfassungsschal tungsausgangssignal zeigt ohne anliegendes Signal Unterschiede aufgrund von Ungleichmäßigkeiten der Widerstände, der Halblei ter und anderer Bauteile, und V_BE des Erfassungstransistors 35 schwankt mit der Temperatur und ferner mit der Veränderung der Leistungsversorgungsspannung und ist nicht konstant. In der erfindungsgemäßen Vorrichtung wird die Drift der Erfassungsausgangsspannung automatisch behoben, was im folgen den im einzelnen beschrieben wird.

Ein Schalter 44, ein Widerstand 47 und ein Kondensator 48 bilden eine Abtast-/Halte-Schaltung. Vor der Messung von Wechselsignalpegeln der benachbarten Leiter 7, 7, . . . werden die Signale mit dem Schalter 28 vorübergehend auf Null ge setzt; der Schalter wird eingeschaltet, und der Erfassungspe gel zu diesem Zeitpunkt von dem Kondensator 48 aufgenommen (abgetastet); wenn der Erfassungspegel ausreichend lang (nach Verstreichen der durch den Widerstand 47 und den Kondensator 48 gegebenen Aufladezeit) aufgenommen worden ist, wird der Schalter 44 ausgeschaltet, und danach hält der Kondensator 48 den Nullsignalerfassungspegel als Analogspannung für die erforderliche Zeitspanne. Nach diesem Halten bewirkt der Pro zessor 56 das Ausschalten des Schalters 28, um das Eingangs- Wechselsignal in die Erfassungsschaltung einzugeben.

Wie mit der mit dem Bezugszeichen 124 in Fig. 5 bezeichneten Erfassungswelle gezeigt, weist das Erfassungsaus gangssignal eine geringfügige, von dem Wechselsignal verblie bene Welligkeit auf. Ein Widerstand 45 und ein Kondensator 46 bilden einen Tiefpaßfilter, der diese Welligkeit entfernt. Ein Widerstand 47 und ein Kondensator 48 in der Abtast-/Halte- Schaltung wirken auch als Tiefpaßfilter. Operationsverstärker 49 und 50 und Widerstände 51 bis 54 bilden eine Schaltung zum automatischen Aufheben einer Drift. Die Werte der Widerstände 51 bis 54 können passend so gewählt werden, daß damit die be schriebene Spannungsdrift der Erfassungsspannung aufgehoben wird und der Erfassungspegel, dessen Drift aufgehoben wird, verstärkt wird sowie gleichzeitig damit verschoben wird zur Anpassung auf die Eingangsspannung eines A/D-Wandlers 55. Der gemessene Pegel des von dem A/D-Wandler 55 in einen Digital wert gewandelten Wechselsignals wird an den Prozessor 56 ge geben.

Die Zeitgebung der Messung des Wechselsignals für je des Paar benachbarter Leiter wird anhand Fig. 5 kurz erklärt. Die mit dem Bezugszeichen 120 bezeichnete Zeitgebung zeigt die Schaltzeit der Analogmultiplexer 8 und 9 in der X- und Y-Richtung. Die Zeit außerhalb der durch die diagonalen Linien markierten stellt den Bereich zum Anhalten (nicht verändern) des Schaltens dar. Die Wechselsignale von dem angewählten Paar benachbarter Leitern 7, 7 werden an den Strompufferverstärker 18 übertragen. Die mit dem Bezugszeichen 121 bezeichnete Zeit gebung stellt den Zeitbereich zum Anhalten des Schaltens der Schalter 29 und 30 (Fig. 1B) zum Verstellen der Gesamtverstär kung der erfindungsgemäßen Vorrichtung dar. Die mit dem Be zugszeichen 122 bezeichnete Zeitgebung stellt die Zeitgebung der Betätigung des in Fig. 1B gezeigten Schalters 28 dar, mit dem das Wechselsignal erzwungen auf Null gesetzt wird, wenn das Signal beim Schalten der Multiplexer 8 und 9 nicht gemes sen werden kann, welche Zeit der Nullsignalerfassungspegel aufnahme zugeordnet ist. Die mit dem Bezugszeichen 123 bezeichnete Zeitgebung ist die des in Fig. 1B gezeigten Schal ters 44, bei der der Nullsignalerfassungspegel innerhalb der Zeit aufgenommen wird, zu der die Emitterwelle (Erfassungswelle) 124 des Erfassungstransistors 35 in einem stabilen Bereich ist.

Die mit dem Bezugszeichen 124 bezeichnete Welle ist die Erfassungswelle, die die Emitterspannung des Erfassungs transistors 35 zeigt und bei der die Amplitudenerfassung, wie beim Betrieb des Schalters 28 (mit Bezugszeichen 122 be zeichnete Zeitgebung) gezeigt, durchgeführt wird. Die mit dem Bezugszeichen 125 bezeichnete Welle ist eine Eingangs spannungswelle des A/D-Wandlers 55, bei der es sich um die von den Tiefpaßfiltern 45 und 46 leicht veränderte Spannungswelle handelt und deren Driftspannung am Nullsignalerfassungspegel bereits aufgehoben worden ist, wenn das mit dem Bezugszeichen 122 bezeichnete Signal eingeschaltet wird. Die mit dem Bezugs zeichen 126 bezeichnete Zeitgebung stellt die Zeit des A/D- Wandlerbetriebs dar, bei der die A/D-Wandlung durchgeführt wird, wenn der mit dem Bezugszeichen 125 bezeichnete Wechsel erfassungspegel hinreichend stabil ist. Während bei der obigen Erklärung die Abtastung des Nullsignalerfassungspegels mit der Rate einmal pro Messung des Wechselsignalpegels durchgeführt wird, muß natürlich angemerkt werden, daß die Abtastung des Nullsignalerfassungspegels auch mit der Rate einmal pro sehr viele Messungen des Wechselsignalpegels durchgeführt werden kann.

Als nächstes wird der Wechselsignalpegel, der der Po sition des Stiftes 5 auf der Tafel 6 und der Bestimmung seiner Koordinaten entspricht, beschrieben. Um das Wechselsignal zwi schen zwei benachbarten der Leiter 7, 7, 7, . . . in der Tafel 6 mit dem symmetrischen Strompufferverstärker 18 und dem Symme trie-zu-Nichtsymmetrie-Umsetzer 19 mit Bandpaßfilter zu illustrieren, zeigt Fig. 6 den Signalerfassungspegel bezüglich der X-Achsenposition (so wie bezüglich der Y-Achsenposition) des Stäbchenleiters 3 an der Spitze des Stiftes 5 auf der Ta fel 6, der die rechts-links-symmetrische Gestalt zweier Giebel mit herabgezogener Mitte hat. Eine charakteristische Kurve 131 stellt eine vom n-ten und n+1-ten Leiter 7, 7 (n bezeichnete die passende Leiternummer) gebildete Signalerfassungspegelcha rakteristik (-Kurve) dar; eine charakteristische Kurve 132 stellt eine vom n+1-ten und n+2-ten Leiter 7, 7 gebildete Cha rakteristik (-Kurve) dar und eine charakteristische Kurve 132 stellt eine vom n+2-ten und n+3-ten Leiter 7, 7 gebildete Cha rakteristik (-Kurve) dar. In dem Fall, daß der Stift 5 in ei ner bestimmten Position (Position P) ist, werden der Pegel A, der Pegel B bzw. der Pegel C erfaßt, und die Position P wird zum Bestimmen der Koordinaten interpoliert.

Es ist klar, daß aus den höchsten beiden der von allen benachbarten Leitern 7, 7, . . . erfaßten Signalpegel und aus den Verbindungspositionen der Multiplexer 8 und 9, in denen die Erfassungspegel erfaßt werden, bestimmt werden kann, zwi schen welchen Leitern und in welcher Hälfte des Zwischenraumes sich der Stäbchenleiter 3 an der Spitze des Stiftes 5 befin det. In welcher Position innerhalb der oberen oder unteren Hälfte des Zwischenraumes zwischen den Leitern sich der Stäb chenleiter 3 an der Spitze des Signalstiftes 5 befindet, wird mit dem unten beschriebenen Interpolationsverfahren bestimmt. Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung wird die Koordinatenbe stimmung für große Tafeln und für kleine Tafeln mit verschie denen Interpolationsverfahren durchgeführt. Ein erstes Inter polationsverfahren wird für kleine Tafeln verwendet und ein zweites Interpolationsverfahren für große.

Fig. 7 zeigt den Mittenbereich aus Fig. 6 vergrößert und zeigt ein Beispiel, bei dem sich ein Punkt P (eine Stift position) zwischen dem n+1-ten Leiter und dem n+2-ten Leiter befindet, wobei P₁ für den Fall steht, daß sich der Punkt P in der linken (unteren) Hälfte befindet, während P₂ für den Fall steht, daß sich der Punkt P in der rechten (oberen) Hälfte be findet. d stellt den Abstand zwischen den benachbarten Leitern 7, 7 dar, x₁ stellt die Interpolationsstrecke bezüglich P₁ und x₂ die Interpolationsstrecke bezüglich P₂ dar. x₁ ist der Ab stand zwischen der Mitte des n+1-ten Leiters und P₁, und x₂ ist der Abstand zwischen P₂ und der Mitte zwischen dem n+1-ten und dem n+2-ten Leiter. Wenn A für die charakteristische Kurve 131 steht, B für die charakteristische Kurve 132 und C für die charakteristische Kurve 133, dann erhält man am Punkt P₁ die Erfassungspegel A₁, B₁ und C₁ und am Punkt P₂ die Erfas sungspegel A₂, B₂ und C₂.

Der einfacheren Erklärung halber wird beim ersten Interpolationsverfahren zunächst erklärt, wie die Interpolati onsstrecke x₂ von P₂ erhalten wird. Bezüglich der Punkte E, F, G und H in Fig. 7 wird eine ungefähr lineare Figur gezogen. Durch lineare Annäherung des Abschnitts EG der Kurve B ergibt sich eine gerade Linie EG, und durch lineare Annäherung des Abschnitts HG der Kurve C ergibt sich eine gerade Linie HG. Anhand des Dreiecks EFG erkennt man, daß die Größe von B₂ pro portional zu der genäherten Interpolationsstrecke x₂ ist. Wenn der Interpolationsabschnitt d/2 zu 1 normalisiert wird, liegt der Punkt, in dem die gerade Linie HG durch den Punkt C₂ die gerade Linie EG kreuzt, genau über der Mittellinie des n+2-ten Leiters, und daher kann der Pegel B₂ bezüglich des Pegels C₂ normalisiert werden. D.h. B₂/C₂ ist ein normalisierter Meßpe gel, der proportional zu der normalisierten genäherten Inter polationsstrecke ist und dieser eindeutig entspricht. Der Pro portionalitätskoeffizient dabei ist 1. Es ergibt sich also:

Normalisierte genäherte Interpolationsstrecke = B₂/C₂.

Dementsprechend ist die genäherte Interpolations strecke x₂ gegeben durch:

x₂ = (d/2) _* (B₂/C₂) (Gleichung 2).

Für die Näherung der Interpolationsstrecke nach Glei chung 2 werden die Kurven B und C als gerade Linien betrach tet, wodurch sich eine leichte Abweichung von der tatsächli chen Position der Spitze des Stiftes 5 ergibt. Diese Abwei chung wird mit einer Korrekturtabelle korrigiert. Die Korrek turcharakteristik hängt jedoch, wenn auch nur leicht, von der Gestalt und Größe des Leitermusters, den Abmessungen des Stäb chenleiters 3 an der Spitze des Signalstiftes 5 und denen des ringartigen Leiters 4 sowie von der Dicke einer die Leiter 7, 7, 7 . . . bedeckenden isolierenden Schicht ab. Durch Verwendung der normalisierten Größen reicht jedoch eine Art Korrekturta belle aus, was ein Programm in dem Prozessor 56 vereinfacht.

Wenn andererseits die Interpolationsstrecke x₁ bezüg lich P₁ erhalten werden soll, wird das Näherungsdreieck umge kehrt. Es gilt daher:

Normalisierte genäherte Interpolationsstrecke = 1 - (B₁/A₁).

Dementsprechend ist die genäherte Interpolationsstrecke x₁ ge geben durch:

x₁ = (d/2) _* (1 - B₁/A₁) (Gleichung 3)

Dies wird mit der oben erwähnten Korrekturtabelle und einer spiegelsymmetrischen Korrekturtabelle korrigiert, um die tatsächliche Interpolationsstrecke x₁ zu erhalten.

Andererseits ist die Interpolationsstrecke links von der Mitte zwischen dem n+1-ten und n+2-ten Leiter, die nicht x₁ entspricht, links-rechts-symmetrisch bezüglich der Mittel linie HE in Fig. 7, und die Interpolationsstrecke von P₁ kann so zum gleichen Typ wie Gleichung 2 gemacht werden (wenn A₁ anstatt C₂ verwendet wird). In diesem Fall ist die spiegelsym metrische Interpolationstabelle nicht erforderlich.

Bei Verwendung einer kleinen Tafel wird das oben be schriebene erste Interpolationsverfahren ausreichen. Bei spielsweise kann auf einer transparenten Tafel mit einer ef fektiven Fläche von 20 cm × 15 cm und d = 4 mm eine absolute Positionsauflösung von 0,25 mm erhalten werden.

Das zweite Interpolationsverfahren für große Tafeln wird im folgenden beschrieben. Der leichteren Erklärung halber wird zuerst erklärt, wie die Interpolationsstrecke x₁ von P₁ erhalten wird. Während bei dem ersten Interpolationsverfahren zwei Meßwerte für die Interpolationsrechnung verwendet worden sind, werden bei dem zweiten Interpolationsverfahren drei Meß werte für die Interpolationsrechnung verwendet. Wegen der be grenzten Genauigkeit bei der Herstellung des Leitermusters, der Anordnung eines Verdrahtungsmusters auf einer gedruckten Schaltungskarte usw. ist es bei einer großen Tafel schwierig zu erreichen, daß die Position des Schnitts der Kurven A und C (durch den die Hälften mit diesem Schnitt als Grenze bestimmt werden) mit der Position der nach unten zeigenden Spitze in Kurve B genau zusammenfällt. Bei Verwendung des ersten Inter polationsverfahrens ist es schwierig, die Stetigkeit der er faßten Position in der Mitte zwischen den benachbarten Leitern genau einzuhalten. Diesem Problem kann mit dem zweiten Inter polationsverfahren abgeholfen werden.

Fig. 9 zeigt eine Hälfte des Zwischenraums mit P₁ aus Fig. 7 vergrößert. Um den Fehler zu minimieren, werden Durch schnittskurven (A+C)/2 zwischen Kurve A und C sowie (B+C)/2 zwischen Kurve B und C betrachtet. Die Kurve (A+C)/2 verändert sich weniger mit der Position und ist als Divisor zur Normali sierung gut geeignet. Die zweifache Differenz zwischen den Durchschnittskurven (A+C)/2 und (B+C)/2 wird durch (A+C)/2 di vidiert, so daß sich ergibt:

Dies ist eine der normalisierten genäherten Interpolations strecken. Sie liefert eine exzellente Linearität für Bereiche außerhalb der Umgebung der Mitte zwischen dem n+1-ten und n+2- ten Leiter, und d/2-mal die Gleichung 4 ist der Position der Spitze des Signalstiftes 5 sehr nahe. Eine weitere normali sierte genäherte Interpolationsstrecke wird zur Erhöhung der Genauigkeit in der Nähe der Mitte zwischen den Leitern in Be tracht gezogen.

Weil die Abweichung an der nach unten zeigenden Spitze der Kurve B die Genauigkeit vermindert, wird die folgende Gleichung verwendet, bei der nur die Kurven A und C in der Nähe der Mitte zwischen den Leitern verwendet werden:

Bei dieser Gleichung ist der Faktor 0,5 ein aus vielen Mustern und Größen von Leitern erhaltener Wert.

Wenn Punkt J der Schnittpunkt zwischen Kurve B und C ist, dann wird Gleichung 4 für den Bereich links von Punkt J und eine Kombination der Gleichungen 4 und 5 für den Bereich rechts von Punkt J verwendet. Für die Gewichtung bei einer solchen Kombination in dem Sinn, daß mit abnehmendem Abstand von Punkt J die Gewichtung der Gleichung 4 anwächst und mit abnehmendem Abstand von der Mitte zwischen den Leitern die Ge wichtung der Gleichung 5 anwächst, wird unter Verwendung des Dreiecks JEH der folgende Ausdruck als Gewichtung von Glei chung 5 verwendet:

Die Gewichtung von Gleichung 4 ist:

Dementsprechend erhält man in dem Abschnitt C < B die normali sierte genäherte Interpolationsstrecke gemäß:

Wenn also B1 C1 ist, ergibt sich die genäherte Interpolati onsstrecke x₁ aus d/2-mal Gleichung 4, und wenn B₁<C₁ ist, ergibt sich die genäherte Interpolationsstrecke x₁ aus d/2-mal Gleichung 6.

Diese genäherte Interpolationsstrecke x₁ kommt der tatsächlichen Interpolationsstrecke x₁ sehr nahe und muß nicht weiter mit der Interpolationstabelle korrigiert werden. Nach dem gleichen Gedankengang ergibt sich für den Fall, daß der Punkt P in der rechten (oberen) Hälfte liegt, die genäherte Interpolationsstrecke x₂ zu:

Die Ergebnisse können mit der Korrekturtabelle korrigiert wer den, um die Interpolationsstrecke mit höherer Genauigkeit an zugeben. Auch hier gilt, daß wenn die Interpolationsstrecke in der anderen Richtung von der Mitte des n+2-ten Leiters, und nicht x₂, betrachtet wird, ähnlich wie in Verbindung mit dem ersten Interpolationsverfahren beschrieben, die genäherte In terpolationsstrecke bezüglich P₂ auch mit einer Gleichung des selben Typs (A wird durch C ersetzt) wie die für die genäherte Interpolationsstrecke bezüglich P₁ erhalten werden kann. In diesem Fall ist eine einzige Art Korrekturtabelle ausreichend.

Der Prozessor 56 berechnet nach dem oben beschriebenen ersten oder zweiten Interpolationsverfahren numerische Werte, bestimmt die Koordinaten X und Y der Spitze des Stiftes 5 auf der Tafel 6 und gibt die Koordinateninformation und die Infor mation über die EIN/AUS-Stellung des Seitenschalters 72 und des stäbchendruckempfindlichen Schalters 73 des Stiftes 5 aus.

Als nächstes wird die Schaltung in dem Signalstift 5 und ihre Arbeitsweise beschrieben. Als Wechselsignalgenerator schaltung werden für große Tafeln und kleine Tafeln jeweils andere Schaltungen verwendet. In der in Fig. 2 gezeigten Schaltung für eine große Tafel werden als aktive Elemente zwei CMOS-Inverter 61 und 62 verwendet. Von einer mit einem Schal ter 60 ein- und auszuschaltenden Batterie 2 wird den aktiven Elementen Leistung zugeführt.

Der CMOS-Inverter 61 zusammen mit einem elektromagne tischen Keramikresonator 67 bildet einen nicht abgestimmten Oszillationsschaltkreis. Das Ausgangssignal des CMOS-Inverters 61 ist eine Rechteckwelle, die an den Stäbchenleiter 3 an der Spitze des Signalstiftes 5 über einen Widerstand 64 angelegt wird. Dieses Ausgangssignal wird auch an den CMOS-Inverter 62 angelegt. Das Ausgangssignal des CMOS-Inverters 62 ist auch eine Rechteckwelle, deren Phase invertiert ist. Das Ausgangs signal des CMOS-Inverters 62 wird an den ringartigen Leiter 4 an der Spitze des Signalstiftes 5 über einen Widerstand 65 an gelegt. Weil die Ausgangsspannungsamplitude der CMOS-Inverter 61 und 62 fast vom Versorgungsspannungspotential bis zum Massenpotential schwingt, werden der Stäbchenleiter 3 und der ringartige Leiter 4 symmetrisch mit einer Rechteckwelle beauf schlagt, deren Peak-to-peak-Amplitude fast der zweifachen Ver sorgungsspannung entspricht.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung verwendet selbst bei einem Rechteckwellensignal, wie eben erwähnt, nur die Grundwellenkomponente. Wie bei allen Rechteckwellen hat die Amplitude der Grundkomponente einen 4/π-mal die Amplitude der Rechteckwelle betragenden Peak-to-peak-Wert. Dementsprechend werden der Stäbchenleiter 3 und der ringartige Leiter 4 symme trisch mit einer Sinuswelle mit (2 _* 4/π ≃ 2,5)-mal die Versorgungsspannung betragender Peak-to-peak-Amplitude beauf schlagt. Ein ausreichender Wechselsignalausgangspegel wird also selbst mit geringer Batteriespannung erhalten.

In anderen Worten, man erhält eine symmetrische Peak- to-peak-Ausgangsamplitude bei der Grundwellenkomponente von mehr als dem 2,5fachen der Versorgungsspannung, ohne die Amplitude der Signalwelle an den entsprechenden Punkten der Oszillationsschaltung über die Versorgungsspannung hinaus anzuheben.

Weil CMOS-Inverter verwendet werden, ergibt sich fer ner ein sehr geringer Stromverbrauch und es wird somit ein besonders günstiger Kompromiß zwischen den gegensätzlichen Anforderungen nach hoher Ausgangsleistung und geringem Strom verbrauch erzielt.

Ein Schalter 72 ist ein Seitenschalter an dem Stift 5, der vom Bediener mit dem Finger gedrückt werden kann und eine der Schaltstellungen des Stiftes bestimmt. Wenn der Schalter 72 gedrückt ist, wird ein Resonanzteilerkondensator 69 paral lel mit einem Kondensator 70 verbunden, um die Oszillati onsfrequenz um einige kHz abzusenken. Ferner ist ein Schalter 73 ein stäbchendruckempfindlicher Schalter, der eingeschaltet wird, wenn der Bediener das Stäbchen 3 des Stiftes 5 auf die flache Oberfläche der Tafel drückt. Auch dieser Schalter be stimmt eine der Schaltstellungen des Stiftes. Wenn der Schal ter 73 eingeschaltet wird, bewirkt der Kondensator 71 auch eine Absenkung der Oszillationsfrequenz um einige kHz. Der Kondensator 70 hat eine andere Kapazität als der Kondensator 71, so daß der Stift 5 insgesamt Wechselsignale mit vier verschiedenen Frequenzen entsprechend vier Schaltstellungskom binationen der Schalter 72 und 73 ausgibt. Diese Frequenzver schiebung dient der Schaltstellungsdekodierung beim Messen der Ausgangsfrequenzen des in Fig. 1B gezeigten D-Flip-Flops 41 durch den Prozessor 56.

Bei einer Schaltung für eine große Tafel mit einer Batteriespannung von 3,1 V und einer Oszillationsfrequenz von 455 kHz beträgt der Versorgungsstrom, wenn beide Schalter 72 und 73 ausgeschaltet sind, ungefähr 125 µA, während, wenn die beiden Schalter eingeschaltet sind, der Verbrauchsstrom 160 µA beträgt. Wenn das störfeste Signalübertragungssystem, das einen Kernpunkt der Erfindung darstellt, angewendet wird, kann eine ausreichende Genauigkeit der Positionserfassung auf der großen Tafel sichergestellt werden.

Die Schaltung in einem kabellosen Stift für eine kleine Tafel ist in Fig. 3A gezeigt. Die Betriebsleistung für die Schaltung stammt aus einer einzelnen Silberoxidknopfzelle 2 mit ungefähr 1,55 V. Ein Widerstand 90 ist zur Vermeidung von Stromstößen und ein Kondensator 91 zur Stabilisierung der Einschaltspannung vorgesehen.

Das einzige aktive Bauelement in der Schaltung ist ein Transistor 75, dessen Emitter einen Mittenangriffanschluß an einer Spule einer Schwingkreisschaltung 77 und 78 antreibt. Die Schaltung 77 und 78 verwendet die ge speicherte elektrische Oszillation als Ausgangssignal eines parallelen Resonanzschaltkreises, um den Stäbchenleiter 3 und den ringartigen Leiter 4 an der Spitze des Stiftes 5, wie in Fig. 3 gezeigt, mit einer pseudosymmetrischen Spannung zu beaufschlagen. Die Ausgangswelle ist eine Sinuswelle. Der Strom aus dem positiven Anschluß der Energieversorgung, näm lich der Batterie 2, durchquert den Energieversorgungsschalter 60, durchquert im wesentlichen die Ausgangsresonanzspule 77, durchquert den Kollektor und Emitter des Transistors 75, durchquert den Emitterwiderstand 76 und den Stromstoßschutzwi derstand 90 und kehrt dann zum negativen Anschluß der Batterie 2 zurück.

Ein Teil der elektrischen Oszillationen in der Schal tung 77 und 78 läßt über einen Widerstand 81 den elektromechanischen Keramikresonator 67 eine elek tromechanische Oszillation ausführen. Die Resonanzteilerkon densatoren 82 und 83 sind parallel zu dem elektromechanischen Keramikresonator 67 angeordnet, so daß die elektromechanische Oszillationsfrequenz fein verschoben ist. Weil jedoch der Ver bindungspunkt zwischen den Kondensatoren 82 und 83 wie gezeigt mit der Energieversorgungsleitung verbunden ist, befinden sich beide Enden des elektromechanischen Keramikresonators 67 be züglich des Potentials der Versorgungsleitung in Gegenphase zueinander. Ein Schalter 87 ist ein Seitenschalter des Stiftes 5, der von dem Bediener mit einem Finger gedrückt werden kann und eine der Schaltstellungen des Stiftes bestimmt. Wenn der Schalter 87 gedrückt wird, wird ein Kondensator 84 parallel mit dem elektromechanischen Keramikresonator 67 verbunden, um die elektromechanische Oszillationsfrequenz (z. B. 455 kHz) um einige kHz abzusenken. Ein Schalter 89 ist ein Stäbchendruck schalter, der eingeschaltet wird, wenn der Bediener das Stäb chen 3 des Stiftes 5 gegen die flache Oberfläche der Tafel drückt. Dieser Schalter bestimmt auch eine Schaltstellung des Stifts. Wenn der Schalter 89 eingeschaltet wird, wird die Oszillationsfrequenz durch den Kondensator 85 gleichfalls um einige kHz abgesenkt. Der Kondensator 84 hat eine andere Kapa zität als der Kondensator 85, und insgesamt ergeben sich vier elektromechanische Oszillationsfrequenzen entsprechend vier Schaltstellungskombinationen der Schalter 87 und 89. Wi derstände 86 und 88 haben hohe Widerstandswerte und halten das Gleichpotential der Frequenzverschiebungskondensatoren 84 und 85 fest, um eine plötzliche Veränderung des Gleichvorspan nungspotentials der Schaltung beim Einschalten der Schalter 87 und 89 zu verhindern.

Der elektromechanische Keramikresonator 67 wird über den Widerstand 81 zur Ausführung der elektromechanischen Os zillation angetrieben. Eine zu der obigen gegenphasige Wechselspannung wird in dem entgegengesetzten Anschluß indu ziert, um die Basis des Transistors 75 über den Widerstand 79 zu steuern. Der Widerstand 80 hat einen relativ hohen Wider standswert, um das Betriebs-Gleichspannungspotential des Transistors 75 anzulegen. Der Widerstand 79 ist nicht unbe dingt erforderlich und hat die Funktion, den Transistor 75 stabil zu betreiben und eine Spannungsfolgung bezüglich des elektromechanischen Keramikresonators 61 zu vermitteln. Eine Schottky-Diode 74 ist zwischen die Basis und den Kollektor des Transistors 75 geschaltet und wird in ihrer Funktion später in Einzelheiten beschrieben. Ein Widerstand 76 ist zwischen dem Emitter des Transistors 75 und der negativen Leistungsversor gungsleitung vorgesehen und hat die Funktion, den Transistor 75 stabil und ähnlich wie eine ideale Stromquelle zu betrei ben.

Der Oszillationsbetrieb der Schaltung wird im folgen den in Einzelheiten beschrieben. Wenn der Leistungsschalter 48 eingeschaltet wird, wird ein Kondensator 91 über einen Wider stand 90 schnell auf eine stationäre Spannung, ungefähr 1,5 V, aufgeladen. Am Anfang sind weder die Schwingkreisschaltung 77 und 78, noch der elektromechanische Keramikresonator 67 der elektrischen Oszillation unterworfen, sondern die Schwing kreisschaltung 77 und 78 wird durch kleine Schwankungen der Versorgungsspannung oder kleine Störungen in dem Transistor 75 zu einer leichten Oszillation angeregt. Ein Teil dieser leichten Oszillation wird über den Widerstand 81 auch auf den elektromechanischen Keramikresonator 67 übertragen, so daß eine leichte elektromechanische Oszillation beginnt.

Die leichte Spannungsoszillation der Gegenphase wird auf die Basis des Transistors 75 rückgekoppelt, die Phase wird vom Transistor 75 invertiert, und sein Kollektor treibt die Ausgangsspeicherschaltung 77 und 78 in Phase an. Die Elek trooszillation wächst durch die verstärkende positive Rück kopplungsschleife allmählich an. In der Anfangsphase ist der Transistor 75 im A-Betrieb, und wenn die Resonanzfrequenz der Ausgangsspeicherschaltung 77 und 78 in der Nähe der Frequenz des elektromechanischen Keramikresonators 67 liegt, wird die Schaltung sicher zur Oszillation angeregt.

Die Oszillationsfrequenz der Schaltung ist im wesent lichen durch die Frequenz des elektromechanischen Keramikresonators 67 bestimmt, welcher die Rückkopplung der Wechselspannung an die Basis des Transistors 75 bestimmt. Der Einfluß der Schwingkreisschaltung 77 und 78 auf die Oszillationsfrequenz wird später beschrieben. Wenn die er wähnte Oszillationsspannung steigt, sinkt die Basisspannung im Bereich der negativen Amplitude unter die Verstärkungsschwell basisspannung des Transistors 75. In dieser Stufe fließt nur ein intermittierender Strom in den Transistor, und der Kollek tor des Transistors 75 läßt die Ausgangsspeicherschaltung 77 und 78 eine Art von Schaltantrieb ausführen. Auch beim Schalt antrieb führt die Schwingkreisschaltung 77 und 78 eine Si nuswellenoszillation aus.

Wenn die Oszillationsspannung weiter steigt, wird die positive Amplitudenspannung der Basis höher als die negative Amplitudenspannung des Kollektors (Fig. 3B), weil die Basis des Transistors 75 zu seinem Kollektor gegenphasig ist. Die Schottky-Diode 74 hat zwei Funktionen, erstens, den Transistor 75 selbst nicht in den bekannten Sättigungsbereich zu über steuern, und zweitens, den Oszillationspegel der Schwingkreis schaltung 77 und 78 bei einem konstanten Wert zu steuern. Ihre Funktionsweise wird im einzelnen beschrieben. In Fig. 3B liegt die Kollektorspannungswelle 93 zum Zeitpunkt der Amplitude der Basisspannungswelle 96 niedriger als diese, so daß ein Strom intermittierend fließt, wie mit der Stromwelle 99 der Schottky-Diode 74 gezeigt. Der durch den mit der Gleichvor spannung beaufschlagten Widerstand 80 fließende Strom schließt einen durch die Basis des Transistors 75 fließenden intermit tierenden Strom und einen durch die Schottky-Diode 74 fließen den intermittierenden Strom ein. Daher steigt der durch schnittliche Spannungsabfall am Widerstand 80, die Basis- Gleichvorspannung des Transistors 75 wird abgesenkt, der Kollektorstrom zum Antreiben der Schwingkreisschaltung 77 und 78 wird ebenfalls abgesenkt und die Ausgangsoszillationsspan nung steigt nicht weiter an. Weil eine solche Rückkopplung im tatsächlichen Betrieb auftritt, auch wenn die Schalter 87 und 89 eingeschaltet werden, so daß die Oszillationsfrequenz verschoben wird, wenn die Ausgangsresonanzspule fein einge stellt wird (der Zweck wird später erklärt) oder wenn eine Un stetigkeit von h_FE des Transistors 75 auftritt, kann die Aus gangsspannung im wesentlichen konstantgehalten werden.

In einem solchen stationären Zustand ist die Basis spannung des Transistors 75 wegen des oben beschriebenen Ef fekts eine niedrige Gleichvorspannung, wie mit der Welle 96 dargestellt, um den Transistor 75 nur in der Nähe eines Amplitudenwertes der Oszillationsspannung in einen verstärken den Zustand zu bringen, wodurch eine Kollektorstromwelle wie mit der Welle 98 dargestellt (bei der die Stromflußrichtung in den Kollektor als negativ dargestellt ist) erhalten wird. Das geschieht, weil der Transistor 75 im C-Betrieb ist, was ein hinsichtlich des Stromverbrauchs sehr effizienter Be triebszustand der Schaltung ist. Anders ausgedrückt: Der Wi derstand des Gleichvorspannungsbeaufschlagten Widerstandes 80 ist so ausgelegt, daß der oben beschriebene Betriebszustand angenommen wird.

Wie mit den Welle 92, 93 dargestellt, oszilliert die Ausgangsspeicherschaltung in einer Halbperiode erheblich über den positiven Versorgungsspannungspegel hinaus. Ferner nimmt die Ausgangsspannung einen hohen Ausgangs-Wechsel spannungspegel an, weil die Kollektorspannung des Transistors 75 stark erhöht wird. Weil die Ausgangsimpedanz hoch ist, die Kopplungskapazität zwischen dem Stäbchenleiter 3 an der Spitze des Stiftes und dem Leiter 7 in der Tafel 6 aber im Normalzu stand bei der Verwendung kleiner als 1 pF ist, ist der Si gnalausfluß in die Last für die Praxis vernachlässigbar klein.

Ferner wird die Streukapazität zwischen dem Stäbchen leiter 3 an der Spitze des Stiftes und dem ringartigen Leiter 4 als in dem Ausgangsresonanzkondensator 78 eingeschlossen be trachtet, und stellt daher kaum eine Belastung für die Schwingkreisschaltung 77 und 78 dar. Daher besteht selbst dann kein Problem, wenn hohe Spannungspegel an beiden Enden der Schwingkreisschaltung 77 und 78 direkt ausgegeben werden.

Die Oszillationsfrequenz ist im wesentlichen durch die elektromechanische Oszillationsfrequenz des elektromechani schen Keramikresonators 67 bestimmt. Weil jedoch bei der be trachteten Schaltung Blindwiderstandskomponenten der Schwing kreisschaltung 77 und 78 über den Widerstand 81 leicht an den elektromechanischen Keramikresonator 67 angekoppelt sind, kann die Ausgangsresonanzspule 77, die eine halb-festgelegte Induk tivität ist, zur feinen Abstimmung der Oszillationsfrequenz verstellt werden. Dementsprechend können auftretende Frequenz abweichungen der einzelnen elektromechanischen Keramik resonatoren in der Praxis mit der oben beschriebenen Anordnung ausgeglichen werden. Im Falle eines elektromechanischen Kera mikresonators mit 455 kHz ist der Frequenzbereich bezüglich der vier Stiftschaltstellungen höchstens 5 kHz. Weil eine Fre quenzabweichung von Hunderten von Hz dabei ein Problem dar stellt, ist diese Abweichungsausgleichfunktion wichtig.

Die Ausgangsresonanzspule 77 ist zur Vermeidung uner wünschter elektromagnetischer Kopplung mit der Schaltungs struktur in einem Gehäuse untergebracht. In Fig. 3A wird die Resonanzfrequenz der Schwingkreisschaltung 77 und 78 durch Verstellen der Induktivität der Spule abgestimmt, aber auch die Kapazität des Resonanzkondensators 78 kann veränderlich gemacht werden. Bei der betrachteten Schaltung mit einem Aus gangssignal von 455 kHz und 5,5 V (peak-to-peak) wird le diglich ein Strom von 85 µA aus der Energieversorgung von 1,55 V unabhängig von der Stellung der beiden Schalter verbraucht, was ein sehr niedriger Stromverbrauch ist. Eine Batteriele bensdauer von einem Jahr bei normalem Betrieb konnte mit ei ner einzelnen Silberoxidknopfzelle vom Typ SR 48 erzielt wer den. Bei einer kleinen Tafel mit einer Seite unter 25 cm kann mit diesem Stift eine ausreichend genaue und stabile Digitali sierung erreicht werden.

Anders als die scharfe C-B-Oszillationsschaltung er möglicht die betrachtete Schaltung eine stabile Oszillation ohne Probleme, auch wenn der mit dem Kollektor des Transistors 75 verbundene Resonanzschaltkreis induktiv oder kapazitiv ist. Dementsprechend können die Resonanzfrequenzen der Schwing kreisschaltung 77 und 78 zur Korrektur der Oszilla tionsfrequenz eingestellt werden (die Blindwiderstandskompo nenten der Bauteile 77 und 78 bei der Frequenz des elektrome chanischen Keramikresonators 67 werden eingestellt), auch wenn der elektromechanische Keramikresonator 67 eine Fre quenzabweichung zur positiven oder negativen Seite hat.

In den beiden in den Fig. 2 und 3 gezeigten Schaltun gen ist die maximale Frequenzveränderung kleiner als 5 kHz, so daß das verwendete Frequenzband eng ist, was erheblich zur Verbesserung des S/N-Verhältnisses des Wechselsignals der Erfassungsstufe beiträgt. Ferner wird die Information über die vier Stellungen der Schalter in dem engen Band übertragen, die aber wegen der Frequenzstabilität des elektromechanischen Keramikresonators mit großer Zuverlässigkeit dekodiert werden können.

Im folgenden wird eine Ausführungsform mit einem Stift ohne Batterie anhand der Fig. 10 beschrieben. Die Signalgene ratorschaltung in dieser Ausführungsform ist genau die gleiche wie die in Fig. 3 gezeigte, weswegen ihre Beschreibung wegge lassen wird. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der in Fig. 3 darin, daß keine Batterie zur Energieversorgung verwendet wird, sondern die Energie von dem Koordinatener fassungsvorrichtungskörper auf den kabellosen Stift übertragen wird. Eine Erregerschlaufenspule 146 ist um die Digitalisier tafel 6 herum angeordnet. Die Erregerschlaufenspule 146 wird von einem Wechselleistungsoszillator 147 mit einem Wechselleistungsstrom mit einer anderen Frequenz als die des von dem Stift erzeugten Wechselsignals beaufschlagt. Ein Kon densator ist parallel zu der Erregerschlaufenspule 146 ange ordnet und hat die Funktion, mit der Erregerschlaufenspule 146 eine parallele Resonanz zur Verminderung der Leistungsverluste auszuführen.

Eine Wechselleistungsaufnahmespule 140 mit einem stabartigen Ferritkern ist in der Stiftachsenrichtung in dem Stift angeordnet. Kondensatoren 141 sind mit beiden Enden der Wechselleistungsaufnahmespule 140 verbunden, um einen Parallelresonanzschaltkreis mit einer der Frequenz des Wechselleistungsoszillators 147 entsprechenden Resonanzfre quenz zu bilden. Bei der Verwendung dieses Stiftes auf der flachen Oberfläche der Tafel 6 sind die Wechselleistungsauf nahmespule 140 und die Erregerschlaufenspule 146 einer mit dem Symbol (M) und der Bezugsziffer 145 in Fig. 10 bezeichneten gegenseitigen induktiven Kopplung unterworfen, so daß in der Wechselleistungsaufnahmespule 140 ein Resonanzstrom induziert wird. Ein Teil dieses Resonanzstroms wird über Mittenabgriff anschlüsse an der Wechselleistungsaufnahmespule 140 über zwei Umformdioden abgegriffen und in Gleichstrom (DC) umgeformt, der an einen Spannungsregler 144 gegeben wird. Der Spannungs regler 144 gibt als Spannungsversorgung eine Gleichspannung, z. B. 2,5 V, an die Wechselsignalgeneratorschaltung aus. Da die Wechselgeneratorschaltung einen so niedrigen Stromverbrauch hat, wie er bisher noch nicht erreicht wurde, konnte die ka bellose Energiezuführung nach Fig. 10 mit niedrigen Kosten re alisiert werden.

Als nächstes wird anhand Fig. 11 eine Ausführungsform eines Stiftes beschrieben, bei dem eine Solarzelle die Energie liefert. Die Signalgeneratorschaltung in dieser Ausfüh rungsform ist genau die gleiche wie die in Fig. 3 gezeigte, weswegen ihre Beschreibung weggelassen wird. Eine Solarzelle 150 ist im oberen zylindrischen Bereich des Stiftes angeord net, so daß bei dessen Verwendung im Hellen eine Energie er zeugt wird. Der größte Teil der Ausgangsleistung der Solar zelle 150 wird an den Spannungsregler 155 über eine Diode 152 angelegt. Ein Teil der Ausgangsenergie der Solarzelle 150 wird an eine Ladekontrolleinrichtung 151 für eine wiederaufladbare Batterie gegeben. Die Ladekontrolleinrichtung 151 lädt eine wiederaufladbare Batterie 154 nur dann, wenn die wiederauflad bare Batterie 154 nicht voll aufgeladen ist und die Solarzelle 150 eine ausreichende Energie erzeugt. Wenn die Solarzelle 150 weniger Energie erzeugt, z. B. wenn der Stift im Schatten liegt, liefert die Solarzelle 150 über eine Diode 153 einen Strom an den Spannungsregler 155. Der Spannungsregler 155 hat die gleiche Funktion wie der in Fig. 10 gezeigte.

In der vorangegangenen Beschreibung wurden die Leiter an der Spitze des Signalstiftes als Stäbchenleiter und diesen Stäbchenleiter umgebender ringartiger Leiter beschrieben. Es wird jedoch angemerkt, daß die Erfindung nicht darauf be schränkt ist, sondern ganz allgemein unter Verwendung von zwei Leitern für die symmetrische Signalübertragung ausgeführt wer den kann.

Claims

1. Störfeste Digitalisiervorrichtung, die folgendes auf weist:

(a) eine Tafel (6) mit einer Anzahl entlang der X- und der Y-Koordinatenachse gitterartig angeordneter Leiter (7);
(b) einen kabellosen Stift (5) zum Übertragen eines elek trischen Signals auf die Leiter der Tafel mittels elektrostatisch kapazitiver Kopplung;
(c) einen innerhalb des kabellosen Stiftes angeordneten Wechselsignalgenerator (1) zum Erzeugen eines Wechsel signals und zum Abgeben eines Wechselausgangssignals an den kabellosen Stift;
(d) eine Energieversorgungseinrichtung (2; 140-144; 150-155) für den Wech selsignalgenerator;
(e) zwei Leiter an der Spitze des kabellosen Stiftes, die von dem Wechselsignalgenerator symmetrisch oder pseu dosymmetrisch derart angesteuert werden, daß aufgrund der elek trostatischen kapazitiven Kopplung zwischen dem kabello sen Stift und den Gitterleitern eine sym metrische Wechselsignalhauptkomponente und zwei unsym metrische Wechselsignalnebenkomponenten jeweils in zwei benachbarten Gitter leitern erzeugt werden;
(f) eine Signalpegelmeßeinrichtung (35, 42, 43) zum Messen des Pegels eines Signalstroms, der von einer Summe der symmetrischen Wechselsignalhauptkomponente und einer Differenz der beiden unsymmetrischen Wechselsignalnebenkom ponenten herrührt, die in zwei benachbarten Gitterleitern erzeugt werden;
(g) eine Einrichtung (56) zum Messen der Frequenz des Wechselsignals; und
(h) eine Einrichtung (56) zum Verarbeiten von Signalwer ten, die von der Signalpegelmeßeinrichtung gemessen werden, um digital eine Koordinate der Spitze des ka bellosen Stiftes auf der Tafel auszugeben.

2. Störfeste Digitalisiervorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Gitterleiter widerstandsbehaftete Dünnfilmtransparent leiter beinhalten.

3. Störfeste Digitalisiervorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der kabellose Stift (5) folgendes aufweist: eine Schwingkreisschaltung, die eine mit zwei Leitern an der Spitze des Stiftes verbundene Spule (77) und einen Resonanzkondensa tor (78) aufweist zum Justieren einer Resonanzfrequenz des Wechselsignals; einen im C-Betrieb arbeitenden Transistor (75) dessen Kollektorstrom einen Mittenabgriffanschluß an der Spule beaufschlagt; eine zwischen die Basis und den Kollektor des Transistors geschaltete Schottky-Diode (74); einen zwischen den Kollektor und die Basis des Transistors über einen Trei berwiderstand (81) auf der Kollektorseite geschalteten, für sich bezüglich der Oszillationsfrequenz nicht abstimmbaren elektromagnetischen Keramikresonator (67); und mindestens einen Kondensator (84, 85) zur Oszillationsfrequenzverschie bung, der parallel zu dem elektromagnetischen Keramikresonator zu- und weggeschaltet werden kann.

4. Störfeste Digitalisiervorrichtung nach einem der vor angehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Energie versorgungseinrichtung eine Batterie (2) aufweist.

5. Störfeste Digitalisiervorrichtung nach einem der An sprüche 1 bis 3, bei der die Energieversorgungseinrichtung ein reguliertes Gleichsignal abgibt, das durch Induktanzkopplung zwischen einer Empfängerspule (140) in dem kabellosen Stift (5) und einer in die Tafel (6) eingebetteten Erregerspule (146) aus einem Wechselsignal erzeugt wird.

6. Störfeste Digitalisiervorrichtung nach einem der An sprüche 1 bis 3, bei der die Energieversorgungseinrichtung eine regulierte Gleichspannungsversorgung aufweist, die von einer Solarzelle (150) oder einer batteriegepufferten Solarzelle (150, 154) gespeist wird.

7. Störfeste Digitalisiervorrichtung nach einem der vor angehenden Ansprüche, bei der der Wechselsignalgenerator (1) einen Gleichphasen- und einen Gegenphasentreiber eines Rechteckwellenoszillators aufweist.

8. Störfeste Digitalisiervorrichtung nach einem der vor angehenden Ansprüche, bei der die Einrichtung (56) zum Messen der Frequenz des Wechselsignals eine Einrichtung zum Erzeugen eines Taktpulses mit derselben Frequenz wie das Wechselsignal aufweist, wobei die Frequenz des Taktpulses durch zwei geteilt wird, um eine Rechteckwelle zu erzeugen, die digital ausge zählt wird, um die Frequenz des Wechselsignals zu berechnen.

9. Störfeste Digitalisiervorrichtung nach einem der vor angehenden Ansprüche, bei der die Signalpegelmeßeinrichtung (35, 42, 43) eine solche ist, in der eine von dem Signalstrom abgeleitete zu messende Wechselspannung und ein mit der zu messenden Wechselspannung phasensynchronisiertes Ausgangssi gnal eines kontinuierlichen Rechteckwellengenerators überla gert werden, eine AM-Hüllkurvenerfassung verwendet wird und ein Nullsignalpegel sowie eine Drift automatisch aufgehoben werden, und zwar mittels einer Aufhebeschaltung, die sich aus zwei Operationsverstärkern (49, 50) und einem Abtast-/Halte- Element (48) des Nullsignalpegels zusammensetzt.

10. Störfeste Digitalisiervorrichtung nach einem der vor angehenden Ansprüche, mit einer Interpolationsvorrichtung zum Interpolieren der Koordinaten zwischen den Gitterleitern (7), wobei eine genäherte Interpolationsstrecke (x) erhalten wird, die wie folgt mit einer Korrekturtabelle weiter korrigiert wird: im unteren Interpolationshälftenabschnitt:x = (d/2) _* (1 - B/A),im oberen Interpolationshälftenabschnitt:x = (d/2) _* (B/C)wobei
d: der Abstand zwischen benachbarten Leitern ist,
A: der gemessene Signalpegel des n-ten und n+1-ten Leiters ist, wobei n eine passende positive ganze Zahl ist,
B: der gemessene Signalpegel des n+1-ten und n+2-ten Leiters ist,
C: der gemessene Signalpegel des n+2-ten und n+3-ten Leiters ist und
x: die genäherte Interpolationsstrecke zwischen dem (n+1)-ten und dem (n+2)-ten Gitterleiter ist.

11. Störfeste Digitalisiervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, mit einer Interpolationsvorrichtung zum In terpolieren der Koordinaten zwischen den Gitterleitern (7), wobei eine genäherte Interpolationsstrecke (x) erhalten wird, die wie folgt mit einer Korrekturtabelle weiter korrigiert wird: im unteren Interpolationshälftenabschnitt: im oberen Interpolationshälftenabschnitt: wobei
d: der Abstand zwischen benachbarten Leitern ist,
A: der gemessene Signalpegel des n-ten und n+1-ten Leiters ist, wobei n eine passende positive ganze Zahl ist,
B: der gemessene Signalpegel des n+1-ten und n+2-ten Leiters ist,
C: der gemessene Signalpegel des n+2-ten und n+3-ten Leiters ist und
x: die genäherte Interpolationsstrecke zwischen dem (n+1)-ten und dem (n+2)-ten Gitterleiter ist.