DE3447721A1 - Vorrichtung zur bereitstellung eines ablage- und/oder praesenzsignales fuer einen auf die erde auszurichtenden satelliten - Google Patents
Vorrichtung zur bereitstellung eines ablage- und/oder praesenzsignales fuer einen auf die erde auszurichtenden satellitenInfo
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Description
16.01.1985, 0368A
i< λ _ \ 4-
q668
Vorrichtung zur Bereitstellung eines Ablage- und/oder Präsenzsignales für einen auf die Erde auszurichtenden
Satelli ten
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Bereitstellung eines Ablage- und/oder Präsenzsignales für
einen mittels eines optischen Erdhorizontsensors auf die Erde auszurichtenden Satelliten, dessen Erdhorizontsensor
eine Eingangsoptik, welche die Erde auf eine in ihrer Bildebene periodisch hin- und herbewegte
Chopperscheibe mit in etwa dem Erdbild entsprechendem Durchmesser abbildet, einen Detektor, welcher die die
Chopperscheibe passierende Strahlung registriert, sowie einen Schwingungsgeber, welcher ein die Schwingbewegung
der Chopperscheibe nach Amplitude und Frequenz repräsentierendes, periodisches Choppersignal liefert, aufweist.
Bei die Erde umkreisenden Erdsatelliten, insbesondere solchen auf geostationärer Bahn, ergibt sich häufig die
Notwendigkeit einer genauen Ausrichtung auf die Erde. So müssen die Antennen geostationärer Nachrichtensatelliten
bei immer enger werdender Richtcharakteristik immer genauer auf das jeweilige Zielgebiet auf
der Erdoberfläche ausgerichtet bleiben, wobei die Genauigkeitsanforderungen in der Größenordnung von
einigen Hundertstel Bogengrad liegen. Hierfür werden optische, insbesondere Infrarot-Sensoren verwendet, die
mit einer Eingangsoptik versehen sind, deren optische Achse nach Möglichkeit genau auf den Erdmittelpunkt
weisen soll. Um Abweichungen hiervon festzustellen, wird die Erde von der Eingangsoptik auf eine kreisrunde,
den Durchmesser des Erdbildes in der Bildebene aufweisende Chopperscheibe abgebildet. Letztere wird
344772
\mbb
P&teniabieiiiung
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· rait ihrer Eigenfrequenz und einer stabilisierten Amplitude
in Schwingung gehalten, so daß bei genauer Ausrichtung des Sensors die in Schwingungsrichtung sich
gegsnüfoOEliegendsn Ränder des Erdbildes periodisch
freigegeben uaö verdeckt werden. Die von der Erde und
somit auch τοη den Erdrändern ausgehende Infrarotstrahlung
passiert somit periodisch den oberen und unteren Hand d©E schwingenden Chopperscheibe. Diese Strahlungsanteile werden dann» meist unter Verwendung einer
Sekundäroptik, auf einen Detektor gelenkt, welcher ein
periodisches, im Falle der genauen Ausrichtung die Grundwell© der Chopperschwingung nicht enthaltendes
Sensorsignal abgibt. Die Chopperschwingung wird von ©in©m meist induktiv arbeitenden Schwingungsaufnehmer
registriert, welcher sin periodisches Choppersignal abgibt, aus dem Sensorsignal, welches bei Vorliegen
eiaer ablage, d.h. einer Abweichung der optischen Achse
den Eisg&sifsoptife von der Verbindungslinie Satellit-Erdmittelpunkt,
nunmehr auch die Grundwelle der Chopperschi-ringung enthält» sowie dem Choppersignal
können anschließend ein Ablage- sowie ein Präsenzsignal abgeleitet werden. Letzteres gibt an, ob sich die Erde
überhaupt im Blickfeld der Eingangsoptik des Erdhorisontssnsors
befindet. Die Berechnung des AblagesignaIs erfolgt im wesentlichen durch Faltung des Sensorsignals
mit dem in eine Rechteckspannung umgeformten Choppersignal, die des Präsenzsignales durch Faltung
des Sensorsignales mit einem Rechtecksignal der doppelten.
Frequenz des Choppersignales unter gleichzeitiger
Berücksichtigung des Äblagesignales.
Die bisher übliche analoge Signalverarbeitung bedingt
angesichts der hohen geforderten Ausrichtgenauigkeit
entsprechend hohe Anforderungen an die Stabilität der
verwendeten elektronischen Bauelemente. Diese Bauele-
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mente müssen sorgfältig selektiert, vermessen und abgeglichen werden. All dies stellt einen erheblichen,
sich in den Kosten niederschlagenden apparativen Aufwand dar.
Der Erfindung liegt demgegenüber die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der eingangs genannten Art anzugeben,
mit der auf technisch möglichst einfache Weise sowie unter Verwendung möglichst kostengünstiger elektronischer
Bauelemente hoher Langzeitstabilität die Bereitstellung der gewünschten Ablage- und/oder Präsenzsignale
mit hoher Genauigkeit ermöglicht wird.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen
Merkmale gelöst.
Gemäß der Erfindung wird nunmehr anstelle der analogen Signalauswertung zur Digitaltechnik übergegangen. Dabei
wirken sich die bekannten Vorteile der Digitaltechnik, etwa praktisch unbegrenzte Auflösung, hohe Langzeitstabilität
sowie Reproduzierbarkeit in der Fertigung, voll aus. Als besonderer Vorteil stellt sich ein, daß
eine nicht immer zu vermeidende Drift der Chopperfreqauenz praktisch von selbst kompensiert wird und daß
kein aufwendiger Abgleich hinsichtlich einer Phasendifferenz zwischen dem Sensorsignal und dem Choppersignal
mehr erforderlich ist.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Im folgenden wird die Erfindung in einem Ausführungsbeispiel anhand der Abbildungen näher erläutert. Es
zeigen:
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Fig.l das Blockdiagramm einer Vorrichtung gemäß der Erfindung,
Fig.2 wichtige Signalverläufe innerhalb dieser
Vorrichtung wiedergebende Diagramme,
Fig.3 ein hinsichtlich der Erzeugung des Äntriebssignales
für den Chopper erweitertes Blockschaltbild.
10
10
Fig.l Z3igt eine die Erde auf eine im wesentlichen kreisförmige Chopperscheibe 3 abbildende Eingangsoptik
2. Bei genauer Ausrichtung der optischen Achse der Eingangsoptik 2 auf den Erdmittelpunkt sowie Euhender
Chopperscheibe 3 wird das Erdbild genau von letzterer
abgedeckt, so daß keine Strahlung die Ränder der Chopperscheibe 3 passieren kann. Wird die Chopperscheibe
3 nun von einem dafür vorgesehenen Chopperantrieb 20 in eine periodische Schwingung in der BiIdebene
der Eingangsoptik 2 versetzt, so wird periodisch am oberen und unteren Scheibenrand Strahlungsintensität
freigegeben, welche nunmehr die Chopperscheibe 3 passieren kann. Diese Strahlungsanteile, vorzugsweise
im Infrarotbereich, werden von einer anschließenden Sekundäroptik 4 auf einen Detektor 5 gelenkt. An dessen
Ausgang kann, ggfs. nach Passieren eines Verstärkers ein analoges, mit der Chopperperiode T periodisches
Sensorsignal U abgenommen werden. Dieses besteht im Idealfall aus einer Abfolge ständig gleicher, angenähertes
Sinushalbwellen. Bei Vorliegen einer Ablage ergeben sich Halbwellen abwechselnd niedrigerer und
höherer Amplitude. Die Chopperscheibe 3 wird von einem Chopperantrieb 20 in eine periodische Schwingung versetzt,,
der©n zeitlicher Verlauf durch einen vorzugsweise induktiv arbeitenden Schwingungsaufnehmer 6
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sr
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registriert wird. Dessen periodisches analoges Ausgangssignal wird nach Passieren eines Verstärkers 22 in
eine möglichst exakte Rechteckspannung (siehe Fig.2a) mit der Frequenz der Chopperschwingung (Chopperfrequenz
f ) umgeformt, welche das analoge, periodische
Choppersignal darstellt. Demnach laufen über Signalleitungen 23, 24 das dort noch analoge periodische
Sensorsignal bzw. das analoge periodische Choppersignal.
10
10
Durch Fourier-Transformation können die in dem periodischen Sensorsignal enthaltenen Spektrallinien hinsichtlich
ihrer Amplituden prinzipiell bestimmt werden. Die Amplituden ergeben sich dabei als die Fourierkoeffizienten
der einzelnen Spektrallinien. Im vorliegenden Falle soll die Signalverarbeitung digital erfolgen,
wobei die sogenannte Fast Fourier-Transformation (FFT) zur Anwendung kommt (siehe hierzu E.O. Brigham "The
Fast Fourier Transform", Prentice-Hall, 1974). In jedem Falle stellt sich die Aufgabe, zur Berechnung des
Ablagesignals die Amplitude der Grundwelle (1. Harmonische) und zur Berechnung des Präsenzsignals die
Amplitude der 2. Harmonischen aus dem periodischen
Sensorsignal herauszufiltern. 25
Das über Leitung 23 herangeführte periodische Sensorsignal wird einem Analog-Digital-Wandler 7 zugeführt.
Dieser erhält über eine weitere Signalleitung 25 eine Folge von auf weiter unten noch näher zu erläuternde
Weise erzeugten Startimpulsen, wobei innerhalb einer Periode T eine größere Anzahl derartiger Startimpulse
(Fig.2e) eintreffen. Während der jeweils kurzen Zeitdauer eines derartigen Startimpulses wird die dann
gerade vorliegende Amplitude des analogen Sensorsignals digitalisiert. Die entsprechenden digitalisierten
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X
8
8
Patentabteilung
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Amplitudenwerte werden dann über eine Datenleitung einem FFT(Fast Fourier Transform)-Prozessor 13
zugeführt.
Währenddessen gelangt über die Signalleitung 24 das analoge periodische Choppersignal an den einen Eingang
einer PLL(Phase Lock Loop)-Schaltung 8, die im wesentlichen aus einem Phasendetektor 9, einem Regelverstärker
10 sowie einem spannungsgesteuerten Oszillator 11 besteht. An den anderen Eingang der PLL-Schaltung
bzw. des Phasendetektors 9 gelangt über eine Signalleitung 27 sine Folge kurzer Übertragsimpulse (Fig.2b),
deren Impulsfrequenz fü frequenzgenau und phasenstarr
auf die Chopperfrequenz f geregelt wird.
15
Zur Erläuterung der Funktionsweise der PLL-Schaltung sei im folgenden auf die Figuren 2a bis 2e verwiesen.
Fig.2a zeigt das periodische Choppersignal, das hier die Form einer periodischen Rechteckspannung hat.
Fig.2e zeigt zwei der über die Signalleitung 27 eintreffenden
Übertragsimpulse. Gewünscht ist, daß die ansteigende Flanke jedes Rechtecks des Choppersignales
zeitlich genau mit der Mitte eines Übertragsimpulses zusammenfällt. Ist dies nicht der Fall, so ergibt sich
2^ am Ausgang des Phasendetektors 9 der in Fig.2c links
zeitlich gestreckt dargestellte Signalverlauf. Dieser ergibt sich durch Multiplikation der Signalspannungen
gemäß den Figuren 2a und 2b unter Vorzeichenumkehr. Der rechts in Fig.2c dargestellte Signalverlauf bezieht
sich bereits auf den gewünschten Fall, daß die Mitte des entsprechenden Übertragsimpulses zeitlich mit der
ansteigenden Flanke der Rechteckspannung des Choppersignales zusammenfällt. In dem dem Phasendetektor 9
nachgeschalteten Regelverstärker 10, einem PI-Regler, werden die eingangsseitig anliegenden Spannungen zeit-
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lieh integriert. Dabei ergibt sich ausgangsseitig der
in Fig.2d dargestellte Signalverlauf.
Im Falle des linken, bezüglich der ansteigenden Flanke der Rechteckspannung des Choppersignales unsymmetrisch
liegenden Übertragsimpulses entsteht eine Spannungsanhebung, im Falle des rechts dargestellten, symmetrischen
Übertragsimpulses bleibt die Ausgangsspannung des Regelverstärkers 10 konstant. Durch eine steigende
Spannung an seinem Eingang wird der nachfolgende, spannungsgesteuerte
Oszillator 11 veranlaßt, die Impulsfrequenz der an seinem Ausgang abgegebenen Impulsfolge
entsprechend zu verringern. Dies hat, wie weiter unten noch deutlich wird, zur Folge, daß der folgende übertragsimpuls
(rechts in Fig.2b) etwas verzögert wird und im Idealfall die oben erwähnte, gewünschte Mittellage
einnimmt.
Die am Ausgang der PLL-Schaltung 8 bzw. des spannungsgesteuerten Oszillators 11 anstehende Impulsfolge
gelangt anschließend über eine Signalleitung 28 an den Eingang eines Zählers 12, welcher bei Erreichen einer
vorwählbaren Zählschwelle M jedesmal einen Übertragsimpuls auf die Signalleitung 27 gibt und dann von vorne
zu zählen beginnt. Durch die Vorgabe dieser Zählschwelle M wird erreicht, daß die Impulsfrequenz f der
Übertragsimpuls-Folge im ausgeregelten Zustand gleich der Frequenz f des periodischen Choppersignales ist,
und daß die Impulsfrequenz der vom spannungsgesteuerten
Oszillator 11 abgegebenen Impulsfolge gerade um den Faktor M höher liegt als f . Innerhalb einer Periode
T des Choppersignales liegen also M Impulse der vom Ausgang der PLL-Schaltung 8 bzw. des spannungsgesteuerten
Oszillators 11 abgegebenen Impulsfolge. Diese
35
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/IQ
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Impulsfolge gelangt nun über die Signalleitung 25, wie oben bereits erwähnt, an den anderen Eingang des Analog-Digital-Wandlers
7 und übernimmt dort die Funktion der Startimpulse für die Digitalisierung des am
anderen Eingang über die Signalleitung 23 eintreffenden
analogen Sensorsignales. Durch die Zählschwelle M des Zählers 12 wird also bestimmt, wie oft innerhalb einer
Periode das Sensorsignal zur Gewinnung digitaler Amplitudenwerte abgetastet wird. Der Wert für M sollte
deutlich größer als 2 sein, beispielsweise zwischen 8 und 24 liegen. Die über die Signalleitung 25 laufende
Folge von Startimpulsen ist in Fig. 2e dargestellt.
über die Signalleitung 28 empfängt der Zähler 12, wie
bereits erwähnt, eine der Folge der Startimpulse entsprechende Impulsfolge, wobei er diese Impulse bis zur
Zählschwelle M aufsummiert und dann auf Null zurücksetzt. Im stationären Zustand entspricht diese Zähldauer
von Null bis M gerade einer Periode Tc des
Choppersignales. Während einer solchen Periode gibt der
Zähler 12 nun über eine weitere Signalleitung 29 synchron mit dem Zählvorgang insgesamt M Zählwerte aus,
die jeweils im zeitlichen Abstand 2 ir T /M aufeinander folgen. Die Periode T wird also in M aufeinaderfolgende
Teilabschnitte gegliedert, wobei diese Teilabschnitte fortlaufend mit Zählwerten von 0 bis M-I
durchnumeriert werden. Diese Zählwerte geben somit, auf die Gesamtlänge 2 ττ einer Periode T bezogen, die
jeweilige Momentanphase in Inkrementen von 2 ιτ/Μ des Choppersignales wieder. An den beiden Ein- gangen 30
und 31 des FFT-Prozessors 13 stehen somit innerhalb einer Periode aufeinanderfolgende Wertepaare an,
nämlich am Eingang 30 die digitalisierte Amplitude des Sensorsignales und am Eingang 31 die zugehörige
Momentanphase des Choppersignales.
| 16.01 | .1985, | 0368A | |
| M | El/hl | ||
| 9668 | |||
| P 34 | 47 721. | 7 |
3U7721
Patentabteilung
Anhand dieser Wertepaare kann im FFT-Prozessor 13 nun die Fast Fourier-Transformation durchgeführt werden.
Die angewandte Berechnungsniethode soll zunächst für den
analogen Fall skizziert werden. Im periodischen Sensorsignal sei eine Schwingung mit der Kreisfrequenz sowie
der Amplitude A enthalten: Ä sin(Qt + φ). Wird
S S
dieser Signalanteil einmal mit einem ersten Referenzsignal sinQt, zum anderem mit einem zweiten Referenzsignal
cosQt gemischt, d.h. im mathematischen Sinne gefaltet, wobei eine Phasendifferenz φ zu berücksichtigen
ist, so entstehen folgende Mischungsergebnisse:
As
I = A sin(Qt + φ) sinQt = —-f- [σοεφ - cos(2Qt + φ)]
I = A sin(Qt + φ) sinQt = —-f- [σοεφ - cos(2Qt + φ)]
A8
I = A sin(Qt + φ) cosQt = —r5- [βίηφ - sin(2Qt + φ)]
I = A sin(Qt + φ) cosQt = —r5- [βίηφ - sin(2Qt + φ)]
S «
Nach Mittelung bzw. Integration über eine Periode entfallen
die Terme mit der doppelten Kreisfrequenz 2Ω; somit
20
bleibt als Ergebnis:
Ϊ = (A /2)σοεφ und Q = (Α_/2)βίηφ, woraus
5 5
sich für die zu bestimmende Amplitude A ergibt:
/ϊ2 + Q2.
As = 2 S 1" + Q". (I)
Es fällt auf, daß das Ergebnis dieses Mischungs- und Filterungsprozesses unabhängig von der Phasendifferenz
φ ist, und zwar dadurch, daß sowohl mit einem sin-
als auch mit einem cos-Signal gemischt wird. Ein Pha-30
senabgleich vor der Mischung ist also nicht erforderlich. Im analogen Falle müsste das viele Frequenzen
enthaltende periodische Sensorsignal beispielsweise zur Bestimmung der Amplitude A (ω) der Grundwelle demnach
mit sin- sowie cos-Referenzsignalen der entsprechenden
/Il
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Patentabteilung
Frequenz ω gemischt werden, wonach aus dem jeweiligen Mischungsergebnis alle höheren Frequenzen herauszufiltern
sind. Die gewünschte Amplitude A (ω) ergibt sich dann aus der angegebenen Formel (I) mit Hilfe der
beiden Meßergebnisse ϊ sowie Q, die aus dem Mischungsund Filterungsprozeß hervorgehen. Zur Bestimmung der
Amplituden weiterer im Sensorsignal enthaltenen Frequenzen ist auf analoge Weise vorzugehen.
in dem hier vorliegenden Falle digitalisierter Amplitudenwerte
des Sensorsignales ist das geschilderte Verfahren entsprechend zu modifizieren. Dazu sind im
FFT-Prozessor 13 zunächst zu den am Eingang 31 eintreffenden Zählwerte die entsprechenden sin- sowie
cos-Funktionswerte zu berechnen. Diese bilden sozusagen die oben erwähnten analogen sin- bzw. cos-Referenzsignale
in digitaler Form ab. Dazu werden am Eingang 30 des FFT-Prozessors 13 die entsprechenden digitalen
Amplitudenwerte des Sensorsignales angeliefert.
es sei F(n) die sich im stationären Zustand in jeder
Periode wiederholende Folge von digitalen Amplitudenwerten des Sensorsignales, wobei gilt: 0
< η <. M-I. Werden die am Eingang 31 des FFT-Prozessors 13 eintreffenden
Zählwerte, bezogen auf die Periode 2ir, mit φ bezeichnet, wobei gilt Φη = 2ττ n/M, so
sind die Werte Ϊ sowie Q folgendermaßen zu berechnen.
0,M-l
η
30
30
0,M-l
I = Σ F(n)cos<t>n
η
/f3
Yk 16.01.1985, 0368A
\MBB
si/hi
9668 Patentabteilung ι ρ 34 47 721.7
Die gewünschte Amplitude ergibt sich dann wieder nach der Formel (I). Der FFT-Prozessor 13 führt also innerhalb
jeder Periode zwei parallel laufende Summationsprozesse durch, wobei jeweils die digitalen Amplituden
F(n) des Sensorsignales mit den bezogenen sin- bzw. cos-Funktionswerten der gleichzeitig einlaufenden
Zählwerte η zu multiplizieren und von η = 0 bis η = M-I
aufzusummieren sind.
In Fig.l ist noch gestrichelt die alternative Möglichkeit angedeutet, die vom Zähler 12 ausgegebenen Zählwerte
η einem separaten sin/cos-Konverter 32 zuzuführen, der die Berechnung der entsprechenden Funktionswerte außerhalb des FFT-Prozessors 13 vornimmt.
An einem Ausgang 33 des FFT-Prozessors 13 kann nach Durchführung der oben geschilderten Berechnungen das
Ablagesignal abgenommen werden, das der Amplitude der Grundwelle im Sensorsignal entspricht. An einem zweiten
Ausgang 34 kann gleichzeitig das Präsenzsignal abgenommen werden, wenn parallel zu den geschilderten entsprechende Berechnungen durchgeführt werden, bei denen
lediglich anstelle der Funktionswerte είηφ sowie
σοεφ die Funktionswerte sin24>
bzw. cos2<|> zu verwenden sind, da das Präsenzsignal der im Sensorsignal
enthaltenen 2. Harmonischen entspricht.
In Fig.3 ist gezeigt, wie das vom sin/cos-Konverter
gelieferte sin-Ausgangssignal in vorteilhafter Weiterbildung
der Erfindung dazu verwendet werden kann, ein Antriebssignal für den Chopperantrieb 20 des Erdhorizontsensors
1 zu liefern. Bezugsziffern für gleiche Bauteile sind aus der Fig.l übernommen. Es ist erwünscht,
daß die Chopperscheibe 3 stets mit möglichst konstanter Amplitude schwingt oder nach bestimmten
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Ei/hi
9668 Patentabteilung ρ 3^ ^y -721 η
steuerbaren Kriterien gezielt beeinflußt wird. Hierzu wird das hinter dem Verstärker 22 anstehende Signal,
d.h. das Choppersignal vor seiner Umformung in eine Rechteckspannung, über eine Signalleitung 35 einem Präzisionsgleichrichter
15 zugeführt, dessen Ausgang mit einer Summationsstelle 17 verbunden ist. Weiterhin ist
ein ebenfalls mit der Summationsstelle 17 verbundener Amplitudenreferenzgeber 16 vorhanden. Im Präzisionsgleichrichter 15 wird der Spitzenwert der Chopperampli-
tude A bestimmt und danach in der Summationsstelle 17 von der Amplitudenreferenz subtrahiert. Weicht die
Chopperamplitude von der Referenz ab, so wird die am Ausgang der Summationsstelle 17 anstehende Signalabweichung
einem Regelverstärker 18 zugeführt, welche an seinem Ausgang ein entsprechendes Regelsignal abgibt.
Dieses wird über eine Signalleitung 36 einem multiplizierendem Digital-Analog-Konverter 19 zugeführt, welcher
ebenfalls noch die vom sin/cos-Konverter 32 gelieferten sin-Funktionswerte aufnimmt. Am Ausgang des multiplizierenden
Digital-Analog-Konverters 19 ergibt sich dann ein genügend sinus-förmiges Antriebssignal für den
Chopperantrieb 20, welches bewirkt, daß die Chopperscheibe 3 die durch den Amplitudenreferenzgeber 16
vorgegebene Schwingungsamplitude beibehält bzw. bei Störungen möglichst schnell wieder erreicht.
Das Grundprinzip der Erfindung ist in seiner Anwendbarkeit nicht auf die Bereitstellung von Ablage- und/oder
Präsenzsignalen von Satelliten zum Zwecke der Lagekorrektur beschränkt. Vielmehr betrifft es ganz allgemein
alle Anwendungsfälle, wo die Strahlung insbesondere
einer Infrarot-Strahlungsquelle, beispielsweise eines
Sternes oder auch von Objekten auf der Erde bei der Erderkundung durch Satelliten im Infrarotbereich, zur
Gewinnung eines besser meßbaren Wechselsignales durch
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20
25
Patentabteilung
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einen Chopper periodisch zerhackt und in einem nachfolgenden Detektor hieraus ein periodisches Sensorsignal
gebildet wird, und wobei weiterhin ein periodisches Choppersignal gewonnen wird. Beide Signale können dann
wie oben geschildert verarbeitet werden, um aus der Grundwelle des Sensorsignals eine Helligkeitsinformation
bezüglich des Objektes zu erhalten.
30 35
L e e r s e i ι e -
Claims (3)
1. Vorrichtung zur Bereitstellung eines Ablage- und/oder Präsenzsignales für einen mittels eines optischen
Erdhorizontsensors auf die Erde auszurichtenden Satelliten, dessen Erdhorizontsensor eine Eingangsoptik, welche die Erde auf eine in ihrer Bildebene
periodisch hin- und herbewegte Chopperscheibe mit in etwa dem Erdbild entsprechendem Durchmesser abbildet,
einen Detektor, welcher die die Chopperscheibe passierende Strahlung registriert, sowie einen Schwingungsaufnehmer,
welcher ein die Schwingbewegung der Chopperscheibe nach Amplitude und Frequenz repräsentierendes,
periodisches Choppersignal liefert, aufweist, gekennzeichnet durch
einen eingangsseitig mit dem Detektor (5) verbundenen Analog-Digital-Wandler (7),
25
eine PLL(Phase Lock Loop)-Schaltung (8), welche einen einerseits das periodische Choppersignal und
andererseits eine Folge von Übertragsimpulsen aufnehmenden Phasendetektor (9), einen diesem nachgeschalteten
Regelverstärker (10) sowie einen anschließenden, spannungsgesteuerten, ausgangsseitig
eine Folge von Startimpulsen für den Analog-Digital-Wandler (7) liefernden Oszillator (11) aufweist,
35
PafesitabteJSusiig
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©inen letzterem nachgeschalteten, die Startimpulse zählenden, voreinstellbaren mod M-Zähler (12), der
übertragsimpulse an den Phasendetektor (9) abgibt
und einen die Äusgangssignale des Analog-Digital-Wandlers
(7) sowie im Rhythmus der Startimpulse vom Zähler (12) abgebende, zwischen den übertragsimpulseEi
fortlaufend numerierte Zählwerte aufnehmenden F&'T(Fast Fourier Transforia)-Prozessor (13) zur
Berechnung dej Ablage- und/oder Präsenzsignale.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch g e Kennzeichnet
, daß zwischen der PLL-Schal-
tniag (8) mad dem FFT-Prozessor (13) ein zu den von der
PLFj- S c halt «ag gelieferten, die M Teilabschnitte einer
Periode äez Chopperschwingung repräsentierenden Zählwert©
jeweils die sin- und cos-Funktionswerte berechnendes wad diese dem FFT-Prosessor zuführender sin/cos-KonveEtSE
(14) vorgesehen ist.
20
20
3 „ Vorrichtung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen das vom Schwingungsaufnehlaer
(6) isosraiende, ggfs. verstärkte analoge Signal verarbeitenden
Gleichrichter (15), eine dessen Ausgangssigaal von dem ©inos Miplitudenreferenzgebers (16) subtrahierend©
Summationsstelle (17), einen deren Differenzsignal aufnehmenden Regelverstärker (18), einen das
von desssa Ausgang abgegebene Regelsignal sowie die vom
sin/cos-Konverter (14) gelieferten sin-Funktionswerte
aafnehmenden, multiplizierenden Digital-Analog-KonvertG£
(19) zv>£ Eildung ©ines Antriebssignales für die
Chopperscheibe (3).
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19843447721 DE3447721A1 (de) | 1984-12-21 | 1984-12-21 | Vorrichtung zur bereitstellung eines ablage- und/oder praesenzsignales fuer einen auf die erde auszurichtenden satelliten |
| JP60285867A JPH0613978B2 (ja) | 1984-12-21 | 1985-12-20 | 地球上に向けられる衛星のための変位信号及び又は現在信号の調製のための装置 |
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