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Verfahren und Vorrichtung zur Distanzmessung Die Erfindung betrifft
ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Distanzmessung, und insbesondere die optische
Distanzmessung unter Verwendung einer elektronischen Distanzmeßvorrichtung.
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Eine elektronische Distanzmeßvorrichtung ist an sich bekannt und weist
normalerweise einen Sender auf, um einen Lichtstrahl auf einen Reflektor zu richten,
der von-dem Sender um die Distanz entfernt ist, die gemessen werden soll. Der Reflektor
kann weggelassen werden, wenn die zu messende Distanz der Abstand von dem Sender
zu einem Objekt ist, welches eine genügende Reflektivität hat, um ein verwendbares
Lichtsignal zu einem Empfänger zurück zu reflektieren, der in dem Sender enthalten
oder nahe bei diesem angeordnet ist. Das übertragene Licht wird auf viele verschiedene
Arten bei den bekannten Systemen moduliert, um ein zeitliches Modulationsmuster
zu schaffen, dessen Empfang von dem Empfänger abgetastet wird, der die erforderlichen
Signale ordnungsgemäß in Abhängigkeit von dem Modulationsmuster, das in das übertragene
Licht eingeführt ist, demoduliert. Die Begriffe "Licht" oder optische Frequenz"
sollen in der folgenden Beschreibung nicht nur sichtbares Licht, sondern auch elektromagnetische
Strahlung bei jeder geeigneten Frequenz bedeuten.
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Die bekannte Vorrichtung hat mehrere Nachteile. Die Verwendung eines
zeitlichen Modulationsmusters führt zu strengen Stabilitätserfordernissen, insbesondere
an den elektronischen Schaltungen
des Senders und des Empfängers,
da jegliche Drift zu einem Fehler in der gemessenen Distanz führt. Verschiedene
Hilfsmittel wurden in bekannten Vorrichtungen verwendet, um die Nachteile zu überwinden,
die sich aus der Drift in den elektronischen Schaltungen ergeben.
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Eine bekannte Form der zeitlichen Modulation besteht in der Übertragung
einer im wesentlichen konstanten Meßfrequenze abwechselnd mit einer "Kalibrierfrequenz".
Die Signale oder "Töne" werden mit einem intern erzeugten Referenzton in den Empfänger
bei der Demodulation gemischt, um die Phasendifferenz zwischen den in einer Sequenz
empfangenen Signalen abzuleiten und sie mit den Phasen der Signale bei der Übertragung
zu vergleichen. Dieses System ist besonders anfällig gegen Fehler, die durch eine
schnelle Drift in de Empfänger eingeführt werden.
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Ein weiteres Verfahren, das bei bekannten Instrumenten zur Korrektur
von Instabilitäten in den Sender verwendet wird, besteht darin, einen internen Weg
für die Lichtabstrahlung von dem Sender an einen Bezugsempfänger vorzusehen, der
in dem Sender enthalten ist, so daß das abgestrahlte Licht direkt zu dem Bezugsempfänger
ohne Durchlaufen der Meßstrecke verlaufen kann. Instabilitäten im Sender werden
durch solch ein System eliminiert, die Instabilitäten in dem Empfänger jedoch nicht.
Eine andere Möglichkeit zur Uberwindung von Fehlern aufgrund der Instabilität besteht
darin, den Me3strahl vor und nach jeder Ablesung zurückzusenden, so da3 Einpfängerinstabilitäten
hingenommen werden können. Dazu ist jedoch eine mechanische Strahlumschaltung erforderlich,
die umständlich ist und-selbst Fehler erzeugen kann und die darüber hinaus nicht
eine schnelle Drift in dem Empfänger kompensiert, die zwischen der Me3- und der
Kalibrierungsablesung auftritt. Dadurch wird jedoch das Problem nicht vollständig
gelöst, da verschiedene Störunger die nacheinander übertragenen Töne beeinflussen,
und diese Störungen verschwinden bei der Subtraktion nicht.
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Ferner führt die Subtraktion von nacheinander gemessenen Phasen zu
einem Verlust der ISeZgenauigkeit. Bei einigen bekannten Vorrichtungen wird versucht,
diesen Verlust durch Verändern der Frequenz um eine oder mehrere Dekaden zu überwinden.
Dadurch wird jedoch die erforderliche Bandbreite vergroßert, was unerwunscht ist.
Durch die vorliegende Erfindung soll ein Verfahren und eine Vorrichtung angegeben
werden, wobei die Meß- und die Kalibrier-Töne nur durch eine schmale Frequenz getrennt
sein müssen, so daß abgestimmte Schmalband-Schaltungen verwendet werden können.
Dabei sollen die Erfordernisse für die Phasenstabilität des Empfängers gering sein.
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Durch die Erfindung wird dazu ein Verfahren zur Distansmessung von
einem Sender zu einem ausgewählten PmAt angegeben, bei dem ein Reflektor an einem
vorgegebenen Punkt angeordnet wird, ein Strahl elektromagnetischer Strahlung von
dem Sender auf den Reflektor gerichtet und die reflektierte Strahlung bei einem
Empfänger nahe bei dem Sender erfaßt wird, die elektromagnetische Strahlung, die
über den Reflektor zu dem Empfänger übertragen wird, mit zwei verschiedenen, im
wesentlichen konstanten Modulationssignalen simultan moduliert wird, und bei dem
schließlich die reflektierten, bei dem Empfänger erfaßten Signale demoduliert werden,
um die Differenz zwischen den Phasen der zwei empfangenen Modulationssignale gegenüber
den Phasen der Modulationssignale bei der Abstrahlung zu bestimmen, um eine Anzeige
über die von den Modulationssignalen zwischen dem Sender und dem Empfänger über
den Reflektor zurückgelegten Distanz zu liefern.
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Dabei ist bevorzugt, daß die Frequenzen der Modulationssignale so
gewählt sind, daß die modulierten Signale eine direkte Anzeige der Distanz in Standort-Entfernungseinheiten
gibt.
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Durch die Erfindung wird ferner eine Vorrichtung zur Distanzmessung
mit einem Sender angegeben, der über die zu messende Distanz an einen Empfänger
ein elektromagnetisches Trägersignal senden kann, das durch erste und zweite Modulationssignale
gleichzeitig
moduliert ist, und der ferner die Modulationssignale als Bezugssignale an den Empfänger
über einen anderen Weg als die Distanz senden kann, wobei der Ausgang des Empfängers
an eine Schaltung zugeführt wird, die die empfangenen Signale demoduliert und auf
die entsprechenden Phasenänderungen der ersten und zweiten Modulationssignale, die
über die Distanz empfangen werden, gegenüber den Phasen der Bezugssignale, die über
den anderen Weg als die Distanz empfangen werden, anspricht und davon ein Signal
ableitet, das ein Maß für die Distanz ist.
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Es ist ersichtlich, daß der Weg, der von dem die ersten und zweiten
Modulationssignale tragenden Licht zurückgelegt wird, das Zweifache der zu messenden
Distanz ist. In der Beschreibung wird das Wort essung für eine beliebige Form der
Anzeige verwendet, die ein Maß für die gemessene Distanz liefert, und nicht lediglich
für eine Anzeige der Distanz bezüglich herkömmlicher Meeinheiten. Beispielsweise
kann der Ausgang der Meßvorrichtung ein elektrisches Analogsignal sein, das für
die Verwendung in einer nachfolgenden Vorrichtung geeignet ist, in der die Distanz
bekannt sein muß.
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Vorzugsweise sind der Empfänger und der Sender in einem einzigen Gehäuse
untergebracht, so daß das Bezugssignal, das von dem Empfänger zu dem Sender durchgegeben
wird, als optisches Signal derselben Porm wie das 11Meßsignal" übertragen werden
kann, das über die zu messende Distanz gesendet wird, oder es kann alternativ die
Form elektrischer Schwingungen haben, die über einen elektrischen Leiter übertragen
werden, Das Licht, das über die Meßstrecke übertragen wird, erfährt eine Zeitverzögerung
von T = 2d/C, wobei C die Lichtgeschwindigkeit in Luft und d der Abstand zwischen
dem Sender und dem Reflektor auf dem Objekt ist, dessen Distanz gemessen werden
soll.
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Diese Zeitverzögerung entspricht einer anderen Phasenverschiebung
für jedes der übertragenen Modulationssignale gegenüber der Phase des Signales bei
Ausstrahlung. Mit deren Worten
ist die Phasenverzögerung d = 2df/C,
wenn die Frequenz des Modulationssignales f ist.
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Für die zwei Modulationssignale, die auf dem Lichtstrahl übertragen
werden, und deren Frequenzen f1 und f2 sein sollen, ist daher die Differenz zwischen
der Phasenverschiebung des empfangenen Signales gegenüber dem gesendeten Signal
gegeben durch 2d(1-2) Dies kann alternativ geschrieben werden als:
Wenn die Frequenzen der zwei Modulationssignale im wesentlichen konstant gehalten
werden, ist ersichtlich, daß die Differenz zwischen den Phasenänderungen die von
dem Licht zurückgelegte Distanz multipliziert mit einer Konstanten darstellen. Durch
geeignete Auswahl der Frequenzen der Modulationssignale kann erreicht werden, daß
diese Konstante ein Ausgangssignal liefert, das sich direkt in ausgewählten Meßeinheiten
ablesen läßt. Wenn beispielsweise die Frequenz f1 in dem Bereich von (75000 + 75)
KHz und f2 in dem Bereich von (75000 - 75) KHz liegt, dann stellt die Differenz
zwischen den Phasenänderungen die 2) die Distanz d in Kilometer dar, da die Lichtgeschwindigkeit
C in Bereich von 300 km pro Sekunde liegt.
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orzugsweise ist der Empfänger für die Differenz zwischen den entsprechenden
Phasenänderungen der ersten und zweiten Modulationssignale empfindlich und erzeugt
ein Signal, das ein Maß für die Ite3strecke ist, als eine Frequenz der Wellenlänge
eines Signals bei der Frequenz der Differenz zwischen den zwei Signalen.
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In ähnlicher Weise ist bevorzugt, daß der Empfänger allein oder zusätzlich
für die Summe der entsprechenden Phasenverschiebungen des ersten und zweiten Modulationssignals
empfindlich
ist, um ein Signal oder ein weiteres Signal zu erzeugen,
das ein Ma3 für die Meßstrecke als ein Teilbetrag der Wellenlänge eines Signales
bei der Frequenz der Summe der beiden Phasenverschiebungen ist. In dem letzteren
Fall ist ersichtlich, daß die Summe der Phasenverschiebungen in dem empfangenen
Modulationssignal gegeben ist durch: (d + 62) = 2d (f1 + 2) Die Summe der Frequenzänderungen
stellt daher ein genaueres Maß für die Distanz dar, die das übertragene Licht zurückgelegt
hat.
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In der Anwendung ist es nicht praktisch, die gesamte Zahl der Wellenlängen
der Phasenverschiebungen zu zählen, so daß bevorzugte Ausführungsbeispiele sowohl
die Summe, als auch die Differenz der Phasenverschiebungen ableiten und nur den
ungeraden Bruchteil der Wellenlänge entweder der Summe oder der Differenz der Phasenverschiebungen
anzeigt, um ein grobes und ein feines Ausgangssignal zu liefern. Bei Verwendung
der oben erwähnten Frequenzen ist die Wellenlänge der 'chwebungsfrequenz (/t ~ 62)
gleich 1 km, so daß ein Bruchteil dieser Wellenlänge einen Bruchteil eines Kilometers
darstellt. Auf ähnliche Weise ist die Wellenlänge der Schwebungsfrequenz (/1 + 62)
gleich 1 Meter, so daß ein Signal, welches einen ungeraden Bruchteil einer Wellenlänge
darstellt, eine Anzeige für die Bruchteile eines Meters in der Meßdistanz gibt.
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In solch einem System kann jede Distanz bis zu einem Kilometer genau
bestimmt werden. Wenn die Gesamtzahl an Kilometern auf andere Weise bestimmt oder
geschätzt werden kann, kann das Instrument auch zur genauen Messung von Distanzen
in einem Bereich von mehreren Kilometern verwendet werden, wenn eine Sichtlinie
für den übertragenen Lichtstrahl vorhanden ist.
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In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel strahlt der Sender auch zwei
Kalibriersignale ab, die zwei im wesentlichen konstante
Frequenzen
aufweisen, die voneinander durch eine Frequenz getrennt sind, die klein gegenüber
den Frequenzen der Signale ist, wobei der Empfänger die Modulationssignale und die
Kalibriersignale mischt, um die übertragenen Modulationssignale zu demodulieren.
Die Trennung zwischen den zwei Bezugssignalen liegt vorzugsweise im Bereich der
Trennung zwischen den Frequenzen der Modulationssignale, die über die Me3strecke
übertragen werden.
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Um sowohl die Drift im Sender, als auch im Empfänger zu kompensieren,
hat ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel einen Empfänger, der einen ersten und einen
zweiten lichtempfindlichen Detektor aufweist, wobei das über die Meßstrecke übertragene
Licht von dem ersten licht empfindlichen Detektor empfangen und auch direkt von
dem Sender an den zweiten lichtempfindlichen Detektor übertragen wird. Das Bezugssignal
oder die Bezugssignale werden sowohl an den ersten, als auch an den zweiten lichtempfindlichen
Detektor des Empfängers übertragen. Daher werden beide Detektoren des Empfängers
mit den Meßsignalen und den Bezugs- oder Kalibriersignalen versorgt. Die Meßsignale,
die von dem ersten Detektor empfangen werden, haben jedoch die Meßstrecke durchlaufen,
während die restlichen Signale dies nicht getan haben, so daß eine Phaseninformation
auf den von dem ersten Detektor erfaßten Signalen enthalten ist. Andernfalls sind
die von den ersten und zweiten Detektoren empfangenen Signale identisch, so da3,
wenn sie durch die nachfolgenden Demodulationsschaltungen des Empfängers demoduliert
werden, jegliche Phasenstörungen oder eine Drift in dem Empfänger oder dem Sender
während der Subtraktionsphase der Demodulation gelöscht werden. In derselben Weise
beeinflussen Störungen in dem Medium, durch das das Licht übertragen wird, beide
Meßtoffine, so daZ jegliche auf diese Weise eingeführten Fehler bei der Subtraktion
ausgeschieden werden, so daß die Differenz zwischen den Phasenverschiebungen abgeleitet
wird, die durch die Übertragung über die Meßstrecke verursacht werden.
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Um die Phaseninformation auf den empfangenen Signalen abzuleiten,
weist
ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Empfängers Frequenzwandler, um die empfangenen
Signale zu demodulieren und demodulierte, elektrische Signale zu erzeugen, deren
Frequenz von den Frequenzen der empfangenen Signale und deren Phasen von den empfangenen
Signalen abhängen, ein Dekodiernetzwerk zum Umsetzen der Frequenz der demodulierten,
elektrischen Signale auf eine ausgewählte Standardfrequenz, um erste und zweite
Standardfrequenzsignale zu erzeugen, zwischen denen dieselbe Phasenbeziehung wie
die Phasenbeziehung an dem Empfänger zwischen dem ersten und zweiten, übertragenen
Modulationssignal herrscht, und ein Ausgangsnetzwerk auf, das ein Signal erzeugen
kann, das die Phasendifferenz zwischen dem ersten und zweiten Standardfrequenzsignal
darstellt.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung können einfach als Meßinstrumente
aufgebaut sein, wobei es in diesem Fall bevorzugt ist, daß zusätzlich Anzeigeeinrichtungen
vorgesehen sind, die auf die Signale ansprechen, die die Phasendifferenz zwischen
den ersten und zweiten Standardsignalen darstellen, und eine sichtbare Anzeige dieser
Phasendifferenz liefern. Alternative Ausführungsbeispiele der Erfindung können in
einer automatischen Vorrichtung vorgesehen sein, die lediglich ein die Distanz darstellendes
Signal zur weiteren Verarbeitung benötigt, wobei in diesem Fall keine Anzeigeeinrichtung
erforderlich ist, obwohl eine solche Anzeigeeinrichtung zu Überwachungszwecken vorgesehen
sein kann. Die Anzeigeeinrichtung kann entweder eine analoge Einrichtung, beispielsweise
ein Meßinstrument, oder alternativ eine Ziffern-Anzeigeeinrichtung sein, die eine
Ziffernanzeige von einem Ziffern-Ausgangssignal von dem Empfänger oder einer handbetätigbaren
Nullabgleichsvorrichtung liefert.
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Vorzugsweise weist das Dekodiernetzwerk entsprechende phasenstarr
gekoppelte Oszillatorschleifen (phase locked oscillator loops) für jedes der zwei
modulierten Ausgangs signale von dem Verstärker des Demodulationsnetzwerks auf,
das mit dem zweiten Detektor verbunden ist. Die phasenstarren Oszillatorschleifen
werden beide mit Signalen bei der Standardfrequenz von der
Bezugsquelle
gespeist und erzeugen je ein Ausgangssignal, das mit seiner Phase mit dem entsprechenden,
demodulierten Eingangssignal starr gekoppelt ist, und dessen Frequenz von dem entsprechenden
Signal der demodulierten Ausgangssignale von dem Netzwerk, das dem ersten Detektor
zugeordnet ist, durch die genannte Standardfrequenz getrennt ist. Auf ähnliche Weise
ist bevorzugt, daB das Dekodiernetzwerk ferner-phasenstarre Verzögerungsschleifen
aufweist, die jeweils mit einem Signal von einer zugeordneten, phasenstarren Oszillatorschleife
und mit entsprechenden Signalen von dem Ausgangsverstärker der Demodulationsschaltung,
die dem ersten Detektor zugeordnet ist, gespeist werden und die ein Ausgangssignal
bei der Standardfrequenz erzeugen, das in seiner Phase mit den entsprechenden, detlodulierten
Signalen starr gekoppelt ist, die die ersten und zweiten übertragenen Signale darstellen.
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Die erfindungsgemäße Vorrichtung hat verschiedene Vorteile gegenüber
den bekannten Vorrichtungen. Beispielsweise erlaubt das Dekodiernetzwerk eine grobe
und eine feine Bereichseinstellung durch nahezu identische Schaltungen, die bei
ähnlichen Geschwindigkeiten in beiden Betriebsweisen arbeiten, wobei der Dekoder
für den Feinbereich nur erfordert, daß der gesteuerte Oszillator der phasenstarren
Oszillatorschleife ein Frequenzsignal liefert, das um eine Frequenz gleich der Standardfrequenz
größer als das demodulierte Signal ist, so daß die phasenstarre Oszillatorschleife
ein Ausgangssignal invertierter Phase gegenüber der Phase des demodulierten Signales
liefert, an das sie starr angekoppelt ist.
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Der Ausgang dieser phasenstarren Oszillatorschaltung wird dann mit
dem demodulierten Signal verwendet, das die Phaseninformation trägt, die das zweite
Modulationssignal, welches oben mit f2 bezeichnet ist, in einer phasenstarren Verzögerungsschleife
derselben Art darstellt, wie sie für die Erzeugung der oben erwähnten Standardsignale
verwendet wird. Da die Phase jedoch invertiert ist, ist der Ausgang der phasenstarren
Verzögerungsschleife ein Standardsignal, welches minus 62 darstellt, so daß,
wenn
dieses Signal von dem Signal 6i abgezogen wird, die Summe ( + 62) statt der Differenz
(/ 2) abgeleitet wird. Die Feinbereichsschaltung kann als getrennte phasenstarre
Oszillatorschleife und phasenstarre Verzögerungsschleife ausgebildet sein. Alternativ
kann sie mit einem schaltergesteuerten Oszillator versehen sein, der das erforderliche
Bezugssignal liefert, dessen Frequenz um die Standardfrequenz höher als die Frequenz
des demodulierten Eingangssignales und nicht geringer als das Eingangssignal ist,
so daß eine einzige Urilschaltung die Schaltung für die Ableitung der Phase 62 ur.lwandeln
kann, und der ferner ein Standardfrequenzsignal mit dieser Phase liefert, um ein
Ausgangs-Standardfrequenzsignal mit der Phase - 62 zu erzeugen.
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In einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung kann der Sender
die höhere Frequenz der zwei modulierten Signale in kurzen Impulsstößen ausstrahlen,
deren Wiederholfrequenz das Modulationssignal der tieferen Frequenz darstellt. In
diesen Ausführungsbeispiel ist bevorzugt, daß die Demodulatorschaltung eine Einrichtung
aufweist, um demodulierte Signale zu erzeugen, die respektive jedes der zwei Kalibriersignale
darstellen, und ferner eine Einrichtung aufweist, um die Phasen jedes Modulationssignales
mit der Phase des zugehörigen Kalibriersignales zu vergleichen.
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Die Demodulatorschaltung kann eine Einrichtung aufweisen, um die Modulationssignale
in erste Rechteckwellen umzusetzen, deren Phase von der des Signales abhängt, von
dem sie abgeleitet sind. Ferner können Einrichtungen vorgesehen sein, um die Kalibriersignale
in zweite Rechteckwellen umzusetzen, deren Phase von dem Signal abhängt, von dem
sie abgeleitet sind. Schließlich kann der Demodulator Toreinrichtungen aufweisen,
die durch eine vorgegebene Flanke von einer der zweiten Rechteckwellen betätigbar
und durch eine entsprechende Flanke einer zugehörigen Rechteckwelle der ersten Rechteckwellen
schließbar ist, um ein Signal zu erzeugen, dessen Impulslänge die Phasendifferenz
zwischen dem Modulationssignal und dem zugehörigen Kalibriersignal
darstellt.
In dieser Anordnung sollte die Toreinrichtung vorzugsweise entsprechende Impulsformer
fur die ersten und die zweiten Rechteckwellen, eine Einrichtung zur Sperrung alternierender
Impulse des Impulsforiners, der mit der zweiten Rechteckwelle gespeist wird, und
eine Einrichtung aufweisen, um Impulse von dem Impulsformer, der mit der ersten
Rechteckwelle gespeist wird, während eines Zeitintervalles nach jedem Impuls zu
sperren, der durch den Impulsforrner erzeugt worden ist, der mit der zweiten Rechteckwelle
gespeist wird, um eine Schutz-Zeitdauer zu verwirklichen, während der die Toreinrichtung
immer offen bleibt.
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Drei Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun anhand der beiliegenden
Zeichnungen beschrieben. Es zeigen: Figur 1 ein schematisches Blockdiagranm eines
ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung; Figur 2 ein schematisches Blockdiagramm
von einem Teil eines zweiten Ausführungsbeispieles der Erfindung, dessen restlicher
Teil identisch wie bei dein Busfufirungsbeispiel nach Figur 1 ausgebildet ist; Figur
3 ein schematisches Blockdiagrami:i eines dritten Ausführungsbeispieles; und Figur
4 ein Blockdiagrainm von einem der Elemente der Figur 3.
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Das in Figur 1 gezeigte Ausführungsbeispiel ist als Distanzmeßvorrichtung
aufgebaut und liefert eine Ausgangsanzeige, die in Metern kalibriert ist und die
gemessene Distanz darstellt.
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Die Vorrichtung 37 weist einen Sender und einen Empfänger auf, die
in einem Gehäuse untergebracht sind. Die Vorrichtung 37 schickt einen Lichtstrahl,
der durch eine interne Linse kollimiert ist, zu einem Reflektor 7, der unter einer
Distanz d von der Vorrichtung unter Abstand angeordnet ist.
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In diesem Ausführungsbeispiel wird das zu übertragende Licht von einer
lichtemittierenden Diode 1 geliefert, die in einer Modulationsschaltung 36 angeschlossen
ist, die die Diode 1 mit zwei Modulationssignalen f1 und f2 bei einer Frequenz von
(75000 + 75) KHz und (75000 - 75) KHz Nennfrequenz speist. Die genauen, tatsächlich
verwendeten Frequenzen sind geringfügig von diesen Werten verschieden, um die Tatsache
zu berücksichtigen, daß die Lichtgeschwindigkeit in Luft nicht genau 300.000 km
pro Sekunde beträgt. Zum Zwecke der vorliegenden Beschreibung wird jedoch angenommen,
daß die angegebenen Frequenzen für den vorliegenden Zweck ausreichend genau bezeichnet
sind.
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Das von der Diode 1 emittierte Licht, welches zwei Modulationssignale
Q und f2 trägt, wird von einem Reflektor 5 zu der Kollimatorlinse 6 reflektiert,
um über die Me£distanz übertragen zu werden, wird nach der Reflektion durch den
Reflektor 7 zurück durch die Kollimatorlinse 6 empfangen und von deren Reflektor
5 auf die empfindliche Oberfläche einer lichtempfindlichen Diode 3 reflektiert,
die mit dem oben erwähnten, ersten, lichtempfindlichen Detektor des Empfängers identifiziert
werden kann.
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Die IvIodulationsschaltung 36 liefert auch zwei Kalibriersignale 3
und f bei Frequenzen von beispielsweise (75000 - 21) + 4 (75 - 4) KHz und (75000
- 21) - (75 - 4) KHz. Die Frequenzen f3 und f4 werden in dieser Weise ausgedrückt,
um die nachfolgende Erläuterung der Dernodulations- und Dekodierschaltungen zu vereinfachen.
Die Modulationssignale f3 und f4 werden an eine Schaltung mit einer lichtemittierenden
Diode 2 zugeführt, die so angeordnet ist, daß das Licht von der Diode 2 direkt an
die Diode 3 des Empfängers übertragen wird, ohne daß es den Weg zu dem Reflektor
7 zurücklegt. Ein zweiter, lichtempfindlicher Detektor des Empfängers ist in Form
einer weiteren lichtempfindlichen Diode 4 vorgesehen, die so angeordnet ist, daß
sie Licht direkt sowohl von der lichtemittierenden Diode 1, als auch von der lichtemittierenden
Diode 2 empfängt. Auf diese Weise empfangen beide lichtempfindlichen Dioden 3 und
4 des Empfänger teiles der Vorrichtung 37 Licht von jeder lichtemittierenden
Diode
1 und 2 des enderteiles der Vorrichtung 37, wobei jedoch die Signale f1 und f2 von
der lichteinittierenden Diode 1, die von der lichtempfindlichen Diode 3 empfangen
werden, eine Phasenverschiebung haben, die durch die Übertragung über die Distanz
2d verursacht ist. Die von der lichtempfindlichen Diode 3 abgetasteten Signale werden
an einen Verstärker 8 mit variablem Verstärkungsgrad und von dort an einen Frequenzwandler
10 weitergegeben, der ein nichtlineares Schaltungselement ist, welches Schwebungsfrequenzen
gleich den summen und Differenzen der ankommenden Signalfrequenzen erzeugt. Die
beiden niedrigsten Schwebungsfrequenzen, die von dem Frequenzwandler 10 erzeugt
werden, enthalten Informationen, die die Phase der Signale f1 und f2 betreffen,
die an dem Fühler 3 empfangen werden. Diese Schwebungsfrequenzen liegen bei (21
+ 4) KHz und (21 - 4) KHz. Diese Schwebungsfrequenzen werden von einem Verstärker
12 verstärkt, von dessen Ausgang ein Teil durch einen Verstärker 14 und eine Diode
15 an dem Steuereingang des Verstärkers 8 mit variabiem Verstärkungsgrad zugeführt
wird, um eine selbsttätige Verstärkungsregelschleife zu bilden, die den Verstärkungsgrad
des Verstärkers 8 in Abhängigkeit von der Stärke der an dem Fühler 3 empfangenen
Signale einstellt.
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Das an den Steueranschluß des variablen Verstärkers 8 zugeführte Signal
wird auch an ein Meßgerät 16 abgegeben, dessen Ablesung eine Hilfe bei der Ausrichtung
der Vorrichtung 37 mit dem Reflektor 7 gibt, wenn die Vorrichtung aufgebaut wird.
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Eine ähnliche Schaltung ist für die Demodulation der Signale vorgesehen,
die.von dem Fühler 4 erfaßt werden. Diese Schaltung weist einen Verstärker 9 mit
festem Verstärkungsgrad auf, der einen Frequenzwandler 11 speist, der in derselben
Weise wie der Frequenzwandler 10 arbeitet, um Frequenzen von (21 + 4) KHz und (21
- 4j KHz zu liefern. Diese Signale werden in einem Verstärker 13 verstärkt und wie
bei dem Verstärker 12 auf getrennten Ausgangsleitungen abgegeben. Da die Signale
f1 und f2, die von dem Fühler 4 abgetastet werden, den Weg von dem Reflektor 5 zu
dem Reflektor 7 und zurück nicht zurückgelegt haben, stellt
die
Phase der an dem Ausgang des Verstärkers 13 erzeugten Signale die Phase der Sigiiale
f1 f1 und f2 bei Abstrahlung dar (wobei die internen Wege von den Sendedioden 1
und 2 zu den Fühlern 3 und 4 im wesentlichen gleich groß sind). Auf diese Weise
liefern die zwei Signale von dem Ausgang des Verstärkers 13, obwohl sie dieselbe
Frequenz wie die Schwebungssignale von dem Verstärker 12 haben, Bezugsphasenwinkel,
gegen die die Phasen der von den Verstärker 12 abgegebenen Signale gemessen werden
können.
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Diese Phasenwinkel werden in der Dekodierschaltung bestiront, die
zwei phasenstarre Oszillatorschleifen und zwei phasenstarre Verzögerungsschleifen
aufweist, von denen eine auf die ochwebungssignale, die die Phas-e des Signal es
f1 darstellen, und die andere jeder Kombination auf das Schwebungsfrequenzsignal
wirkt, das die Phase des Ltodulationssignales f2 darstellt. Die Ausgänge des Verstärkers
12 sind nit A und B respektive bezeichnet, und die Ausgänge von de Verstärker 13
sind mit C und D respektive bezeichnet. Die Ausgänge A und C tragen Schwebungsfrequenzen
von (21 + 4) KHz, die für die abgestrahlte und empfangene Phase des Hodulationssignales
fl repräsentativ sind. Die Ausgänge B und D tragen Schwebungsfrequenzsignale mit
einer Frequenz von (21 - 4) KHz, die für die übertragene und empfangene Phase des
IIodulationssignales f2 repräsentativ sind.
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Der Ausgang C des Verstärkers 13 ist init dem Eingang eines Frequenzwandlers
18 verbunden, der auch mit einen Signal von einem spannungsgesteuerten Oszillator
19 bei einer Frequenz gespeist wird, die 0,75 KHz kleiner als die Frequenz des Signals
auf der Leitung C von dem Verstärker 13 ist. Der Frequenzwandler 18 erzeugt Schwebungsfrequenzen
bei einer Differenz zwischen den zwei Eingangsfrequenzen und mit einer Phase, die
von der Phase des Eingangssignals auf der Leitung C abhängt.
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Der Ausgang des Frequenzwandlers 18 ist daher ein Signal mit einer
Frequenz von 0,75 KHz. Dieses Signal wird an einen Phasendetektor 20 zugeführt,
der auch mit Signalen bei 0,75 KHz
von einem Generator 38 gespeist
wird, der von einer Bezugszeitschaltung (nicht gezeigt) versorgt wird. Der Phasendetektor
20 liefert ein Ausgangssignal, das von der Phasendifferenz zwischen den zwei Eingangssignalen
abhängt, und dieses Signal wird an einen aktiven Filter 21 weitergegeben, der ein
Gleichstromsignal liefert, das an den Steueranschluß des spannungsgesteuerten Oszillators
19 zugeführt wird, um die Phase des Ausgangs des spannungsgesteuerten Oszillators
19 in Abhängigkeit von der Phasendifferenz zu steuern, die von dem Phasendetektor
20 zwischen dem Eingangssignal von dem Frequenzwandler und dem Etngangssignal von
dem durch die Bezugstalftschaltung gespeisten Generator 38 abhängt. Das Ausgangssignal
des Oszillators 19 ist, wie oben erwähnt wurde, einer der Eingänge für den Frequenzwandler
18, so daß die Elemente 18, 19, 20 und 21 eine phasenstarre Oszillatorschleife bilden,
deren Ausgang (abgenommen von dem Oszillator 19) ein Signal mit einer Frequenz von
(21 + 4 - 0,75) KHz und einer Phase ist, die starr an die Phase des Eingangs-Schwebungsfrequenzsignals
auf der Leitung C von dem Verstärker 13 gekoppelt ist. Diese Phase ist ein Maß für
die Phase des Modulationssignales, wie es von der lichtemittierenden Diode 1 abgestrahlt
wira, und sie dient folglich als Bezugsphase, gegenüber der die Phasenverschiebung
in dem Modulationssignal bei Übertragung über die Distanz 2d gemessen wird.
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Dies wird in einer phasenstarren Verzögerungsschleife bewirkt, die
einen Frequenzwandler 17 aufweist, der mit dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten
Oszillators 19 und mit einem Signal auf der Leitung A von dem Verstärker 12 gespeist
wird, das eine Frequenz von (21 + 4) KHz hat. Dieses Signal enthält die Information,
die die Phase des oberen der zwei Modulationssignale betrifft, die in dem Lichtstrahl
über die Distanz 2d übertragen werden. Der Frequenzwandler 17 erzeugt ein Ausgangssignal
bei einer Schwebungsfrequenz der Differenz zwischen den zwei Eingangsfrequenzen,
in diesem Fall 0,75 KHz, und hat eine Phase, die von der Phase des Signaleingangs
auf der Leitung A abhängt. In diesem Frequenzwandler werden jegliche rrifteffekte
oder andere Instabilitäten in den Sender ausgeschaltet, da die
Signale,
die den beiden Wegen von den Fühlern 3 und 4 folgen, subtrahiert werden, so daß
Fehler aufgrund des Senders, die daher in beiden Signalen vorhanden sind, durch
die Subtraktion bei dem Frequenzwandler 17 gegeneinander aufgehoben werden. Der
Ausgang von dem Frequenzwandler 17 wird an einen Phasendetektor 22 abgegeben, der
auch mit 0,75-KHz-S ignalen von dem Generator 38 über eine Verzögerungsschaltung
24 gespeist wird. Die durch die Verzögerungsschaltung 24 eingeführte Verzögerung
hängt von der Phasendifferenz ab, die von dem Phasendetektor 22 erfaßt wird, dessen
Ausgang in einem aktiven Filter 23 gefiltert und an den Steueranschluß der Verzögerungsschaltung
24 zugeführt wird.
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Die Komponenten 17, 22, 23 und 24 bilden daher eine phasenstarre Verzögerungsschleife,
deren Ausgang, welcher von der Verzögerungsschaltung 24 abt kommen wird, ein Signal
bei der Standardfrequenz von 0,75 KHz und mit einer Phase ist, die gegenüber der
Phase des Taktes, durch den der Generator 38 gespeist wird, um einen Betrag verzögert
ist, der von der Phasendifferenz zwischen den zwei Eingangssignalen an dem Frequenzwandler
17 abhängt, die respektive die Phase des oberen I.fodulationssignales bei der Aussendung
und die Phase des Signales beim Empfang darstellen.
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Der Phasendetektor 22 ist selbstverständlich nur für die Phasendifferenz
über einem Zyklus der Schwebungsfrequenz empfindlich und zählt.nicht die Zahl der
Perioden der Schwebungsfrequenz, um die die Phase der oberen Modulationsfrequenz
beim Empfang gegenüber der Phase dieses Signales bei der Abstrahlung verzögert ist.
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Eine ähnliche phasenstarre Oszillatorschleife, die die Komponenten
25, 28, 29 und 27 aufweist, wird mit dem unteren der Signale von dem Verstärker
13 gespeist, die von den von dem Fuhler 4 empfangenen Signalen demoduliert sind.
Der Ausgang dieser zweiten, phasenstarren Oszillatorschleife wird an eine phasenstarre
Verzögerungsschleife zugeführt, die auch mit dem unteren der zwei Signale von dem
Verstärker 12 gespeist wird, das von den Signalen demoduliert ist, die von dem Fühler
3 empfangen worden
sind und die die Distanz 2d zurückgelegt haben.
Die phasenstarre Verzögerungsschleife weist einen Frequenzwandler 26, einen Phasendetektor
30, einen aktiven Filter 31 und eine einstellbare Verzögerungsschaltung 32 auf,
die mit den Standardsignalen bei 0,75 KHz von den Generator 38 gespeist wird, um
ein Ausgangssignal zu erzeugen, das ein IfIaß für die Phasenverschiebung ist, die
in dem unteren der übertragenen Modulationssignale aufgrund der Übertragung über
die Distanz 2d auftritt, ist.
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Diese zwei Ausgänge stellen dann 61 und 62 dar, wie oben beschrieben
wurde.
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Die Ausgänge von den Verzögerungsschaltungen 24 und 32 werden an entsprechende
Steuereingänge eines Gatter 33 zugeführt, das mit Impulsen bei einer Impulswiederholfrequenz
von 75-00 KHz von einem Generator 39 gespeist wird, der von einer Haupttaktschaltung
(nicht gezeigt) versorgt wird. Das Steuergatter 33 wird durch ein ins Positive gehendes
Signal von der Verzögerungsschaltung 24 geöffnet, um Impulse von dem Generator 39
an einen Zähler 34 durchzulassen, und es wird durch das nächste, ins Positive gehende
Signal von der Verzögerungsschaltung 32 geschlossen, so daß der Zähler 34 eine Impulszahl
empfängt, die von der Differenz zwischen den Signalen von den Verzögerungsschaltungen
24 und 32 abhängt. Da die Impulswiederholfrequenz des Generators 39 10.000-mal größer
als die Frequenz des 0,75-KHz-ttandardfrequenzsignals ist, das von den Ausgängen
der Verzögerungsschaltungen 24 und 32 zugeführt wird, kann die Phasendifferenz zwischen
diesen zwei Ausgangssignalen mit einer beachtlichen Genauigkeit bestimmt werden.
Der Impulszählerstand des Zählers 34 wird in einer Anzeigeeinrichtung 35 angezeigt,
die eine Analog-Anzeigeeinrichtung, beispielsweise ein Meßgerät, oder nach Bedarf
eine Ziffernanzeige sein kann.
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Der Ausgang des Zählers 34 stellt daher das grobe Entfernungssignal
dar, das durch die Differenz 61 2 62 gegeben ist, wie oben beschrieben wurde. Um
das feine Entfernungssignal (ß1 + /2) abzuleiten, ist eine weitere Schaltung 40
vorgesehen.
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Diese Schaltung wird in das Netzwerk anstelle der zweiten,
phasenstarren
Oszillatorschleife und der phasenstarren Verzögerungsschaltung eingeschaltet, die
auf das tiefere Signal (21 - 4) KHz wirken, das von den von den Fühlern 3 und 4
empfangenen Signalen demoduliert wird. Diese alternativen, phasenstarren Oszillatorschleifen
und phasenstarren Verzögerungsschleifen werden an die Leitungen D bzw. B durch einen
chalter 50 angeschlossen, der die aneinandergekoppelten Kontakte 48 und 49 aufweist.
Die phasenstarre Oszillatorschleife weist einen Frequenzwandler 40 auf, der mit
dem (21 - 4)-KHz-Signal von der Leitung D und mit einem Signal von einem spannungsgesteuerten
Oszillator 43 gespeist wird, das rnn die Standardfrequenz von 0,75 KHz höher als
das Signal von der Leitung D liegt. Mit anderen Worten erzeugt der spannungsgesteuerte
Oszillator 43 ein Signal von (21 - 4 + 0,75) KHz. Der Ausgang des Frequenzwandlers
40 ist dann ein Signal bei der Standardfrequenz von 0,75 KHz, wobei jedoch die Phase
gegenüber der Phase umgekehrt ist, die durch eine vIischung des Signales von (21
- 4 - 0,75) KHz erzeugt munde, wie es durch den spannungsgesteuerten Oszillator
27 erzeugt wird, so daß die phasenstarre Oszillatorschleife, die ebenfalls einen
Phasendetektor 41, einen aktiven Filter 42 und einen spannungsgesteuerten Oszillator
43 aufweist, ein Signal zur Eingabe an einen Frequenzwandler 44 der phasenstarren
Verzögerungsschleife erzeugt, das fest an das Eingangssignal von der Leitung D gekoppelt
ist, jedoch gegenüber diesem Signal die umgekehrte Phase hat. Die phasenstarre Verzögerungsschleife
wird mit dem Signal von der Leitung B des Verstärkers 12 gespeist und weist einen
Phasendetektor 45 auf, einen aktiven Filter 46 und eine variable Verzögerungsschaltung
47, die im wesentlichen wie die oben beschriebenen phasenstarren Verzögerungsschleifen
aufgebaut ist und ein Ausgangssignal für - 62 erzeugt, das, wenn es an das Gatter
33 zugeführt wird, von diesem ein Ausgangssignal gleich (#1 + 62) liefert. Dadurch
wird ein feines Entfernungssigiial erzeugt, das bei den angegebenen Nemnfrequenzen
ein Signal liefert, welches ein MaS für die Bruchteile eines rieters in der Ue3strecke
ist.
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Das zweite Ausführungsbeispiel, das in Figur 2 gezeigt ist,
weist
eine Laserlichtquelle 308 auf, deren Licht ausgang an einen elektrooptischen Modulator
309 aufgegeben wird, der mit den Modulationssignalen von einem Generator 301 gespeist
wird, der seinerseits von einer Bezugs-Taktschaltung (nicht gezeigt) gespeist wird.
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Das von dem elektrooptischen Modulator 309 abgestrahlte Licht wird
an einen weiteren elektrooptischen Modulator 310 über einen Lichtweg, der die lleßdistanz
einschließt, und an einen dritten elektrooptischen Modulator 311 über einen Weg
weitergegeben, der die Meßstrecke nicht einschließt. Der Lichtweg von dem Sendermodulator
309 zu dem ersten Empfängermodulator 310 weist einen Reflektor 305 und eine Kollimatorlinse
306 in der Me.vorrichtung und einen Reflektor 307 auf, der bei der Beßdistanz unter
Abstand angeordnet ist.
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Beide Empfangsmodulatoren 310 und 311 werden mit elektrischen Signalen
bei den Kalibrierfrequenzen von einem Generator 302 gespeist, der wiederum seinerseits
von einer Bezugs-Taktschaltung (nicht gezeigt) versorgt wird. Das von den Empfängermodulatoren
310 und 311 übertragene Licht wird an entsprechende Photodetektoren 303 und 304
weitergeben. Die Empfangsmodulatoren 310 und 311 arbeiten daher in derselben Weise
wie die Demodulatorschaltung, die die Verstärker 8 und 9 und die Frequenzwandler
10 und 11 in dem Ausführungsbeispiel von Figur 1 aufweist. Die elektrischen Ausgangssignale
von den Photodetektoren 303 und 304 werden an entsprechende Verstärker 312 und 313
weitergegeben, von denen jeder ein oberes und ein unteres Signal bei einer Demodulationsfrequenz
erzeugt', die von der Differenz zwischen der Frequenz der Modulationssignale, die
an den elektrooptischen Modulator 309 zur Übertragung über den Lichtweg angelegt
werden, und der Frequenz der kalibrierten Modulationssignale abhängt, die elektrisch
an die Empfangsmodulatoren 310 und 311 zugeführt werden. Der Verstärker 312 ist
ein Verstärker mit variablem Verstärkungsgrad und hat eine Rückkopplungsschleife
von dem Ausgang her, die das obere Frequenzsignal führt und einen Verstärker 314
und eine Diode 315 aufweist,
um eine automatische Verstärkungsregelungsschleife
zu bilden, die dieselbe Funktion wie die automatische Verstarkungsregelung bei dem
Ausführungsbeispiel von Figur 1 erfüllt. Wieder ist ein Meßgerät 316 vorresehen,
um als Hilfe bei der Ausrichtung der Vorrichtung mit dem Reflektor 307 zu dienen.
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Die Ausgänge der zwei Verstärker 312 und 313 sind mit A', B', C' und
D' bezeichnet und werden an ein Dekodiernetzwerk zugeführt, das ähnlich wie das
Dekodiernetzwerk von Figur 1 aufgebaut ist und das daher nicht ehr in einzelnen
beschrieben wird.
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Es ist ein weiteres Ausführungsbeispiel (nicht gezeigt) möglich, bei
dem Photomul@@plier -als Lichtfühler statt der lichtempfindlichen Dioden 3 und 4
von Figur 1 oder der Photodetektoren 303 und 304 von Figur 2 verwendet werden. In
solch einem Ausführungsbeispiel können die Photomultiplier betrieben werden, um
die Funktion der Lichtfühler und der Demodulatoren zu erfüllen, da der Verstärkungsgrad
der Photomultiplier durch einen Steueranschluß moduliert werden kann, der unabhängig
von den Eingang oder von dem Ausgang der Photomultiplier ist. Die Unabhängigkeit
der Mef3- und Bezugsstrecken wird in solch einem Ausführungsbeispiel aufrechterhalten,
obwohl die Steueranschlüsse beide mit einem gemeinsamen Punkt an dem Ausgang der
Kombinationsschaltung angeschlossen sind, die die Kalibrier-Modulationssignale erzeugt.
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Auf ähnliche Weise könnte die Dekoderschaltung von Dekoderschaltung
ersetzt werden, die die Ausgänge der Verstärker 12 und 13 (oder 312 und 313) durch
eine nichtlineare Einrichtung gibt und danach die Frequenzen (21 + 4) + (21 - 4)
= 42 KRz und (21 + 4) - (21 - 4) = 8 1z durch geeignete Filter und/oder phasenstarre
Schaltungskreise aussieht. Der Phasenwinkel auf dem 42-KHz-Signal enthält dann die
Feinberecish-Information, und der Phasenwinkel auf dem 3-KHz-ignal enthält die Grobbereich-Information.
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Die Verwendung von zwei Kalibriersignalen führt zu verschiede-
.en
Vorteilen. Beispielsweise wird die Verwendung einer schmalen Bandbreite für die
Meßvorrichtung ermöglicht, da die Modulationssignale verhältnismäßig klein sein
können. Bei Verwendung von zwei Kalibriersignalen ist ferner die Genauigkeit in
den "groben" Bereich besser als die Genauigkeit in dem "feinen" Bereich, und dies
ist klar zu bevorzugen, da es offensichtlich erwtinscht ist, daZ kein Fehler auftritt,
wenn von der, "groben" auf den "feinen" Bereich umgeschaltet wird.
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Bei dem in den Figuren 3 und 4 gezeigten, dritten Ausführungs beispiel
der Erfindung wird dasselbe optische System verwendet, das mit denselben Bezugszahlen
wie bei dem Ausführungsbeispiel von Figur 1 bezeichnet ist, das heißt es wird eine
lichtenittierende Diode 1 verwendet, die das aktive Element des Muttersenders ist,
der modulierte optische Signale an ein Prisma 5 sendet, von den das Licht durch
eine Linse 6 und über die Meßdistatt an einen Reflektor 7 gerichtet wird, an den
es zurück durch die Linse 6 zu dem Prisma 5 und von dort zu einem Hauptfühler 3
reflektiert wird, der einen Bestandteil einer Empfängerschaltung 55 bildet.
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Das Licht von der Sendediode 1 tritt auch direkt zu einer Bezugs-Empfangsdiode
4 durch, die einen Bestandteil einer Empfängerschaltung 510 bildet. Die M tter-Sendediode
1 bildet einen Bestandteil einer Senderschaltung 52, die mit Signalen von einer
Taktschaltung 51 und von einem Modulator 514 gespeist wird. Der Modulator 514 wird
über eine Teilerschaltung 515 von der Taktschaltung 51 mit einer dividierten Signal
gespeist, wobei die Schaltung 515 auch Bezugssignale Rf, If, Rc' 1c und D erzeugt,
deren Funktion noch beschrieben wird.
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Das optische System weist auch eiiien Sender für ein Kalibriersignal
auf, der eine @endeschaltung 57 aufweist, deren aktives Element eine lichtemittierende
Diode 2 ist, die so angeordnet ist, da sie Licht direkt al die zwei Lichtempfangsdioden
3 und 4 sendet. Die f;endeschaltung 57 wird nit Signalen von einer Tochter-Taktschaltung
56 und mit Signalen von einem Tochtermodulator
516 gespeist. In
diese; Ausführungsbeispiel werden wieder zwei Modulationssignale simultan übertragen,
das Modulationsmuster ist jedoch etwas verschieden, da die obere Frequenz der Modulationnsignale
in kurzen Impulsen übertragen wird, deren Wiederholfrequenz das untere der zwei
Modulationssignal e darstellt. Der Kalibriersender 57 liefert Kalibriersignale,
die sich nur geringfügig von den signalen voil dem @ender 52 unterscheiden, die
im folgenden als Meßsignale bezeichnet werden.
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Die bevorzugte Differenz liegt in dem Bereich von einen Zehntausendstel.
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Das Hauptempfängerelement 3 empfängt daher sowohl Licht, das über
die Meßdistanz übertragen worden ist, als auch ein Kalibriersignal über einem festgelegten
Weg. Die Lichtempfangsdiode 4 empfängt ein Messungs-Referenzsignal von der Mutter-Sendediode
1 und ein Kalibriersignal von der Diode 2, die beide über einen festen Weg ankom:nen.
Die zwei Empfänger 55 und 510 erzeugen dadurch Zwischenfrequenzsiguale. $Während
das Signal von dem Empfänger 510 eine feste Phase hat, variiert die Phase des Signales
von dem Empfänger 55 in Abhängigkeit von der Distanz d, über die das Licht von dem
Meßsender 1 gelaufen ist, bevor es an der Empfangsdiode 3 ankommt. Der Ausgang des
Empfängers 510 wird an einen Zwischenfrequenzverstärker und Filter 517 zugeführt,
und der Ausgang des Verstarkers 517 wird einen Demodulator 519 und einem Phasendetektor
523 eingegeben.
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Der Demodulator 519 dient dazu, das grobe Modulationssignal von der
Wellenform mit der Zwischenfrequenz zur@ckzugewinnen, das heißt das Signal der tieferen
der zwei Modulationssignalfrequenzen. Dieses grobe Informationssignal wird an einen
Verstärker 521 zugeführt, der weitere Filter enthält, u: unerwünschte Komponenten
auszufiltern. Das Signal wird dann an einen Phasendetektor 525 gegeben. In dem Meßkanal
findet ein ähnliches Verfahren statt, wobei der Ausgang des Empfängers 55 al einen
Zwischenfrequenzverstärker und Filter 518 zugeführt wird, desse Ausgang an einen
Demodulator 520 und einen Phasendetestor 524 weitergegeben wird. Der Ausgang des
Demodulators 723
wird al einen "groben" Verstrer und Filter 522
und dann an einen Phasendetektor 526 gegeben.
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Die Demodulatoren 519 und 520 erzeugen auch eine Gleichspannungskomponente
als Ausgang, die von dem Signalniveau abhängt und die bei de: Ausführungsbeispiel
von Figur 1 dazu verwendet werden kann, ei Rückkopplungssignal zu erzeugen, welches
eine selbsttätige Verstärkungsregelung für die Empfänger 510 und 55 liefert. Das
Rückkopplungssignal von dem Demodulator 520 wird auch an eine Anzeigeeinrichtung
544 zugeführt, die ein Kontrolltafel-Meßgerät sein kanal, das eine Anzeige über
die Ausrichtung der wender mit den Empfänger 7 gibt.
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Die obere Frequenz der tlodulationssignale kann 7,5 KHz sein.
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Die Phasendetektoren 523 und 524 kleinen mit der Zwischenfrequenz,
die die "feine" 7,5-KHz-Trägerkomponente hat, gespeist werden, vergleichen diese
mit einer 7,5-KHz-Rechteckwelle, die von der Muttertaktschaltung 51 über den Frequenzteiler
515 abgeleitet ist. Der Phasendetektor 523 erzeugt einen Ausgang, der an die Tochter-Taktschaltung
56 zurückgeführt wird, um die Tochter-Taktschaltung 56 an die Phase der 7,5-KHz-Rechteckwelle
von dem Teiler 515 anzukoppeln, die mit Rf bezeichnet ist. Diese Anordnung bildet
eine phasenstarre Schleife, und eine zweite phasenstarre Schleife, die den -Phasendetektor
525 einschließt, wird dadurch gebildet, daß eine Rechteckwelle R c bei der Frequenz
der unteren der zwei Modulationssignale an den Phasendetektor 525 zugeführt wird,
dessen Ausgang an einen Tochtermodulator 516 gegeben wird, um die Phase dieses Modulators
starr mit der des Teilers 515 von der Mutter-Taktschaltung 51 zu koppeln.
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Die zwei Signale R c und Rf bilden daher Rechteekwellenbezugssignale
mit eier festgelegten Phase, gegenüber der die von den Meß-Modulationssignalen abgeleiteten
Signale vergleichen werden. Die für den Vergleich mit Ru und Rf geeigneten Signale
werden von den Phasendetektoren 526 und 524 geliefert, die respektive mit den "groben"
und "feinen" Informationssignalen durch zugeordnete, spannungsgesteuerte Oszillatoren
523 und 527 respektive gespeist werden, die phasenstarr mit den zugehörigen
Phasendetektoren
gekoppelt sind, um Ausgangssignale Mc und Mf zu erzeugen, deren Frequenz respektive
die untere und obere Frequenz der Modulationssignale bildet, deren Phase jedoch
von der Distanz abhängt, über die die Meß-Modulationssignale gesendet worden sind.
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Der Vergleich der Signale, um die Phaseninformation abzuleiten, wird
in an sich bekannter Weise durch Erfassung der Nulldurchgänge und Ausmittlung der
Zeitintervalle bewirkt.
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Das Signal bif für die "feine" Information und das Bezugssignal Rf
für die "feine" Information werden an einen Nulldurchgangsdetektor 529 zusammen
mit einem Sperrsignal If zugeführt, das von der Teilerschaltung 515 bei der halben
Impulswiederholfre quenz des Bezugssignales Rf abgeleitet wird. Die Notwendigkeit
des Sperrsignales If wird unten in Zusammenhang mit Figur 4 beschrieben. Die Torschaltung
529 wird entweder durch eine Vorderflanke oder eine hintere Flanke der Rechteckwelle
Rf geöffnet und durch die entsprechende Flanke des Signals Mf geschlossen, um ein
Ausgangssignal Sf zu erzeugen, dessen Impulslänge die Phasendifferenz zwischen Rf
und Mf darstellt. Die erforderliche Phasenverschiebung in dem Meßsignal wird daher
durch die Proportionalität von Sf zu Mf dargestellt, und dies wird durch Verwendung
des Sf-Signals zur Steuerung eines Gatters 536 gemessen, welches mit Taktsignalen
C bei einer vorbestimmten Impulswiederholfrequenz gespeist wird, die als Vielfaches
der Frequenz des Bezugssignales Rf ausgewählt wird. Die Taktimpulse C werden von
dem Gatter 536 vahrend einer Zeitdauer durchgelassen, die von der Impulslänge des
Signales Sf abhängt, und die von dem Gatter 536 durchgelassenen Impulse werden in
einem Zähler 537 gezählt. Ein weiteres Steuersignal D, dessen Frequenz als Bruchteil
der vorgegebenen Frequenz des Taktsignales C gewählt ist, steuert den Zähler 537,
um seinen Inhalt in eine Anzeigeeinrichtung 538 nach einer vorgewählten Zeitdauer
zu übertragen, so da3 in dem Zähler eine Mittelwertbildung stattfindet. Vorzugsweise
ist die Frequenz des Signales D um einen Faktor hundert kleiner als die des Signales
C, so dai3
hundert Gruppen der Taktimpulse C, wobei jede Gruppe
eine durch das Signal Sf bestimmte Länge hat, in dem Zähler 537 gezählt wird, bevor
der Zählerstand en die Anzeigeeinrichtung 538 übertragen wird. Vienn diese Zeitdauer
für die praktische Anwendung zu lang ist, kann eine kürzere Zeitdauer für das Signal
D verwendet werden. Die Resultate sind darin jedoch nicht ganz so zuverlässig.
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Ein ähnliches Verfahren wird in dem "groben" Meßkanal durchgeführt,
wo ein Nulldurchgangsdetektor 530 mit den Signalen Rc und Mc und einem Sperrsignal
Ic gespeist wird, wodurch ein Ausgangssignal 5c erzeugt wird, dessen Impulslänge
von der Phasendifferenz zwischen dem Meßsignal Mc und dem Bezugsignal Rc abhängt.
Das Signal 5c wird zur Steuerung eines Gatters 539 verwendet, um Taktimpulse C an
einen Zähler 540 während einer bestimmten Anzahl von Impulsen Sc weiterzugeben,
die durch die Frequenz des Signales D bestimmt ist, das dazu dient, den Inhalt des
Zählers 540 in eine Anzeigeeinrichtung 541 simultan mit der Übertragung des Inhalt
es des Zählers 537 in die Anzeigeeinrichtung 538 zu übertragen. Beide Gatter 536
und 539 arbeiten synchron entweder auf der Vorderflanke oder der hinteren Flanke
des Taktimpulses C. Diese Signale müssen synchronisiert sein, so da3 der aufsummierte
Mittelwert nicht von dem Verhältnis von Impulslänge und Impulsabstand, ebenso wie
der Frequenz der Xaktimpulse C abhängt.
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Die Parität der "groben" und "feinen" Messungen in den Zählern 537
und 540 wird in einem Vergleicher 542 verglichen, und jeglicher Fehler wird in einer
Anzeigeeinrichtung 543 angezeigt. In einem alternativen Ausführungsbeispiel kann
der Ausgang des Vergleichers 542 in die Zähler (entweder in einen oder in beide
Zähler) zurückgeführt werden, um diese Zähler so zu steuern, daZ die Parität übereinstimmt.
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Die Sender 52 und 57 des in Zusammenhang mit Figur 3 beschriebenen
Ausführungsbeispiels können ein Modulationsmuster erzeugen, in dem die Impulswiederholfrequenz,
bei der die höherfrequenten
Modulationssignale übertragen werden,
gleiche Impuls längen und Impulsabstände aufweist. Wenn die Sendedioden 1 und 2
Laserdioden sind, ist ein viel kleineres Tastverhältnis erforderlich, so daß das
Verhältnis von Impulslänge zu Impuls abstand sehr stark reduziert werden kann, wodurch
die Abstände zwischen den Impulsen den größten Teil der Zeit einnehmen. In solch
einer Anordnung sind die Empfänger 510 und 55 mit einer Sperrschaltung versehen,
die sicherstellt, daß keine Fehler signale während der Intervalle zwischen aufeinanderfolgenden
Impulsen des Nutzsignales empfangen werden. Das Signal-zu-Rauschverhältnis der Vorrichtung
wird auf diese Weise sehr verbessert.
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In Figur 4 ist ein geeignetes Ausführungsbeispiel für den Nulldurchgangsdetektor
529 oder 530 gezeigt. Dieses Ausführungsbeispiel weist eine bistabile R-S-Schaltung
533 mit zwei Eingangsleitungen auf, die respektive von den Impulsgeneratoren 531
und 532 gespeist werden, die respektive mit dem Bezugs-Rechteckwellensignal Rf und
dem rle.3-Rechteckwellensignal Mf versorgt werden. Jede Vorderflanke der Rechteckwelle
Rf bewirkt, daß von der Schaltung 531 ein Impuls erzeugt wird, um die bistabile
R-S-Schaltung 533 in einen Zustand zu triggern. In entsprechender Weise erzeugt
die Vorderflanke der Meß-Rechteckwelle Mf einen Impuls von dem Impulsgenerator 532,
der die bistabile Schaltung 533 in den anderen Zustand umschaltet.
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Wenn die Phasen der Rf und Mf-Signale gut voneinander getrennt sind,
läuft der geschilderte Vorgang in befriedigender Veie von selbst ab. Wenn die Phasen
jedoch sehr dicht beieinander liegen, wird die bistabile Schaltung 533 mit so eng
beieinander liegenden Signalen gespeist, daß Störsignale erzeugt werden können,
die zu einem großen Fehler in dem Signal von der IIe3 vorrichtung führen. Um dies
zu verhindern, wird das Sperrsignal If einem der Impulsgeneratoren, in diesem Fall
dem Impulsgenerator 531 für das Bezugsfrequenzsignal Rf, zugeführt Dadurch wird
jeder zweite Impuls von dem Impulsgenerator 531 gesperrt, so daß bei gleicher restlicher
Schaltung der Impulsgenerator
532 zwei Impulse in jedem Zeitintervall
zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen von dem Impulsgenerator 531 erzeugt. Eine
Instabilität kann sich jedoch ergeben, wenn der erste der Impulse von dem Impulsgenerator
532 dicht auf den Impuls von dem Impulsgenerator 531 folgt, so daß sich ein nichtdefinierter
Zustand in der bistabilen Schaltung 533 ergibt. Um dem entgegenzuwirken, ist eine
monostabile Schaltung 534 vorgesehen, die den Impulsgenerator 532 steuert. Die monostabile
Schaltung 534 wird mit dem Sperrfrequenzsignal gespeist, das den Start eines zweiten
Sperrimpulses auslöst, der den ersten der zwei von dem Impulsgenerator 532 erzeugten
Impulse sperrt. Ob ein Impuls oder zwei Impulse in dem Generator 532 erzeugt werden,
hängt von der Dauer des Monoimpulses von der monostabilen Schaltung 534 ab. Um den
Vorzug der Mittelwertbildung auszunutzen, ist es erforderlich, daß der Generator
532 immer dieselbe Zahl Von Impulsen erzeugt. Ein Filter 535 führt den Ausgang der
bistabilen Schaltung 533 zurück, un die Periode der monostabilen Schaltung 534 in
Abhängigkeit von der Gleichspannungskomponente des Ausgangs von der bistabilen Schaltung
533 zu steuern, die von dem Impulslängen-zu-Impulsabstands-Verhältnis des Signales
S abhängt. Die Wirkung dieses Filters besteht darin, daß die Schutzdauer, während
der die monostabile Schaltung die Wirkung des Impulsgenerators 532 sperrt, in: Abhängigkeit
von der Annäherung an eine die Gefahr von Fehlmessungen bergenden Zustand automatisch
erhöht oder herabsetzt, wenn die Impulse von deii Schaltungen 531 und 532 sich einer
zeitlichen Koinzidenz miteinander nähern. Die Schutzperiode wird dadurch vergrößert,
so daß die Schaltung 532 immer zwei Impulse erzeugt, oder sie wird herabgesetzt,
so daß die Schaltung 532 immer einzelne Impulse erzeugt, obwohl die länge aller
Signale Sf auf diese Weise ähnliche Werte hat. Der Mittelwert über einer großen
Zahl von Zählereignissen, beispielsweise hundert Zählereignissen, wie oben angegeben
wurde, liefert dennoch eine zuverlässige Anzeige der Phasendifferenz zwischen den
Meßsignalen bei Abstrahlung und den IIeßsignalen bei Empfang nach der tibertragung
über die lIe3distanz.
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In den in Zusammenhang mit den Figuren 3 und 4 beschriebenen Ausführungsbeispiei
ist zu beachten, daß die "groben" und "feinen" Meßsignale zusammen mit den "E;roben"
und "feinen" Bezugssignalen einzeln in getrennten Kanälen unabhängig voneinander
verarbeitet werden, was im Gegensatz zu dem Ausführungsbeispiel von Figur 1 steht,
bei den die zwei LIeß-IIodulationssignale beide erforderlich sind, um die grobe
und feine Information zu liefern. Es ist daher ein Ausführungsbeispiel ähnlich wie
das von Figur 3 möglich, bei den nur die "grobe" oder "feine" Information geliefert
wird, wobei lediglich der eine oder der andere der beiden Kanale des beschriebenen
Ausführungsbeispiels verwendet werden. Solch eine Ausftihrungsform kann nützlich
sein, wenn die Vorrichtung nur dazu verwendet werden soll, eine Abstandsmessung
in groben Einheiten zu liefern, beispielsweise wenn das Instrument zur Messung einer
Distanz von einem Kilometer bis zu einem Meter verwendet wird, oder wenn die grobe
Messung durch eine andere Einrichtung durchgeführt wird, könnte nur die Messung
in kleinen IIaßeinheiten (Peinmessung) erforderlich sein.
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Diese Anordnung wird durch das "Gitter" der optischen Wege durch die
MeSvorrichtung möglich, wodurch jegliche Variation in irgendeiner der Sende- oder
Empfangsdioden oder in einen der Sender 510 oder 55 hingenommen werden kann, weil
jede Störung in diesen Komponenten sowohl die Meß-, als auch die Kalibriersignale
nahezu in gleicher Weise aufgrund der dicht beieinander liegenden Frequenzen beeinflußt.
Da die Phase des Zwischenfrequenzsignales bei den Verstärkern 517 und 518 durch
die Phasendifferenz zwischen den Kalibrier- und Meßfrequenzen bestimmt wird, wird
jegliche Störung nahezu vollstandig unterdrückt. Dies bedeutet, daß die Empfänger
bezüglich ihrer Empfindlichkeit optimiert werden können, und daß dennoch eine ausreichende
Phasenstabilität für die Verwendung in der Meßvorrichtung vorhanden ist. Diese Überlegungen
treffen auch auf die Antriebsschaltungen der Sendedioden 1 und 2 ZU zu, und sie
sind der Grund dafür, daß selbsttätige Verstärkungsregelung in den Empfängerschaltungen
verwendet werden kann, so daß
die Signale unabhängig von ihrer
Signalstärke mit maximalem Messungswirkungsgrad verarbeitet werden können,