JP3264071B2 - 耐ノイズ性容量結合座標検出装置及び方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】 本発明はタブレット上に当接さ
れたケーブル無しの信号ペンの、タブレット上への当接
位置情報を出力する座標検出装置及び方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】 従来の、装置本体とのケーブル無しの
座標指示ペンを使用するタブレット座標検出装置として
は、電磁誘導結合方式による共振ペンに信号を送受する
ものと、静電容量結合方式での疑似グランド（疑似接
地）を信号のリターン経路とする不平衡信号伝達方式に
よるものとが知られていた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】 上述した従来の電磁
誘導結合方式による共振ペンを使用するものはタブレッ
ト上に指輪のような金属リングが近づくと誤動作し、ま
たＴＦＴカラー液晶表示パネルとタブレット盤を重ね使
用してもやはり誤動作していた。一方の静電容量結合方
式のものでも、不平衡信号伝達であることから操作する
人体により信号のリターン経路の安定性に大きなバラツ
キがあり、また外来ノイズをまともに受入れてしまい、
信号の不安定性に起因する位置検出精度の低下が多かっ
た。

【０００４】

【課題を解決するための手段】 本発明は上述した従来
の問題点に鑑みなされたもので、Ｘ及びＹ座標軸に沿っ
てそれぞれ平行に配設された複数の電極線を有するタブ
レットと、該タブレットの各電極線へそれぞれ静電容量
結合により電気信号を伝えるケーブル無しの信号ペンと
を有する座標検出装置において、前記信号ペン内に配置
されたＡＣ信号発生器としての正弦波発生器または矩形
波発生器と、前記ＡＣ信号発生器への電源供給手段と、
前記ＡＣ信号発生器により平衡駆動または疑似平衡駆動
される前記信号ペン先端部の二つの導体と、前記電極線
の各隣接（組）電極線毎の、平衡受信信号及び該隣接
（組）電極線の両電極線のそれぞれに誘起する二つの不
平衡受信信号とが混在している信号での、前記平衡信号
の基本波電流成分及び前記二つの不平衡信号の差の基本
波電流成分との和のレベルを電流電圧変換しレベル計測
する手段と、前記電流電圧変換された信号の周波数を計
測する手段と、前記各計測値を処理し前記タブレット上
の前記信号ペン先端部の座標及び周波数状態を出力する
手段とを有することを特徴とする耐ノイズ性容量結合座
標検出装置、及び隣接電極線間座標を後述の計算式によ
り求める方法を提案するものである。

【０００５】

【作用】 信号ペンからの平衡信号はいつもタブレット
の隣り合う二電極線間に一つの信号を伝えるため、他の
点（例えばグランド）に対する電位には無関係であるこ
とから、グランドに対し変動する外乱（外来ノイズ）の
影響がない。また隣り合う二電極線に伝わる二つの不平
衡信号の内、有効差信号成分を通し同相成分（ほとんど
コモンモードノイズ）を除去する平衡不平衡変換器によ
り、平衡信号と不平衡信号が混在している場合でも有効
信号は無駄なく通し有害外乱（ほとんどコモンモード成
分）は除去される。また、静電容量結合式での相互二極
による平衡信号伝送であるため、受信二電極線の中間点
でディップする信号検出特性となり、複数の信号検出レ
ベルから、信号ペンに最接近する二電極線とその間の補
間座標を求める。

【０００６】

【実施例】 以下本発明の詳細を添付図を参照して説明
する。電磁誘導結合方式のもの（ペン及びタブレットに
配設する各１個のコイルにより、容易に平衡信号伝達で
き且つ受信側のみ平衡構成にすればよい）と異なり、静
電容量結合方式においては、平衡信号伝達のために、疑
似グランドでない各２個ずつの導体（電極）を必要と
し、それ以外にも本出願に開示する独特の特性がある
が、順を追って説明する。図１Ａ及び図１Ｂは本発明の
実施例の装置全体構成図である。信号ペン５内部にアク
ティブ回路の平衡型正弦波発生器または平衡型矩形波発
生器１が配置され、連続したＡＣ信号を平衡発生する。
この平衡ＡＣ信号発生器１の平衡出力は、信号ペン先端
部のスタイラス導体３及びリング状導体４へそれぞれ印
加される。電源部としての電池２はペン内部の回路へ動
作電力を供給する。

【０００７】信号ペン５の先端部のスタイラス導体３及
びリング状導体４はタブレット６の盤面近くにある時、
タブレット６の各電極線７，７，７，…と小容量の静電
容量結合することになる。従って、信号ペン５の先端部
のスタイラス導体３とリング状導体４間の平衡電気信号
はタブレット６の各隣接（組）電極線７，７，…に結合
容量の大きさに従ったレベルでそれぞれ疑似平衡伝達さ
れる。また、不平衡信号成分も存在するが、次の等価回
路で詳細に説明する。

【０００８】実際の回路におけるＡＣ信号伝達等価回路
を図４に示すが、抵抗Ｒ1（１０１）及び抵抗Ｒ2（１０
２）は平衡ＡＣ信号発生器１の平衡分割出力インピーダ
ンスであり、コンデンサＣB1（１００）は信号ペン５先
端部の二つの導体（スタイラス及びリング状）３及び４
間の浮遊容量であり、コンデンサＣ1（１０５）は信号
ペン先端部のスタイラス導体３とタブレット６の電極線
ｎ（７）間の結合容量であり、コンデンサＣ2（１０
６）は信号ペン先端部のスタイラス導体３とタブレット
６の電極線ｎ＋１（７）間の結合容量であり、コンデン
サＣ3（１０７）は信号ペン先端部のリング状導体４と
タブレット６の電極線ｎ（７）間の結合容量であり、コ
ンデンサＣ4（１０８）は信号ペン５先端部のリング状
導体４とタブレット６の電極線ｎ＋１（７）間の結合容
量である。上記ｎは信号ペン先端部近傍の任意番目の電
極線番号の意味である。

【０００９】信号ペン５の先端部のスタイラス導体３及
びリング状導体４は操作する人体を通じ、または回路グ
ランドに対する浮遊容量を通じ、さらには空間への電磁
波放射インピーダンス等により疑似グランド（疑似接
地）の効果を持つ。これらの疑似接地効果を図４に示す
ようにそれぞれ疑似接地インピーダンスＺP1（１０３）
及びＺP2（１０４）とすると、通常はＺP2（１０４）
（リング状導体４の疑似接地インピーダンス）の方が主
に表面積が多いことと人体に近い関係から、低い値を示
す。また上記結合容量Ｃ1〜Ｃ4も信号ペン５のタブレッ
ト６上の位置により大きく変動する。従って平衡信号線
間にアンバランス要因が存在することになる。しかし疑
似接地効果が多すぎてその不安定要因の悪影響を避ける
ために、また、主な信号伝達成分が平衡信号成分になる
様に、本実施例では信号ペン５の先端部のリング状導体
４を操作者の指から離れるように配設している。尚隣接
電極線ｎ（７）及びｎ＋１（７）と回路グランド間にも
不等な浮遊容量Ｃ5（１０９）及びＣ6（１１０）が存在
し、また隣接電極線ｎ（７），ｎ＋１（７）間にも浮遊
容量ＣB2（１１１）が存在するが、後述する電流電圧変
換を行っていることによりこれらＣ5，Ｃ6，ＣB2の容量
充放電がほとんどないので、これらＣ5，Ｃ6，ＣB2はア
ンバランス化の要因にはほとんどならない。上述の不平
衡誘引要因から、隣接電極線ｎ（７），ｎ＋１（７）に
は平衡信号以外にも二つの不平衡（シングルエンド）信
号成分が実際には混入することになる。

【００１０】これら平衡信号と不平衡信号についてさら
に詳しく説明する。隣接電極線ｎ（７），ｎ＋１（７）
からの信号は電流バッファアンプ１８に印加される。電
流バッファアンプ１８は入力インピーダンスが非常に小
さく、入力信号は電圧変化はできず、電流変化として入
力する。その入力電流値をほぼその値のまま電流出力す
るが、出力電圧に無関係な電流源として動作する。電流
バッファアンプ１８の出力は図４に示すように平衡不平
衡変換器１９へ印加する。隣接電極線ｎ（７），ｎ＋１
（７）に伝わったＡＣ信号は電流として平衡不平衡変換
器１９まで伝わるが図４に示すようにその平衡信号成分
をｉ1とし上述の二つの不平衡信号成分をｉ2及びｉ3と
する（図４）。ここで不平衡信号成分ｉ2及びｉ3を和と
差に分解して考える。すなわち、 ｉc＝ｉ2＋ｉ3 ｉd＝ｉ2−ｉ3 とする。ここでｉcはコモンモード成分でありｉdは差成
分である。

【００１１】本装置に採用した平衡不平衡変換器の特性
から和成分（コモンモード成分）は完全に除去される。
また差成分は平衡信号成分と同様に電流電圧変換され
る。従って不平衡変換された後の電圧出力Ｖｅは、 Ｖｅ＝Ｋ（ｉ1＋ｉd）……………………式１ となる。ここでＫは電流電圧変換係数である。式１から
分かる様に本装置は平衡信号成分と共に二つの不平衡信
号の差成分（有効信号成分）をも有効利用しており、効
率低下を防いでいる。

【００１２】尚本装置は前述のように電流検出型であ
り、タブレット６の各電極線７，７，７，…に付随する
浮遊容量及び図１に示すアナログマルチプレクサ８，９
に付随する浮遊容量さらに配線基板のパターンの浮遊容
量は、電圧変動がほぼ完全にない（電流バッファアンプ
１８の入力インピーダンスが非常に低い）事からそれら
の充放電電荷は殆ど無く、従ってＡＣ信号（電流）伝達
の減衰要因とは事実上ならない。

【００１３】外来ノイズについて説明すると、ここまで
の信号路に混入する外来ノイズ（図示せず）はノイズ源
が通常は平衡信号伝達線路の間隔に比してかなり大きな
距離にあるため、ほとんどコモンモードノイズとして混
入する。このコモンモードノイズは平衡不平衡変換器で
完全に阻止される。また不平衡信号の差成分として混入
した少しのノイズ成分の内、不要周波数帯域の成分は後
述のバンドパスフィルタにより除去される。本装置は他
のケーブル無しペンを使用する座標検出装置に比し、大
幅に狭い帯域の周波数を使用しているので前記の平衡信
号伝達方式との相乗効果により有害ノイズ成分の混入は
非常に少なく、信号レベル検出点でのＳ／Ｎ比は大変に
優れたもので、安定に信号ペン５のタブレット６上の位
置座標判定を可能とした。

【００１４】図１においてＸ方向及びＹ方向アナログマ
ルチプレクサ８及び９は各電極線７，７，７，…の隣り
合う二電極線（隣接電極線）をペアー（組）としながら
順次切り変えて（ｎ番目とｎ＋１番目，次にｎ＋１番目
とｎ＋２番目，次にｎ＋２番目とｎ＋３番目の様に）、
それぞれの隣接（組）電極線が受信した平衡及び不平衡
信号をＡＣカップリングコンデンサ１６及び１７を介し
て平衡型電流バッファアンプ１８へ印加する。Ｘ方向及
びＹ方向は時分割で動作し、例えばＸ方向アナログマル
チプレクサ８が任意の隣接（組）電極線７，７をセレク
トしている時はＹ方向アナログマルチプレクサ９はＯＦ
Ｆしている。ＤＣレベル固定用抵抗１０，１１，１２，
１３は各電極線７，７，７，…及びアナログマルチプレ
クサ８及び９の出力点のＤＣ電位を常に零に保持し、ア
ナログマルチプレクサ８及び９の切り換え時の電位差に
よる切り換えショック出力を極小にしている。これらの
点はＡＣ信号の電圧の変化がほとんど出来ず、ＡＣ信号
電流のみが流れるため、１〜１０ＫΩの付加的抵抗値で
ＡＣ信号電流に対しては信号レベルの事実上の低下はな
い。

【００１５】平衡型電流バッファアンプ１８はベース接
地トランジスタの対になっており、エミッタの入力イン
ピーダンスは約５０Ωと低い値であり、入力ＡＣ信号の
電圧変動はほとんど出来ず、電流変化のみ受け付ける。
従ってエミッタへ流入する電流変化のみコレクタへほぼ
そのまま（約９９．５％）伝えるが、コレクタの電圧に
はほぼ無関係に電流源として動作する。従ってこの回路
１８は電流バッファアンプと言えるものである。電流バ
ッファアンプ１８の出力はバンドパスフィルタ付平衡不
平衡変換器１９へ印加され、図４の等価回路で説明した
機能により不平衡電圧に変換される。また同時作用とし
て並列共振回路をも構成しているのでＡＣ信号の基本波
成分のみ通過させるバンドパスフィルタの機能も兼ねて
いる。従って信号ペン５内のＡＣ信号発生器１が矩形波
発生器の場合でもここまでの全回路がリニア（線形）で
あることから、信号ペン５内で基本波成分の正弦波を発
生しているのと等価である。このメリットは後述する。
平衡型並列共振回路によるこのバンドパスフィルタ機能
は狭帯域通過特性を持ち、信号路の途中で混入した不平
衡差成分の不要周波数帯ノイズをも減衰させる。

【００１６】平衡型電流バッファアンプ１８とバンドパ
スフィルタ付平衡不平衡変換器１９の組合せにより電流
電圧変換をも行わせている。バンドパスフィルタ付平衡
不平衡変換器１９の出力信号電圧（ＵＢ・ＳＩＧ）は図
１Ｂに示す増幅器２０へ印加される。増幅器２０の入力
インピーダンス２１は上述したバンドパスフィルタ付平
衡不平衡変換器１９の共振Ｑ値を適切な値に制限してい
る。増幅器２０の出力に接続された抵抗２２は増幅器２
０の出力インピーダンスを増加させ、次に述べるゲイン
可変のための分割抵抗の一部になっている。

【００１７】コンデンサ２３及びコイル２４は並列共振
回路を構成しここでもバンドパスフィルタ効果を持ち増
幅器２０及びその前後の信号ラインに混入した不要周波
数帯ノイズを減衰させている。抵抗２５はコンデンサ２
３，コイル２４による共振回路のＱ値を適切な値に制限
していると共に、本装置の総合ゲインを適切に制限して
いる。スイッチ２８は信号レベルを強制的に零にするた
めのものであり、信号零レベル自動補正時にＯＮする。
詳細は後述する。抵抗２６，２７及びスイッチ２９，３
０は本装置の総合ゲインを４通りに可変するもので、抵
抗２６と２７の抵抗値は異なる。ゲイン可変の目的は、
抵抗性（薄膜透明）電極線７，７，７，…を使用した場
合に信号ペン５のタブレット６上の位置により信号レベ
ルが大きく変わり、その計測レベルをおおよそ均一にす
る場合に、特に必要となる。

【００１８】参照符号３１は波形整形（リミッタ）回路
であり、次のステージの位相同期発振器５７の動作を安
定確実化している。位相同期発振器５７（参照符号３６
〜４０）は入力信号に位相ロックして矩形波を発生する
もので、たとえ入力信号レベルが零でもほぼ同じ周波数
で発振する。次のＤタイプフリップフロップ４１はその
入力周波数を１／２に分周してその出力を本装置の全体
をコントロールしている制御部５６へ印加する。制御部
５６はこの入力周波数を計測し信号ペン５のステータス
（サイドスイッチ７２のＯＮ／ＯＦＦ及びスタイラス感
圧スイッチ７３のＯＮ／ＯＦＦ状態）を検知する。尚Ｄ
タイプフリップフロップ４１で入力信号周波数を１／２
にしてその矩形波を制御部５６で使用する目的は、不要
帰還によるシステムの不安定性を大幅に改善するためで
あり本装置の総合ゲインが１００ｄＢに近いにもかかわ
らずシールドを施す事もなくローコストに安定動作を得
ている。本願出願人の出願になる特願平５−１９７９６
６号に記載したように、矩形波の第２高調波成分が零で
あることから、制御部から信号受信部への不要帰還が大
幅に改善される。

【００１９】位相反転増幅器３２の使用目的は、その出
力の位相を位相同期発振器５７の出力位相とほぼ等しく
するためであり、第二の目的は信号検波のために必要充
分な信号レベルに増幅するためである。抵抗３３及び３
４は同位相の二信号を加算するためでありその詳細は次
の信号検波のところで説明する。

【００２０】検波トランジスタ３５と検波コンデンサ４
３と電流シンク抵抗４２からなる回路が信号検波回路で
ありＡＭ検波回路を構成している。電流シンク抵抗４２
は常時信号検波回路から略定電流を流出させている。検
波トランジスタ３５のベース入力の正側ピーク値をその
エミッタに接続された検波コンデンサ４３に瞬時値とし
て一時ホールドする（ベース・エミッタ間電圧ＶBEのオ
フセットがある）。入力信号のピーク時点を過ぎると検
波トランジスタ３５はＯＦＦし検波コンデンサ４３は徐
々に放電する。ここで問題になるのが低信号レベル時の
検波リニアリティである。

【００２１】無信号時のＶBEは電流シンク抵抗４２を通
じて流出する一定電流（平均電流）に対するベース・エ
ミッタ順方向電圧値（ＤＣバイアス値）であり、有信号
時は検波トランジスタ３５に間欠電流が流れそのピーク
電流は平均電流より大きいことから、そのピーク電流に
対するＶBEの方が前記無信号時のＶBEより大きいことが
リニアリティを悪くしている。本装置はこの点に関して
も改善を行っている。

【００２２】検波トランジスタ３５に常時（無信号時で
も）間欠電流を流し（ＡＣバイアスを与える）いつでも
ＶBEの差を極小にしてリニアリティを必要充分に良くし
ている。ただしＡＣバイアス信号は入力信号と同相で且
つ入力無信号時でもＡＣバイアスは必要である。本装置
は位相同期発振器５７の矩形波出力を抵抗３４を介して
抵抗３３の信号電圧と同位相で重畳させている。無信号
入力時の検波出力は、装置毎に抵抗のバラツキ、半導体
のバラツキ等により差があり、また温度により検波トラ
ンジスタ３５のＶBEが変動し、さらに電源電圧の経時変
動によっても変動し一定しない。本装置はこの検波出力
電圧のドリフトを自動的にキャンセルしているがその詳
細を次に説明する。

【００２３】スイッチ４４，抵抗４７，コンデンサ４８
から成る回路がサンプル／ホールド回路であり、各隣接
電極線７，７，…のＡＣ信号レベルを計測するに先立
ち、スイッチ２８により強制的に一時信号を零にし、そ
の時の検波レベルをスイッチ４４をＯＮしコンデンサ４
８にサンプルし、充分サンプルし終わった時点（抵抗４
７，コンデンサ４８によるセットリングタイム経過後）
にスイッチ４４をＯＦＦし、その後必要時間コンデンサ
４８はこの零信号検波レベルをアナログ電圧として記憶
する（ホールドする）。このホールド後に制御部５６は
スイッチ２８をＯＦＦし入力ＡＣ信号を検波回路へ与え
る。

【００２４】図５の参照符号１２４の検波波形図に示す
ように、検波出力はＡＣ信号のリップルが少し残ってい
る。抵抗４５及びコンデンサ４６はローパスフィルタを
成し、このリップル分を除去している。またサンプル／
ホールド回路の抵抗４７及びコンデンサ４８もローパス
フィルタの機能を兼ねている。演算増幅器４９，５０
（この２個の演算増幅器で、差動回路構成としている）
及び抵抗５１〜５４により構成する回路がドリフト自動
キャンセル回路である。抵抗５１〜５４の値を適宜選定
することにより、サンプル／ホールドした前述のドリフ
ト電圧を検波電圧からキャンセルできると共にドリフト
キャンセルされた検波レベルを増幅すると同時にオフセ
ットし、Ａ／Ｄコンバータ５５の入力電圧レンジに合わ
せている。Ａ／Ｄコンバータ５５によりディジタル情報
に変換されたＡＣ信号の計測レベルは制御部５６へ印加
される。

【００２５】ここで各隣接電極線毎のＡＣ信号計測のタ
イミングを図５を参照して簡単に説明する。参照符号１
２０のタイミング図は、図１ＡのＸ方向及びＹ方向アナ
ログマルチプレクサ８及び９の切り変え時点を示す。斜
線部以外の時点は切り換えを固定する（変換させない）
範囲であり、セレクトされた隣接電極線７，７からのＡ
Ｃ信号が電流バッファアンプ１８へ伝わる。参照符号１
２１のタイミング図は本装置の総合ゲイン可変スイッチ
２９及び３０（図１Ｂ）の切り換えを固定する時間範囲
を示す。参照符号１２２のタイミング図は、図１Ｂのス
イッチ２８の動作タイミング図であり、マルチプレクサ
８及び９を切り換えている時の信号を計測できない時間
に強制的にＡＣ信号を零にし、零信号検波レベルサンプ
ルの時間に割り当てていることを示している。参照符号
１２３のタイミング図は、図１Bのスイッチ４４のタイ
ミング図であり検波トランジスタ３５のエミッタ波形
（検波波形）１２４のレベルが安定している時間内に零
信号検波レベルのサンプルを行っていることを示してい
る。

【００２６】参照符号１２４の波形は、検波波形であり
検波トランジスタ３５のエミッタの電圧を示し、スイッ
チ２８の動作（参照符号１２２のタイミング）に応じて
図示のようにＡＭ検波する。参照符号１２５の波形は、
Ａ／Ｄコンバータ５５の入力電圧波形であり、ローパス
フィルタ４５及び４６によりなだらかな変動となり、参
照符号１２２の信号ＯＮ時には、零信号検出レベルによ
りドリフト電圧をすでにキャンセルされた電圧波形であ
る。参照符号１２６のタイミング図は、Ａ／Ｄ変換動作
時期を示すもので、参照符号１２５のＡＣ信号検出レベ
ルが充分セットリングした時点でＡ／Ｄ変換動作させて
いる。尚ここでの説明において、零信号検波レベルのサ
ンプルをＡＣ信号レベル計測１回につき１回の割合で行
うように説明してあるが、ＡＣ信号レベル計測数十回に
１回の割合で零信号検波レベルのサンプルを行うことも
可能であることは言うまでもない。

【００２７】次に信号ペン５のタブレット６上の位置に
よるＡＣ信号レベルとその座標判定について説明する。
タブレット６上の各電極線７，７，７，…の隣り合う
（組）二電極線間のＡＣ信号を平衡型電流バッファアン
プ１８及びバンドパスフィルタ付平衡不平衡変換器１９
を介して観測するので、信号ペン５の先端部スタイラス
導体３のタブレット６上のＸ軸上位置（Ｙ軸上位置に対
しても同様）に対する、信号検出レベルは図６に示す
が、電磁誘導結合方式での平衡信号伝達による主な一山
特性と異なり、本実施例に示す相互二（対）電極による
平衡信号伝達であるが故に、その（組）電極線７，７の
中間点でディップした左右対称の二山特性になる。特性
曲線１３１はｎを任意の正の整数としてｎとｎ＋１番目
の電極線７，７による信号検出レベル特性であり、特性
曲線１３２はｎ＋１とｎ＋２番目の電極線７，７による
特性であり、特性曲線１３３はｎ＋２とｎ＋３番目の電
極線７，７による特性である。信号ペン５が特定位置
（ｎ＋１とｎ＋２番目の電極線間のＰ位置）にある場
合、図示のようにそれぞれＡレベル、Ｂレベル、Ｃレベ
ルとして検出され、これらの検出レベルから、Ｐ位置を
補間し詳細座標を算定する。

【００２８】各隣接（組）電極線７，７，…毎に検出し
た信号レベルの上位二までのレベル及びその検出レベル
を得たマルチプレクサ８及び９の接続位置から、信号ペ
ン５の先端部スタイラス導体３がどの電極線間のそのま
たどちらの半区間内にあるかを判別できる事は説明する
までもない。電極線間隔の上位又は下位半区間内のどの
位置に信号ペン５の先端部スタイラス導体３が存在する
かを次に述べる補間法で判定している。本装置において
は、小型タブレットと大型タブレットに対し異なる補間
法により座標算定しているが、小型タブレットに対する
ものを第１の補間法とし、大型タブレットに対するもの
を第２の補間法とする。

【００２９】図７は図６の中心部を左右に拡大したもの
でｎ＋１番目の電極線とｎ＋２番目の電極線との間にＰ
点（ペン位置）がある例であり、左（下位側）半区間に
Ｐ点がある場合をＰ1とし、右側（上位側）半区間にＰ
点がある場合をＰ2とする。隣接電極線７，７間隔をｄ
としＰ1に対する補間量をＸ1としＰ2に対する補間量を
Ｘ2とする。Ｘ1はｎ＋１番目の電極線７の中心からＰ1
までの距離を意味し、Ｘ2はｎ＋１番目とｎ＋２番目の
電極線の中間点からＰ2までの距離を意味する。また特
性曲線１３１をＡカーブとし、特性曲線１３２をＢカー
ブとし、特性曲線１３３をＣカーブとすると、Ｐ1点に
おいてそれぞれＡ1，Ｂ1，Ｃ1の検出レベルとなり、Ｐ2
点においてそれぞれＡ2，Ｂ2，Ｃ2の検出レベルとな
る。

【００３０】第１の補間法において、説明の都合上Ｐ2
の補間量Ｘ2を求める方を先に説明する。図７に示す点
Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈに関して図８に示すように近似直線図形
を考える。ここで直線ＥＧはＢカーブのＥＧ区間を直線
近似化したものであり、直線ＨＧはＣカーブのＨＧ区間
を直線近似化したものである。三角形ＥＦＧに注目する
とＢ2の大きさと補間量Ｘ2（近似補間量であるが補間量
と表記する）が比例することがわかる。ここで補間区間
ｄ／２を１に正規化すると、Ｃ2を通る直線ＨＧが直線
ＥＧと交わる点がちょうどｎ＋２番目の電極線の中心線
上にあるので、Ｂ2レベルをＣ2レベルにより正規化する
ことができる。すなわちＢ2／Ｃ2は正規化した計測レベ
ルであり、それは正規化した補間量に比例し、一意的に
対応する。且つその比例係数は１である。従って、正規化補間量 ＝Ｂ2／Ｃ2 である。従って補間量Ｘ2は、 Ｘ2＝（ｄ／２）×（Ｂ2／Ｃ2）………………………式２ となる。

【００３１】式２により求めた補間量はＢカーブ及びＣ
カーブを直線とみなしたもので、実際の信号ペン５の先
端部の位置とは少しズレがある。これを補正表により補
正するのであるが、電極線パターンの形状及びサイズに
より、信号ペン５の先端部のスタイラス導体３及びリン
グ状導体４の物理的寸法により、また電極線７，７，
７，…を覆う絶縁層の厚さにより、補正特性が少しでは
あるが異なる。しかし正規化した量を扱ったことによ
り、補正表が１種で済み、制御部５６を簡素化できた。

【００３２】一方Ｐ1に対する補間量Ｘ1を求める場合は
近似三角形が逆向きになるので、正規化補間量 ＝１−（Ｂ1／Ａ1） である。従って補間量Ｘ1は、 Ｘ1＝（ｄ／２）×（１−Ｂ1／Ａ1）……………………式３ となる。これを、前記の補正表とミラー対称形の補正表
により補正し、より正確な補間量を算定する。

【００３３】尚Ｘ1を考えないで、ｎ＋１とｎ＋２番目
の電極線の中間点から左向きに補間量を考えれば、図７
での中間線ＨＥに関して左右対称であることから、Ｐ1
の補間量を式２と全く同形式（ただしＣ2の代わりにＡ1
を使用）にすることもできる。その場合、ミラー対称の
補間表も必要ない。小型タブレットを使用する場合は上
述の第１の補間法で充分である。ちなみに、１５ｃｍ×
１０ｃｍの有効エリア透明タブレットでｄ＝４ｍｍの場
合、絶対位置検出確度０．２５ｍｍを得ている。

【００３４】大型のタブレットに対する第２の補間法に
ついて説明する。説明の都合上Ｐ1の補間量Ｘ1を求める
方を先に説明する。第１の補間法においては、２個の計
測値を補間計算に使用したが、第２の補間法において
は、３個の計測値を補間計算に使用する。また大型タブ
レットの場合、電極パターン製造上の精度，配線基板上
の配線パターンの引き回し等により、ＡカーブとＣカー
ブの交点（この点を境界にしてどちらの半区間か判別す
る）の位置と、Ｂカーブのディップ点の位置を完全に一
致させる事は難しく、第１の補間法を使用した場合隣接
（組）電極線の中間点での検出位置の連続性を高精度で
保持することが難しい。第２の補間法はこの点も改善し
ている。

【００３５】図９は図７のＰ1のある半区間を拡大した
ものである。誤差を少なくする意味で図９に示すように
ＡカーブとＣカーブの平均（Ａ＋Ｃ）／２及びＢカーブ
とＣカーブの平均（Ｂ＋Ｃ）／２を考える。曲線（Ａ＋
Ｃ）／２は位置による変動が少なく、正規化するための
除数として大変都合が良い。二つの平均曲線（Ａ＋Ｃ）
／２及び（Ｂ＋Ｃ）／２の差の２倍を（Ａ＋Ｃ）／２で
割算すると、

【数３】 となり正規化補間量の一つである。これはｎ＋１とｎ＋
２番目の電極線の中間点付近以外は非常に直線性が良く
式４をｄ／２倍したものは実際の信号ペン５の先端部の
位置に大変近い。電極線の中間点付近の精度を上げるた
めもう一つの正規化補間量を考える。

【００３６】Ｂカーブのディップ点のズレが精度低下を
起こし易いことから、隣接（組）電極線の中間点付近
（ＨＥ線上付近）はＡ及びＣカーブのみ使用した、

【数４】 を考える。この式の中の０．５の乗数は多くの電極線パ
ターン及びサイズから得た値である。

【００３７】ＢカーブとＣカーブの交点をＪ点とする
と、Ｊ点より左を式４を使用し、Ｊ点より右の区間は式
４と式５を混合して使用する。混合の比率を、Ｊ点に近
い程式４の比率を多くし電極線の中間点に近い程式５の
比率を多くするため、概三角形ＪＥＨを利用し、

【数５】 を式５の比率とする。式４の比率は、

【数６】 である。従ってＣ＞Ｂの区間では、

【数７】 という正規化補間量を得る。従って、Ｂ1≧Ｃ1のときは
式４をｄ／２倍したものを、Ｂ1＜Ｃ1のときは式６をｄ
／２倍したものを、補間量Ｘ1とする。

【００３８】この補間量Ｘ1は実際の位置に大変近く、
更なる補正表による補正を必要としない程である。同様
の考え方で右（上位側）半区間にＰ点がある場合、補間
量Ｘ2は、Ｂ2≧Ａ2のとき Ｘ2＝ｄ×｛１／２ー（Ｃ−Ｂ）／（Ａ＋Ｃ）｝………式７ Ｂ2＜Ａ2のとき

【数８】 である。上記と同様にこれを、実際の位置にピタリ合わ
せるための補正表により補正し、更に高精度の補間量と
しても良い。尚第１の補間法での説明と同様に、Ｘ2を
考えないで、ｎ＋１番目とｎ＋２番目の電極線の中心点
から逆向き（左向き）をＰ1に対する補間量と考えれば
（そのように式を少し変えれば）、Ｐ2に対する補間量
をＰ1に対する補間量と同じ形式の式（ＡとＣが入れか
わる）で求めることもできる。またその場合は補正表も
１種類のみでよい。

【００３９】制御部５６が上記の第１の補間法または第
２の補間法により数値計算し、信号ペン５の先端部のタ
ブレット６上のＸ及びＹ座標を算定し、その座標情報
と、信号ペン５のサイドスイッチ７２及びスタイラス感
圧スイッチ７３のＯＮ／ＯＦＦステータス（周波数）情
報とを出力する。

【００４０】次に信号ペン５内の回路及びその動作につ
いて説明する。ＡＣ信号発生回路についても小型タブレ
ット用と大型タブレット用で異なる回路を使用してい
る。図２に示す回路は小型タブレット用のもので能動素
子としては２ヶのＣＭＯＳインバータ６１及び６２を使
用している。能動素子への電源供給は電池２でありスイ
ッチ６０によりＯＮ／ＯＦＦできる。

【００４１】ＣＭＯＳインバータ６１はセラミック振動
子６７と共に無調整発振回路を構成している。ＣＭＯＳ
インバータ６１の出力は矩形波であり、抵抗６４を介し
て信号ペン５の先端部スタイラス導体３へ印加する。ま
たその出力はＣＭＯＳインバータ６２へも印加する。Ｃ
ＭＯＳインバータ６２の出力も矩形波であり位相が反転
している。ＣＭＯＳインバータ６２の出力は抵抗６５を
介して信号ペン５の先端部リング状導体４へ印加する。
ＣＭＯＳインバータ６１及び６２の出力電圧振幅はほぼ
電源電圧からグランドまでスイングするため、スタイラ
ス導体３及びリング状導体４は平衡に略電源電圧の２倍
のピークツーピーク振幅で矩形波ドライブされる。

【００４２】本装置は段落００１５で説明したように、
矩形波信号の場合でもその基本波成分のみ利用してい
る。矩形波の性質としてその基本波成分の振幅は矩形波
の振幅（ピークツーピーク値）の４／π倍のピークツー
ピーク値を持つ。従ってスタイラス導体３及びリング状
導体４は電源電圧の（２×４／π≒２．５４６）倍のピ
ークツーピーク振幅を持つ正弦波で平衡駆動されている
のと等価である。従って低い電池電圧でも充分なＡＣ信
号出力レベルを得ている。またＣＭＯＳインバータを使
用していることから大変に電力消費も少なく、通常相反
する高出力／低電力消費という要求を高いレベルで満た
している。

【００４３】ちなみに小型タブレット用の本回路は電池
電圧２．８Ｖ、発振周波数４５５ｋＨｚにおいて、略１
０５マイクロアンペアの電源電流であり、本発明のキー
ポイントである高耐ノイズ性の信号伝達方式とにより、
小型タブレットに対してこれで充分な位置検出精度を得
ている。

【００４４】スイッチ７２は信号ペン５のサイドスイッ
チであり、操作者の指により押されるもので、ペンステ
ータスの一つである。スイッチ７２が押されると、共振
分割コンデンサ６９とパラレルにコンデンサ７０が接続
され、発振周波数を数ｋＨｚ低下させる。またスイッチ
７３はスタイラス感圧スイッチであり、操作者が信号ペ
ン５のスタイラス３をタブレット盤面に押圧するとＯＮ
する。これもペンステータスの一つであり、スイッチ７
３がＯＮするとコンデンサ７１によりやはり発振周波数
を数ｋＨｚ低下させる。コンデンサ７０と７１の容量値
は異なり、結局スイッチ７２と７３の４通りの状態組み
合わせに対して４通りの周波数のＡＣ信号を信号ペン５
が出力する。この周波数シフトを、図１ＢのＤタイプフ
リップフロップ４１の出力周波数変化として制御部５６
が計測することによりステータスデコードを行ってい
る。

【００４５】図３に示す回路は大型タブレット用の信号
ペン５の回路であり、能動素子としては１ヶのＣＭＯＳ
インバータ８１を使用している。電源供給は電池２であ
る。ＣＭＯＳインバータ８１はセラミック振動子８３と
共に無調整発振回路を構成している。周波数シフトを行
うため、本回路において共振分割コンデンサ８４及び８
５の容量比は８５の方を小さくしている。この場合コン
デンサ８５の端子電圧はスイッチ９０及び９１がＯＦＦ
しているとき、容易にＣＭＯＳインバータ８１の入力ク
ランプレベルを越す。その場合、発振振幅が制限される
が、その制限を除く目的に抵抗８６をセラミック振動子
８３の一端とＣＭＯＳインバータ８１の入力間に入れて
いる。しかし位相の遅れを少なくするためスピードアッ
プコンデンサ８７をコンプライアンス抵抗８６と並列に
入れている。このようにしてスイッチ９０及び９１の状
態に関係なくセラミック振動子８３の振動ロスを防いで
いる。サイドスイッチ９０及びスタイラス感圧スイッチ
９１は図２の小型タブレット用回路のものと機能及び目
的が同じである。

【００４６】図３の回路の特徴は共振コイル９４及び共
振コンデンサ９５による昇圧回路にある。ＬＣ並列共振
回路は共振周波数においてそのインピーダンスが大であ
り且つ先端部の二つの導体３及び４とタブレット６の各
電極線７，７，７，…間の結合容量は数ピコファラッド
以下でありこれもインピーダンスが大であり、発振回路
から見た負荷は非常に小さい（軽い）。従って図３に示
すようなＬＣによる昇圧回路をセラミック振動子８３の
両端に接続しても、セラミック振動子がほぼ正弦波で動
作しているので、振動エネルギーの損失は微少である。

【００４７】セラミック振動子８３の両端は回路グラン
ドに対し逆相動作をしており、平衡信号出力するのに都
合が良い。段落０００９で説明したように先端部スタイ
ラス導体３とリング状導体４を比較するとリング状導体
４の方が少しだけインピーダンスが低く、セラミック振
動子の一端（ＣＭＯＳインバータ８１の出力側）の電圧
レベルをほぼそのまま与え、スタイラス導体３へセラミ
ック振動子８３の他端の電圧を昇圧して与えている。抵
抗９２及び９３は共振回路９４及び９５のリアクタンス
成分が、発振回路の周波数シフトに対し悪影響しないた
めに入れている。

【００４８】以上の説明のように図３の回路において信
号ペン５の先端部のスタイラス導体３及びリング状導体
４は高電圧の正弦波により疑似平衡駆動される。高電圧
出力ではあっても矩形波出力とは違い、不要な高調波を
周囲に放射することはない。ちなみに大型タブレット用
の本回路は電池電圧２．８Ｖ、発振周波数４５５ｋＨｚ
において、正弦波出力電圧１２ＶP-P及び略１９０マイ
クロアンペアの電源電流であり、大型タブレットに対し
て充分な位置検出精度を得ている。

【００４９】図２及び図３の両回路共に最大周波数シフ
トを５ｋＨｚにしているので使用周波数帯域は狭く、上
述の多段フィルタリングにより、ＡＣ信号のＳ／Ｎ比向
上に寄与している。また狭帯域の中に４通りのスイッチ
ステータス情報を周波数シフトとして詰め込んでいる
が、セラミック振動子８３の周波数安定性により信頼性
の高いデコードができた。

【００５０】尚信号ペン先端部の導体をスタイラス導体
と、このスタイラス導体を囲繞するリング状導体で説明
したが、本発明はこれに限定されるものではなく、二本
の信号用導体を使用するものでも実現できるものであ
る。また信号ペン内部の電源部を電池で説明したが、こ
れに限らず太陽電池またはケーブル無しでの誘導結合に
よる電気エネルギーの供給等による電源部でも実現でき
るものである。

【００５１】

【発明の効果】 本発明による座標検出装置は、静電容
量結合方式のケーブル無しの信号ペンを使用した従来技
術によるタブレット座標検出装置が必須として利用して
いた疑似グランドによる信号リターン経路を必要としな
い平衡信号伝達手段を採用しており、それがまた実際回
路における有効信号成分を可能な限りロスなく検出し、
且つ有害成分に対しほとんど不感覚とすることにより高
Ｓ／Ｎ比を得て、低消費電力の高効率信号ペンによる従
来より低い信号出力レベルでも安定な座標検出を高分解
能で可能とした。更に、指輪のような金属製リングがタ
ブレット上に近づいても、電磁誘導結合方式と異なり、
本方式は影響されない。また、上述の平衡信号伝達手段
での独特の検出特性に対して、ここに開示した電極線間
補間法により大型及び小型タブレットについて、細部座
標値の検出も高精度で可能にした。

【図面の簡単な説明】

【図１】 装置全体構成図

【図２】 小型タブレット用信号ペン回路図

【図３】 大型タブレット用信号ペン回路図

【図４】 信号伝達等価回路

【図５】 信号レベル検出動作タイミング及び検波波形
図

【図６】 信号検出レベル特性図

【図７】 補間法の説明図

【図８】 第１の補間法の説明図

【図９】 第２の補間法の説明図

【符号の説明】 １ 平衡型正弦波または矩形波発生器 ２ 電池 ３ 信号ペン先端部のスタイラス導体 ４ 信号ペン先端部のリング状導体 ５ 信号ペン ６ タブレット ７ 電極線 ８ Ｘ方向アナログマルチプレクサ ９ Ｙ方向アナログマルチプレクサ １０ ＤＣレベル固定用抵抗 １１ ＤＣレベル固定用抵抗 １２ ＤＣレベル固定用抵抗 １３ ＤＣレベル固定用抵抗 １４ ＤＣ電流シンク抵抗 １５ ＤＣ電流シンク抵抗 １６ ＡＣカップリングコンデンサ １７ ＡＣカップリングコンデンサ １８ 平衡型電流バッファアンプ １９ バンドパスフィルタ付平衡不平衡変換器 ２０ 増幅器 ２１ 増幅器２０の入力インピーダンス ２２ インピーダンス増加抵抗 ２３ フィルタコンデンサ ２４ フィルタコイル ２５ Ｑダンピング抵抗 ２６ ゲイン可変抵抗 ２７ ゲイン可変抵抗 ２８ スイッチ ２９ スイッチ ３０ スイッチ ３１ 波形整形（リミッタ）回路 ３２ 位相反転増幅器 ３３ インピーダンス増加抵抗 ３４ 加算抵抗 ３５ 検波トランジスタ ３６ シュミットインバータ ３７ 充放電タイミングコンデンサ ３８ フィードバック抵抗 ３９ 抵抗 ４０ コンデンサ ４１ Ｄタイプフリップフロップ ４２ 電流シンク抵抗 ４３ 検波コンデンサ ４４ スイッチ ４５ ローパスフィルタ抵抗 ４６ ローパスフィルタコンデンサ ４７ ローパスフィルタ抵抗 ４８ サンプル／ホールドコンデンサ ４９ 演算増幅器 ５０ 演算増幅器 ５１ 演算抵抗 ５２ 演算抵抗 ５３ 演算抵抗 ５４ 演算抵抗 ５５ Ａ／Ｄコンバータ ５６ 制御部 ５７ 位相同期発振器 ６０ 電源スイッチ ６１ ＣＭＯＳインバータ ６２ ＣＭＯＳインバータ ６３ ＤＣフィードバック抵抗 ６４ 出力抵抗 ６５ 出力抵抗 ６６ 振動子駆動抵抗 ６７ セラミック振動子 ６８ 共振分割コンデンサ ６９ 共振分割コンデンサ ７０ 周波数シフトコンデンサ ７１ 周波数シフトコンデンサ ７２ サイドスイッチ ７３ スタイラス感圧スイッチ ８０ 電源スイッチ ８１ ＣＭＯＳインバータ ８２ 振動子駆動抵抗 ８３ セラミック振動子 ８４ 共振分割コンデンサ ８５ 共振分割コンデンサ ８６ コンプライアンス抵抗 ８７ スピードアップコンデンサ ８８ 周波数シフトコンデンサ ８９ 周波数シフトコンデンサ ９０ サイドスイッチ ９１ スタイラス感圧スイッチ ９２ 抵抗 ９３ 抵抗 ９４ 昇圧共振コイル ９５ 昇圧共振コンデンサ ９６ 昇圧共振部シールド ９７ 出力抵抗 ９８ 出力抵抗 １００ スタイラス導体３とリング状導体４間の浮遊容
量 １０１ ＡＣ信号発生器の平衡分割出力インピーダンス １０２ ＡＣ信号発生器の平衡分割出力インピーダンス １０３ スタイラス導体３の疑似接地インピーダンス １０４ リング状導体４の疑似接地インピーダンス １０５ スタイラス導体３と電極線（ｎ）間の結合容量 １０６ スタイラス導体３と電極線（ｎ＋１）間の結合
容量 １０７ リング状導体４と電極線（ｎ）間の結合容量 １０８ リング状導体４と電極線（ｎ＋１）間の結合容
量 １０９ 電極線（ｎ）の対グランド浮遊容量 １１０ 電極線（ｎ＋１）の対グランド浮遊容量 １１１ 電極線（ｎ）と電極線（ｎ＋１）間の浮遊容量 １２０ アナログマルチプレクサ切り換えタイミング １２１ ゲイン切り換えタイミング １２２ スイッチ２８の動作タイミング １２３ サンプルホールドスイッチ４４の動作タイミン
グ １２４ ＡＭ検波波形 １２５ Ａ／Ｄコンバータ入力波形 １２６ Ａ／Ｄ変換動作タイミング １３１ ｎとｎ＋１番目の電極線による信号検出レベル
特性 １３２ ｎ＋１とｎ＋２番目の電極線による信号検出レ
ベル特性 １３３ ｎ＋２とｎ＋３番目の電極線による信号検出レ
ベル特性

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 Ｘ及びＹ座標軸に沿ってそれぞれ平行に
   配設された複数電極線を有するタブレットと、該タブレ
   ットの各前記電極線へそれぞれ静電容量結合により電気
   信号を伝えるケーブル無しの信号ペンとを有する座標検
   出装置において、前記信号ペン内に配置されたＡＣ信号
   発生器と、前記ＡＣ信号発生器への電源供給手段と、前
   記ＡＣ信号発生器により平衡駆動または疑似平衡駆動さ
   れる前記信号ペン先端部の二つの導体と、前記電極線の
   各隣接（組）電極線毎の、平衡受信信号及び前記隣接
   （組）電極線の両電極線のそれぞれに誘起する二つの不
   平衡受信信号とが混在している信号での、前記平衡信号
   の基本波電流成分及び前記二つの不平衡信号の差の基本
   波電流成分との和のレベルを電流バッファアンプを介し
   バンドパス式電流電圧変換しレベル計測する手段と、前
   記電流電圧変換された信号の周波数を計測する手段と、
   各前記レベル計測値を処理し前記タブレット上の前記信
   号ペン先端部の座標及び周波数状態を出力する手段とを
   有することを特徴とする耐ノイズ性容量結合座標検出装
   置。
2. 【請求項２】 前記電極線を抵抗性薄膜透明電極線とし
   た請求項１の耐ノイズ性容量結合座標検出装置。
3. 【請求項３】 前記ＡＣ信号発生器を、矩形波発生器の
   正相及び逆相電圧発生器とし、その電源電圧の２．５４
   倍以上のピークツーピーク基本波成分平衡電圧出力する
   前記信号ペンとした請求項１の耐ノイズ性容量結合座標
   検出装置。
4. 【請求項４】 前記ＡＣ信号発生器を、無調整型セラミ
   ック発振器のセラミック振動子の両端出力がＬＣ並列共
   振回路の一端及びコイルの途中タップへ印加され、昇圧
   された前記ＬＣ共振回路の両端の疑似平衡正弦波電圧の
   発生器とした請求項１の耐ノイズ性容量結合座標検出装
   置。
5. 【請求項５】 前記レベル計測する手段が、その入力信
   号と、該入力信号に位相同期した常時連続矩形波発生器
   の出力とを重畳し半波整流ＡＭ検波を行い、無信号入力
   レベルをサンプル／ホールドすることにより、二個の演
   算増幅器を使用した差動回路で無信号入力時のレベル及
   びドリフトを自動キャンセルする信号レベル計測である
   請求項１の耐ノイズ性容量結合座標検出装置。
6. 【請求項６】 Ｘ及びＹ座標軸に沿ってそれぞれ平行に
   配設された複数の電極線を有するタブレットと、該タブ
   レットの各前記電極線へそれぞれ静電容量結合により平
   衡または疑似平衡電気信号を伝えるケーブル無しの信号
   ペンとを有する座標検出装置において、隣接電極線間の
   座標を補間するに当たり、補間量をＸとして下位側半補
   間区間において、 Ｘ＝（ｄ／２）×（１−Ｂ／Ａ）または 上位側半補間区間において、 Ｘ＝（ｄ／２）×（Ｂ／Ｃ） によりＸの値を求めるステップと、更に補正表により前
   記補間量Ｘを補正するステップとを有する耐ノイズ性容
   量結合座標検出方法。但し、前記信号ペンは、ｎ＋１とｎ＋２番目の電極線間にあ
   り； ｄは、隣接電極線間隔； Ａは、ｎとｎ＋１番目の電極線による計測信号レベル； Ｂは、ｎ＋１とｎ＋２番目の電極線による計測信号レベ
   ル； Ｃは、ｎ＋２とｎ＋３番目の電極線による計測信号レベ
   ル； ｎは、正の整数； である。
7. 【請求項７】 Ｘ及びＹ座標軸に沿ってそれぞれ平行に
   配設された複数の電極線を有するタブレットと、該タブ
   レットの各前記電極線へそれぞれ静電容量結合により平
   衡または疑似平衡電気信号を伝えるケーブル無しの信号
   ペンとを有する座標検出装置において、隣接電極線間の
   座標を補間するに当たり、補間量をＸとして下位側半補
   間区間において、 Ｘ＝ｄ×（Ａ−Ｂ）／（Ａ＋Ｃ）………………（Ｂ≧Ｃのとき） 【数１】 または上位側半補間区間において、 Ｘ＝ｄ×｛１／２−（Ｃ−Ｂ）／（Ａ＋Ｃ）｝………（Ｂ≧Ａのとき） 【数２】 によりＸの値を求めるステップと、更に必要に応じ補正
   表により前記補間量Ｘを補正するステップとを有する耐
   ノイズ性容量結合座標検出方法。但し、前記信号ペンは、ｎ＋１とｎ＋２番目の電極線間にあ
   り； ｄは、隣接電極線間隔； Ａは、ｎとｎ＋１番目の電極線による計測信号レベル； Ｂは、ｎ＋１とｎ＋２番目の電極線による計測信号レベ
   ル； Ｃは、ｎ＋２とｎ＋３番目の電極線による計測信号レベ
   ル； ｎは、正の整数； である。