DE60309725T2 - Wellenformgenerator-elektronik mit abgestimmten lc-schaltkreisen - Google Patents

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Lucien Kanata POTVIN
Yves Orleans BARIBEAU
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
    • G01N27/00—Investigating or analysing materials by the use of electric, electrochemical, or magnetic means
    • G01N27/62—Investigating or analysing materials by the use of electric, electrochemical, or magnetic means by investigating the ionisation of gases, e.g. aerosols; by investigating electric discharges, e.g. emission of cathode
    • G01N27/622—Ion mobility spectrometry
    • G01N27/624—Differential mobility spectrometry [DMS]; Field asymmetric-waveform ion mobility spectrometry [FAIMS]
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J49/00—Particle spectrometers or separator tubes
    • H01J49/02—Details
    • H01J49/06—Electron- or ion-optical arrangements
    • H01J49/062—Ion guides
    • H01J49/063—Multipole ion guides, e.g. quadrupoles, hexapoles

Description

  • Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf ein Hochfeld Ionenbeweglichkeitsspektrometer mit asymmetrischer Wellenform (FAIMS) und spezieller auf Wellenformgeneratorelektronik basierend auf abgestimmten Schwachstrom Schaltkreisen.
  • Stand der Technik
  • Hohe Sensibilität und Miniaturisierungsgefügigkeit für tragbare Feldapplikationen haben dazu beigetragen, dass Ionenbeweglichkeitsspektrometrie (IMS) eine wichtige Technik zum Nachweis vieler Verbindungen darstellt, einschließlich Betäubungsmittel, Sprengstoffe und Wirkstoffe zur chemischen Kriegsführung, wie beispielsweise beschrieben im Buch von G. Eiceman und Z. Karpas mit dem Titel „Ionenbeweglichkeitsspektrometrie" (CRC, Boca Raton, 1994). Gasphasenionenbeweglichkeiten werden mittels einer Laufzeitröhre bei konstantem elektrischem Feld bestimmt. Ionen werden in der Laufzeitröhre aufgrund ihrer unterschiedlichen Wanderungsgeschwindigkeit bestimmt. Bei niedriger elektrischer Feldstärke, z.B. 200 V/cm, ist die Wanderungsgeschwindigkeit eines Ions proportional zur angelegten Feldstärke, und die Beweglichkeit K, die durch Experimentieren festgestellt wird, ist unabhängig von dem angelegten elektrischen Feld. Außerdem wandern die Ionen im IMS durch ein Gasbad, das unter einem ausreichenden Hochdruck steht, sodass die Ionen bei Antrieb durch die Kraft eines magnetischen Feldes, das sowohl Zeit- als auch Ortkonstant ist, schnell konstante Geschwindigkeit erreichen. Diese Technik ist klar von solchen Techniken zu trennen, die mit Massenspektronomie zusammenhängen und bei denen der Gasdruck ausreichend niedrig ist, dass die Ionen unter dem Einfluss eines konstanten elektrischen Feldes mit der Beschleunigung fortfahren.
  • E.A. Mason und E.W. McDaniel lehren in ihrem Buch mit dem Titel „Transporteigenschaften von Ionen in Gasen" (Wiley, New York, 1988), dass die Ionenwanderungsgeschwindigkeit bei hoher elektrischer Feldstärke, z.B. Felder, die stärker als ungefähr 5.000 V/cm sind, nicht mehr direkt proportional zu dem angelegten elektrischen Feld ist und K besser durch KH dargestellt wird, einem nicht konstanten Hochfeldbeweglichkeitsbegriff. Die Abhängigkeit von KH von dem angelegten elektrischen Feld war die Grundlage zur Entwicklung des Hochfeld Ionenbeweglichkeitsspektrometers mit asymmetrischer Wellenform (FAIMS). Im FAIMS werden Ionen aufgrund eines Unterschiedes in der Beweglichkeit eines Ions bei einer Hochfeldstärke KH in Bezug zur Beweglichkeit des Ions bei einer Niedrigfeldstärke K getrennt. Mit anderen Worten: die Ionen werden aufgrund des verbindungsabhängigen Verhaltens von KH als Funktion der angelegten elektrischen Feldstärke getrennt.
  • Im Allgemeinen hat ein Gerät zur Trennung von Ionen nach dem FAIMS Prinzip einen Analysebereich, der durch einen Abstand zwischen der ersten und zweiten voneinander getrennten Elektrode definiert ist. Die erste Elektrode wird als ausgewählte Gleichstromelektrode zumeist bei Erdungspotential betrieben, während an die zweite Elektrode eine asymmetrische Wellenform V (t) angelegt wird. Die asymmetrische Wellenform V (t) ist zusammengesetzt aus einer sich wiederholenden Struktur einschließlich einer Hochspannungskomponente, VH, die für eine kurze Zeitspanne tH andauert sowie einer Niedrigspannungskomponente, VL, der entgegen gesetzten Polarität, die für eine längere Zeitspanne tL, andauert. Die Wellenform ist synthetisiert, sodass das integrierte Volt-Zeit Produkt und damit das Feld-Zeit Produkt, das auf die zweite Elektrode während eines jeden vollständigen Zyklus der Wellenform angelegt wird, Null ist. Z.B.: VHtH + VLtL = 0; z.B. +2000 V für 10 μs gefolgt von –1000 V für 20 μs. Die Spitzenspannung während des kürzeren Hochspannungsteils der Wellenform wird „Dispersionsspannung" oder DV genannt, die einheitlich als angelegte asymmetrische Wellenformspannung bezeichnet wird.
  • Im Allgemeinen sind die zu trennenden Ionen in einem Gasstrom eingeschlossen, der durch den Analysebereich des FAIMS läuft, z.B. zwischen einem Paar horizontal orientierter, räumlich getrennter Elektroden. Die Netzbewegung eines Ions innerhalb des Analysebereichs ist daher die Summe einer horizontalen X-Achsen Koordinate aufgrund des Gasstroms und einer transversalen Y-Achsen Koordinate aufgrund des angelegten elektrischen Felds. Während des Hochspannungsteils der Wellenform bewegt sich ein Ion mit X-Achsen Koordinatengeschwindigkeit vorgegeben durch VH = KHEH, wobei EH das angelegte Feld ist und KH die Hochfeldionenbeweglichkeit unter den Betriebsbedingungen des elektrischen Feldes, Drucks und der Temperatur. Die Entfernung, die durch das Ion während des Hochspannungsteils der Wellenform zurückgelegt wird, wird ausgedrückt durch dH = VHtH = KHEHtH, wobei tH die Zeitperiode der angelegten Hochspannung ist. Während der längeren Dauer, entgegen gesetzten Polarität, Niedrigspannungsteil der asymmetrischen Wellenform, ist die Y-Achsen Koordinatengeschwindigkeit des Ions VL = KEL, wobei K die Niedrigfeldbeweglichkeit unter Druck- und Temperaturbetriebsbedingungen ist. Die zurückgelegte Entfernung beträgt dL = VLtL = KELtL. Da die asymmetrische Wellenform sicher stellt, dass (VHtH) + (VLtL) = 0 ist, sind die Feld-Zeitprodukte EHtH und ELtL gleich groß. Somit sind dL und dL gleich groß, wenn KM und K identisch sind, und das Ion wird während des negativen Zyklus der Wellenform auf seine ursprüngliche Position auf der Y-Achse zurückgebracht. Wenn bei EH die Beweglichkeit KH > K ist, erfahrt das Ion eine Netzverschiebung von seiner ursprünglichen Position im Verhältnis zur Y-Achse. Z.B.: Wenn sich ein positives Ion währen des positiven Teil der Wellenform weiter fortbewegt, beispielsweise dH > dL, dann wandert das Ion von der zweiten Elektrode fort und neutralisiert sich schließlich an der ersten Elektrode.
  • Um im obigen Beispiel die transversale Abweichung des positiven Ions umzukehren, wird eine konstante negative Gleichstromspannung an die zweite Elektrode angebracht. Der Unterschied zwischen der an der ersten Elektrode angebrachten Gleichstromspannung und der an der zweiten Elektrode angebrachten Gleichstromspannung wird „Spannungskompensation" (SK) genannt. Die SK verhindert, dass das Ion entweder zur zweiten oder zur ersten Elektrode wandert. Wenn Ionen, die aus zwei Verbindungen entstammen, unterschiedlich auf die angelegte Stärke elektrischer Hochfelder reagieren, kann das Verhältnis KH zu K für jede Verbindung unterschiedlich sein. Folglich ist der Umfang der SK, der notwendig ist, um die Ionenabweichung auf beide Elektroden zu verhindern auch für jede Verbindung unterschiedlich. Daher wird, wenn eine Mischung von Ionen, einschließlich verschiedener Ionenarten, wobei jede ein einzigartiges KH/K Verhältnis hat, durch FAIMS analysiert wird, für eine vorgegebene Kombination von SK und DV lediglich eine Art von Ionen auszugsweise auf einen Detektor übertragen. Für eine Art des FAIMS Experiments wird die angelegte SK zeitlich abgetastet, z.B. wird die SK langsam angenähert oder wahlweise von einer Spannung auf die nächste gestuft, und es wird eine daraus resultierende Intensität der übertragenen Ionen gemessen. Auf diese Art erhält man ein SK Spektrum, das die Gesamtionenspannung als Funktion der SK anzeigt.
  • Im FAIMS nimmt die optimale Dispersionsspannungswellenform zur Erzielung der maximal möglichen Ionennachweissensitivität auf Zyklusbasis die Form einer asymmetrischen Rechteckwelle mit einem durchschnittlichen Null-Wert an. In der Praxis ist es wegen der Bedenken aufgrund des Verbrauchs an Elektrizität schwer, diese asymmetrische Rechteckwellenform zu produzieren und auf die FAIMS Elektroden anzuwenden. Ohne abgestimmten Schaltkreis ist die Elektrizität, die notwendig ist, um eine Kapazitätsbelastung der Kapazität C bei einer Frequenz f und einer Spitzenspannung V und einer 1:1 Pflichtzyklusrechteckswelle anzutreiben, beispielsweise V2fC. Dem zur Folge liegt, wenn eine Rechteckwelle bei 750 kHz, 4000 V Spitzenspannung 1:1 Pflichtzyklus auf eine 20 Picofarad Belastung angelegt wird, der theoretische Elektrizitätsverbrauch bei 480 Watt, erzeugt durch die Summe der Quadrate der Spannungsänderung der kapazitiven Belastung von 40002 + 40002 multipliziert mit f·C. Wenn jedoch, auf der anderen Seite, mittels eines abgestimmten Schaltkreises eine Wellenform mit Gütefaktor (Bandbreite 3dB/Frequenz) 200 angelegt wird, reduziert sich der Elektrizitätsverbrauch um weniger als 2,5 Watt. Theoretisch ist der Elektrizitätsverbrauch P(cosω), wobei ω der Winkel zwischen dem Strom und der Spannung ist, die auf die kapazitive Belastung angelegt wird, und P 2V2fC ist. Dieser Elektrizitätsverbrauch nähert sich Null an, wenn der Strom und die Spannung um 90 Grad phasenverschoben sind, wie dies bei einem perfekt abgestimmten Schwachstromschaltkreis mit idealen Komponenten der Fall wäre. Wenn die Wellenform asymmetrisch bei einem Pflichtzyklus von 2:1 ist, wie beispielsweise bei einer FAIMS Anwendung, dann ist der theoretische Elektrizitätsverbrauch gleichermaßen aufgrund der Summe der Quadrate der Spannungsänderungen der kapazitiven Belastung von 40002 + 20002 + (20002 – 13332) mal f·C auf 333 Watt reduziert.
  • Da ein abgestimmter Schaltkreis keine Rechteckwelle bereitstellen kann, wird eine Annäherung einer Rechteckwelle als erste Funktion einer Fourier-Reihenausdehnung genommen. Ein Ansatz ist die Anwendung der Formel: V(t) = 2/3 Dsin(ωt) + 1/3 Dsin(2 ωt – π/2) (1)wobei V(t) die asymmetrische Wellenformspannung als Funktion der Zeit ist, D die Spitzenspannung (definiert als Dispersionsspannung DV) und ω die Wellenformfrequenz in Radiant/Sek. Die erste Funktion ist eine sinusförmige Welle mit der Frequenz ω, und die zweite Funktion ist eine sinusförmige Welle mit der doppelten Frequenz der ersten sinusförmigen Welle, 2 ω.
  • Alternativ wird die zweite Funktion ohne die Phasenverschiebung von π/2 als Kosinus dargestellt.
  • In der Praxis ist sowohl die Optimierung der Schwachstromabstimmung als auch die Beibehaltung der genauen Amplitude der ersten und zweiten angelegten sinusförmigen Welle und der Phasenwinkel zwischen den beiden Wellen erforderlich, um den langfristigen, stabilen Betrieb eines FAIMS Systems zu erzielen, das durch solch einen asymmetrischen Wellenformgenerator angetrieben wird. Folglich wird Feedbackkontrolle vorausgesetzt, um sicher zu stellen, dass das Outputsignal stabil ist und die richtige Wellensignalform beibehalten wird.
  • Im US Patent 5.801.379 , das am 1. September 1998 erteilt wurde, lehrt Kouznetsov einen Hochspannungswellenformgenerator, der einen getrennten Phasenausgleich und Amplitudenausgleichsschaltkreise aufweist. Dieses System benutzt zusätzliche Komponenten im Phasenausgleich und den Amplitudenausgleichsschaltkreisen, wodurch die Komplexität und die Kosten der Herstellung sowie der Testgeräte erhöht werden.
  • Dieses System kann außerdem in der Kontrollsoftware nicht eingesetzt werden, was die Modifikation bestimmter Betriebsparameter während des Gebrauchs erschwert.
  • Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist das Bereitstellen eines asymmetrischen Wellenformgenerators, gestützt auf Schwachstrom Abstimmungselektronik, welche die Begrenzungen des Stands der Technik bewältigt.
  • Darstellung der Erfindung
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch Bereitstellung einer Vorrichtung zur Erzeugung eines sich periodisch ändernden elektrischen Signals zur Erzeugung eines sich periodisch ändernden elektrischen Feldes zwischen Elektroden eines Ionenbeweglichkeitsspektrometers, aufweisend: einen Outputanschluss; einen ersten abgestimmten Schaltkreis für eine elektrische Verbindung mit einer externen Leistungsquelle und – in Isolation – zur Bereitstellung eines sich ersten periodisch ändernden elektrischen Signals mit einer ersten Frequenz, wobei der erste abgestimmte Schaltkreis mit dem Outputanschluss verbunden ist, um diesem ein elektrisches Ausgangssignal bereit zustellen, welches eine Komponente bei der ersten Frequenz hat; und einen zweiten abgestimmten Schaltkreis für eine elektrische Verbindung mit einer externen Leistungsquelle und zur Bereitstellung eines zweiten sich periodisch ändernden elektrischen Signals mit einer zweiten Frequenz unterschiedlich zur ersten Frequenz, um einen Faktor von im Wesentlichen zwei, wobei der abgestimmte Schaltkreis mit dem ersten abgestimmten Schaltkreis verbunden ist, um eine Komponente mit der zweiten Frequenz dem elektrischen Outputsignal hinzuzufügen, dadurch gekennzeichnet, dass der erste abgestimmte Schaltkreis aufweist: wenigstens einen ersten Induktor mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung; eine kapazitive Belastung, welche mit der Sekundärwicklung des wenigstens einen ersten Induktors verbunden ist und eine erste abstimmbare Kapazität und Elektroden eines ersten Ionenbeweglichkeitsspektrometers enthält; und einen Belastungswiderstand, der mit der Primärwicklung verbunden ist.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Im Folgenden werden Ausführungsbeispiele anhand von Zeichnungen beschrieben, wobei gleiche Bezugsnummern gleiche Positionen kennzeichnen:
  • 1 zeigt eine Pluralität von Zyklen einer asymmetrischen Wellenform, die jeweils als Kombination der ersten und zweiten sinusförmigen Welle der Frequenz ω und 2 ω geformt ist;
  • 2a zeigt ein vereinfachtes Schaltkreisdiagramm eines elektrischen Schaltkreises zum Hinzufügen von zwei Wellen unterschiedlicher Frequenz nach einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 2b zeigt ein vereinfachtes Schaltkreisdiagramm eines elektrischen Schaltkreises zum Hinzufügen von zwei Wellen unterschiedlicher Frequenz nach einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 3a zeigt ein vereinfachtes Schaltkreisdiagramm eines elektrischen Schaltkreises zum Hinzufügen von zwei Wellen unterschiedlicher Frequenz nach noch einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 3b zeigt ein Zeitdiagramm zur Anwendung von Impulsen auf den elektronischen Schaltkreis in 3a;
  • 4a zeigt ein vereinfachtes Diagramm eines Induktors, der zur Benutzung mit den elektronischen Schaltkreisen in 2a, 2b und 3a geeignet ist;
  • 4b zeigt ein Zeitdiagramm zur Anwendung von Impulsen auf die Inputs des Induktors in 4a;
  • 5 zeigt ein vereinfachtes Diagramm eines weiteren Induktors, der zur Benutzung mit den elektronischen Schaltkreisen in 2a, 2b und 3a geeignet ist;
  • 6 zeigt ein vereinfachtes Diagramm eines noch weiteren Induktors, der zur Benutzung mit den elektronischen Schaltkreisen in 2a, 2b und 3a geeignet ist.
  • Detaillierte Beschreibung der Erfindung
  • Wie oben festgestellt, ist die Wellenform, die in FAIMS angelegt wird, eine Kombination aus zwei sinusförmigen Wellen der Frequenz Omega (ω) und zweimal Omega (2 ω). Die beiden sinusförmigen Wellen haben Amplituden, die sich um den Faktor zwei unterscheiden und durch eine Phasenverschiebung von π/2 versetzt sind, was zu einer Wellenform führt, die beispielsweise durch die Gleichung 1 unten definiert wird: V(t) = 2/3 Dsin(ωt) + 1/3 Dsin(2 ωt – π/2) (1)
  • Diese einfache Gleichung ist das Äquivalent der ersten zwei Funktionen einer Fourier Reihe, die eine Rechteckwelle mit einem 2:1 Pflichtzyklus beschreibt.
  • In der Praxis wird die Anwendung der zwei sinusförmigen Wellen der Frequenz ω und 2 ω dazu benutzt, um eine Wellenform mit der in 1 gezeigten Form zu erzeugen. Die sinusförmige Welle der Frequenz 2 ω wird mit einer 90 Grad Phasenverschiebung angelegt und einer Amplitude, die 50% der Amplitude der sinusförmigen Welle der Frequenz ω beträgt. Die Spitzenspannung D, die gleich der Dispersionsspannung DV ist, wird auf eins normalisiert, wie in 1 gezeigt.
  • Unter Bezug auf 2a wird nunmehr nach der erfindungsgemäßen Ausführung ein vereinfachtes Schaltkreisdiagramm zur Hinzufügung von zwei Wellen verschiedener Frequenzen gezeigt und zur Lieferung der Spannung mittels eines leitenden Eingangs 5 zu einer der Elektroden von FAIMS. Vier Induktanzen IN1, IN2, IN3 und IN4 in einer neuartiger Anordnung werden dazu benutzt, eine kapazitive Belastung FAIMS einschließlich der inneren Elektrode 2 und äußeren Elektrode 4 anzutreiben. Elektrizität wird durch eine Primärwicklung mittels eines pulsierenden Inputsignals an jede einzelne Induktanz IN1, IN2, IN3 und IN4 geliefert. In der Ausführung von 2a werden Impulsinputsignale benutzt, weil sie durch digitale Schaltkreise genau erzeugt werden können und ein hohes Maß an Kontrolle des Timings, der Frequenz und der Phasenbeziehungen zwischen den Signalen liefern können. Z.B.: PP1 ist ein Impuls in der positiven Polarität (plus), der primärseitig auf IN1 angelegt wird, und PM1 ist ein Impuls in der negativen Polarität (minus), der auch primärseitig auf IN jedoch phasenverschoben zu PP1 angelegt wird. Zu Illustrationszwecken werden der ansteigende und abfallende Impuls auf eine getrennte Primärwicklung angelegt, die auf den Induktor IN1 gewickelt wird. Eine Reihe positiver Inputs PPn und negativer Inputs PMn werden gleichermaßen auf die Induktoren INn angelegt, wobei n = 1 bis 4 in 2a ist. Jeder der Induktoren IN1, IN2, IN3 und IN4 wird mit einer zweiten Wicklung gewickelt, die zusammen mit einer Outputkapazitätsbelastung Teil eines Schwachstromschaltkreises wird. Da der Schwachstrom abgestimmte Schaltkreis kein perfekter Oszillator ist, wird Energie benötigt, um die Oszillation aufrecht zu erhalten. Die Verlustrate wird durch die Lieferung von Elektrizität angepasst, die durch die Primärwicklung auf die Induktoren IN1 und IN4 eingeleitet wird.
  • Induktoren IN1 und IN2 werden miteinander in Serie angeordnet, und die Inputimpulse einer ersten Frequenz sind ungefähr identisch und phasengleich. Mit anderen Worten: In diesem Beispiel sind PP1 und PP2 identisch, und PM1 und PM2 sind identisch, die ansteigenden (PPn) und absteigenden (PMn) Impulse werden jedoch alternativ im Gegentakt und nicht simultan zu den Induktoren angelegt. Die kombinierten Induktanzen von IN1 und IN2 werden ausgewählt, um in abgestimmter Resonanz bei einer Kapazität von C3 zu oszillieren, parallel kombiniert mit dem gesamten Rest des Schaltkreises angebunden an die Sekundärwicklung von IN3 und IN4, namentlich C4 und FAIMS Belastung plus die gesamte gestreute Kapazität innerhalb des Schaltkreises. C1 und C2 tragen zur Abstimmung nicht bei, da sie Umgehungskapazitäten für die Gleichstromspannungen B1 und B2 sind. C5 trägt zur Abstimmung von IN1 und IN2 nicht bei, da sie über IN3 und IN4 hinweg symmetrisch ist. Z.B.: Wenn die kombinierte Induktanz von IN1 und IN2 .45 mH ist, dann oszilliert der Schaltkreis bei 750 kHz, wenn die Kapazität von C3 parallel mit dem Rest des Schaltkreises bei 100 pF liegt.
  • Die Sekundärwicklungen von IN3 und IN4 sind in Reihenschaltung, die Mittelabzapfung zwischen diesen Induktoren ist jedoch mit den Sekundärwicklungen von IN1 und IN2 verbunden. Das bedeutet, dass die kombinierte Oszillation der IN3 und IN4 um die durch IN1 und IN2 gelieferte Schwebespannung stattfindet. Es ist daher möglich, dass IN3 und IN4 bei einer zweiten Frequenz oszillieren, die von der ersten Oszillationsfrequenz von IN1 und IN2 unabhängig sind. Die Sekundärwicklungen der Induktoren IN3 und IN4 sind mit drei Kondensatoren symmetrisch angeordnet. Ein Kondensator, C5, ist parallel zu den Induktoren IN3 und IN4 angeordnet, wobei die anderen zwei Kondensatoren C4 und FAIMS Belastung jeweils in Reihenschaltung mit der Erdung angeordnet sind oder mit einem anderen Gleichstrompotential, z.B. B1 in 2a. Da die Kondensatoren C4 und die FAIMS Belastung durch das Wechselstromerdungspotential bezogen werden, müssen deren jeweilige Werte für den Resonanzkreis bei IN3 und IN4 gleich sein, um symmetrisch zu sein, d.h., damit dieselbe momentane und entgegen gesetzte Polaritätsspannung an den Anschlüssen C5 bezüglich der Mittelabzapfung zwischen IN3 und IN4 auftreten kann. Z.B.: IN3 und IN4 oszillieren bei 1500 kHz, wenn die Gesamtkapazität, einschließlich Streukapazität, 25 pF und die Induktanz. 45 mH beträgt. Man beachte, dass die Reihenanordnung der FAIMS Belastung und C4 in 2a die sichtbare Kapazität der FAIMS Belastung minimiert. Z.B.: wenn die FAIMS Belastung, Elektroden 2 und 4 in 2a, ungefähr 25 pF beträgt und C4 ungefähr 25 pF (die Gesamtreihenkombination beträgt 12,5 pF) mit entsprechender Auswahl von C5 (bis 12,5 pF), dann beträgt die mit den Induktoren IN3 und IN4 gekoppelte Nettokapazität 25 pF.
  • In 2a werden zwei Inputs für Gleichstromvorspannungen B1 und B2 dargestellt. B1 legt die Gleichstromoffsetspannung fest, die an der äußeren Elektrode 4 von FAIMS angelegt wird. Die Gleichstromvorspannung kann dazu benutzt werden, um den gewünschten Spannungsunterschied zwischen FAIMS und einem weiteren Detektorgerät, wie z.B. einer Inputplatte eines, hier nicht illustrierten, Massenspektrometers festzulegen. Die Gleichstromvorspannung B2 wird dazu benutzt, die Gleichstromoffsetspannung festzulegen, die an der inneren Elektrode 2 von FAIMS angelegt wird. Die asymmetrische Wellenform wird auf diese Gleichstromvorspannung überlagert. Die Kompensationsspannung, die durch den Unterschied zwischen der an den inneren und äußeren Elektroden von FAIMS angebrachten Gleichstromspannung definiert wird, wird außerdem durch den Unterschied der Gleichstromspannung an B1 und B2 festgelegt.
  • Das Abstimmen von IN3 und IN4 gemeinsam mit deren kapazitiver Belastung einschließlich C5, C4 und der FAIMS Belastung wird durch Anpassung von C5 ermöglicht. Die gleichzeitige Einstellung von C3 wird dazu benötigt, um sicherzustellen, dass die Abstimmung von IN1 und IN2 mit dem verbleibenden Schaltkreis beibehalten wird. Vorteilhafterweise ist die computergesteuerte Kontrolle dieses Schaltkreises durch einstellbare Kondensatoren möglich, deren Kapazität durch Motoren verändert wird, die elektronisch aktiviert werden.
  • Vorteilhafterweise können die zwei an den abgestimmten Schaltkreisen angelegten Frequenzen unabhängig voneinander eingestellt werden, wobei das Inputsignal an den jeweils anderen der zwei abgestimmten abgeschalteten oder feststehenden Schaltkreise geliefert wird. Mit anderen Worten: Wenn die Inputs PP1, PP2, PM1 und PM2 alle auf Null reduziert werden, aktiviert die Anwendung PP3, PP4, PM3 und PM4 die Schwachstrom Oszillation zu einer Frequenz, die durch die Werte der an IN3 und IN4 angefügten Induktanzen und Kapazität definiert ist. Die Abstimmung dieses Teils des Schaltkreises wird durch Änderung der Inputfrequenz und den an PP3, PP4, PM3 und PM4 angelegten Spannungen sowie der Einstellung des variablen Kondensators C5 eingestellt. Gleichermaßen wird der durch IN1 und IN2 definierte Oszillator und deren kapazitive Belastung bei Einstellung der Inputs PP3, PP4, PM3 und PM4 auf Null durch Anwendung von PP1, PP2, PM1 und PM2 aktiviert. Die Einstellung dieser Schwachstrom Oszillation wird durch Änderung der an PP1, PP2, PM1 und PM2 angelegten Spannung und Frequenz erreicht, indem der variable Kondensator C3 eingestellt wird. Wenn beide Oszillatoren unabhängig voneinander auf maximale Effizienz optimiert werden, Qualitätswert Q, wird die Phasenverschiebung zwischen den Oszillationen durch digitale Kontrolle des Unterschieds zwischen den PP1, PP2, PM1 und PM2 Inputs im Verhältnis zu den PP3, PP4, PM3 und PM4 Inputs eingestellt.
  • In einem durch einen Mikroprozessor kontrollierten System ist es wahlweise nicht notwendig, die andere Frequenz auf Null einzustellen, um den Resonanzkreis abzustimmen. In diesem Fall extrahiert das Datenverarbeitungssystem die Amplitude jeder Frequenz aus der kombinierten Wellenform.
  • Ein Fachmann wird selbstverständlich würdigen, dass die sinusförmigen Antriebswellenformen optional auf eine, hier nicht illustrierte, herkömmliche Version der Primärwicklung an den Induktoren IN1, IN2, IN3 und IN4 angelegt werden. Zur maximalen Kontrolle über die Antriebswellenformen kann optional auch zusätzliche Elektronik verwendet werden, einschließlich einer digitalen Synthese der sinusförmigen Wellenformen.
  • Unter Bezug auf 2b wird nunmehr nach einer weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Ausführung ein vereinfachtes Schaltkreisdiagramm eines elektronischen Schaltkreises zur Hinzufügung von zwei Wellen verschiedener Frequenzen und zur Lieferung der Spannung an eine der Elektroden von FAIMS mittels eines leitenden Anschlusses 5 gezeigt. Elemente, die mit denselben Ziffern bezeichnet sind haben dieselbe Funktion wie die in 2a abgebildeten. Ein einzelner Induktor IN1b ersetzt die zwei Induktoren IN1 und IN2 in 2b und läuft auf Erstfrequenz. Ein einzelner Induktor IN2b ersetzt gleichermaßen den duplizierten Serieninduktor IN3 und IN4, der auf einer zweiten Frequenz betrieben wird. Die Sekundärwicklungen an den Induktoren IN1b und IN2b sind analog zu den mit Bezug auf 2a beschriebenen. Die assoziierten Kondensatoren und die FAIMS Belastungselektroden 2 und 4 sind in beiden Abbildungen dieselben.
  • Unter Bezug auf 3a wird nunmehr nach noch einer weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Ausführung ein vereinfachtes Schaltkreisdiagramm eines elektronischen Schaltkreises zur Hinzufügung von zwei Wellen verschiedener Frequenzen gezeigt. Elemente, die mit denselben Ziffern bezeichnet sind haben dieselbe Funktion wie die in 2a abgebildeten. Ein einzelner Induktor IN1b ersetzt die zwei Induktoren IN1 und IN2 in 3a und läuft auf Erstfrequenz. Ein einzelner Induktor IN2b ersetzt gleichermaßen den duplizierten Serieninduktor IN3 und IN4, der auf einer zweiten Frequenz betrieben wird. Die Sekundärwicklungen an den Induktoren IN1b und IN2b sind analog zu den mit Bezug auf 2a beschriebenen. Die assoziierten Kondensatoren und die FAIMS Belastungselektroden 2 und 4 sind in beiden Abbildungen dieselben. 3a illustriert einen optionalen Ansatz zur Anwendung des Stromantriebs, um die Oszillation in den abgestimmten Schwachstromschaltkreisen zu erhalten. An 3a besteht die Primarwicklung aus einer Mittelabzapfwicklung. Die Mittelabzapfung ist mit einer Gleichstromversorgung gekoppelt (z.B. +28 Volt, wie in 3a gezeigt). Die an diesem Anschluss verfügbare Spannung wirkt sich auf die Amplitude der Welle aus, die durch den jeweiligen Oszillator erzeugt wird. Die zwei Abschnitte der Primärwicklung sind alternativ durch Schalter mit dem Erdungspotential verbunden. Die Primärwicklung des Induktors IN1b wird bei einer Erstfrequenz betrieben, indem alternativ die Primärwicklung mittels Schalter Sa und Sb geerdet wird, wobei lediglich ein Schalter jederzeit geschlossen ist, wie im Zeitdiagramm in 3b gezeigt. Wenn Sa geschlossen ist, läuft der Strom durch eine Hälfte der Primärwicklung in einer ersten Richtung. Zu einem späteren Zeitpunkt wird Sa geöffnet und Sb geschlossen, um den Strom durch die andere Hälfte der Primärwicklung zu treiben, allerdings in einer zweiten Richtung. In einer praktischen Ausgestaltung wird eine tote Zone zwischen der Öffnung eines Schalters und der Schließung des nächsten vorausgesetzt, z.B.: Öffner vor Schließer Betrieb. Aufgrund der derart in IN1b induzierten, veränderten magnetischen Felder tritt ein oszillierendes Hochspannungspotential auf der Sekundärwicklung ein, unter der Voraussetzung, dass die Antriebsfrequenz so ausgestaltet ist, dass eine Schwachstrom Oszillation eintreten kann. Die Primärwicklung von IN2b wird in ähnlicher Art und Weise wie bei IN1b angetrieben, mit der Ausnahme, dass die Frequenz der Oszillation anders ist und ein Phasenunterschied zwischen den in IN1b und IN2b induzierten Oszillationen besteht. Die in 3a gezeigten Schalter Sa, Sb, Sc und Sd sind bevorzugter weise elektronische Schalter. Ein weiterer Schaltkreis wird wahlweise benutzt, um ein Inputsignal an IN1b und IN2b zu erzeugen, das dem durch die Benutzung des elektronischen Schalters in 3a erzeugten ähnlich ist. Z.B.: Es kann eine herkömmliche Primärwicklung mit einer angelegten sinusförmigen Spannung benutzt werden, wenn die geeignete Spannungskontrolle, Frequenz und Phase zur Anwendung gebracht wird. Das Beispiel in 3a benutzt digital kontrollierte Schalter als Illustration einer einfachen Schnittstelle zu einem digitalen Kontrollschalter. Wahlweise wird ein anderes bekanntes Verfahren zur Lieferung einer Input Antriebsoszillation für die Primärwicklung an IN1b und IN2b benutzt.
  • 4a illustriert die Fundamente der Wicklungen der Induktoren IN1, IN2, IN3 und IN4, die mit Bezug auf den in 2a gezeigten Schaltkreis diskutiert wurden. Ein ähnlicher Ansatz wird für IN1b und IN2b in den 2b und 3a gemacht. Es wird jedoch eine mittelabgezapfte Primärwicklung anstatt von zwei vollständig unabhängigen Primärwicklungen benutzt, wie in 2a und 4a gezeigt. Unter weiterer Bezugnahme auf 4a wird die Primärwicklung 20 mit einem Input 10 und die Primärwicklung 22 mit einem Input 12 gekoppelt, an die jeweils ein positiver Primärimpuls (PPI in 2a) und ein negativer Primärimpuls (PMI in 2a) angelegt wird. Unter weiterer Bezugnahme auf 4b setzt sich der positive Primärimpuls aus einer Rechteckwelle mit einer Niederdruckseite 47 nahe Null Volt und einer Hochdruckseite 45 zu einem einstellbaren Wert (z.B. +5 V, wie in 4b gezeigt) zusammen. Der negative Primärimpuls setzt sich aus einer Rechteckwelle mit einer Hochdruckseite 50 nahe Null Volt und einer Niederdruckseite 55 zu einem einstellbaren Wert (z.B. –5 V, wie in 4b gezeigt) zusammen. Wie im Zeitdiagramm der 4b gezeigt, werden die Impulse abwechselnd angelegt, wobei die Spannung 45 am positiven Primärimpuls angelegt wird, während die Spannung 50 am negativen Primärimpuls angelegt wird. Gleichermaßen wird die Spannung 47 am positiven Primärimpuls angelegt wird, während die Spannung 55 am negativen Primärimpuls angelegt wird. Das Ergebnis ist die Erzeugung eines magnetischen Feldes im induktiven Kern 14, das während der Anlegung des Impulses alternativ die Richtung in die positive Polarität durch Input 10 und in die negative Polarität durch Input 12 wechselt. Die Impulse werden jeweils auf der positiven und negativen Seite durch Belastungswiderstände 16 und 18 angetrieben. Die Belastungswiderstände 16 und 18 stellen sicher, dass eine minimale Quellenimpedanz für den Antriebsschaltkreis bereit steht. Diese Quellenimpedanz, multipliziert mit dem Quadrat des Umwandlungsverhältnisses, erscheint als eine Belastung parallel zu dem zweiten abgestimmten Schaltkreis. Diese durch die Primärquellenimpedanz reflektierte extra Belastung wird durch den abgestimmten Schwachstromschaltkreis angetrieben, wodurch der Output der tatsächlichen Spannungsamplitude des kombinierten LCR Schaltkreises reduziert wird. Wenn man die Schaltkreisparameter so auswählt, dass R der abgestimmten Impedanz von Schwachstrom gleicht, beträgt die Outputspannung die Hälfte eines ähnlichen frei laufenden (oder nicht belasteten), auf Schwachstrom abgestimmten Schaltkreises. Der Strom in Primärwicklungen 20 und 22 resultiert in magnetischen Feldern im Kern 14, der auch elektrische Spannung in den Sekundärwicklungen 24 induziert. Die in den Sekundärwicklungen induzierte Spannung hängt mit der Anzahl der Wicklungen der Sekundärwicklungen 24 um den Kern 14 zusammen, je nach Anzahl der Wicklungen der Primärwicklungen 20 und 22 um den Kern 14. Unter nochmaliger Bezugnahme auf 2a sind die Sekundärwicklungen 24 der Induktoren INn mit einer kapazitiven Belastung verbunden. Die um den Kern 14 gewickelte Induktanz der Sekundärwicklung 24 ist bevorzugter weise für eine abgestimmte Schwachstrom Oszillation mit kapazitiver Belastung geeignet.
  • Während 4a die in der vorliegenden Erfindung benutzten Konzepte schematisch illustriert, wurde ein neuartiger Ansatz zur Erzielung der Leistung entdeckt, die für die FAIMS Anwendung erforderlich ist. Die FAIMS Anwendung benötigt Hochspannung (z.B. 4000 Volt Peak) in eine ungefähre Belastung von 20 pF. Die Minimierung des Elektrizitätsverbrauchs zieht weiterhin Nutzen aus einem Schwachstromoszillator mit einem Edelqualitätsfaktor (Q) von über 200.
  • 5 illustriert zwei Verbesserungen der in 4a gezeigten Ausgestaltung. Zunächst wird die Sekundärwicklung 30 um einen wesentlichen Teil des Kerns 32 gewickelt. Dies ermöglicht, dass im Verhältnis zu der in 4a illustrierten Anordnung eine erhöhte Anzahl von Windungen der Sekundärwicklung 30 auf den Kern 32 platziert werden kann. Jede Windung der Sekundärwicklung 30 ist räumlich getrennt von den Nachbarwindungen der Sekundärwicklung 30 in Richtung der Länge des Kerns 32. Die Primärwicklungen 34 und 36 des Antriebsschaltkreises werden extern um die Windungen der Sekundärwicklung 30 gewickelt und vom Kern 32 räumlich und von der Sekundärwicklung 30 durch einen Luftspalt getrennt, um Funkenerosion und kapazitive Kopplung zwischen den Primärwicklungen (entweder 34 oder 36) und der Sekundärwicklung 30 zu verhindern. Die zweite Verbesserung ist eine Modifikation des Kerns 32. Ein Teil des Kerns 32 wird entfernt und hinterlasst den Spalt 38. Ersatzweise kann der Kern 32 zunächst zu einer im wesentlichen C-Form geformt werden, wobei ein Abstand zwischen den gegenüberliegenden Enden des Kerns 32 frei gelassen wird, der den Spalt 38 definiert. Dieser Spalt 38 wird benötigt, um Funkenerosion und elektrische Feldstreuung durch das Kernmaterial zwischen den beiden Enden der Sekundärwicklung 30 zu verhindern, zwischen denen wesentliche Spannungsunterschiede bestehen können. Der Spalt 38 minimiert ebenfalls die im Kernmaterial erzeugte Wärme im Bereich zwischen den beiden Enden der Sekundärwicklung. Wärme wird durch elektrische Feldstreuung und Leistungsverlust im Material zwischen den Enden der Sekundärwicklung und durch den Kern erzeugt. Der Spalt 38 minimiert diesen Leistungsverlust. Das Kernmaterial wird so ausgesucht, dass es keine hohe magnetische Durchlässigkeit hat, was zur Anzahl der Windungen und den Induktanzvoraussetzungen der Anwendung notwendig ist. Das Material zeigt weiterhin niedrige Verluste am Frequenzbereich, der Gegenstand des Interesses ist. Daher ändert der Spalt 38 die Induktanz am Kern 32 und den Sekundärwicklungen 30 nicht wesentlich.
  • 6 illustriert eine zusätzliche Verbesserung des in 5 gezeigten Schaltbilds. Das in 5 gezeigte System ist insbesondere in der Effektivität begrenzt, weil die Fähigkeit der Primärwicklungen 34 und 36 zur Induktion von magnetischen Feldern im Kern 32 begrenzt ist durch (i) die kleine Anzahl von Windungen und (ii) die begrenzte Reichweite des Kerns 32. Die Verbesserung wird durch Führung eines zweiten – oder wahlweise mehrerer – Sets von parallelen Primärwicklungen an verschiedenen Stellen um den Kern 32 realisiert. In 6 sind die Primärwicklungen 60, 62, 64 und 66. Der positive Primärimpuls wird an die Primärwicklungen 68 in 6 angelegt. Nach dem Belastungswiderstand 70 werden die Primärwicklungen 60 und 64 parallel um den Kern 32 gewunden. Die Primärwicklungen für den negativen Impuls werden gleichermaßen parallel an 62 und 66 nach dem Belastungswiderstand 72 gewunden und werden vom primären Negativimpuls angetrieben, der an Kabel 74 angelegt wird. Dadurch werden zwei Zwecke erreicht: Erstens ist das am Kern 32 induzierte magnetische Feld höher, und daher ist die Kopplung zwischen der Primärwicklung und dem Kern effizienter, teilweise weil mehr Primärwicklungen um den Kern 32 bestehen. Da die magnetische Durchlässigkeit des Kernmaterials (aufgrund der oben bezeichneten Schaltkreisvoraussetzungen) niedrig ist, werden die magnetischen Linien im Kernmaterial nicht einfach erfasst, und der Koppelungsfaktor zwischen den Primärwicklungen und dem Kernmaterial ist schwach; das Hinzufügen einer Anzahl von parallelen Primärwicklungen verbessert den Koppelungsfaktor wesentlich.
  • Zweitens ist es vorteilhaft, dass diese Effizienz des Anlegens des Inputimpulses erhöht wird ohne dass das Bedürfnis besteht, weitere Windungen auf die Sekundärwicklung 30 um den Kern 32 zu wickeln. In einigen Fällen sind zusätzliche Windungen auf der Sekundärwicklung wegen der kleinen Größe des Kerns 32 unpraktisch, und es ist wichtig, ein hohes Verhältnis von Outputwindungen zu Inputwindungen zu erzielen, um eine möglichst hohe Outputspannung an der Sekundärwicklung 30 zu induzieren. Mit anderen Worten: bei Benutzung des Ansatzes der parallelen Anwendung der in 6 gezeigten Primärwicklungen nähert sich die in der Sekundärwicklung 30 induzierte Spannung aufgrund des verbesserten Koppelungsfaktors im Primärschaltkreis der theoretischen Grenze des Transformatordesigns an. Die Anzahl der Windungen der Primärwicklung scheint wesentlich erhöht, ohne dass das Verhältnis der Transformatorwindungen sich verändert hat. Jede einzelne Primärwicklung verläuft weiterhin als eine kleine Anzahl von Windungen, weil sie parallel gewickelt sind, und das Verhältnis der Windungen auf der Primärwicklung zu den Windungen auf der Sekundärwicklung ist unverändert.
  • Vorteilhafterweise erhöht eine Pluralität von Primärwicklungen 60, 62 und 64, 66, wie in 6 gezeigt, die Effizienz der Kopplungen zum Kern 32. Die großen Durchmesserwindungen in den Primärwicklungen minimieren die Möglichkeit der Entladung von den Primärwicklungen zu entweder dem Kern 32 oder der Sekundärwicklung 30. Weiterhin minimieren die großen Durchmesserwindungen der Primärwicklungen die Kapazität zwischen den Primärwicklungen und den Windungen der Sekundärwicklungen am Kern 32, wie in 6 gezeigt. Es scheint, als dass diese verminderte Kapazität auf Kosten der Fähigkeit der Primärwicklung erreicht wird, ein magnetisches Feld im Kern 32 zu induzieren. Tatsächlich wird dieser erwartete Effekt minimiert. Obwohl die Windungen der Primärwicklungen 60, 62, 64 und 66 in 6 weiter vom Kern entfernt sind, ist der Draht der Primärwicklung länger, der umschlossene Bereich größer; der gesamte Magnetfluss bleibt jedoch derselbe (1 Windung trägt denselben Strom). Im vorliegenden Beispiel ist die ausgewählte magnetische Kerndurchlässigkeit 8 mal höher als die der Luft, sodass sich der Magnetfluss vorwiegend im Kernmaterial konzentriert und nicht so sehr im umgebenden Luftraum. Daher wird eine hohe Effizienz der Kopplungswicklungen der Primär- und Sekundärwicklungen erreicht, indem eine Pluralität von parallelen Primärwicklungen bereit gestellt und eine niedrige Kapazität beibehalten wird, indem große Durchmesserprimärwicklungen geliefert werden, die an verschiedenen Stellen um den Kern 32 gewickelt sind.
  • Jenseits von drei oder vier parallelen Sets von Primärwicklungen, die um den Kern 32 gewickelt sind, erhöht sich die Effizienz der Kopplungen nicht wesentlich, weil die Kopplung über 90% mit drei Sets paralleler Primärwicklungen beträgt. Zusätzliche Sets von parallelen Primärwicklungen (jenseits drei oder vier) haben zudem die schädliche Wirkung der Erhöhung der Streukapazität zwischen der Primär- und Sekundärwicklung.
  • Vorteilhafterweise führt die geschnittene Ringkernform des Kerns dazu, dass ein kleines Instrumentpaket vorliegt. Wahlweise wird der Kern in Form eines Balkens oder einer anderen geeigneten Form geliefert.

Claims (10)

  1. Eine Vorrichtung zur Erzeugung eines sich periodisch ändernden elektrischen Signals zur Erzeugung eines sich periodisch ändernden elektrischen Feldes zwischen Elektroden eines Ionenmobilitätsspektrometers, aufweisend: einen Ausgangsanschluss (5); einen ersten abgestimmten Schaltkreis für eine elektrische Verbindung mit einer externen Leistungsquelle und – in Isolation – zur Bereitstellung eines sich ersten periodisch ändernden elektrischen Signals mit einer ersten Frequenz, wobei der erste abgestimmte Schaltkreis mit dem Ausgangsanschluss (5) verbunden ist, um diesem ein elektrisches Ausgangssignal bereit zustellen, welches eine Komponente bei der ersten Frequenz hat; und einen zweiten abgestimmten Schaltkreis für eine elektrische Verbindung mit einer externen Leistungsquelle und zur Bereitstellung eines zweiten sich periodisch ändernden elektrischen Signals mit einer zweiten Frequenz unterschiedlich zur ersten Frequenz um einen Faktor von im Wesentlichen zwei, wobei der abgestimmte Schaltkreis mit dem ersten abgestimmten Schaltkreis verbunden ist, um eine Komponente mit der zweiten Frequenz dem elektrischen Ausgangssignal hinzuzufügen, dadurch gekennzeichnet, dass der erste abgestimmte Schaltkreis aufweist: wenigstens einen ersten Induktor (IN3/IN4, IN2b) mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung; eine kapazitive Last, welche mit der Sekundärwicklung des wenigstens einen ersten Induktors (IN3/IN4, IN2b) verbunden ist und eine erste abstimmbare Kapazität (C5) und Elektroden (2, 4) eines ersten Ionenmobilitätsspektrometers enthält; und einen Lastwiderstand (16, 18), der mit der Primärwicklung verbunden ist.
  2. Eine Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der zweite abgestimmte Schaltkreis wenigstens einen zweiten Induktor (IN1/IN2, IN1b) aufweist, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung hat, wobei die Sekundärwicklung des wenigstens einen zweiten Induktors (IN1/IN2, IN1b) elektrisch mit einem Mittelabgriff der Sekundärwicklung des wenigstens einen ersten Induktors (IN3/IN4, IN2b) verbunden ist.
  3. Eine Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der wenigstens eine erste Induktor (IN3/IN4, IN2b) zwei Induktoren (IN3, IN4) aufweist, welche miteinander in Serie verbunden sind.
  4. Eine Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei der zweite abgestimmte Schaltkreis zwei Induktoren (IN1, IN2) aufweist, die in Serie miteinander verbunden sind, wobei die zwei Induktoren (IN1, IN2) des zweiten abgestimmten Schaltkreises elektrisch mit einem Mittelabgriff zwischen den beiden Induktoren (IN3, IN4) des ersten abgestimmten Schaltkreises verbunden sind.
  5. Eine Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der zweite abgestimmte Schaltkreis zwei Induktoren (IN1, IN2) aufweist, die in Serie miteinander verbunden sind, wobei die zwei Induktoren (IN1, IN2) des zweiten abgestimmten Schaltkreises elektrisch mit einem Mittelabgriff der Sekundärwicklung des wenigstens einen ersten Induktors (IN3/IN4, IN2b) des ersten abgestimmten Schaltkreises verbunden sind.
  6. Eine Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Lastwiderstand so ausgewählt ist, dass er annährend sinusförmige Änderungen in den elektrischen Strömen in der Primärwicklung sicherstellt.
  7. Eine Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei der Lastwiderstand so ausgewählt ist, dass eine gewünschte Spannung des ersten sich periodisch ändernden Signals mit einem annähernd minimalen Leistungsverbrauch von der externen Leistungsquelle erhalten wird.
  8. Eine Vorrichtung nach Anspruch 1, aufweisend ein Paar von Elektroden (2, 4) die so angeordnet sind, dass sie einen Analysatorbereich zwischen sich bilden.
  9. Eine Vorrichtung nach Anspruch 1, aufweisend Schalter (Sa, Sb, Sc, Sd), welche mit der Vorrichtung elektrisch verbunden sind für einen ersten geschalteten Modus, der Strom entlang einer ersten Richtung durch die Primärwicklung des wenigstens einen ersten Induktors (IN3/IN4, IN2b) liefert und für einen zweiten anderen geschalteten Modus, der Strom entlang einer zweiten anderen Richtung durch die Primärwicklung des wenigstens einen ersten Induktors (IN3/IN4, IN2b) liefert.
  10. Eine Vorrichtung nach Anspruch 2, aufweisend Schalter (Sa, Sb, Sc, Sd), welche mit der Vorrichtung elektrisch verbunden sind für einen ersten geschalteten Modus, der Strom entlang einer ersten Richtung durch die Primärwicklungen jedes wenigstens einen ersten Induktors (IN3/IN4, IN2b) und jedes wenigstens einen zweiten Induktors (IN1/IN2; IN1b) liefert und für einen zweiten anderen geschalteten Modus, der Strom entlang einer zweiten anderen Richtung durch die Primärwicklung jedes wenigstens einen ersten Induktors (IN3/IN4, IN2b) und wenigstens einen zweiten Induktors (IN1/IN2; IN1b) liefert.
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