DE4420376A1

DE4420376A1 - Modulator

Info

Publication number: DE4420376A1
Application number: DE4420376A
Authority: DE
Inventors: Marcus K Da Silva; Andrew M Teetzel
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1993-09-22
Filing date: 1994-06-10
Publication date: 1995-03-23
Anticipated expiration: 2014-06-11
Also published as: GB2282288A; GB2282289A; GB2282289B; DE4420377A1; GB9419140D0; US5694093A; DE4420447C2; GB9419142D0; GB2282288B; DE4420377C2; JP3648272B2; GB2283627A; DE4420447A1; GB2283627B; GB9419141D0; US5644260A; JPH07183929A; DE4420376C2

Description

Die IQ-Modulation ist eine sehr allgemeine Form der Modula tion eines HF-Trägers (HF = Hochfrequenz) um Programmin formationen zu transportieren. Nach der IQ-Modulation können sowohl die Amplitude als auch die Phase des modulierten Trä gers wiedergewinnbare Informationen transportieren. Obwohl die IQ-Modulation ausreichend allgemein ist, um eine her kömmliche analoge AM- und eine herkömmliche analoge FM-Mo dulation zu erzeugen, wird sie meistens bei digitalen Ein stellungen verwendet, bei denen die Programminformationen von Anfang an in digitaler Form sind, oder wenn sie ur sprünglich analog waren, digitalisiert wurden.

Eine Einfüh rung der IQ-Modulation bei digitalen Einstellungen findet sich in dem Artikel "An Instrument for Testing North Ameri can Digital Cellular Radios", veröffentlicht im April 1991 im Hewlett-Packard Journal, Seiten 65-72.

Fig. 1A ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Abschnitts eines Kommunikationssystems nach dem Stand der Technik, das einen IQ-Modulator verwendet. Wie in dieser Figur gezeigt ist, werden die Programminformationen 2, die entweder in analoger Form oder in digitaler Form (d. h. entweder analoge oder digitale elektrische Signale) sein können, an einen IQ-Codierer 3 angelegt. Seine Aufgabe besteht darin, das Format der Programminformationen 2 in ein Signalpaar I 4 und Q 5 zu übersetzen oder durch Abbilden und/oder Codieren umzuwandeln. In dem Fall, in dem die Programminformationen 2 ein analoges Signal V_in sind, würden sich die Signale I 4 und Q 5 tatsächlich ebenfalls fortlaufend als analoge Sig nale verändern. Diese Veränderung würde typischerweise in Übereinstimmung mit einigen Funktionen F und G, wie zum Bei spiel I = F(V_in) und Q = G(V_in) erfolgen, und nicht als ein faches I = V_in oder Q = V_in, obwohl dies möglich ist. In dem Fall, in dem die Programminformationen digital sind, sind die sich ergebenden tatsächlichen Spannungswerte für I und Q auf diskrete Möglichkeiten beschränkt. Übergänge zwischen diesen Möglichkeiten sind im Prinzip abrupt und erzeugen, wenn sie nicht behandelt werden, unerwünschte und schädliche Effekte in dem modulierten Signal. Es ist deshalb normal, diese abrupten Änderungen von I und Q durch Filtern dieser, bevor sie verwendet werden, auszuschließen.

Es ist ein herkömmlicher Umstand der Programminformationen 2, in digitaler Form zu sein. Vielleicht existierten die Programminformationen niemals in analoger Form und waren von Anfang an immer schon so viele Bits; oder vielleicht sind sie eine digitalisierte Darstellung eines analogen Phäno mens, zum Beispiel Sprache. In diesen digitalen Fällen ist es üblich, den ankommenden Datenstrom in Gruppen von zum Beispiel n Bits zu gruppieren. Es gibt 2ⁿ unterschiedlich mögliche Kombinationen, die diese n Bits haben können. Was der IQ-Codierer 3 dann tut, ist die Erzeugung von Spannungs werten für I und Q, die als Kombination einer der 2ⁿ Kombi nationen der Gruppe entsprechen. Typischerweise ist n gerade und jedes der Signale I 4 und Q 5 kann unabhängig 2^(n/2) un terschiedliche Zustände oder Spannungswerte annehmen, bis zu einem Gesamtwert von 2ⁿ Kombinationen für I und Q zusammen.

Die Signale I 4 und Q 5 werden an einen IQ-Modulator 6 ange legt, der ebenfalls ein HF-Signal 8 erhält, das durch einen Lokaloszillator 7 erzeugt ist. Der IQ-Modulator 6 arbeitet mit dem HF-Signal 8, um ein moduliertes HF-Signal 9 zu er zeugen, dessen Amplitude und Phase jeweils Informationen transportieren können. Dieses Signal 9 wird typischerweise durch einen Verstärker 10 verstärkt, um ein übertragbares Signal zu erzeugen. In dem Beispiel in Fig. 1A wird dieses Signal an eine Antenne 11 angelegt, um ein moduliertes Sig nal 12 zu erzeugen, das abgestrahlt wird.

Aus Gründen der Vollständigkeit wird kurz der in Fig. 1B ge zeigte entsprechende IQ-Empfänger 13 beschrieben. Typischer weise erzeugt ein abgestrahltes IQ-moduliertes Signal 14, (das dem abgestrahlten Signal 12 in Fig. 1A entspricht), in einer Antenne 15 ein entsprechendes elektrisches Signal, das dann durch einen Verstärker 16 verstärkt wird. Der Verstär ker 16 erzeugt ein IQ-Signal 17 mit hohem Pegel, das zur Anwendung mit einem IQ-Demodulator 18 geeignet ist. Bei di gitalen Systemen arbeitet der IQ-Demodulator 18 typischer weise mit einer Taktzurückgewinnungseinrichtung und viel leicht auch mit einer LO-Zurückgewinnungsschaltung zusammen. In jedem Empfänger erzeugt der IQ-Demodulator 18 Signale I 19 und Q 20, die den früheren Signalen I und Q (4, 5) im IQ-Sender 1 entsprechen. Diese wiedergewonnenen I- und Q-Si gnale 19 und 20 könnten in einem digitalen System durch das wiedergewonnene Taktsignal (nicht gezeigt) abgetastet wer den. In höher entwickelten Systemen ist die Natur der IQ- Übergänge, die durch das Filter in dem IQ-Modulator erzeugt werden, in einem digitalen Signalverarbeitungsnetzwerk ein gebaut, das die am meisten wahrscheinlichen korrekten neuen Werte von I und Q auf der Grundlage ihrer früheren Ge schichte auswählt oder vorhersagt. Ein IQ-Decoder 21 über setzt die demodulierten IQ-Kombinationen zurück in das ur sprüngliche Format der Programminformationen. Diese Rück übersetzung erscheint als wiedergewonnene Programminforma tion 22.

Wie es aus dem folgenden offensichtlich werden wird, werden Phasenschiebernetzwerke innerhalb des IQ-Modulators 6 (und auch innerhalb des IQ-Demodulators 18) verwendet. Diese Netzwerke werden verwendet, um ein einzelnes Signal, wie zum Beispiel ein HF-Signal 8 eines Lokaloszillators 7, in ein Paar von Signalen aufzuteilen, die sich in genauer Quadratur befinden (das heißt, die eine Phasendifferenz von 90 Grad zueinander aufweisen). Weiterhin ist es ebenfalls sehr wün schenswert, daß die Signale in Quadratur auch eine fast gleiche Amplitude haben, nachdem Amplitudenveränderungen durch nachfolgende Schaltungen in deutliche Phasenverände rungen übersetzt werden können. Mit zunehmender Datenrate (Bandbreite) erhöht sich ebenfalls die Anzahl der verwen deten IQ-Zustände, was bedeutet, daß es zwischen diesen Zu ständen einen weniger ausgeprägten Unterschied gibt. Die Ge nauigkeiten des IQ-Modulations- und IQ-Demodulations-Ver fahrens hängen hauptsächlich von der genauen Bestimmung der Phase ab. Und während diese Anforderungen für irgendeine be stimmte Lokaloszillatorfrequenz oder für einen engen Bereich von Lokaloszillatorfrequenzen erfüllt werden können, ist es wesentlich schwieriger, diese für einen IQ-Modulator oder IQ-Demodulator zu erfüllen, der zur Verwendung mit einem Lokaloszillatoreingangssignal, dem es ermöglicht ist, sich über einen weiten Bereich, zum Beispiel 200 MHz bis über 3 GHz, zu verändern, geplant ist.

Um dies zu erläutern, sei das vereinfachte Blockdiagramm eines IQ-Modulators 23 nach dem Stand der Technik, wie er in Fig. 2 gezeigt ist, betrachtet. Ein HF-Eingangssignal 24, 8, dient als zu modulierendes Signal und wird an ein Quadra turnetzwerk 25 angelegt. Das Ausgangssignal des Quadratur netzwerkes 25 besteht aus zwei Signalen LO_i 26 und aus LO_q 27, die dieselbe Frequenz wie das HF-Eingangssignal 24, 8 haben, aber in Quadratur sind. Diese Signale werden an die Multiplizierer 28 bzw. 29 angelegt. Jeder der Multiplizierer empfängt das ihm zugeordnete I- oder Q-Eingangssignal, das in den Figuren als I_in 30, 4 bzw. Q_in 31, 5 bezeichnet ist. Die Multiplizierer 28 und 29 können doppelt abgestimmte Mischer, verschiedene Arten von Schaltnetzwerken oder Istwertmultipliziererschaltungen (analog oder digital) umfassen. Die Ausgänge 32 und 33 der Multiplizierer 28 und 29 werden dann in einem Summierer 34 summiert, um ein Aus gangssignal 35, 9 zu erzeugen, das das IQ-modulierte Signal ist.

Frequenzabhängige Amplitudenveränderungen sind den reaktiven Phasenschiebern, die intern in dem Quadraturnetzwerk verwen det werden, eigen. Typischerweise werden Begrenzungsver stärker verwendet, um die phasenverschobenen Signale auf eine ausgewählte konstante Amplitude zurückzubringen. Wenn sich das Signal, das verschoben wird, mit der Frequenz ver ändert, verändert sich der Grad der Begrenzung, die es durch die Begrenzungsverstärker erfährt, nachdem sich die Ampli tude ihres Eingangssignal entsprechend verändert. Das Netto ergebnis ist eine unerwünschte Änderung der sich ergebenden Phasenverschiebung des Signals, das abschließend verstärkt ist. Der Betrag der unerwünschten Phasenverschiebung hängt mit dem Betrag der benötigten Verstärkung zusammen, um die Begrenzung zu erzeugen. Für einen geeigneten IQ-Modulator betrieb ist aber eine korrekte Quadratur wesentlich. Dies hängt damit zusammen, daß herkömmliche IQ-Modulatoren "sehr fein eingestellt" werden müssen, um auf einer bestimmten Frequenz zu arbeiten. Ein Modulator, der sehr fein einge stellt werden muß, ist aber kein Breitbandgerät, das für eine einfache Anwendung über einen weiten Bereich von Fre quenzen geeignet ist.

Folglich besteht das Problem im Folgenden: ein Breitband- IQ-Modulator (oder Demodulator) erfordert eine genaue Pha senverschiebung eines Signals, um zwei Signale LO_i und LO_q zu erzeugen, die exakt 90 Grad auseinander sind (das heißt in Quadratur). Viele reaktive Phasenschiebernetzwerke stören die Amplitude, während sie die Phase verschieben. Diese Störung ist eine Funktion der Frequenz. Die Signalamplitude kann nachfolgend wiedergewonnen werden, aber auf Kosten des Einfügens eines zusätzlichen (im allgemeinen unbekannten) Betrags an Phasenverschiebung. Nachdem jeder bestimmte Mischer dazu tendiert, über einen begrenzten Bereich der angelegten Leistung am besten zu arbeiten, ist die Amp litudenwiedergewinnung im allgemeinen notwendig. Dies be deutet, daß die LO_i- und LO_q-Signale in einen IQ-Modulator (oder ihre LO-Gegenstücke in einem IQ-Demodulator) nicht genau in Quadratur sind, nachdem sich die Betriebsfrequenz von dem Optimalwert weg verschoben hat. Solange der Betrieb nicht bei der optimalen Frequenz ausgeführt wird, beschränkt dies das Verhalten des verwendeten IQ-Modulationsschemas.

Eine weitere Betrachtungsweise dieses Problems ist die Be obachtung, daß es wünschenswert wäre, daß ein reaktives Phasenschiebernetzwerk unabhängig von Änderungen der ange legten Frequenz frei von Amplitudenänderungen wäre. Wenn dies möglich wäre, dann würden ein Quadraturnetzwerk und seine zugeordneten Verstärker über einen weiten Bereich von angelegten Frequenzen eine exakte Quadratur erzeugen. Dies wurde es seinerseits ermöglichen, daß ein einzelnes Teil in einer weiten Vielzahl von Anwendungen verwendet werden kann, und erheblich vereinfachte Schemata für viele Frequenzbe reichsanwendungen ermöglichen, bei denen das Ausgangssignal eines IQ-Modulators bei einer einzigen Frequenz ansonsten mit gewobbelten oder einstellbaren Frequenzquellen gemischt werden muß.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein reaktives Phasenschiebernetzwerk zu schaffen, das trotz Veränderungen der angelegten Frequenz frei von Amplitudenveränderungen ist, das in einem Quadraturnetzwerk verwendet wird, wodurch dieses eine genaue Quadratur über einen breiten Bereich von angelegten Frequenzen erzeugen kann, wodurch es einem einzelnen Teil erlaubt wird, in einer großen Vielzahl von unterschiedlichen Anwendungen verwendet zu werden, und es ermöglicht wird, verhältnismäßig vereinfachte Schemata für Anwendungen mit breitem Frequenzbereich zu erzeugen.

Diese Aufgabe wird durch einen Modulator nach Anspruch 1 gelöst.

Eine Lösung des Breitbandgenauigkeitsquadraturproblems ist ein Quadraturnetzwerk, das auf ein frequenzabhängiges Steu erungssignal reagiert. Ein solches Quadraturnetzwerk kann reaktive Phasenschieber einschließen, die parallel zwischen Masse und dem angelegten Signal liegen, und die jeweils auf das frequenzabhängige Steuerungssignal reagieren. Jeder solcher Phasenschieber schließt ein in Serie liegendes R und ein C ein. Ein RC-Phasenschieber wird an dem einen Ende des R getrieben, ein Ende des C liegt auf Masse und das phasen verschobene Ausgangssignal ist an der Verbindung von R und C erhältlich. Ein CR-Phasenschieber ist an einem Ende des C getrieben, an einem Ende des R geerdet und sein Ausgangssig nal ist an der Verbindung von C und R erhältlich. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die C′s fest und haben den gleichen Wert. Die R′s sind FETs (FET = Feldeffekttran sistor), die mit dem frequenzabhängigen Steuerungssignal so verbunden sind, daß ihre Widerstände identische Funktionen dieses Signals sind. Durch Verändern des frequenzabhängigen Steuerungssignals wird sowohl der ohmsche Wert der R′s ein gestellt, um zueinander gleich zu sein, als auch die kapazi tive Reaktanz X_c jedes C. Dies stellt sicher, daß die zwei Ausgangssignale LO_i und LO_q genau in Quadratur sind und die gleichen Amplituden haben.

Das frequenzabhängige Steuerungssignal kann durch einen "Kopplungs"-Ansatz unter Verwendung der Kenntnis der ange legten Frequenz erzeugt werden; ein DAW (Digital/Analog- Wandler) könnte zum Beispiel durch einen Wert getrieben sein, der durch eine Tabelle, die durch die Frequenz adres siert ist, bereitgestellt wird. Eine bevorzugte Technik macht sich jedoch den Vorteil zunutze, daß, wenn bei glei chen C′s LO_i nicht gleich LO_q ist, der ohmsche Wert der R′s nicht länger X_c ist, (und LO_i und LO_q daher auch nicht in Quadratur sind). Durch Bilden der Amplitudendifferenz zwi schen LO_i und LO_q, Verstärken dieser und Verwenden dieser als frequenzabhängiges Steuerungssignal können die R′s zu rückgesetzt werden, um automatisch X_c zu gleichen. Dies bildet eine Regelschleife, die die Amplitudendifferenz und folglich auch den Phasenfehler der Quadratur automatisch auf Null setzt. Es wird darauf hingewiesen, daß diese Technik die Frequenz weder als explizite Eingangsvariable für die Regelschleife verwendet oder ansonsten erfordert. Was erfor derlich ist, ist, daß die R′s den Bereich haben, um X_c zu folgen, und daß sie dies gemeinsam als identische Funktionen des Steuerungssignals tun.

Ein Vorteil dieser Technik besteht darin, daß die Pegel von LO_i und LO_q nun dazu tendieren, bei etwa 70% (1/√) des an gelegten Oszillatorsignals festzubleiben, was bedeutet, daß die Ausgleichsverstärker nun lediglich Änderungen ausglei chen müssen, die durch Veränderungen des Pegels des Ein gangssignals, das der Quadratur unterzogen wird, erzeugt werden.

Eine tatsächliche Ausführung schließt Fehlermechanismen ein. Bestimmte Abweichungen vom idealen Verhalten des Breitband- RC/CR-Selbstquadraturnetzwerkes können durch Einführen einer leichten Verschiebung zwischen den frequenzabhängigen Steu erungssignalen, die den Phasenschiebern zugeführt werden, ausgeglichen werden. Die Verschiebung kann fest (beste Ge samtanpassung) oder eine Funktion der Frequenz (abgeleitet aus einem DAW, das durch eine Tabelle getrieben wird) sein.

Ein alternatives Ausführungsbeispiel verwendet feste R′s und Varaktoren als einstallbare C′s. In diesem Fall sind die X_cs durch eine Regelschleife gesteuert, um sie gleich den R′s zu halten.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die verwen deten Mischer nicht-vorgespannte Ringe von MESFETs, um die Aufwärtsmischung des 1/f-Rauschens auszuschließen. Die ge samte Schaltung der Phasenschieber und Mischer ist als integrierte GaAs-Schaltung ausgeführt, um einen Betriebs bereich von unterhalb etwa 200 MHz bis überhalb 3 GHz zu schaffen.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes und verallgemeinertes Block diagramm eines herkömmlichen Kommunikations systems, das einen herkömmlichen IQ-Modulator einschließt;

Fig. 2 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines herkömm lichen IQ-Modulators;

Fig. 3 ein verallgemeinertes Blockdiagramm eines ver besserten IQ-Modulators, der einen Genauigkeits phasenschieber einschließt, der über einen sehr breiten Bereich von HF-Eingangsfrequenzen be treibbar ist;

Fig. 4 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines IQ-Modu lators, der in der in Fig. 3 gezeigten Art auf gebaut ist;

Fig. 5A-B ein vereinfachtes schematisches Diagramm und zu geordnete Bodediagramme, die ein Betriebsprinzip darstellen, das in den Phasenschiebern aus Fig. 4 ausgeführt wird;

Fig. 6 ein vereinfachtes Blockdiagramm des IQ-Modulators aus Fig. 3, der in einer größeren wirksamen Umge bung angeordnet ist und ein Regelsystem zum Bei behalten der Quadratur und gleiche Amplituden der I- und Q-LO-Signale unabhängig von großen Ände rungen der Lokaloszillatorfrequenz einschließt;

Fig. 7 eine Verbesserung des Fehlerverstärkers in dem Regelsystem aus Fig. 6;

Fig. 8 ein vereinfachtes schematisches Diagramm, das ein alternatives Betriebsprinzip darstellt, das mit den Phasenschiebern aus Fig. 4 verwendet werden kann;

Fig. 9A-C ein schematisches Diagramm einer tatsächlichen Schaltung, die auf einem GaAs-Wafer hergestellt wurde und eine Ausführung des Blockdiagramms aus Fig. 4 ist;

Fig. 10 eine Figurentabelle, die darstellt, wie die Teile A, B, C und D für jede der Fig. 11-21 zusam mengehören;

Fig. 11A-D eine Maske zum Definieren einer ohmschen Kontakt schicht für die integrierte Schaltung aus Fig. 9;

Fig. 12A-D eine Maske zum Definieren einer Isolationsschicht für die integrierte Schaltung aus Fig. 9;

Fig. 13A-D eine Maske zum Definieren einer Tantal-Nitrid- Schicht für die integrierte Schaltung aus Fig. 9;

Fig. 14A-D eine Maske zum Definieren einer Titan-Platin- Gold-Gatemetallschicht für die integrierte Schal tung aus Fig. 9;

Fig. 15A-D eine Maske zum Definieren einer Titan-Platin- Gold-Bodenplatteschicht für die Metall-Isolator- Metall-Kondensatoren der integrierten Schaltung aus Fig. 9;

Fig. 16A-D eine Maske zum Definieren einer oberen Titanplat tenschicht für die Metall-Isolator-Metall-Konden satoren der integrierten Schaltung aus Fig. 9;

Fig. 17A-D eine Maske zum Definieren einer Schicht für Durchgangslöcher für Öffnungen durch die dielek trischen Abdeckungen, um es zu ermöglichen, einen Kontakt zwischen den Schichten der Fig. 11A-D, 14A-D, 15A-D, 16A-D und 18A-D herzustellen;

Fig. 18A-D eine Maske zum Definieren einer zweiten Titan- Platin-Gold-Metall-Verbindungsschicht für die integrierte Schaltung aus Fig. 9;

Fig. 19A-D eine Maske zum Definieren der Öffnungen in einer Polymid-Dielektrikschutzabdeckung zum Zugriff auf die Bondanschlußstellen, die in Fig. 18A-D defi niert sind, und ebenfalls zur Entfernung des di elektrischen Metalls über den Transistoren, um die parasitäre Kapazität zu reduzieren;

Fig. 20A-D eine Maske zum Definieren einer rückseitigen Durchgangslochschicht durch das GaAs-Substrat für niederohmige Verbindungen mit einem Massepoten tial für die integrierte Schaltung aus Fig. 9; und

Fig. 21A-B eine zusammengesetzte Maske, die mit Anmerkungen versehen ist, um den allgemeinen physikalischen Ort der verschiedenen Anschlußstellen sowohl zur Verbindung mit den Eingangs- und Ausgangssignalen als auch mit den Versorgungssignalen, und um ebenfalls den allgemeinen physikalischen Ort von bestimmten interessierenden Komponenten der schematischen Darstellung der Fig. 9A-C zu zeigen.

In Fig. 3 ist ein vereinfachtes verallgemeinertes Blockdia gramm eines IQ-Modulators dargestellt, der in Übereinstim mung mit den Prinzipien der Erfindung aufgebaut ist. Ein HF-Eingangssignal 24, 8 dient als zu modulierendes Signal und wird an ein verbessertes Quadraturnetzwerk 37 angelegt, das auf ein frequenzabhängiges Steuerungssignal 38 reagiert. Die Ausgabe des Quadraturnetzwerkes 37 sind zwei Signale LO_i 39 und LO_q 40, die die gleiche Amplitude haben, die gleiche Frequenz wie das HF-Eingangssignal 24, 8 haben, aber in Qua dratur sind. Diese Signale 39 und 40 werden an Multiplizie rer 41 bzw. 42 angelegt. Jeder dieser Multiplizierer em pfängt ebenfalls seine zugeordneten I- oder Q-Eingangssig nale, die in der Figur als I_in 30, 4 bzw. Q_in 31, 5 bezeich net sind. Die Ausgangssignale 43 und 44 der Multiplizierer 41 und 42 werden dann in einem Summierer 45 summiert, um ein Ausgangssignal 46 zu erzeugen, das das IQ-modulierte Signal ist.

Das frequenzabhängige Steuerungssignal 38 kann eine Vielzahl von Formen annehmen. Es könnte aus einem oder mehreren ana logen Signalen, einem seriell übertragenen digitalen Signal oder einem parallel dargestellten digitalen Steuerungswort hergestellt sein. Sein Ursprung könnte eine Schaltung oder Einheit sein, die tatsächlich die Frequenz des zu modulie renden Signals mißt. Alternativ kann das Ausgangssignal der Schaltung oder des Geräts, die den Frequenzwert bestimmt, sowohl der Frequenzquelle als auch dem Quadraturnetzwerk zu geführt werden. Es ist ebenfalls möglich, daß die Frequenz quelle auf eine Art gesteuert ist, während sie parallel dazu dem Quadraturnetzwerk eine getrennte Eingabe bezüglich der Frequenz, die sie erzeugt, bereitstellt. Diese Möglichkeiten schließen die Verwendung von Tabellen in einem Speicher ein, um Frequenzwerte, die als Zahlen ausgedrückt sind, in andere Zahlen umzuwandeln, die nachfolgend durch DAWs (Digital/Ana log-Umwandler) in analoge Steuerungsspannungen umgewandelt werden, auf die die aktiven Elemente in dem Quadraturnetz werk 38 reagieren können.

Gemäß einer weiteren Möglichkeit ist es unnötig, die Fre quenz, bei der der IQ-Modulator arbeitet, explizit zu kennen oder zu bestimmen. Diese Möglichkeit ist sehr wünschenswert, nachdem sie die lästigen Notwendigkeit ausschließt, die Betriebsfrequenz tatsächlich zu kennen. "Etwas" muß die Stelle dieser Information jedoch übernehmen, so daß das frequenzabhängige Steuerungssignal 38 daraus erzeugt werden kann. Es wird erklärt werden, wie eine Phasenverschiebung gegenüber Amplitudenbeziehung für bestimmte Phasenschieber innerhalb des Quadraturnetzwerks 37 verwendet werden kann, um Amplitudenpegelsignale zu erzeugen, deren Unterschied ein Regelkreissteuerungssignal sein kann, das als frequenzab hängiges Steuerungssignal 38 wirksam ist. Durch diese Anor dnung kann die Frequenz des IQ-Modulatorbetriebs frei verän dert werden, wobei die einzigen prinzipiellen Begrenzungen bestimmte (weit beabstandete) obere und untere Eingangsfre quenzextremwerte und die Reaktionszeit der Regelschleife sind. Eine tatsächliche Ausführung, die entsprechend der hier offenbarten Lehre aufgebaut wurde, arbeitet von unter halb 200 MHz bis überhalb 3 GHz. Für Hauptfrequenzänderungen können Einschwingzeiten von einigen wenigen 10 Mikrosekunden erwartet werden.

In Fig. 4 ist ein detaillierteres Blockdiagramm 47 eines Quadraturnetzwerkes (wie bei 37 in Fig. 3) zur Verwendung in einem IQ-Modulator (wie bei 36 in Fig. 3) gezeigt. Die Ele mente im Bereich 30-46 in Fig. 4 entsprechen direkt denen derselben Bezugszeichen in Fig. 3 und werden deshalb nicht ein zweites Mal beschrieben. In Fig. 4 wurde das Quadratur netzwerk 37 aus Fig. 3 durch die Elemente 48-59 ersetzt. Diese neuen Elemente werden nun beschrieben.

Es wird darauf hingewiesen, daß das HF-Eingangssignal 24 in zwei Teile geteilt wird und an ein CR-Phasenschiebernetzwerk 48 und an ein RC-Phasenschiebernetzwerk 49 angelegt wird. Jedes dieser Phasenschiebernetzwerke regiert auf ein jewei liges analoges Steuerungssignal; und diese sind Vc_i 50 für den CR-Phasenschieber 48 und Vc_q 51 für den RC-Phasenschie ber 49. Woher die Steuerungssignale 50 und 51 kommen und wie sie den internen Betrieb der jeweiligen Phasenschieber 48 und 49 verändern, wird später beschrieben. Für jetzt sei angenommen, daß jedes Steuerungssignal eine Amplitudenände rung des Signals erzeugt, das durch seinen zugeordneten Pha senschieber erzeugt wurde, und das (einen konstanten Ein gangspegel für das HF-Eingangssignal 24 vorausgesetzt) die Ausgangsamplitudenantwort jedes Schiebers eine gut definier te und vorher bekannte bestimmte Funktion der Frequenz ist. Jeder Phasenschieber hat seine eigene Funktion, und sie hän gen voneinander und von ihrer Ausgangsphasendifferenz auf die folgende Art ab: unabhängig von der Frequenz und der Ausgangsamplitude ist die Phasendifferenz zwischen diesen Ausgangssignalen genau 90 Grad. Dies ermöglicht es, die Aus gangsamplituden einzustellen, bis sie gleich sind, ohne die Phasendifferenz zu stören. Die Gleichheit wird immer einen bestimmten Prozentsatz des angelegten Eingangssignals so erzeugen, daß, wenn die Eingangsamplitude konstant gehalten wird, die Signale in Quadratur auch eine konstante Amplitude haben werden.

Dies ist sehr wünschenswert, da es den nachfolgenden Ver stärkern in jedem Bein, oder Kanal, ermöglicht, unter den gleichen Bedingungen zu arbeiten. Die Idee besteht darin, daß identische Verstärker, die mit identischen Signalpegeln arbeiten, die Phasendifferenz nicht stören werden.

Jeder Phasenschieber treibt ein Paar von kaskadisch ange ordneten Verstärkern; der erste Verstärker in jedem Paar ist ein linearer Verstärker, während der zweite Verstärker in jedem Paar ein Begrenzungsverstärker ist. Der RC-Phasen schieber 49 treibt die Verstärker 52 (linear) und 53 (be grenzend), während der CR-Phasenschieber 48 die Verstärker 56 (linear) und 57 (begrenzend) treibt. Es wird ebenfalls darauf hingewiesen, daß jeder Signalweg eine Pegelerfassung einschließt: der Ausgang des Verstärkers 52 ist mit einem Pegeldetektor 58 verbunden und der Ausgang des Verstärkers 56 ist mit einem Pegeldetektor 54 verbunden. Die Ausgangs signale der Pegeldetektoren 54 und 58 sind Pegelsignale D_i 55 bzw. D_q 59. In Vorgriff auf die Beschreibung der Fig. 6 wird ein Regelsystem aufgebaut, das Vc_i 50 und VC_q 51 treibt, um irgendwelche Unterschiede zwischen den Pegelsig nalen D_i 55 und D_q 59 auszugleichen. Unter der Annahme, daß die Pegeldetektoren 54 und 58 eine identische oder sehr ähnliche Antwort haben (und dasselbe sei ebenfalls für die Verstärker 52, 53, 56 und 57 angenommen), impliziert eine Differenz von Null zwischen den Pegelsignalen D_i 55 und D_q 59, daß jeder Multiplizierer 41, 42 mit Lokaloszillatorsig nalen (LO_i 39 bzw. LO_q 40) versorgt ist, die genau in Quadratur sind und die gleiche und geeignete Amplitude haben (die "Geeignetheit" ist die Aufgabe der Übertragungsfunktion in den Begrenzungsverstärkern). Es wird ebenfalls darauf hingewiesen, daß mit dieser Anordnung das frequenzabhängige Steuerungssignal 38 (aus Fig. 3) Vc_i 50 und Vq_i 51 (aus Fig. 4) ohne die Notwendigkeit erzeugt wird, explizit zu wissen, welche Frequenz das HF-Eingangssignal 24, 8 hat.

Es wird darauf hingewiesen, daß die Signalpegel, die an die Verstärker 52, 53, 56 und 57 angelegt werden, so sein soll ten, daß die Verstärker 52 und 56 niemals übersteuert werden und immer in ihrem linearen Bereich arbeiten. Dies stellt eine obere Grenze ein. Auf ähnliche Weise gibt es eine un tere Grenze, die benötigt wird, um sicherzustellen, daß die Verstärker 53 und 57 tatsächlich begrenzen. Diese obere und untere Grenze setzt sich rückwärts durch die Phasenschie bernetzwerke 48 und 49 durch, um die entsprechenden Grenzen zu bestimmen, innerhalb derer das HF-Eingangssignal 24 ge trieben werden kann.

Die Fig. 5A-B sind ein vereinfachtes schematisches Diagramm und zugeordnete Bodediagramme, die das Betriebsprinzip der Phasenschieber 48 und 49 (wie sie in Fig. 4 dargestellt sind) darstellen. In Fig. 5A umfaßt der RC-Phasenschieber 60 einen einstellbaren Widerstand R_q 62, der durch das HF-Ein gangssignal 24 getrieben ist, und in Serie mit einer auf Masse liegenden festen Kapazität C_q 63 ist. Das Ausgangssi gnal des RC-Phasenschiebers 60 ist Φ_q 66 und ist die Span nung, die über C_q 63 abfällt. Der CR-Phasenschieber 61 um faßt eine feste Kapazität C_i 64, die durch das HF-Eingangs signal 24 getrieben ist, und in Serie dazu einen einstell baren Widerstand, der auf Masse liegt, R_i 65. Das Ausgangs signal des CR-Phasenschiebers 61 ist Φ_i 67 und entspricht der Spannung, die über R_i 65 abfällt.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die gesamte Struktur aus Fig. 4 (die selbstverständlich die bereits in Fig. 5 beschriebenen Elemente enthält) in einer einzelnen integrierten GaAs-Schaltung ausgeführt. R_i 65 und R_q 62 sind als GaAs-MESFETs mit identischer (oder sehr ähnlicher) Geo metrie ausgeführt. (Mit gleicher Geometrie werden gute Er gebnisse erhalten, aber eine ausgewählte leichte Ungleich heit kann sogar noch bessere Ergebnisse durch die Kompensa tion der Fehlermechanismen, die durch die nicht-ideale Natur einer tatsächlichen Schaltung hervorgerufen werden, erzie len.) Sie bilden folglich gleiche Widerstände, wenn sie mit gleichen Gatespannungen betrieben werden. Die Kondensatoren C_i 64 und C_q 63 sind ebenfalls integrierte GaAs-Schaltungs strukturen mit identischer Geometrie und besitzen folglich die gleiche Kapazität. Die Lasten, die durch Φ_i 67 und Φ_q 66 getrieben werden (das heißt, die Eingangsimpedanzen der linearen Verstärker 56 bzw. 52) sind ebenfalls identisch.

Vorausgesetzt, daß die zwei Kondensatoren C_i 64 und C_q 63 gleiche Werte haben, und daß die zwei Widerstände R_i 65 und R_q 62 gleiche Werte haben, kann gezeigt werden und es ist offensichtlich, daß die Phasenverschiebung zwischen Φ_i 67 und Φ_q 66 unabhängig von der Frequenz 90 Grad beträgt, wie es durch den Graph 104 in Fig. 5B gezeigt ist. Dies ist offensichtlich, nachdem jeder der Phasenschieber 60 und 61 als Netzwerk die gleiche Impedanz hat (R und C sind in einem seriellen RC-Netzwerk kommutativ). Nachdem jeder Phasen schieber durch das gleiche Signal und von einer gemeinsamen Quellenimpedanz getrieben ist, sind die Ströme innerhalb der Phasenschieber 60 und 61 immer gleich und in Phase. Die Spannung Φ_i 67 über R_i ist mit dem Strom durch diesen in Phase. Weil die Spannung über einen Kondensator immer 90 Grad hinter dem Strom durch den Kondensator herläuft, läuft Φ_q 90 Grad hinter Φ_i 67 her. Dies ist wirksam, da die Ströme in den zwei Phasenschiebern identisch sind, und da die Netzwerke kommutative Elemente haben, so daß die zwei Ausgangssignale jeweils auf Masse bezogen werden können, ob wohl sie von unterschiedlichen Abschnitten ihrer jeweiligen Netzwerke sind. Dies stellt jedoch nicht sicher, daß die Spannungen Φ_i 67 und Φ_q 66 die gleiche Amplitude haben wer den. (Es wird daran erinnert, daß die gleiche Amplitude für diese Signale wichtig ist, um die nachfolgende amplituden empfindliche Schaltung daran zu hindern, eine zusätzliche, störende Phasenverschiebung zu erzeugen.)

Damit die Spannungen Φ_i 67 und Φ_q 66 die gleiche Amplitude haben, ist als zusätzliche Bedingung erforderlich, daß die Widerstände von R_i 65 und R_q 62 gleich den Reaktanzen der Kondensatoren C_i 64 und C_q 63 sind. Es ist folglich offen sichtlich, daß es für jede unterschiedliche Frequenz not wendig ist, (simultan und gleichzeitig) die Werte der Wider stände R_i und R_q einzustellen, um gleiche Amplituden für die Signale Φ_i und Φ_q zu erzeugen. Dies kann durch Treiben der Gates der MESFETs mit derselben Spannung erreicht werden, die dann verändert wird, bis Φ_i 67 gleich Φ_q 66 ist. Bei der integrierten GaAs-Schaltung, die später beschrieben wird, sind C_i und C_q gleich 1 Picofarad. Dies bedeutet, daß sich R_i und R_q über dem Bereich von etwa 50 bis etwa 800 Ohm ver ändern müssen, um einen Frequenzbereich von etwa 200 MHz bis etwa 3 GHz anzupassen.

Die linearen Verstärker 56, 52 und Pegeldetektoren 54, 58, die in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben wurden, erzeugen die Signale D_i 55 und D_q 59, deren Amplitudendifferenz di rekt proportional zu der Amplitudendifferenz zwischen Φ_i 67 und Φ_q 66 ist. Eine Regelschleife, die im folgenden be schrieben wird, verändert die MESFET-Gatespannungen auf Null, um den Unterschied zwischen den erfaßten Pegelsignalen D_i 55 und D_q 59 auszugleichen. Dies gleicht ebenfalls den Amplitudenunterschied zwischen Φ_i 67 und Φ_q 66 aus. Dies macht die Widerstände R_i und R_q sowohl zueinander als auch zu den kapazitiven Reaktanzen Xc_i und Xc_q gleich, die ihrerseits eine genaue Quadratur zusammen mit genauen Amplituden sicherstellen.

Es kann ebenfalls gezeigt werden, daß die Belastung von Φ_i 67 und Φ_q 66 durch die Eingangsimpedanzen der linearen Ver stärker, die mit diesen gekoppelt sind (56 bzw. 52), die im Vorhergehenden beschriebene Beziehung der gleichen Phase/ gleichen Amplitude nicht stören, vorausgesetzt die Eingangs impedanzen dieser Verstärker sind gleich.

In Fig. 6 wird gezeigt, wie ein IQ-Modulator, der auf ein frequenzabhängiges Steuerungssignal reagiert, mit anderen Elementen in einem Kommunikationssystem verbunden ist. In der Figur erzeugt eine HF-Signalquelle 68 ein HF-Signal 69, das an einen HF-Signaleingangsanschluß (IN) eines IQ-Modula tors 70 angelegt ist. Bei dem vorliegenden Ausführungsbei spiel ist der IQ-Modulator 70 als einzelne integrierte GaAs-Schaltung ausgeführt.

Die integrierte Schaltung 70 des IQ-Modulators arbeitet mit einem IQ-Codierer 71 zusammen, der an seinem Eingang ange legte Programminformationen 72 akzeptiert und "in Phase"- Komponenten I 73 und -I 74, und "Quadratur"-Komponenten Q 75 und -Q 76 an seinen Ausgängen erzeugt. Jedes dieser Sig nalpaare ist ein Differentialpaar, das um eine zweckorien tierte Referenz, zum Beispiel Masse oder eine andere vorbe stimmte Referenzspannung, symmetrisch ist. Das heißt, wenn I und -I auf eine analoge Art zusammenaddiert würden, würde das Ergebnis entweder Null (die Referenz ist Masse) oder eine andere Spannung (Referenzspannung) sein. Bisher wurde der Fall nicht besprochen, bei dem angenommen wird, daß an stelle von I und -I, oder Q und -Q, einfache unsymmetrische Signale ausreichend wären. Im Prinzip sind sie dies, aber in der Praxis verwendet die Art von Multiplizierern, die für die Verwendung mit der integrierten Schaltung 70 für den IQ-Modulator verwendet werden, symmetrische Signale. Dement sprechend wird ein symmetrisches Signal +LO und -LO intern von dem HF-Eingangssignal durch Differentialverstärker in nerhalb der integrierten Schaltung 70 des IQ-Modulators ab geleitet.

Es wird darauf hingewiesen, daß die Signale D_i 78 und D_q 77, die die erfaßten Pegel der Phasenschieber darstellen, mit den Eingängen eines Differenzverstärkers 79 (Differential verstärker) verbunden sind. Dessen Ausgang 80 ist mit zwei Steuerungseingängen Vc_i 81 und Vq_i 82 der zwei Phasenschie ber verbunden. Der Differenzverstärker 79 ist eine Regel steuerung, die sein Ausgangssignal einstellt, um den Unter schied zwischen seinen Eingangssignalen zu minimieren. Es sei angenommen, daß die Differenz bei einer Frequenz auf Null geregelt wurde, und daß es nachfolgend eine Erhöhung der Frequenz gibt. Die kapazitiven Reaktanzen von C_q und C_i (siehe Fig. 5) erniedrigen sich nun, wodurch Φ_i in seiner Amplitude größer wird als Φ_q. Folglich erhöht sich der Wert von D_i und der Wert D_q erniedrigt sich, wodurch eine Dif ferenz erzeugt wird, die nicht länger auf Null geregelt ist. Diese Differenz wird durch den Differenzverstärker 79 ver stärkt. Es sei angenommen, daß sein Ausgangssignal eine Zu nahme einer positiven Spannung ist, und daß diese als ein Steuerungssignal die FETs der integrierten Schaltung schwe rer einschaltet. Der Widerstand der FETs erniedrigt sich dann, und die Regelschleife konvergiert wiederum auf ein Gleichgewicht, bei dem die Widerstände R_i und R_q gleich den kapazitiven Reaktanzen C_i und C_q sind. Die Ausgaben der Re gelverstärkung und Bandbreiten müssen im Zusammenhang mit ihrer eigenen bestimmten Regelschleife adressiert sein. Ein prinzipieller Begrenzungsfaktor ist die Antwortzeit der ver wendeten Detektoren. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die Detektordioden 54 und 58 (Fig. 4) Spitzenwertdetek toren, die entweder von ihrer Streu- oder gegebenen Kapazi tät abhängen, um ein Tiefpaßfilter zu bilden. Eine Zeitkon stante, die für eine niedrigste Frequenz von zum Beispiel 100 MHz oder 200 MHz ausreichend ist, kann Abstriche bei der ansonsten erhältlichen Regelschleifenantwort bei 3 GHz er zeugen. Die Regelschleifenantwort könnte ebenfalls zu einer Funktion der Frequenz gemacht werden, wenn dies erwünscht ist.

Das modulierte Ausgangssignal 83, das durch die integrierte Schaltung 70 des IQ-Modulators erzeugt wird, wird einem li nearen Verstärker 84 zugeführt, dessen Ausgangssignal 85 dann auf eine beliebige Art, die für die bestimmte Ausfüh rung geeignet ist, verwendet wird. Das Signal 85 kann zum Beispiel an eine Antenne angelegt werden.

In Fig. 6 sind beide Steuerungseingangssignale Vc_i 81 und Vq_i 82 als durch ein einzelnes Signal getrieben dargestellt: das Ausgangssignal 80 des Differenzverstärkers 79. Es kann aber andere Umstände geben, unter denen ein bestimmter Vor teil erhalten werden kann, indem den zwei Steuerungssignalen Vc_i 81 und Vq_i 82 ermöglicht wird, einen geringen Unter schied in ihren Werten zu haben, und dann diesen geringen Unterschied für ein bestimmtes Ergebnis zu steuern. Es kann zum Beispiel für den Betrieb bei ausgewählten Frequenzen wünschenswert sein, geringe Verschiebungen während einer Kalibrierungsfolge herzustellen, um einen besonders guten Betrieb bei solchen Frequenzen zu erzeugen.

Eine Anordnung dieser Art ist in Fig. 7 gezeigt. Der Dif ferenzverstärker 79 ist wie vorher durch die Signale 77 und 78 getrieben. Das Differenzverstärkerausgangssignal 88 wird jedoch zwei Summierern 86 und 87 zugeführt. Jeder Summierer empfängt eine Verschiebungsspannung V_cal 88. Es wird auf die Polarität der Anordnung hingewiesen. V_cal 88 wird an den Plus-Eingang des Summierers 88 und an den Minus-Eingang des Summierers 87 angelegt. Das Ergebnis ist, daß V_cal zu Vc_i 81 addiert wird, und daß V_cal von Vq_i 82 subtrahiert wird. Es ist offensichtlich, daß V_cal bezüglich Masse entweder posi tiv oder negativ sein kann, genau wie das Differenzverstär kerausgangssignal 80. Ebenso ist die Zuordnung "Plus"- Summierer 86 zu Vc_i und "Minus"-Summierer 87 zu Vq_i will kürlich.

Es ist weiterhin offensichtlich, daß die Quelle der Kali brierungsverschiebungsspannung V_cal 88 im einfachsten Fall der Kontaktarm eines Potentiometers über einer festen Span nung sein kann oder bei höher entwickelten Vorrichtungen der Ausgang eines DAW sein kann, das durch eine Tabelle, die auf einem ROM oder einem RAM basiert, getrieben wird, die durch einen Frequenzauswähler (ebenfalls nicht gezeigt) adressiert ist.

Bisher war die Beschreibung eher allgemein oder, wenn spe zifisch, etwas vereinfacht. Dies ist wirksam, um das Konzept und seine Möglichkeiten zu verdeutlichen, stellt aber nicht die interne Komplexität einer integrierten GaAs-Schaltung für einen IQ-Modulator dar, die vorgesehen ist, um von etwa 200 MHz bis über 3 GHz wirksam zu sein. Es folgt eine kurze Beschreibung der tatsächlichen Komplexität einer solchen integrierten Schaltung. Bevor dies durchgeführt wird, gibt es jedoch einige andere Punkte, die den bisher beschriebenen allgemeinen Ideen entsprechen, und eine ähnliche Behandlung verdienen. Nachdem diese nicht so ausführlich sind, werden diese als nächstes behandelt, und dadurch wird die Ausge wogenheit der Beschreibung ausschließlich auf die tatsäch liche Komplexität der bestimmten obenerwähnten integrierten GaAs-Schaltung gerichtet.

Der erste gemeinsame Punkt betrifft die Tatsache, ob ein IQ-Modulator, der ein Präzisionsquadraturnetzwerk (Phasen schiebernetzwerk), das auf ein frequenzabhängiges Steue rungssignal reagiert, einschließt, notwendigerweise als integrierte Schaltung ausgeführt sein muß. Bei hohen Fre quenzen ist dies sicherlich der einzig praktische Ansatz. Für niederfrequente Anwendungen (zum Beispiel unterhalb 50 MHz oder 100 MHz) können jedoch Schaltungen, die aus dis kreten Komponenten aufgebaut sind, oder die, wenn sie inte griert sind, bestimmte Volumenkomponenten, die außerhalb des Chips angeordnet sind, verwenden, wünschenswert sein. Für HF-Signale kann zum Beispiel der Betrag der erforderlichen Kapazität den Betrag überschreiten, der durch geeignete Verfahren für integrierte Schaltungen bereitgestellt werden kann. In einem solchen Fall kann die gesamte Schaltung aus diskreten Komponenten aufgebaut werden. Alternativ könnten die Kondensatoren außerhalb der ansonsten kompletten inte grierten Schaltung angeordnet sein.

Die bevorzugte integrierte Schaltung, die hier beschrieben wird, besteht aus GaAs mit FETs. Weder Silizium noch die Verwendung von bipolaren Bauelementen sollte ausgeschlossen werden. Es würde alles davon abhängen, was für die zu rea lisierende Anwendung geeignet ist. Solche Faktoren würden mit Sicherheit die Kosten einschließen, und Siliziumteile, die das notwendige elektrische Verhalten für eine bestimmte Anwendung zeigen, können bedeutend weniger kosten als GaAs- Teile.

Die Phasenschieberschaltungen 60 und 61, die feste Kapazi täten und einstellbare Widerstände, wie in Fig. 5 gezeigt, verwenden, haben Gegenstücke, die in Fig. 8 gezeigt sind. Wie dort gezeigt ist, sind die Widerstände fest und die Kapazitäten sind einstellbar. Zur Ausführung der einstell baren Kondensatoren können Varaktordioden verwendet werden.

In Fig. 9A-C ist die Schematik für einen tatsächlichen IQ- Modulator gezeigt, der eine Quadraturschaltung beinhaltet, die Phasenschieber aufweist, die auf ein frequenzabhängiges Steuerungssignal reagieren, und der als integrierte GaAs- Schaltung ausgeführt ist.

Ein HF-Eingangssignal wird an den Anschluß, der mit EIN be zeichnet ist (entsprechend dem Bezugszeigen 69 in Fig. 6), angelegt und wird an einen Source-Folger Q₂ angelegt. Der Ausgang des Source-Folgers Q₂ ist über C₂ an einen RC-Pha senschieber und an einen CR-Phasenschieber kapazitiv gekop pelt. Der "R" (R_q 62 in Fig. 5) in dem RC-Phasenschieber (49 in Fig. 4) umfaßt die 6 Transistoren Q₄-₉; das "C" ist C₁₂ (C_q 63 in Fig. 5). Der mit VcQ bezeichnete Anschluß ent spricht dem frequenzabhängigen Steuerungssignal Vq_i 51 aus Fig. 4. Auf ähnliche Weise ist C₇ das "C" (C_i 64 in Fig. 5) des CR-Phasenschiebers (48 in Fig. 4); der "R" besteht aus 6 Transistoren Q_10-15 (R_i 65 in Fig. 5). Der mit VcI bezeich nete Anschluß entspricht dem frequenzabhängigen Steuerungs signal Vc_i 50 in Fig. 4. Eine (Mikrostreifen) Übertragungs leitung zwischen dem Ausgang des Sourcefolgers Q₂ und C₇ erhöht die Phasendifferenz zwischen dem I- und dem Q-Kanal (die unteren bzw. oberen "Hälften" des Schemas) bei höheren Frequenzen, um die parasitären Kapazitäten der FETs auszu gleichen, die als R_i und R_q verwendet werden. Diese parasi tären Kapazitäten reduzieren ansonsten die Phasendifferenz zwischen den zwei Kanälen auf weniger als 90 Grad bei hohen Frequenzen.

Im Q-Kanal ist C₁₃ der Eingang an den (Q) linearen Verstär ker 52 in Fig. 4. Es wird darauf hingewiesen, daß der li neare Verstärker eine Umwandlung von einem Eintakt- auf ein Differential-Signal durchführt. Die Kondensatoren C₂₁ und C₂₂ treiben die (Q) Detektordioden D₁₂ und D₁₃, welche der Detektordiode 58 in Fig. 4 entsprechen. C₂₃ und C₂₄ koppeln den Ausgang des (Q) linearen Verstärkers mit dem (Q) Begren zungsverstärker (53 in Fig. 4). Der Ausgang des (Q) Begren zungsverstärkers ist durch C₂₇ und C₂₈ mit dem Q-Mischer (41 in Fig. 4) gekoppelt. Der Q-Mischer ist ein Ringmischer, der aus vier nicht-vorgespannten FETs Q_52-55 besteht.

Im I-Kanal ist C₂₉ der Eingang an den (I) linearen Verstär ker 56 in Fig. 4. Die Kondensatoren C₃₅ und C₃₆ treiben die (I) Detektordioden D₁₄ und D₁₅, die der Detektordiode 54 in Fig. 4 entsprechen. C₃₉ und C₄₀ koppeln den Ausgang des (I) linearen Verstärkers mit dem (I) Begrenzungsverstärker (57 in Fig. 4). Der Ausgang des (I) Begrenzungsverstärkers ist durch C₄₃ und C₄₄ mit dem I-Mischer (42 in Fig. 4) gekop pelt. Der I-Mischer ist ein Ringmischer, der aus vier nicht-vorgespannten FETs Q_56-59 besteht.

Die Verwendung von nicht-vorgespannten FETs als Ringmischer reduziert die Aufwärtsmischung des 1/f-Rauschens. Der Aus gang des Q-Mischers ist durch C₄₅ und C₄₆ mit einem Summie rer gekoppelt, der aus den Transistoren Q_60-65 besteht. Der Ausgang des I-Mischers ist auf ähnliche Weise durch C₄₇ und C₄₈ mit dem Summierer gekoppelt. Es wird darauf hingewiesen, daß die Konfiguration des Summierers eine Isolation zwischen dem I- und Q-Mischer erfordert; dies reduziert die Inter modulation. Die Ausgangssignale AUS 1 und AUS 2 umfassen ein symmetrisches Signal, das dem Ausgangssignal 83 in Fig. 6 entspricht.

Der Eingangssourcefolger Q₂ schafft die Hochfrequenzantwort und die niedrige Sourceimpedanz, die zum Zuführen des hohen Stroms benötigt wird, der erforderlich ist, um die schwere kapazitive Last des RC- und des CR-Phasenschiebers zu trei ben. Verschiedene Symmetrien des physikalischen Layouts des Chips der integrierten Schaltung helfen, das Ziel des Er zeugens von Treibersignalen mit bekannter Phase und gleichen Amplituden für den I- und den Q-Mischer zu erreichen. Die "R′s" des RC- und des CR-Phasenschiebers sind zum Beispiel 6 Transistoren. Jeder R ist als zwei parallele Spalten aus drei Transistoren angeordnet. Der zugeordnete Kondensator ist zwischen den parallelen Spalten angeordnet und auf ge eignete Art und Weise angeschlossen. Diese Anordnung mini miert die Asymmetrie, die durch das RC- und CR-Netzwerk her vorgerufen wird, die bezüglich der Tatsache, welches Element auf Masse liegt und welches Element getrieben wird, einen leichten Unterschied aufweisen. Es existiert ebenfalls eine Maximalsymmetrie beim physikalischen Layout zwischen dem I- und dem Q-Kanal, (die im wesentlichen die obere und die un tere Hälfte sind, die von den Eingängen auf der linken Seite zu den Ausgängen auf der rechten Seite verlaufen). Der I- und der Q-Kanal sind so identisch wie möglich.

Die Mitte des Chips enthält den I- und Q-Kanal mit vierstu figer Differentialverstärkung. Aus Gründen der Kompaktheit des Layouts und um die Gleichtaktaussteuerung der letzten Stufe zu maximieren, sind die Transistoren, die am weitesten links und rechts liegen, das Eingangsdifferentialpaar mit nachfolgenden Paaren (Stufen) in zunehmend engerer Nähe, bis das abschließende Ausgangspaar aneinander stößt. Abschluß widerstände werden in der gesamten Schaltung der integrier ten Schaltung, dort wo es sinnvoll ist, als Abgrenzung gegen nachteilige Einflüsse verwendet.

Die Fig. 11-20 sind jeweils in vier Abschnitte A-D ge teilt. Fig. 10 ist eine Tabelle, die zeigt, wie die vier Ab schnitte A-D zusammenhängen. Es wird darauf hingewiesen, daß jeder der vier Abschnitte A-D vier kreuzförmige Mar kierungen an den Ecken eines Rechtecks aufweist, das die Ab bildung des Abschnitts enthält. Diese Markierungen sind vor gesehen, um die vertikale Ausrichtung einer Maskenschicht (Figur) mit den Maskenschichten darüber und darunter zu er möglichen. Es ist offensichtlich, daß diese Markierungen kein Teil der tatsächlichen Masken sind, die durch die Fi guren dargestellt sind. Die Markierungen sind ebenfalls zum Ausrichten der Abschnitte innerhalb einer Figur nützlich, obwohl hierbei eine Sorgfalt erforderlich ist. Um die Mar kierungen daran zu hindern, die Rechtecke der Masken tat sächlich zu berühren, sind die Markierungen tatsächlich auf einem imaginären Rechteck angeordnet, das etwas (um einen festen Betrag auf jeder Seite) größer ist als die Abbil dungsfläche, die durch den Viertelabschnitt der hierin ent haltenen Maske besetzt ist. Dies bedeutet, daß, wenn die Ab schnitte A-D zusammengebracht werden, alle außer einer Markierung jeder Sektion sich in den Regionen innerhalb an derer Markierungs-definierter Rechtecke überlappen werden, und daß keine der Markierungen innerhalb einer Figur auf einer anderen liegen wird.

Abschließend wird darauf hingewiesen, daß das Verfahren, das verwendet wird, um die Patent-Zeichnungen für diese Masken segmente vorzubereiten, nicht-präzisions Reproduktionstech niken einschließt, wie zum Beispiel die Herstellung einer Photokopie von einer Photokopie auf einem herkömmlichen Büropapier, etc. Obwohl diese Umstände die Aufgabe dieser Masken, die diese für die Offenbarung haben, in keiner Weise beeinflussen, erweist es sich als wahrscheinlich, daß diese als primäres Bildmaterial zur tatsächlichen Herstellung dieses genauen Chips nutzlos sind.

Das Ausgangsmaterial der integrierten Schaltung ist Gallium arsenit (GaAs) mit einer 0,2 Mikrometer dicken oberen Schicht, die mit 2×10¹⁷ Si Atomen pro Kubikzentimeter do tiert ist. Die dielektrische Konstante des Substrats beträgt 12,9 und die Substratdicke beträgt 100 Mikrometer. Die Tran sistoren sind Metall-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MESFETs) mit 0,45 Mikrometer Gates und mit einer Transit frequenz von 23 GHz. Jede der Fig. 11-20 ist einer der zehn Masken zugeordnet; jede der zehn Masken entspricht einer Schicht oder einem Verfahren, das auf die integrierte Schaltung angewandt wird. Die Fig. 11A-D entsprechen der Schicht 1 (die zuerst verwendet wird), während die Fig. 20A-D der Schicht 10 (die zuletzt durchgeführt wird) ent sprechen. Die restlichen Fig. 12-19 entsprechen den Schichten 2 bis 9. Es folgt nun eine Beschreibung der ein zelnen Schichten:

Schicht 1: eine Maske, die eine ohmsche Kontaktschicht definiert. Eine Gold-Germanium-Nickellegierung erzeugt elektrische Kontakte in zwei Richtun gen auf der leitenden GaAs-Oberfläche.

Schicht 2: eine Maske, die eine Isolationsschicht defi niert. Eine Protonenimplantation schließt eine elektrische Leitfähigkeit außerhalb der iso lierten Bereiche aus. Diese Schicht definiert ebenfalls die aktiven Bereiche der Transisto ren und der implantierten Widerstände.

Schicht 3: eine Maske, die eine Tantal-Nitrid-Wider standsschicht definiert.

Schicht 4: eine Maske, die eine Titan-Platin-Gold-Gate metallschicht definiert. Diese Schicht steuert den Transitorstrom und erzeugt eine Zwischen verbindung. Sie dient ebenfalls als Anoden für die Schottkydioden.

Schicht 5: eine Maske, die eine Titan-Platin-Gold-Boden plattenschicht für die Metall-Isolator-Me tall-Kondensatoren definiert. (Der Isolator besteht aus Siliziumnitrid mit einer Dicke von 1000 Angström).

Schicht 6: eine Maske, die eine obere Titan-Platten schicht für die Metall-Isolator-Metall-Konden satoren definiert.

Schicht 7: eine Maske, die eine Durchgangslochschicht für Öffnungen definiert, die durch die dielektri schen Abdeckungen hergestellt werden, um es zu ermöglichen, einen Kontakt zwischen der zwei ten Metallschicht 8 und den Schichten 1, 4, 5 und 6 herzustellen.

Schicht 8: eine Maske, die eine zweite, 2 Mikrometer dicke Titan-Platin-Gold-Metallzwischenverbin dungsschicht definiert.

Schicht 9: eine Maske, die Öffnungen in einer Polymid dielektrischen Schutzabdeckung öffnet, um auf die Bondanschlußstellen, die in Schicht 8 de finiert sind, zuzugreifen, und ebenfalls um das dielektrische Material über den Transisto ren zu entfernen, um die parasitären Kapazi täten zu reduzieren.

Schicht 10: eine Maske, die eine rückseitige Durchgangs lochschicht durch das GaAs-Substrat für nie derohmige Verbindungen auf ein Massepotential definiert.

In Anbetracht des Verfahrens, durch das die integrierte Schaltung hergestellt wird, folgt nun eine Teileliste der Komponenten, die durch die Komponentenbezeichnungen in Fig. 9A-C identifiziert sind.

Die Mikrostreifenübertragungsleitung ist 5 Mikrometer breit und 345 Mikrometer lang.

Die allgemeinen Orte der verschiedenen interessierenden Kom ponenten sind auf der zusammengesetzten Maske der Fig. 21A-B angezeigt. Diese Maske kann ebenfalls verwendet wer den, um die verschiedenen Anschlußstellen zu identifizieren, die auf den einzelnen Masken der Fig. 11A-20D gezeigt sind, so daß das Layout der integrierten Schaltung nachver folgt werden kann (in Verbindung mit der Schematik in den Fig. 9A-C).

Claims

1. Modulator, mit:
einer Quadraturschaltung (37) mit einem Signaleingang, der ein zu modulierendes Eingangssignal (24) empfängt, und einem ersten und einem zweiten Quadraturausgang (LO_i, LO_q), an welchem jeweils das erste und das zweite Quadratursignal mit derselben Frequenz wie das Ein gangssignal, aber in Quadratur zueinander erscheinen, wobei die Quadraturschaltung (37) auch einen ersten und einen zweiten Steuerungseingang (81, 82) aufweist, die jeweils ein erstes und ein zweites Steuerungssignal (Vc_i, Vq_i) empfangen, wobei die Quadraturschaltung (37) durch Erzeugen entsprechender Änderungen der Amplitude des ersten Quadratursignals (LO_i) auf das erste Steu erungssignal (Vc_i) reagieren, und durch Erzeugen ent sprechender Veränderungen der Amplitude des zweiten Quadratursignals (LO_q) auf das zweite Steuerungssignal (Vq_i) reagieren;
einem ersten und einem zweiten Amplitudendetektor (54, 58), die jeweils mit dem ersten und dem zweiten Qua draturausgang gekoppelt sind und jeweils ein erstes und ein zweites Amplitudenpegelsignal (D_i, D_q) erzeugen;
einem ersten Multiplizierer (42) mit einem Eingang (40), der mit dem ersten Quadratursignal (LO_i) gekop pelt ist, und einem weiteren Eingang (30) zum Empfangen einer ersten Komponente (I_in) eines Signalpaares, das die auf das Eingangssignal zu modulierenden Programmin formationen darstellt, und der daraus ein erstes Multi pliziererausgangssignal (43) erzeugt;
einem zweiten Multiplizierer (41) mit einem Eingang (39), der mit dem zweiten Quadratursignal (LO_q) gekop pelt ist, und einem weiteren Eingang (31) zum Empfangen der übriggebliebenen zweiten Komponente (Q_in) des Si gnalpaares, das die Programminformationen darstellt, und der daraus ein zweites Multipliziererausgangssignal (44) erzeugt; und
einem Summierer (45) mit einem ersten und einem zweiten Eingang (43, 44), die jeweils mit dem ersten und dem zweiten Multipliziererausgangssignal gekoppelt sind, und der einen Ausgang (46) hat, an dem das modulierte Eingangssignal erscheint.

2. Modulator nach Anspruch 1, bei dem der erste und der zweite Multiplizierer (42, 41) Ringmischer sind, die aus FETs bestehen.

3. Modulator nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die in den Ringmischern enthaltenen FETs nicht-vorgespannt sind.

4. Modulator nach Anspruch 1, bei dem der erste und der zweite Multiplizierer (42, 41) doppelt symmetrische Mischer umfassen.

5. Modulator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem der Modulator (37) als integrierte Schaltung aufgebaut ist.

6. Modulator nach Anspruch 5, bei dem die integrierte Schaltung aus GaAs besteht.