DE4304898C2

DE4304898C2 - Differenzverstärkerschaltung

Info

Publication number: DE4304898C2
Application number: DE4304898A
Authority: DE
Inventors: Takahiro Miki; Toshio Kumamoto
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1992-03-05
Filing date: 1993-02-17
Publication date: 1995-04-20
Anticipated expiration: 2013-02-18
Also published as: US5396131A; FR2689338B1; FR2689338A1; DE4304898A1; JP2875922B2; JPH05252035A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Differenzverstärkerschaltung, diese ist auf einen Komparator sowie einen Hochgeschwindigkeits-A/D-Konverter und auf A/D-Konverter vom Serien-Parallel-Typ anwendbar.

Konverter zum Umsetzen von analogen Signalen in digitale Signa le (nachfolgend als A/D-Konverter bezeichnet) sind für die digitale Verarbeitung von Analogsignalen weit verbreitet. Beispielsweise ist im Bereich der Viedeosignalverarbeitung eine digitale Hochge schwindigkeitssignalverarbeitung notwendig, bei welcher ein A/D- Konverter mit hoher Geschwindigkeit arbeiten sollte.

Bekannte A/D-Konverter, die für eine Hochgeschwindigkeitskonver sion geeignet sind, sind herkömmliche A/D-Konverter vom Parallel- Typ und A/D-Konverter vom Seriell-Parallel-Typ. Sowohl beim Parallel-Typ A/D-Konverter als auch beim seriellen-parallelen A/D- Konverter wird eine Mehrzahl von analogen Eingabesignalen an Eingänge des Komparators parallel angelegt. Beim Seriell-Parallel- Typ A/D-Konverter wird ein Analogsignal in ein Digitalsignal konvertiert, auf serielle Weise, auf Zeitbasis.

Ein Komparator zur Benutzung in einem A/D-Konverter wird generell mit einem Differenzverstärker versehen. Eine Operationsgeschwin digkeit des Differenzverstärkers beeinflußt daher direkt eine Konversionsgeschwindigkeit des A/D-Konverters. Während die vorlie gende Erfindung allgemein auf einen Differenzverstärker und eine Elektronikschaltung, die den Differenzverstärker einsetzt, anwend bar ist, wird eine Anwendung der vorliegenden Erfindung auf einen A/D-Konverter im folgenden beispielhaft beschrieben.

Die Fig. 14 ist ein Blockschaltbild eines herkömmlichen A/D-Kon verters. Eine Äquivalenzschaltung des A/D-Konverters aus Fig. 17 ist in "Digest of Technical Papers of ISSCC of 1990", Seiten 162-163 dargestellt. Wie in Fig. 14 gezeigt, umfaßt ein A/D-Konverter 900 eine Referenzspannungsgeneratorschaltung 902 zum Erzeugen einer Referenzspannung, eine Widerstandsleiterschaltung (Widerstands-Kaskadenschaltung) 901, Komparatoren 908a bis 908f sowie einen Codierer 4. Komplementäre oder differentielle analoge Eingabesignale V1 und V2 werden an die Komparatoren 908a bis 908f über die Referenzspannungserzeugungsschaltung 902 und die Wider standsleiterschaltung 901 angelegt. Die Referenzspannungserzeu gungsschaltung 902 ist mit Spannungsquellen 903 bis 906 versehen, die jeweils eine Referenzspannung V_REF erzeugen. Die Widerstands leiterschaltung 901 umfaßt Widerstände, die jeweils einen Wider standswert Rr als Leiter (Kaskade) verbunden aufweisen. Eine Po tentialdifferenz zwischen den gegenüberliegenden Enden jedes Wi derstandes beträgt Vr. Der Codierer 4 gibt konvertierte digitale Daten D1 bis Dm aus.

Die Fig. 15 ist ein Diagramm zum Illustrieren des Betriebs des in Fig. 14 gezeigten A/D-Konverters. Wie in den Fig. 14 und 15 gezeigt, wird dessen Operation nachfolgend beschrieben. Jeder der Komparatoren 908a bis 908f empfängt eine positive Eingabespannung und eine negative Eingabespannung aus der Widerstands- Kaskadenschaltung 901. Beispielsweise empfängt der Komparator 908a eine positive Eingabespannung Vap und eine negative Eingabe spannung Van von der Widerstandskaskadenschaltung 901. Entspre chend empfängt der Komparator 908b eine positive Eingabespannung Vbp sowie eine negative Eingabespannung Vbn. Die Fig. 15 zeigt eine Änderung einer Eingabespannung jedes der Komparatoren 908a bis 908f bezüglich einer analogen Eingabespannung V1. Mit anderen Worten, die Abszisse zeigt eine Änderung der analogen Eingabe spannung V1, während die Ordinate eine Änderung der Eingabespan nung von jedem der Komparatoren 908a bis 908f zeigt.

Zuerst zeigen die Spannungen Vcp und Vdp, die beide gleich der Eingangsspannung V1 sind, ansteigende durchgezogenen Linien in Fig. 15. Die der Eingangsspannung V1 komplementäre (oder diffe rentielle) Eingangsspannung V2 wird durch eine abfallende durch gezogene Linie gezeigt, mit einem Absolutwert, der dem von V1 gleich ist. Die Spannungen Vcn und Vdn werden daher mit einer abfallenden durchgezogenen Linie in der Mitte des Schaubildes gezeigt.

Die Spannung Vap wird höher als die Eingangsspannung V1 um V_REF, durch die Spannungsquelle 903. Andererseits wird die Spannung Van um V_REF niedriger als die Eingabespannung V1, durch die Span nungsquelle 905. Die Spannungen Vap und Van werden daher durch eine ansteigende durchgezogene Linie beziehungsweise eine abfal lende durchgezogene Linie im Schaubild dargestellt. Die Spannung Vfp wird niedriger als die Eingangsspannung V1 um V_REF, durch die Spannungsquelle 904. Die Spannung Vfn wird um V_REF höher als die Eingangsspannung V1 durch die Spannungsquelle 905. Die Spannungen Vfp und Vfn werden daher durch eine ansteigende beziehungsweise eine abfallende durchgezogene Linie in dem Schaubild gezeigt.

Jeder dem Komparatoren 908a bis 908f vergleicht eine empfangene positive Eingabespannung mit einer empfangenen negativen Eingabe spannung. Beispielsweise vergleicht der Komparator 908a eine Spannung Vap mit Van. Wenn V1-V2 = -2V_REF ist, wird die Spannung Vap gleich der Spannung Van. Der Komparator 908a gibt daher ein Niedrigpegelsignal (logisch niedrig) aus, wenn V1-V2 kleiner als -2V_VEF ist, während er ein Hochpegelsignal (logisch hoch) ausgibt, wenn V1-V2 größer als -2V_REF ist.

Der Komparator 908b vergleicht Spannungen Vbp und Vbn. Wenn V1-V2 = -2V_REF + 2Vr ist, wird die Spannung Vbp gleich Vbn. Daher gibt der Komparator 908b ein Niedrigpegelsignal aus, wenn V1-V2 kleiner als -2V_REF + 2Vr ist, während er ein Hochpegelsignal ausgibt, wenn V1-V2 größer als -2V_REF + 2Vr ist.

Auf dieselbe Weise wird jedesmal, wenn eine Differenz V1-V2 zwischen den Eingabespannungen V1 und V2 um 2Vr ansteigt, die Anzahl von Komparatoren, die ein Hochpegelsignal ausgeben, um 1 erhöht, beginnend von 908a in Richtung auf 908f, wie in Fig. 14 gezeigt. Die Änderung der Ausgabesignale der Komparatoren 908 bis 908f ist in der nachfolgenden Tabelle 1 gezeigt.

Tabelle 1

Wie in Tabelle 1 zu sehen ist, geben jedesmal, wenn die Differenz V1-V2 der Eingabespannungen um 2Vr erhöht wird, eine vergrößerte Anzahl von Komparatoren ein Hochpegelsignal aus, beginnend mit der linken Seite hin zur rechten Seite in Tabelle 1. Mit anderen Worten, die Komparatoren 908a bis 908f geben Ausgabesignale aus, die "Thermo-meter-Code" genannt werden. Der Codierer 4 codiert Thermometer-Codes von den Komparatoren 908a bis 908f zu digitalen Ausgabesignalen D1-Dm.

Wie aus Fig. 14 zu sehen ist, empfängt jeder der Komparatoren 908a bis 908f eine entsprechende positive Eingabespannung und negative Eingabespannung über die Wiederstandskaskadenschaltung 901. Mit anderen Worten, komplementäre oder differentielle zu konvertierende analoge Eingabesignale V1 und V2 werden an jeden der Komparatoren 908a bis 908f über die Widerstandskaskadenschal tung 901 angelegt. Der entsprechende positive Eingabeanschluß und der negative Eingabeanschluß von jedem der Komparatoren 908a bis 908f besitzen parasitäre Kapazitäten, bezüglich der Masse. Eine Änderung der angelegten positiven Eingabespannung und der negati ven Eingabespannung wird entsprechend einer Zeitkonstante verzö gert, die durch parasitäre Kapazitäten und den Widerstandswert Rr der Widerstandskaskadenschaltung 901 bestimmt wird. Mit anderen Worten, eine Änderung der an jeden Komparator angelegten Eingabe spannung wird verzögert und vermindert eine Konversionsgeschwin digkeit des A/D-Konverters 900.

Aus der US 4 109 214 ist eine Schaltung mit einer aus einem Transistor 32 und einer Stromquelle 34 gebildeten ersten Konstantstromquelle und einer aus Transistoren 30, 24 und einer Stromquelle 34 gebildeten zweiten Konstantstromquelle bekannt. Es ist ferner aus dieser Druckschrift ein auf ein analoges Eingangssignal reagierender Transistor zum Anlegen eines ansteigenden oder absinkenden Stroms an die erste Konstantstromquelle bekannt, und es ist weiterer Transistor 60 bekannt, der einen Konstantstrom an die zweite Konstantstromquelle anlegt. Schließlich sind zwei Widerstände in Form einer ersten und einer zweiten Lastvorrichtung mit dem Transistor 44 bzw. dem Transistor 60 verbunden, wobei eine Ausgabespannung an Anschlüssen der beiden Widerstände ausgegeben wird. Bei der beschriebenen Schaltung handelt es sich allerdings um keinen Differenzverstärker, sondern um einen Verstärker mit konstanter Verstärkung.

Aus der DE 34 07 200 A1 sind ebenfalls zwei Konstantstromquellen, zwei auf ein Eingangssignal reagierende Transistoren und zwei elektrische Lasten wie in der oben beschriebenen Weise miteinander verschaltet bekannt.

Schließlich ist aus der JP 62-188510 A In: Patent Abstract of Japan, Sect, E. Vol. 12 (1988), Nr. 35 (E-579) eine Schaltung mit einer gemeinsamen Konstantstromquelle und zwei Paaren von gegenüberliegenden, auf ein Eingangssignal reagierenden Transistoren bekannt, wobei eines der Paare mit Lastwiderständen verbunden ist.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Differenzverstärkerschaltung vorzusehen, bei der die Differenz zweier angelegter analoger Eingangssignale groß werden kann.

Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Differenzverstärkerschaltung mit den Merkmalen des Patentanspruches 1.

Bevorzugte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Differenzverstärkerschaltung ergeben sich aus den zugehörigen Unteransprüchen.

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines A/D-Konverters vom Se rien-Parallel-Typ, auf den die Erfindung anwendbar ist;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer A/D-Konverterschaltung für niederwertige Bits aus Fig. 1;

Fig. 3 ein Schemaschaltbild einer Referenzspannungserzeu gungsschaltung aus Fig. 2;

Fig. 4 ein Schaltbild eines in Fig. 2 gezeigten Kompara tors;

Fig. 5 eine Grafik mit einem Zusammenhang zwischen einer Eingabespannungsdifferenz und einem Shuntstrom;

Fig. 6 ein Schaltbild eines weiteren Komparators;

Fig. 7 ein Schaltbild eines noch weiteren Komparators;

Fig. 8 ein Schaltbild einer Differentialverstärkerschal tung;

Fig. 9 ein Schaltbild einer Differenzverstärkerschaltung entsprechend einer Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 10A-E ein Signalpulsdiagramm zum verdeutlichen des Be triebs der in Fig. 9 gezeigten Differenzverstärkerschaltung;

Fig. 11 ein Schaltbild mit einem Beispiel der Eingabetrei berschaltung, die auf die Ausführungsform anwendbar ist;

Fig. 12 ein Schaltbild mit einem Beispiel der Eingabetrei berschaltung, zum Anwenden auf die Ausführungsform;

Fig. 13 ein Schaltbild mit einem weiteren Beispiel der Eingabetreiberschaltung, zum Anwenden auf die Ausführungsform;

Fig. 14 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen A/D-Kon verters; und

Fig. 15 ein Schaubild zum Verdeutlichen des Betriebs des in Fig. 14 gezeigten A/D-Konverters.

Wie in Fig. 1 gezeigt, umfaßt ein A/D-Konverter 1 eine Abtast halteschaltung 11 zum Empfangen eines extern angelegten analogen Eingangssignals Ain, eine A/D-Konverterschaltung 12 für höherwer tige Bits, eine D/A-Konverterschaltung 13 zum Rekonvertieren von höherwertigen Bits von konvertierten Daten in ein Analogsignal, einen Differenzverstärker 14 zum Ausgeben von komplementären oder differentiellen analogen Spannungen VA1 und VA2, sowie eine A/D- Konverterschaltung 15 für niederwertige Bits. Die A/D-Konverter schaltung 15 gibt niederwertige Bits der konvertierten Daten D1 bis Dm aus. Die A/D-Konverterschaltung 12 gibt höherwertige Bits der konvertierten Daten Dm+1 bis Dk aus. Als Ergebnis werden digitale Daten D1 bis Dk von insgesamt k Bit erhalten.

Während des Betriebs wird ein Signal, das in der Abtasthalte schaltung 11 abgetastet wird, an die A/D-Konverterschaltung 12 und den Differenzverstärker angelegt. Die A/D-Konverterschaltung 12 erzeugt höherwertige Bits der konvertierten Daten Dm+1 bis Dk. Die höherwertigen Bits der konvertierten Daten Dm+1 bis Dk werden an die D/A-Konverterschaltung 13 angelegt, worin die Daten in analoge Daten zurückgewandelt werden. Der Differenzverstärker 14 empfängt das durch die Abtasthalteschaltung 14 gehaltene Signal sowie die rekonvertierten höherwertigen Bits des Analogsignals und gibt komplementäre oder differentielle Spannungen VA1 und VA2 aus. Die Spannungen VA1 und VA2 werden an die A/D-Konverterschaltung 15 als komplementäre oder differentielle Eingabesignale angelegt. Die A/D-Konverterschaltung 15 konvertiert die angelegten Spannungen VA1 und VA2 in niederwertige Bits der konvertierten Daten D1 bis Dm und gibt diese aus.

Die Fig. 2 ist ein Blockschaltbild der in Fig. 1 gezeigten A/D- Konverterschaltung für die niederwertigen Bits. Wie in Fig. 2 gezeigt, umfaßt die A/D-Konverterschaltung 15 eine Referenzspan nungserzeugungsschaltung 5 zum Erzeugen von k Referenzspannungs paaren VR1a und VR1b bis VRna und VRnb, Komparatoren 61 bis 6n, die jeweils differentielle Eingabespannungen VA1 und VA2 sowie ein entsprechendes Referenzspannungspaar empfangen, einen Codierer 4 zum Codieren eines Thermometercode-Ausgangssignals aus den Komparatoren 61 bis 6n, sowie einen Taktsignalgenerator (Zeitsignalgenerator) 6.

Die Fig. 3 ist ein schematisches Schaltbild der in Fig. 2 ge zeigten Referenzspannungserzeugungsschaltung. Wie in Fig. 3 gezeigt, umfaßt die Referenzspannungserzeugungsschaltung 5 eine serielle Verbindung von Widerständen 111 bis 115, eine Konstant spannungsquelle 102 zum Vorspannen der seriellen Verbindung sowie eine Konstantspannungsquelle 101 zum Anlegen einer Konstantspannung 2V_REF an die serielle Verbindung. Eine Potentialdifferenz zwischen den gegenüberliegenden Enden von jedem der Widerstände 111 bis 115 wird durch Vr ausgedrückt. Mit der wie in Fig. 3 gezeigt aufgebauten Referenzspannungsgeneratorschaltung 5 werden die in der nachfolgenden Tabelle 2 aufgeführten Spannungen als Referenzspannungspaare VR1a und VR1b bis VRna und VRnb ausgegeben.

VR1a-VR1b
-2 V_REF
VR2a-VR2b	-2 V_REF+2 V_r
VR3a-VR3b	-2 V_REF+4 V_r
.	.
.	.
VR(n-2)a-V(n-2)b	-2 V_REF-4 V_r
VR(n-1)a-V(n-1)b	-2 V_REF-2 V_r
VRna-VRnb	-2 V_REF

Erneut unter Bezug auf Fig. 2 wird der Betrieb der A/D-Konverter schaltung 15 beschrieben. Die komplementären oder differentiellen Eingabespannungen VA1 und VA2, die von dem in Fig. 1 gezeigten Differentialverstärker 14 ausgegeben werden, werden an jeden der Komparatoren 61 bis 6n angelegt. Zusätzlich empfängt jeder der Komparatoren 61 bis 6n ein entsprechend der Referenzspannungspaare VR1a und VR1b bis VRna und VRnb, die von der Referenzspannungsgeneratorschaltung 5 erzeugt werden. Jeder der Komparatoren 61 bis 6n führt eine vergleichbare Vergleichsverar beitung durch, wie nachfolgend im Detail beschrieben wird, und ein Thermometercode (durch Binärsignale B1 bis Bn definiert), der ein Vergleichsergebnis anzeigt, wird an den Codierer 4 angelegt. Der Codierer 4 codiert den angelegten Thermometercode und gibt niederwertige Bits von konvertierten Daten von D1 bis Dm aus.

Jeder Komparator, beispielsweise der Komparator 61, vergleicht die Differenz zwischen den analogen Eingabespannungen VA1 und VA2 mit einer Differenz zwischen den angelegten Referenzspannungen VR1a und VR1b. Wenn VA1-VA2 < VR1a-VR1b vorliegt, gibt der Komparator 61 ein Niedrigpegelsignal V1 aus. Wenn VA1-VA2 < VR1a-VR1b vorliegt, gibt der Komparator 61 ein Hochpegelsignal B1 aus. Mit anderen Worten, jeder der Komparatoren 61 bis 6n gibt binäre Signale B1 bis Bn aus, die ein Vergleichsergebnis anzeigen, als Reaktion auf eine Differenzspannung zwischen den analogen Einga besignalen VA1 und VA2 sowie eine Differenzspannung zwischen entsprechend angelegten gepaarten Referenzspannungen.

Der Komparator 61 gibt daher ein Niedrigpegel aus, wenn die Diffe renzspannung VA1-VA2 zwischen den analogen Eingabesignalen VA1 und VA2 kleiner als eine Differenzspannung -2V_REF des entsprechenden Referenzspannungspaares aus Fig. 2 ist, während der Komparator 61 ein Hochpegelsignal ausgibt, wenn die Differenzspannung größer als selbige ist. Auf dieselbe Weise gibt der Komparator 62 ein Niedrigpegelsignal B2 aus, wenn die Eingabedifferenzspannung VA1-VA2 kleiner als (-2V_REF+2Vr) ist, während ein Komparator 62 ein Hochpegelsignal B2 ausgibt, wenn die Differenzspannung größer als selbige ist. Die anderen Komparatoren 63 bis 6n arbeiten auf dieselbe Weise. Als Ergebnis wird die folgende Ausgabetabelle für die Komparatoren 61 bis 6n erhalten, entsprechend einer Differenz VA1-VA2 von analogen Eingabespannungen. In Tabelle 3 steht "H" für ein Hochpegelausgabesignal, während "L" für ein Niedrigausgabesignal steht.

Tabelle 3

Wie aus Tabelle 3 zu sehen, folgt auf eine Änderung der Differenz spannung VA1-VA2 der analogen Eingangsspannungen eine Änderung einer Thermometercodeausgabe von jedem der Komparatoren 61 bis 6n.

Das heißt, die Anzahl von Komparatoren, die ein Hochpegelsignal ausgeben ("H") wird in der Reihenfolge jeweils um eins erhöht, jedesmal, wenn die Differenzspannung VA1-VA2 der analogen Eingangsspannungen um 2Vr erhöht wird. Der in Fig. 2 gezeigte Codierer empfängt die in Tabelle 3 gelisteten Thermometercodes und führt eine Codierungsverarbeitung durch. Mit anderen Worten, der Codierer erkennt eine Grenzposition zwischen Komparatoren, die Niedrigpegelsignale ausgeben, und Komparatoren, die Hochpe gelsignale ausgeben, und gibt digital konvertierte Daten D1 bis Dm entsprechend der Position der Grenze aus.

Fig. 4 ist ein Schaltbild eines in Fig. 2 gezeigten Komparators. Der Komparator 61 ist beispielhaft gezeigt. Wie in Fig. 4 ge zeigt, umfaßt der Komparator 61 eine Differenzverstärkerschaltung 400 sowie eine Binarisierungsschaltung 530. Die Differenzverstär kerschaltung 400 umfaßt npn-Transistoren 301 bis 306, Widerstände 307, 308, 511 und 512 sowie eine Konstantspannungsquelle 309. Die Ausgangsspannung der Konstantspannungsquelle wird an die Basen der Transistoren 305 und 306 angelegt. Als Ergebnis fließt durch jeden der Transistoren 305 und 306 ein Konstantstrom I0. Mit anderen Worten, der Transistor 305 und der Widerstand 307 und die Konstantstromquelle 309 bilden eine Konstantstromquelle, während der Transistor 306, der Widerstand 308 und die Konstantstromquelle 309 eine weitere Konstantstromquelle bilden.

Die Emitter der Transistoren 301 und 302 sind miteinander mit dem Kollektor des Transistors 305 verbunden. Die Emitter der Transistoren 304 und 305 sind miteinander mit dem Kollektor des Transistors 306 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 301 und 304 sind mit dem Widerstand 511 über einen Knoten 501 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 302 und 303 sind mit dem Widerstand 512 über einen Knoten 502 verbunden. Eine Differenzspannung wird an die Binarisierungsschaltung 530 über die Knoten 501 und 502 angelegt.

Die Binarisierungsschaltung 530 wird durch npn-Transistoren 523 bis 528 gebildet, eine Konstantstromquelle 529 sowie Widerstände 521 und 522. Die Basis des Transistors 523 ist mit dem Knoten 501 der Differenzverstärkerschaltung 400 verbunden. Die Basis des Transistors 524 ist mit dem Knoten 502 verbunden. Die Basen der Transistoren 525 und 528 empfangen Schaltsignale Φ bzw. , die von dem in Fig. 2 gezeigten Timingsignalgenerator 6 erzeugt werden. Die Emitter der Transistoren 523 und 524 sind zusammen mit dem Kollektor des Transistors 525 verbunden. Die Emitter der Transistoren 526 und 527 sind zusammen mit dem Kollektor des Transistors 528 verbunden. Die Emitter der Transistoren 525 und 528 sind zusammen mit der Konstantstromquelle 529 verbunden. Die Basis des Transistors 526 ist mit dem Kollektor des Transistors 527 verbunden und die Basis des Transistors 527 ist mit dem Kollektor des Transistors 526 verbunden.

Es folgt die Beschreibung einer Operation der in Fig. 4 gezeigten Schaltung. Aus Gründen der Vereinfachung wird ein Stromver stärkungsfaktor α_F jedes Transistors in der folgenden Beschreibung auf 1,0 angenommen (er liegt tatsächlich bei etwa 0,99). Eine Summe eines Kollektorstroms I1 des Transistors 301 und eines Kollektorstroms I2 des Transistors 302 ist gleich dem Kollektor strom I0 des Transistors 305, der die Konstantstromquelle bildet. Wenn daher die Basispotentiale der Transistoren 301 und 302, das heißt die Eingabespannungen VA1 und VA2, einander gleich sind, wird der Strom I0 gleichzeitig auf die Transistoren 301 und 302 aufgeteilt (geshunted), durch die Symmetrie der Schaltungsanord nung. Wenn andererseits das Basispotential des Transistors 301 höher als das des Transistors 302 ist, wird die Basis-Emitterspan nung V_BE des Transistors 301 höher als die des Transistors 302. Als Ergebnis wird der Kollektorstrom des Transistors 301 größer als der des Transistors 302. Mit anderen Worten, eine vergrößerte Menge des Stroms I0 fließt durch den Transistor 301, während eine verminderte Menge des Stroms durch den Transistor 302 fließt.

Wenn die Eingabespannung VA1 leicht höher als die Eingabespannung VA2 ist, wird der Strom I1, der durch den Transistor 301 fließt, proportional zu der Eingabespannungsdifferenz VA1-VA2 erhöht. Wenn andererseits die Eingabespannungsdifferenz VA1-VA2 hinrei chend groß ist, fließt das meiste des Stroms I0 durch den Transi stor 301.

Die Fig. 5 ist eine Grafik in einem Zusammenhang zwischen der Eingabespannungsdifferenz VA1-VA2 und Shuntströmen I1 und I2. In Fig. 5 stellt die Abszisse die Eingabespannungsdifferenz VA1-VA2 dar, während auf der Ordinate die Strommenge des Stroms I aufge tragen ist. Die Kurve I1 zeigt eine Änderung eines Stroms, der durch den Transistor 301 fließt, und die Kurve I2 zeigt eine Änderung des Stroms, der durch den Transistor 302 fließt. Wie oben beschrieben, wenn |VA1-VA2| klein ist, ändern sich die Ströme I1 und I2 proportional mit der Spannungsdifferenz VA1-VA2. Wenn andererseits |VA1-VA2| groß ist, nähern sich beide Ströme I1 bzw. I2 dem Stromwert I0. Es wird erwähnt, daß die Summe der Ströme I1 und I2 konstant gleich dem Strom I0 ist.

Im allgemeinen ist die Änderung des Kollektorstroms eines Transi stors relativ groß als Reaktion auf eine Änderung der Basis- Emitterspannung V_BE. Wenn daher |VA1-VA2| klein ist, haben die Kurven I1 und I2 eine große Steigung, und sonst ist die Steigung allmählich vermindert. Es geht daher aus der in Fig. 5 gezeigten Charakteristik hervor, daß die in Fig. 4 gezeigte Differenzver stärkerschaltung 400 empfindlich auf eine kleine Eingabespan nungsdifferenz ist, aber nicht auf eine große Eingabespannungs differenz.

Wenn, wie oben beschrieben, die Eingabespannungsdifferenz VA1-VA2 vermindert wird, wird der Strom I1 vergrößert, während der Strom I2 vermindert wird. Eine derartige Charakteristik wird in der nachfolgenden Beschreibung als "Monotonie" beschrieben. Zusätzlich wird die Summe der Ströme I1 und I2 gleich dem Strom I0 sein. Eine derartige Charakteristik wird nachfolgend als "komplementär" be zeichnet. Es wird auch darauf hingewiesen, daß die in Fig. 4 gezeigte Schaltung 400 symmetrisch bezüglich einer Schaltungscha rakteristik in ihrem Schaltungsaufbau ist.

In der folgenden Beschreibung wird ferner angenommen, daß ein Strom I3 durch den Transistor 303 fließt, und daß ein Strom I4 durch den Transistor 304 fließt. Der Transistor 306 arbeitet auch als Konstantstromquelle, und durch ihn fließt der Strom I0 mit demselben Wert wie durch den Transistor 305. Ein Zusammenhang I3+I4=I0 stellt sich als Ergebnis ein.

Bezüglich I1 und I3 werden Funktionen f1 und f2 mit den folgenden Zusammenhängen definiert.

I1 = I0/2 + f1 (VA1-VA2) (1)

I3 = I0/2 + f2 (VR1a-VR1b) (2)

Die Funktion f1 beschreibt eine Änderung des Stroms I1 vom mitt leren Stromwert I0/2 entsprechend der Eingabespannungsdifferenz VA1-VA2. Entsprechend beschreibt die Funktion f2 eine Änderung des Stroms I3 vom Mittelwert I0/2 entsprechend der Eingabespan nungsdifferenz VR1a-VR1b.

Mit Va1-VA2=x1 und VR1a-VR1b=x2 werden bezüglich der Funktionen f1 und f2 die folgenden Zusammenhänge beschrieben:

wenn x 1 < x 2, f1 (x1) < f1 (x2) (3a)

wenn x 1 < x 2, f1 (x1) < f1 (x2) (3b)

wenn x 2 < x 2, f2 (x1) < f2 (x2) (4a)

wenn x 2 < x 2, f2 (x1) < f2 (x2) (4b)

Zusätzlich ergeben sich die folgenden Zusammenhänge aus der oben beschriebenen "Komplementarität":

I2 = I0-I1 = I0/2-f1 (VA1-VA2) (5)

I4 = I0-I3 = I0/2-f2 (VR1a-VR1b) (6)

Ferner ergeben sich auch der obigen "Komplementarität" und den Gleichungen (5) und (6) die folgenden Zusammenhänge:

-f1 (VA2-VA1) = f1 (VA1-VA2) (7)

-f2 (VR1b-VR1a) = f2 (VR1a-VR1b) (8)

Die folgenden Gleichungen werden erhalten, indem VA1-VA2=0 und VR1a-VR1b=0 für die Gleichungen (7) und (8) substituiert wird:

f1 (0) = 0 (9)

f2 (0) = 0 (10)

Wie oben beschrieben, ergibt sich durch die "Komplementarität" der Differenzverstärkerschaltung 400 der folgende Zusammenhang auf der Basis der Gleichungen (1), (2), (5) und (6):

I10-I20 = (I1 + I4) - (I2 + I3) = 2 · f1 (VA1-VA2) -2 · f2 (VR1a-VR1b) (11)

Insbesondere, wenn eine durch die Transistoren 301 und 302 gebil dete Schaltung und eine durch die Transistoren 303 und 304 gebil dete Schaltung dieselbe Schaltungscharakteristik aufweist, gilt f1=f2. Damit wird

I10-I20 = 2 · f1 (VA1-VA2) -2 · f2 (VR1a-VR1b) (12)

Wenn I10<I20, dann gilt f1(VA1-VA2)<f1(VR1a-VR1b). Ferner gilt (VA1-VA2)<(VR1a-VR1b) auf der Basis der Gleichung (3), die die "Monotonie" zeigt. Als Ergebnis ergeben sich die folgenden Zusam menhänge aus der "Monotonie", "Komplementarität" und Symmetrie der Schaltungscharakteristiken der in Fig. 4 gezeigten Diffe renzverstärkerschaltung 400:

wenn I10 < I20, (VA1-VA2) < (VR1a-VR1b) (13a)

wenn I10 < I20, (VA1-VA2) < (VR1a-VR1b) (13b)

Eine Modifikation der Ungleichungen (13a) und (13b) führt zu den folgenden Zusammenhängen:

wenn I10 < I20, (VA1-VR1a) < (VA2-VA1b) (14a)

wenn I10 < I20, (VA1-VR1a) < (VA2-VR1b) (14b)

Aus den Ungleichungen (13a) und (13b) geht hervor, daß der Zusam menhang zwischen den Strömen I10 und I20 geändert wird, entspre chend einer Differenz zwischen der Eingabespannungsdifferenz VA1-VA2 und einer anderen Eingabespannungsdifferenz VR1a-VR1b. Es geht auch aus den Ungleichungen (14a) und (14b) hervor, daß der Zusammenhang zwischen den Strömen I10 und I20 ebenfalls entspre chend einer Differenz zwischen der Eingabespannungsdifferenz VA1-VR1a und der Eingabespannungsdifferenz VA2-VR1b geändert wird.

Es folgt die Beschreibung des Betriebs der in Fig. 4 gezeigten Binarisierungsschaltung 530. Die Widerstände 521 und 522, die Transistoren 523 bis 525 und die Konstantstromquelle 529 bilden einen Differenzverstärker. Die Transistoren 526 bis 527 bilden eine bistabile Schaltung (oder eine Verriegelungsschaltung). Der Diffe renzverstärker und die bistabile Schaltung werden alternativ aktiviert, als Reaktion auf die Aktivierungssignale Φ und . Die Basen der Transistoren 523 und 524 empfangen die Spannungen der Knoten 501 bzw. 502 der Differenzverstärkerschaltung 400. Die Spannungen an den Knoten 501 und 502 werden entsprechend einer Differenz zwischen den Eingabespannungsdifferenzen VA1-VA2 und VR1a-VR1b geändert. Wenn ein Hochpegelaktivierungssignal an die Basis des Transistors 525 angelegt wird, wird der Differenzver stärker aktiviert. Dann übertragen die Transistoren 523 und 524 einen Kollektorstrom als Reaktion auf die Spannungen an den Knoten 501 und 502. Wenn die Widerstände 521 und 522 denselben Wider standswert haben, wird eine Spannung, die auf einem Vergleichser gebnis basiert, über die Knoten 503 und 504 an die bistabile Schaltung (oder die Verriegelungsschaltung) angelegt, die aus den Transistoren 526 und 527 gebildet wird. Die bistabile Schaltung wird aktiviert, wenn ein Hochpegelaktivierungssignal angelegt wird. Dann verriegelt die bistabile Schaltung eine angelegte Spannung, die das Vergleichsergebnis anzeigt, und sie gibt ein Binärsignal B1 (und/oder) aus.

Wie oben beschrieben ist die in Fig. 4 gezeigte Differenzver stärkerschaltung 400 sehr empfindlich, wenn die Eingabespannungs differenz |VA1-VA2| relativ klein ist, und sie wird weniger emp findlich, wenn die Eingabespannungsdifferenz weniger gering ist. Um eine hohe Empfindlichkeit in einem größeren Bereich der Einga bespannungsdifferenz |VA1-VA2| zu realisieren, wird die in der Fig. 6 vorgeschlagenen Differenzverstärkerschaltung 400b nachfolgend beschrieben.

Die Fig. 6 ist ein Schaltbild eines Komparators, auf den die Erfindung anwendbar ist. Die Benutzung einer in Fig. 6 gezeigten Diffe renzverstärkerschaltung 400c vergrößert ebenfalls einen zulässigen Bereich der Eingabespannungsdifferenz VA1-VA2. Konstantstromquel len 317 bis 320 jeweils mit einem Ausgabestrom von I0/2 sind je weils zwischen den Emittern der npn-Transistoren 301 bis 304 und Masse verbunden. Ein Widerstand 315 ist zwischen den Emittern der Transistoren 301 und 302 verbunden. Ein Widerstand 316 ist zwi schen den Emittern der Transistoren 303 und 304 verbunden. Der verbleibende Teil der Schaltungsstruktur ist derselbe wie der der Schaltung 400 aus Fig. 4, wobei dessen Beschreibung nicht erneut wiederholt wird.

Eine Summe des Stroms I1, der durch den Transistor 301 fließt und des Stroms I2, der durch den Transistor 302 fließt, ist gleich I0. Wenn die Eingabespannungsdifferenz VA1-VA2 0 ist, sind die Poten tiale an den Emittern der Transistoren 301 und 302 zueinander gleich, so daß kein Strom durch den Widerstand 315 fließt. Daher fließen Ströme I1 und I2, wobei der Zusammenhang I1=I2=I0/2 besteht.

Wenn, wie oben beschrieben, eine Kollektorstromänderung nicht zu groß ist, ändert sich eine Basis-Emitterspannung V_BE nicht so deutlich. Die Basis-Emitterspannungen V_BE der Transistoren 301 und 302 sind im wesentlichen zueinander gleich, in einem Bereich, wo die Eingabespannungsdifferenz |VA1-VA2| klein ist. Eine über dem Widerstand 315 angelegte Spannung ist daher gleich der Eingabespannungsdifferenz VA1-VA2.

Unter der Annahme, daß der Widerstandswert des Widerstands 315 durch 2·R_EE bezeichnet wird und die Eingabespannungsdifferenz VA1-VA2 durch ΔV bezeichnet wird, wird der durch den Widerstand 315 fließende Strom durch ΔV/2·R_EE ausgedrückt. Als Ergebnis beträgt der Strom I1=I_EE/2 + ΔV/2·R_EE. Andererseits beträgt der Strom I2=I_EE/2-ΔV/2·R_EE. Die Differenz I1-I2 erreicht daher ΔV/R_EE.

Es wird deutlich, daß die Stromdifferenz I1-I2 proportional zu der Eingabespannungsdifferenz VA1-VA2 geändert wird. Da allerdings die Summe der Ströme I1 und I2 gleich I0 ist, nähert sich der Strom I1 dem Strom I0 in einem Bereich an, wo das meiste des Stroms I0 als Strom I0 fließt, beispielsweise in einem Bereich, wo die Spannungsdifferenz Va1-Va2 groß ist. Daher wird die durch die Kurven I1′ und I2′ in Fig. 5 gezeigte Beziehung ebenfalls bei dieser Ausführungsform erhalten. Auch werden bei der in Fig. 6 gezeigte Differenzverstärkerschaltung 400b die Steigungen der Kurven I1′ und I2′ vermindert, wenn der Widerstandswert R_EE ver größert ist, wodurch die Empfindlichkeit vermindert wird. Ande rerseits wird eine zulässige Eingabespannungsdifferenz |VA1-VA2| vergrößert.

Fig. 7 zeigt ein Schaltbild eines Komparators, auf den die Erfindung anwendbar ist. Wie in Fig. 7 gezeigt, unterscheidet sich eine Differenzverstärkerschaltung 400c, von der in Fig. 4 gezeigten Schaltung 400 dadurch, daß sie Schaltelemente 309 und 310 zum Vermeiden unnötigen Stromverbrauchs aufweist. Mit anderen Worten, das Schaltelement 309 ist zwischen den Emittern der Tran sistoren 301 und 302 und dem Kollektor des Transistors 305 ver bunden. Das Schaltelement 310 ist zwischen den Emittern der Tran sistoren 301 und 304 und dem Kollektor des Transistors 306 ver bunden. Die Schaltelemente 309 und 310 werden als Reaktion auf ein Schaltsteuersignal SC1 gesteuert (das beispielsweise von dem in Fig. 2 gezeigten Timingsignalgenerator 6 erzeugt wird). Der verbleibende Teil des Schaltungsaufbaus ist derselbe wie der der in Fig. 4 gezeigten Schaltung 400, wobei die Beschreibung nicht erneut durchgeführt wird.

Während des Betriebs der Differenzverstärkerschaltung 400c werden die Schaltelemente 309 und 310 mit dem Anschluß A als Reaktion auf ein Schaltsteuersignal SC1 verbunden. Als Ergebnis wird dieselbe Schaltung wie die in Fig. 4 gezeigte Schaltung 400 gebildet und führt dieselbe Operation durch. Wenn anderseits die Differenz verstärkerschaltung 400c nicht betrieben wird, werden die Schalt elemente 309 und 310 mit B als Reaktion auf das Signal SC1 verbun den. Als Ergebnis kann ein Ausgabestrom jeder Konstantstromquelle an die anderen Schaltungen (nicht gezeigt) angelegt werden. Mit anderen Worten, die Schaltelemente 309 und 310 verhindern eine Verschwendung von verbrauchtem Strom in der Differenzverstärker schaltung 400c, wobei die Konstantstromquellen nutzbar eingesetzt werden.

Obwohl die Differenzverstärkerschaltungen der obigen Ausführungs formen bezüglich ihrer Schaltungscharakteristiken symmetrisch sind, ist eine derartige Eigenschaft nicht immer nötig, wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht. Außerdem gilt dies auch für den Fall der oben beschriebenen "Monotonie". Es ist ausreichend, "Monotonie" in dem Bereich von VA1-VA2 zum Vergleichen zu erhal ten. Es wird daher darauf hingewiesen, daß die vorliegende Erfin dung auf einen Fall anwendbar ist, bei dem beispielsweise npn- Transistoren, die eine Differenzverstärkerschaltung bilden, Emitter von verschiedenen Größen aufweisen, und wobei benutzte Konstantstromquellen verschiedene ausgegebene Stromwerte aufwei sen. Im folgenden wird eine Differenzverstärkerschaltung, die in ihrer Schaltungscharakteristik nicht "symmetrisch" ist, beschrie ben.

Es wird ein Fall betrachtet, bei dem beispielsweise eine Span nungsdifferenz VA1-VA2 oder VR1a-VR1b, die zu vergleichen sind, nicht voll verstärkt wird. Ein lineares Ausdehnen der Funktionen f1(x) und f2(x) der Gleichung (11), wobei x etwa bei 0 liegt, führt zum folgenden Zusammenhang:

I10-I20 = 2 · f1 (0) + 2 · Gm1 (VA1-VA2) -2 · f2 (0) -2 · Gm2 (VR1a-VR1b) (15)

Hierbei sind Gm1 und Gm2 Differentialkoeffizienten der Funktionen f1(x) und f2(x) für x gleich 0, das heißt, sie geben die Shunt- Empfindlichkeit an.

Unter der Annahme, daß eine Differenzverstärkerschaltung "Komplementarität" und "Symmetrie" aufweist, gelten die Gleichun gen (9) und (10) und führen zum folgenden Zusammenhang:

I10-I20 = 2 Gm1 · {(VA1-VA2) - (Gm2/Gm1) · (VR1a-VR1b)} (16)

Daher wird eine Differenz zwischen den Strömen I10 und I20 be stimmt, entsprechend einer Differenz zwischen der Eingabespan nungsdifferenz VA1-VA2 und einem Wert Gm2/Gm1, multipliziert mit der Eingabespannungsdifferenz VR1a-VR1b. Selbst wenn die Schaltung bezüglich ihrer Schaltungscharakteristik "Symmetrie" nicht aufweist, kann die Schaltung so aufgebaut sein, daß f1(0) und f2(0) aus der Gleichung (15) entfernt wird. Ein entsprechendes Beispiel ist in Fig. 10 gezeigt.

Fig. 8 ist ein Schaltbild einer Differenzverstärkerschaltung, wie sie für die Erfindung verwendbar ist. Wie in Fig. 8 gezeigt, umfaßt eine Differenzverstärkerschaltung 400e eine ursprüngliche Differenzverstärkerschaltung 401 sowie eine zusätz liche Differenzverstärkerschaltung 402, welche dieselben Schal tungscharakteristiken wie die der Schaltung 401 aufweist. Wie die in Fig. 4 gezeigte Schaltung 400 empfängt die Differenzverstär kerschaltung 401 komplementäre oder differentielle Eingangsspan nung VA1 und VA2 sowie Referenzspannungen VR1a und VR1b. Als Ergebnis wird derselbe Zusammenhang wie in Gleichung (15) herge stellt:

I10-I20 = 2 · f1 (0) + 2 · Gm1 (VA1-VA2) -2 · f2 (0) -2 · Gm2 (VR1a-VR1b) (17)

Andererseits sind bei der Differenzverstärkerschaltung 402 die Basen von Transistoren 301′ und 302′ miteinander verbunden, und die Basen von Transistoren 303′ und 304′ sind miteinander verbun den, wodurch sich der folgende Zusammenhang ergibt:

I10-I20 = 2 · f1(0)-2 · f2(0) (18)

Bezüglich der jeweiligen Ausgabeanschlüsse der Differenzverstär kerschaltungen 401 und 402, die miteinander wie in Fig. 10 gezeigt verbunden sind, kann eine Differenz zwischen Ausgangs strömen I10 und I20 der Differenzverstärkerschaltung 400e durch die folgende Gleichung erhalten werden:

I10-I20 = (I10a + I20b) - (I20a + I10b) = (I10a-I20b) - (I10b +I20b) (19)

Es wird deutlich, daß dasselbe Ergebnis wie aus Gleichung (16) sich aus den Gleichungen (17), (18) und (19) ergibt. Daher ist "Symmetrie" nicht immer bei einem zu benutzenden Differenzver stärker nötig. Zusätzlich ist "Monotonie" nicht für gesamten Schaltungscharakteristiken der Differenzverstärkerschaltung notwendig. "Monotonie" im Bereich einer zu vergleichenden Einga bespannungsdifferenz ist ausreichend.

Die Fig. 9 ist ein Schaltbild mit einem Komparator entsprechend einer Ausführungsform der Erfindung. Die in Fig. 9 gezeigte Schaltung weist dieselbe Schaltungsstruktur auf wie die aus Fig. 4, allerdings unterscheidet sie sich durch die Art und Weise des Anlegens der komplementären oder differentiellen Eingangsschal tungen VA1 und VA2 sowie der Referenzspannungen VR1a und VR1b. Mit anderen Worten, die differentielle Eingabespannung VA1 wird an die Basis des Transistors 301 angelegt, während die differentielle Eingabespannung VA2 an die Basis des Transistors 303 angelegt wird. Die Referenzspannung VR1a wird an die Basis des Transistors 302 angelegt, und die Referenzspannung VR1b wird an die Basis des Transistors 304 angelegt.

Während der in Fig. 4 gezeigte Komparator eine hohe Empfindlich keit realisiert, wie durch die Kurven I1 und I2 aus Fig. 5 gezeigt, ist hier nur ein schmaler Bereich der Eingabespannungs differenz VA1-VA2 gestattet. Die Benutzung des in Fig. 9 ge zeigten Komparators kann eine zulässige Eingabespannungsdifferenz |VA1-VA2| ausdehnen (expandieren). Es wird beispielsweise angenom men, daß ein auf den in Fig. 4 gezeigten Komparator anwendbarer Bereich der Eingabespannungsdifferenz VA1-VA2 +/-30 mV beträgt, und daß 1 V, 0 V, 0,99 V und 0,01 V jeweils an die Basen der Transistoren 301 bis 304 angelegt werden. Da der für den in Fig. 4 gezeigten Komparator anwendbare Bereich +/-30 mV beträgt, bewirkt das Anlegen der Spannung in dem obigen Beispiel, daß die Ein gangsspannungsdifferenz außerhalb des Bereichs liegt. Ein Anlegen der Eingangsschaltung, wie in Fig. 9 gezeigt, gestattet aller dings, daß die Differenz innerhalb des dortigen Bereichs liegt. Mit anderen Worten, eine Spannungsdifferenz von 10 mV wird an die Schaltung angelegt, die durch die Transistoren 301 und 302 gebil det wird, und eine Spannungsdifferenz von -10 mV wird an die Schaltung angelegt, die durch die Transistoren 303 und 304 gebil det wird. Es wird deutlich, daß der in Fig. 9 gezeigte Kompara tor wirksam ist, wenn die Eingabespannungsdifferenz VA1-VA2 und die Referenzspannungsdifferenz VR1a-VR1b groß sind.

Die Fig. 10 ist ein Signalpulsdiagramm zum Verdeutlichen des Be triebs des in Fig. 9 gezeigten Komparators. In Fig. 9 ist auf der Abszisse der Zeitverlauf aufgetragen, und auf der Ordinate eine Änderung der Spannung (V) oder eines Stroms (I). Fig. 10 (A) zeigt Änderungen der komplementären oder differentiellen Eingabespannungen VA1 und VA2 sowie von Referenzspannungen VR1a und VR1b. Fig. 10 (B) zeigt Änderungen der Kollektorströme I1 bis I4, die durch die Transistoren 301 bis 304 fließen. Wenn der Pegel der Eingabespannung VA1 mit dem der Referenzspannung VR1a übereinstimmt, ist der Pegel des Stroms I1 gleich mit dem von I2. Entsprechend, wenn der Pegel der Eingangsspannung VA2 mit dem der Referenzspannung VR1b übereinstimmt, ist der Pegel des Stroms I3 gleich mit dem von I4. Die Ströme I1 und I2 werden addiert, und der gemeinsame Strom fließt zum Widerstand 511. Als Ergebnis ändert sich die Spannung V501 am Ausgabeknoten 501 der Differenz verstärkerschaltung 400, wie in Fig. 10 (C) gezeigt. Entsprechend werden die Ströme I3 und I4 addiert, und der gemeinsame Strom fließt zum Widerstand 512. Als Ergebnis ändert sich die Spannung V502 am Ausgabeknoten 502, wie in Fig. 10 (C) gezeigt.

Es wird angenommen, daß die Signale Φ und wie in Fig. 10 (D) gezeigt, als Aktivierungssignale Φ und für die Binarisierungs schaltung 530 angelegt werden, und Binärsignale B1 und , wie in Fig. 10 (E) gezeigt, werden aus der Binarisierungsschaltung 530 ausgegeben. Wenn das Aktivierungssignal Φ auf hohem Pegel steht, fließt der Ausgabestrom der Konstantstromquelle 529 zu den Tran sistoren 523 und 524. Als Ergebnis wird eine Differenz zwischen Ausgabespannung V501 und V502 verstärkt und führt zu den ausgege benen Binarisierungssignalen B1 und , wie in Fig. 10 (E) gezeigt. Wenn andererseits das Aktivierungssignal auf hohem Pegel steht, fließt der Ausgabestrom der Konstantstromquelle 529 zu den Transistoren 526 und 527. In den über Kreuz gekoppelten Transistoren 526 und 527 werden die Binarisierungssignale B1 und gehalten. Dieser Zustand wird aufrechterhalten, bis das Signal niedrigen Pegel erreicht.

Die Fig. 11 ist ein Schaltbild mit einem Beispiel einer Eingabe treiberschaltung, die auf die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung anwendbar ist. Wie in Fig. 11 gezeigt, sind Eingabe treiberschaltungen 711 und 712 als Schaltungen vorgesehen, die der Differenzverstärkerschaltung 400 voranstehen. Die Eingabetreiber schaltung 711 umfaßt npn-Transistoren 601 und 602 sowie Konstant stromquellen 603 und 604. Die Basis des Transistors 601 empfängt eine Eingangsspannung VA1. Der Emitter des Transistors 601 ist mit dem Ausgang der Konstantstromquelle 603 verbunden, wodurch eine Emitterfolgeschaltung gebildet wird. Der Emitter des Transistors 601 ist mit der Basis des Transistors 301 in der Differenzverstär kerschaltung 400 verbunden. Die Basis des Transistors 602 empfängt eine Eingabespannung VA2. Der Emitter des Transistors 602 ist mit dem Ausgang der Konstantstromquelle 604 verbunden, wodurch eine Emitterfolgeschaltung gebildet wird. Der Emitter des Transistors 602 ist mit der Basis des Transistors 302 verbunden. Die Eingabetreiberschaltung 712 empfängt Referenzspannung VR1a und VR1b.

Die Eingabetreiberschaltung 712 weist denselben Schaltungsaufbau wie den der Schaltung 711 auf, und daher wird keine erneute Be schreibung vorgenommen.

Im allgemeinen wird eine Basis-Emitterspannung V_BE eines Transi stors im wesentlichen konstant gehalten, mit einem festen Emitter strom. Da die Konstantstromquellen 603 und 604 vorgesehen sind, wird die Eingangsspannungsdifferenz VA1-VA2 als Spannungsdifferenz zwischen den Baden der Transistoren 301 und 302 an die Differenz verstärkerschaltung 400 angelegt. Die Benutzung der Eingabetrei berschaltungen 711 und 712 führt zu einer Stromversorgung, die zum Treiben der Differenzverstärkerschaltung ausreichend ist. Obwohl die Eingangstreiberschaltungen 711 und 712, in Fig. 11 gezeigt, die aus Bipolartransistoren 601 und 602 gebildet sind, wird dar aufhingewiesen, daß eine entsprechende Schaltung durch eine Source-Folgeschaltung, beispielsweise mit einem Feldeffekttransi stor gebildet werden kann.

Die Fig. 12 ist ein Schaltbild mit einem weiteren Beispiel der Eingangstreiberschaltung, die auf die Aufführungsformen der vor liegenden Erfindung anwendbar ist. Wie in Fig. 12 gezeigt, umfaßt eine Eingabetreiberschaltung 713 Differenzverstärker 610 und 611. Der Differenzverstärker 610 weist einen invertierten Eingang (-) auf, der mit seinem Ausgang verbunden ist, sowie einen nicht-in vertierten Eingang (+) zum Empfangen einer Eingangsspannung VA1. Der Differenzverstärker 611 weist einen invertierten Eingang (-) auf, der mit seinem Ausgang verbunden ist, sowie einen nicht-in vertierten Eingang (+) zum Empfangen einer Eingangsspannung VA2. Die Ausgänge der Differenzverstärker 610 und 611 sind mit den Basen der Transistoren 301 bzw. 302, in Fig. 11 gezeigt, verbun den.

Wenn der invertierte Eingang (-) von jedem der Differenzverstärker 610 und 611 mit dem entsprechenden Ausgang verbunden ist, stimmen die entsprechenden Eingabespannungen und die Ausgabespannungen miteinander überein. Als Ergebnis wird die Eingabespannungsdiffe renz VA1-VA2 als eine Basis-Basisspannung der Transistoren 301 und 302 angelegt. Die Benutzung der in Fig. 12 gezeigten Eingabetreiberschaltung 713 sorgt für eine sehr genaue und hohe Stromtreiber fähigkeit.

Fig. 13 ist ein Schaltbild mit einem weiteren Beispiel einer Eingabetreiberschaltung, die auf die Ausführungsformen der vorlie genden Erfindung anwendbar ist. Wie in Fig. 10 gezeigt, umfaßt eine Eingangstreiberschaltung 714 einen Differenzverstärker 620 vom komplementären Ausgabetyp. Der Differenzverstärker 620 emp fängt Eingabespannungen VA1-VA2 über einen positiven Eingang (+) bzw. einen negativen Eingang (-). Der Differenzverstärker 620 umfaßt einen positiven Ausgang (+) sowie einen negativen Ausgang (-), die mit den Basen der Transistoren 301 bzw. 302, in Fig. 11 gezeigt, verbunden sind.

Während des Betriebs verstärkt der Differenzverstärker vom komple mentären Ausgabetyp 620 die Eingangsspannungsdifferenz VA1-VA2 und legt die verstärkte Spannungsdifferenz an die Basen der Transisto ren 301 und 302 an. Daher gestattet die Benutzung der Eingabetrei berschaltung 714 aus Fig. 13 das Anlegen einer verstärkten Span nung mit hohem Verstärkungsgewinn an die Differenzverstärkerschal tung 400.

Eine beliebige der oben beschriebenen Differenzverstärkerschaltun gen oder beliebige Komparatoren sind als Komparatoren 61-6n bei der in Fig. 2 gezeigten A/D-Konverterschaltung 15 einsetzbar. Da bei der in Fig. 14 gezeigten herkömmlichen A/D-Konverterschaltung 900 zu konvertierende analoge Eingabespannungen VA1 und VA2 an die Komparatoren 908a bis 908f über die Widerstandskaskadenschaltung 901 angelegt werden, wird eine Zeitverzögerung bei der Übertragung der analogen Eingangsspannungen VA1 und VA2 bewirkt. Demgegenüber empfangen bei der vorliegenden Erfindung die Komparatoren 61 bis 6n direkt die analogen Eingabespannungen VA1 und VA2, die zu kon vertieren sind, wobei diese über keine Widerstandselemente oder Komponenten laufen. Hierdurch wird eine Verzögerung in der Änderung der analogen Eingabespannungen VA1 und VA2 vermieden, die zu den jeweiligen Komparatoren 61 bis 6n zu übertragen sind.

Obwohl bei den obigen Ausführungsformen die Differenzverstärker schaltungen durch Benutzung von Bipolartransistoren realisiert wurden, sei darauf hingewiesen, daß eine Differenzverstärkerschal tung mit einem entsprechenden Schaltungsaufbau durch die Benutzung von Feldeffekttransistoren realisiert werden kann.

Claims

1. Differenzverstärkerschaltung

- bestehend aus mindestens zwei Differenzverstärkerstufen (301, 302; 303, 304),
- mit jeweils mindestens zwei spannungsgesteuerten Stromquellen (301, 302, 303, 304), von denen jeweils die eine (301; 303) mit einem analogen Eingangssignal (VA1, VA2) und die andere (302; 304) mit einer Referenzspannung (VR1a, VR1b) beaufschlagt wird und die Summe (I0, I0) der beiden Ausgangsströme (I1, I2; I3, I4) jeder Differenzverstärkerstufe konstant gehalten wird,
- und die ausgangsseitig derart verbunden sind, daß jeweils die analog gesteuerte Stromquelle (301; 303) der einen Differenzverstärkerstufe mit der referenzspannungsgesteuerten Stromquelle (304; 302) der anderen Differenzverstärkerstufe in eine jeweils gemeinsame Last (511, 512) arbeiten.

2. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die analogen Eingangssignale eine erste (VA1) und eine zweite (VA2) differentielle Eingangsspannung aufweisen,
eine erste der Stromquellen (301) auf eine erste der differentiellen Eingangsspannungen (VA1) reagiert zum Anlegen eines Stroms (I1) an eine erste Konstantstromquelle (305, 307, 309), der proportional zu der ersten differentiellen Eingangsspannung (VA1) ist, und
eine dritte der Stromquellen (303) auf eine zweite der differentiellen Eingangsspannungen (VA2) reagiert, zum Anlegen eines Stromes (I3) an eine zweite Konstantstromquelle (306, 308, 309), der proportional zu der zweiten differentiellen Eingangsspannung (VA2) ist.

3. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Stromquelle einen ersten Transistor (301) aufweist, der zwischen einem ersten Anschluß einer ersten (511) der Lasten und dem Ausgabeknoten der ersten Konstantstromquelle (305, 307, 309) verbunden ist, wobei die Steuerelektrode des ersten Transistors (301) zum Empfangen der ersten differentiellen Eingangsspannung (VA1) geschaltet ist, und
die dritte Stromquelle einen dritten Transistor (303) aufweist, der zwischen einem ersten Anschluß einer zweiten der Lasten (512) und dem Ausgabeknoten der zweiten Konstantstromquelle (306, 308, 309) verbunden ist, wobei die Steuerelektrode des dritten Transistors (303) zum Empfangen der zweiten differentiellen Eingangsspannung (VA2) geschaltet ist.

4. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß der erste Transistor (301) ein erster Bipolartransistor ist, eine Basis-Emitterspannung des ersten Bipolartransistors als Reaktion auf die erste differentielle Eingangsspannung (VA1) geändert wird, und
der dritte Transistor (303) ein dritter Bipolartransistor ist, eine Basis-Emitterspannung des dritten Bipolartransistors als Reaktion auf die zweite differentielle Eingangsspannung (VA2) geändert wird.

5. Differenzverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet,
daß eine zweite der Stromquellen (302) auf eine erste der Referenzspannungen (VR1a) reagiert zum Anlegen eines Stroms (I2) an die erste Konstantstromquelle (305, 307, 309), der proportional zur ersten angelegten Referenzspannung (VR1a) ist, und
eine vierte der Stromquellen (304) auf eine zweite der Referenzspannungen (VR1b) reagiert zum Anlegen eines Stroms (I4) an die zweite Konstantstromquelle (306, 308, 309), der proportional zur zweiten angelegten Referenzspannung (VR1b) ist.

6. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß die zweite Stromquelle einen zweiten Transistor (302) aufweist, der zwischen dem ersten Anschluß der ersten Last (511) und dem Ausgabeknoten der ersten Konstantstromquelle (305, 307, 309) verbunden ist, wobei der zweite Transistor (302) eine Steuerelektrode aufweist, die zum Empfangen der ersten angelegten Referenzspannung (VR1a) geschaltet ist, und
die vierte Stromquelle einen vierten Transistor (304) aufweist, der zwischen dem ersten Anschluß der zweiten Last (512) und dem Ausgangsknoten der zweiten Konstantstromquelle (306, 308, 309) verbunden ist, wobei der vierte Transistor (304) eine Steuerelektrode aufweist, die zum Empfangen der zweiten angelegten Referenzspannung (VR1b) geschaltet ist.

7. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß der zweite Transistor ein zweiter Bipolartransistor (302) ist, dessen Basis-Emitterspannung durch die erste angelegte Referenzspannung (VR1a) bestimmt wird, und
der vierte Transistor ein vierter Bipolartransistor (304) ist, dessen Basis-Emitterspannung durch die zweite angelegte Referenzspannung (VR1b) bestimmt wird.

8. Differenzverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet,
daß eine erste Widerstandsvorrichtung (311, 313) zwischen einer ersten der Stromquellen und einem Ausgabeknoten einer ersten Konstantstromquelle geschaltet ist, und
eine zweite Widerstandsvorrichtung (312, 314) zwischen einer zweiten der Stromquellen und dem Ausgabeknoten der ersten Konstantstromquelle geschaltet ist.

9. Differenzverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine dritte Widerstandsvorrichtung (315, 316) zwischen den Ausgabeknoten einer ersten und einer zweiten Konstantstromquelle geschaltet ist.

10. Differenzverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeichnet durch eine erste und eine zweite Schaltvorrichtung (305, 306), die zwischen jeweils zwei Stromquellen und jeweils einer Konstantstromquelle geschaltet sind und als Reaktion auf ein angelegtes Steuersignal betreibbar sind.