DE3940805C2 - - Google Patents
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- F41G—WEAPON SIGHTS; AIMING
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
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Description
Die Erfindung geht aus von Signalauswerteschaltung eines Radar-, Schall- oder Sonargeräts
nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Bei der Zieldarstellung von Luftzielen ist es bekannt, Schleppkörper zu verwenden,
die ein Radargerät an Bord haben, das Geschosse registriert, die in
einer gewissen Entfernung am Ziel vorbeifliegen. Diese empfindliche Zone
kann zum Beispiel einen Radius zwischen 1,5 m bis 10 m haben. Das Bordsystem
besteht aus dem Radarfrontend mit je einer ungerichteten Sende- und
Empfangsantenne, dem Signalprozessor und dem Telemetriesender zur
Übertragung des kodierten Treffersignals.
Aus der US-PS 38 78 526 ist eine analoge Radarauswerteschaltung bekannt,
bei der das I- und das Q-Signal differenziert werden und die differenzierten
Signale mit den jeweils undifferenzierten anderen Signalen multipliziert
werden. Aus der Summe dieser Produkte wird durch Integration ein
Signal über die Target-Bewegung ermittelt.
Aus der US-PS 44 99 467 ist eine weitere analoge Radarsignalauswertung
bekannt, bei der für das I- und das Q-Signal Phasenverschiebeglieder verwendet
werden.
Die kugelförmige Auffaßcharakteristik mit scharfer äußerer Begrenzung wird
erzeugt durch einen wenige Nanosekunden breiten Sendepuls, einem festeingestellten
Entfernungstor und den näherungsweise rundum strahlenden
Antennen. Ein Treffer wird gemeldet, wenn beim Durchflug des Geschosses
durch die Auffaßcharakteristik drei Bedingungen zugleich eingehalten
werden:
- 1. Die Annäherungsgeschwindigkeit Geschoß - Antennen schwerpunkt liegt innerhalb eines bestimmten unteren und oberen Grenzwertes.
- 2. Die Geschoßbahn innerhalb der Auffaßcharakteristik ist gleich oder größer als eine vorgegebene Mindest weglänge.
- 3. Die Echoamplitude des Geschosses überschreitet für die vorgegebene Mindestweglänge einen bestimmten Schwellwert.
Die Extraktion der für das Trefferkriterium benötigten
Signalparameter aus dem Roh-Doppler-Signal ist aus folgen
den Gründen problematisch:
- - das Roh-Doppler-Signal ist mit Störsignalen überlagert, die von vibrierenden Teilen des Schleppziels herrühren (Radar-Mikrofonie).
- - Onboard-Echtzeit-Signalverarbeitung ist notwendig, weil die Telemetriekapazität zu begrenzt ist.
- - Aufwendige Filtermethoden (z. B. FFT und Dopplerfilter bank) scheiden aus Kostengründen aus, da das Gerät billig sein soll.
- - Die Fehlalarmrate der automatischen Trefferdetektion muß nahezu Null sein (Kundenforderung).
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Auswerteverfahren vorzu
schlagen, das in Echtzeit arbeitet, eine niedrige Fehlalarm
rate hat und billig realisierbar ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst von einer
Signalauswerteschaltung mit den in Anspruch 1 angegebenen Merkmalen.
Weiterbildungen der Erfindung
sind Gegenstände der Unteransprüche.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung - hier ein Radarsensor zur
Ermittlung von vorbeifliegenden Geschossen wird anhand
von acht Figuren näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Auswerteschaltung
zur Durchführung des Verfahrens nach den
Ansprüchen 3 und 4 (digital und mit Rausch
amplitude),
Fig. 2 und 3 Signalverläufe,
Fig. 4 ein Schaltbild für die Phasenauswertung
(Erzeugung von Cl im Bauteil Cl-Dat),
Fig. 5 einen Signalverlauf,
Fig. 6 ein Schaltbild für die Erzeugung von Dat im
Bauteil Cl-Dat,
Fig. 7 einen Signalverlauf,
Fig. 8 ein Schaltbild für die Auswertung in den Bau
teilen SR und Ausw.
Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild mit den Eingangssignalen
I-Vektor (Inphase) und Q-Vektor (Quadraturphase) des Doppler-
Radar-Signals. Da nach Anspruch 2 zwei Auswahlkriterien be
nutzt werden, teilt sich auch die Schaltung in zwei Teile,
oben den Phasenauswertezweig, unten den Amplitudenzweig mit
Hüllkurvendetektion.
Der Phasenauswertezweig besteht für I
- - aus einem Verstärker,
- - einem Bandpaß BP,
- - aus einem Tiefpaß TP, zum Beispiel mit einer Grenz frequenz von 150 Hz,
- - einem Nulldetektor ND.
Der Phasenauswertezweig enthält für Q die Bauteile
- - Verstärker,
- - Bandpaß BP,
- - Hochpaß HP mit einer Grenzfrequenz von 150 kHz,
- - Nulldetektor ND.
Die Ausgänge beider Zweige sind mit In I und In Q bezeich
net. Diese Signale gelangen parallel in die Bauteile Cl-Dat
und und von dort über das Schieberegister SR zur Auswertung
Ausw. Dessen Ausgang gelangt an das Und-Gatter &.
Im Amplitudenzweig (unten) wird zum Beispiel der Q-Vektor
verwendet. Dessen Amplitude wird gleichgerichtet, der Tief
paß TP 300 Hz läßt kurzfristige Ereignisse (Treffer)
durch. Der Tiefpaß TP 10 mHz sperrt die Treffersignale, da
die sehr große Zeitkonstante kurzfristige Ereignisse unter
drückt. Er dient zur Mittelwertbildung des gleichgerichteten
Rauschens. Im Operationsverstärker werden die beiden Signale
verglichen. Ein ausreichender Unterschied ist das zweite
Auswahlkriterium, das an das oben genannte Und-Gatter & ge
langt, wobei bei gleichzeitigem Vorliegen von Phasensignal
und Amplitudensignal ein Treffer angezeigt wird. Die ge
zeigte Schaltung funktioniert wie folgt:
Es werden die Vektoren I und Q des Radar-
Doppler-Signals verwendet.
Beide Kanäle werden nach ausreichender Verstärkung (z. B.
80 dB) bandpaßgefiltert (Bandpaßfilter BP), um nur die
Signalanteile weiter zu verarbeiten, die in einem begrenzten Bereich der Annäherungsgeschwindigkeit
des Geschosses zum Radarsensor liegen.
Danach wird einer der beiden Kanäle, z. B. der I-Kanal, tiefpaßgefiltert, und der
andere Kanal, hier der Q-Kanal, hochpaßgefiltert, wobei die jeweiligen Eckfrequenzen
außerhalb des Spektralbereiches der Dopplersignale liegen (z. B.:
Spektralbereich der Dopplersignale = Durchlaßbereich des Bandpasses: 1-15 kHz;
RC-Tiefpaß TP im I-Kanal: fg = 150 Hz; RC-Hochpaß HP im Q-Kanal:
150 kHz). Damit ergibt sich eine nahezu konstante Phasenverschiebung von
jeweils 90° im Nutzbereich, sowie ein Abfall (I) bzw. Anstieg (Q) von 6 dB/Oktave.
Die damit verbundene Verschlechterung des Signal-Rauschabstandes
wird zugunsten einer geringeren Fehlalarmquote hingenommen, da durch die
HP-/TP-Filterung eine Verschiebung der Schwerpunktsfrequenzen der ausgefilterten
Rauschbänder zwischen I und Q auftritt (siehe unten).
Nach der Nulldetektion (in den Bauteilen ND) erfolgt die digitale Auswertung
der Phasenbeziehung zwischen I- und Q-Kanal.
Die Phasenauswertung erfolgt mit dem Schieberegister SR, wobei das serielle
Einlesen in das Schieberegister SR durch die Signale Cl und Dat des
Blockes: "Cl-Dat" nach folgender
Vorschrift geschieht.
- - Bei jeder Änderung im I- oder Q-Kanal (InI bzw. InQ) erfolgt ein Einlesen eines Datums (Dat) in das Schieberegister.
- - Erfolgt eine Signaländerung eines Kanals innerhalb einer bestimmten Zeit tdA (siehe Fig. 2) nach der letzten Signaländerung im anderen Kanal, so gilt die Phasenbeziehung ϕ = 90° als nicht erfüllt; es wird eine "0" eingelesen. lm anderen Fall wird eine "1" eingelesen.
- - Erfolgt eine zweite Signaländerung in einem Kanal, ohne daß zuvor eine Signaländerung im anderen Kanal erfolgte, so wird für diese und jede weitere Signal änderung eine "0" eingelesen.
- - Ein Treffer wird erkannt, wenn eine bestimmte Anzahl m von n Speicherzellen eine 1 beinhalten.
Für eine erkannte Dopplerperiode werden vier Speicherzellen
des Schieberegisters SR belegt. Eine Dopplerperiode ent
spricht einer Entfernungsänderung zwischen Geschoß und
Sensor um die halbe Wellenlänge des Radarpulses. Die Anzahl
der Speicherzellen des Schieberegisters SR bestimmt somit
die Größe der registrierbaren Entfernungsänderung Geschoß-
Sensor.
Fig. 2 und 3 zeigen die Eingänge InI, InQ und die daraus
erzeugten Signale Cl und Dat für drei verschiedene Fälle:
- 1. Fig. 2 links zeigt ein Doppler-Signal (Quadraturphase, gleichfrequent): bei jedem Flankenwechsel von InI und InQ wird eine "1" eingeschoben; der Schieberegister- Inhalt wird maximal (i = n).
- 2. Fig. 2 rechts, Störsignal (gleich- oder gegenphasig, gleichfrequent): bei jedem Flankenwechsel eines Kanals wird eine "1", beim kurz darauffolgenden Flankenwechsel des anderen Kanals dagegen eine "0" eingelesen. Der Schieberegister-Inhalt erreicht die Hälfte der Anzahl der Schieberegister-Zellen (i = n/2).
- 3. Fig. 3, Rauschen (vereinfachte Darstellung durch die beiden Schwerpunktsfrequenzen der Rauschbänder im I- und Q-Kanal). Bei jedem Flankenwechsel von InI sowie dem darauffolgenden Flankenwechsel von InQ wird jeweils eine "1", danach bis zum nächsten Wechsel von InI bei jedem weiteren Wechsel von InQ eine "0" eingelesen. Bei einem Verhältnis v der Schwerpunktsfrequenzen er gibt sich ein mittlerer Schieberegister-Inhalt von: i = 2n/v. Der tatsächliche Mittelwert liegt noch etwas darunter, da zum Teil die Phasenbedingung verletzt wird.
- Andererseits kann der temporäre Schieberegisterinhalt stark vom Mittelwert abweichen, entsprechend der Statistik des Rauschens.
Wie an den drei Beispielen deutlich wird, sollte die Tref
ferentscheidungsschwelle deutlich über dem mittleren
Schieberegister-Inhalt liegen; insbesondere bei kleinen
Zonen mit nur wenigen Dopplerschwingungen kann es hierbei
allerdings zu Konfrontationen mit der Trefferempfindlich
keit kommen. In diesem Fall ist der Amplitudenzweig vorge
sehen, um über die zusätzliche Auswertung der Amplitude
eines Kanal die Fehltrefferquote abzusenken.
Die Amplitudenauswertung, wie sie in Fig. 1 unten gezeigt
ist, besteht im wesentlichen aus einer Hüllkurvendetektion,
wobei als Kriterium genutzt wird, daß das Geschoß-Doppler-
Signal kurzzeitig größer ist als der Mittelwert des Rausch
signals und eventueller kleiner Störsignale. Da der Stör-
Rauschpegel schwankt, wird erfindungsgemäß eine adaptive
Schwellwertschaltung verwendet. Hierzu wird das Doppler-
Signal (z. B. "Q") gleichgerichtet. Von dem gleichgerichte
ten Signal wird zweimal der Mittelwert gebildet: einmal
mit großer Zeitkonstante (TP 10 mHz) und parallel dazu mit
kleiner Zeitkonstante (TP 300 Hz), somit stellt sich am
Ausgang des TP 10 mHz der mittlere Stör-/Rauschpegel ein.
Ein Geschoß-Doppler-Signal, das nur kurzzeitig auftritt,
vergrößert diesen Pegel nur geringfügig, während am Ausgang
des TP 300 Hz die Hüllkurvenamplitude des Doppler-Signals
anliegt. Beide Signale werden in einem Komparator ver
glichen. Ein ausreichender Unterschied ist das zweite Aus
wahlkriterium für einen Treffer.
Nach entsprechender Signalaufbereitung (Verstärkung, Filte
rung und Nulldurchgangsdetektion) gelangen die Doppler-
Signale I und Q als InI und InQ zur Phasenauswertung, be
stehend aus Cl-Dat, SR und Ausw.
Der Block "Cl-Dat" dient zur Clock-(Cl) und Daten-(Dat) Er
zeugung für das Schieberegister SR.
Fig. 4 zeigt eine mögliche Schaltung zur Erzeugung des
Signals Cl, bestehend aus zwei D-Flip-Flops (D-FF1 und
D-FF2) sowie zwei Gatter EXNOR 1 und EXNOR 2. Das Signal
InQ′ wird von einem gleichartigen, nicht dargestellten
Schaltungsteil wie für InI′ gebildet.
Fig. 5 zeigt die zugehörigen Signalverläufe.
Bei jedem Flankenwechsel von InI bzw. InQ wird ein Impuls
InI′ bzw. InQ′ mit der Breite der Taktperiode Φ erzeugt.
Das Signal InI wird dabei mit der positiven, das Signal InQ
mit der negativen Flanke des Taktes Φ übernommen.
Auf diese Weise erfolgt bei gleichzeitigen Flankenwechsel
von lnI und InQ eine zeitliche Trennung der Signale InI′
und lnQ′. Die Verknüpfung dieser beiden Signale im EXNOR 2
zum Signal Cl erfolgt daher eindeutig.
Fig. 6 zeigt eine Ausführung einer Schaltung zur Erzeugung
des Signals Dat. Zur Erzeugung des Signals Dar für das
Schieberegister SR werden die Signale InI′ und InQ′ der
Schaltung der Fig. 6 zugeführt.
Die Gatter NOR 1 und NOR 2 dienen zur Verriegelung des un
erlaubten Zustandes R=S=1 bei RS-FF1. Die entsprechenden
Signalverläufe von R und S sind in Fig. 7 gezeigt.
Mit Hilfe des 5-bit-countes erfolgt die Einstellung der
Zeit tDA gemäß: tDA = TΦ×(32-A), wobei A dem ein
stellbaren 5-bit-Wort A4... A0 entspricht. Die Zeit
tDA gibt den Zeitbereich an, in welchem die Phasenbe
ziehung ϕ = 90° als nicht erfüllt gilt (vergleiche Fig. 7).
Nach jedem Setzen (S=1) durch InI′ bzw. Rücksetzen (R=1)
durch InQ′ wird wegen EXNOR 3 der Ausgang Dat = "1". Damit
wird der 5-bit-counter gestartet. Nach Erreichen des maxi
malen Zählerstandes wird RCO = "1" und somit Dat = "0".
Erfolgt jedoch ein Rücksetzen bzw. Setzen des RS-FF′s
innerhalb der Zeit TDA, so erfolgt ein sofortiges Rück
setzen des Signals Dat.
Die Signale Cl und Dat werden der Schaltung SR zugeführt,
in der in einem Schieberegister die Werte "1" und "0" ein
gelesen werden.
Die anschließende Schaltung Ausw. bestimmt die Anzahl der
"1" in allen Schieberegisterzellen und erzeugt ab einer
vorgegebenen Schwelle das Signal "Treffer".
Die Auswertung kann auf verschiedene Arten erfolgen:
- 1. analog:
Alle Ausgänge des Schieberegisters werden über Widerstände auf einen Summationspunkt geführt. Dessen Spannung entspricht der Anzahl i der belegten Speicherzellen (U/U₀=i/n). Sie wird in einem analogen Komparator mit einer festgelegten Schwell spannung verglichen. - 2. digital:
- a) Aufsummieren des Schieberegisterinhaltes mittels einer Addiererschaltung mit n gleichwertigen Eingängen.
- b) Serielles Abfragen des Schieberegister inhalts mittels eines Multiplexers, welcher mit einer ausreichend hohen Frequenz getaktet wird.
- c) Ermittlung des Schieberegisterinhaltes mit Hilfe eines Auf-Abwärtszählers.
Die Methode 2c wird im folgenden anhand der Fig. 8 be
schrieben.
Fig. 8 zeigt eine Schaltung, bestehend aus dem 32-bit-
Schieberegister SR, dem Zähler U/D-count und dem Komparator.
Der Anfangszustand des Schieberegisterinhaltes und des Zäh
lers ist jeweils 0. Dieser Zustand wird mit Hilfe des Reset-
Einganges beim Einschalten und nach jedem Trefferereignis
erzeugt. Der Zähler U/D-count registriert die Änderungen
des Schieberegisterinhaltes, indem ein Vergleich zwischen
dem Wert des Signals Dat und dem Wert der letzten Schiebe
registerzelle durchgeführt wird.
Dieser Vergleich erfolgt mit den Gattern UND 2, UND 3,
EXNOR 1. Die Ausgangssignale der drei Gatter programmieren
den Zähler wie folgt:
Bei jeder positiven Clockflanke wird der Wert ("0" oder
"1") des Signals Dat über den Eingang SerIn eingelesen
und der Zählerinhalt des Zählers U/D-count entsprechend
seiner Programmierung geändert. Der Zählerstand wird
parallel auf den digitalen Komparator geführt und mit
einem einstellbaren Schwellwert B1-B5 verglichen.
Das Ausgangssignals OUT wird in dem Und-Gatter & (siehe
Fig. 1) mit dem Signal der Amplitudenauswertung zum
Treffersignal verknüpft. Mit dem Treffersignal kann
gleichzeitig ein Timer gestartet werden, welcher für
eine bestimmte Zeit die Phasenauswertung stillsetzt, um
eine zweite Detektion des gleichen Schusses zu vermeiden.
Claims (5)
1. Signalauswertung eines Radargeräts, eines Schallortungsgeräts
oder eines Sonargeräts, das Objekte meldet, die sich dem Gerät
auf eine bestimmte Entfernung genähert haben, wobei die Signale Inphase
(I) und Quadraturphase (Q) des Doppler-Signals verwendet
werden, dadurch gekennzeichnet, daß
- - einer der beiden Kanäle (I oder Q) einen Tiefpaß (TP), der andere einen Hochpaß (HP) enthält, wobei die Grenzfrequenz des Tiefpasses (TP) unter, die des Hochpasses (HP) über dem Spektralbereich der Dopplersignale liegen, und
- - die charakteristische Phasenlage zwischen den gefilterten Signalen (I und Q) zur Auswertung benutzt wird, wobei unter Nutzung der 90°-Phasenverschiebung die Anzahl der phasenrichtigen Wechsel der I- und Q-Nulldurchgänge während einer bestimmten Anzahl von Nulldurchgängen gezählt wird.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in
einem weiteren Zweig die Hüllkurvenamplitude mindestens eines der
Signale (I oder Q) mit der Rauschamplitude im selben Kanal (I oder
Q) verglichen wird und deren Differenz als Echoamplituden-Auswahl
kriterium genommen wird.
3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Signale (I und Q) digital ausgewertet werden.
4. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch
- - einen Bandpaß (BP), einen Tiefpaß (TP) und einen Nulldurchgangsdetektor (ND) in einem Kanal (z. B. I-Kanal),
- - einen Bandpaß (BP), einen Hochpaß (HP) und einen Nulldurchgangsdetektor (ND) im anderen Kanal (z. B. Q-Kanal),
- - ein Schieberegister (SR), mit dem die phasenrichtigen Wechsel der I- und Q-Nulldurchgänge erfaßt werden,
- - eine Auswerteeinheit (Ausw), die die Summe der phasenrichtigen Wechsel der I- und Q-Nulldurchgänge ermittelt und mit einer vorgegebenen Anzahl vergleicht.
5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß
nach Gleichrichtung eines Kanals ein Tiefpaß (TP) mit einer Grenzfrequenz
von z. B. 300 Hz zur Ermittlung der Hüllkurvenamplitude und
ein Tiefpaß (TP) mit kleinerer Grenzfrequenz (z. B. 10 mHz) zur Ermitt
lung der Rauschamplitude vorgesehen sind, deren Ausgänge einen
Operationsverstärker ansteuern, dessen Ausgang in einem UND-Gatter
(UND) mit dem Ausgang des in Anspruch 4 beschriebenen Zweiges
kombiniert wird.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE3940805A DE3940805A1 (de) | 1989-12-09 | 1989-12-09 | Radar-signalauswertung |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3940805A1 DE3940805A1 (de) | 1991-06-13 |
DE3940805C2 true DE3940805C2 (de) | 1992-02-27 |
Family
ID=6395185
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3940805A Granted DE3940805A1 (de) | 1989-12-09 | 1989-12-09 | Radar-signalauswertung |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5113191A (de) |
JP (1) | JPH03231182A (de) |
DE (1) | DE3940805A1 (de) |
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OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8320 | Willingness to grant licences declared (paragraph 23) | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: EADS DEUTSCHLAND GMBH, 85521 OTTOBRUNN, DE |
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