DE3940805A1 - Radar-signalauswertung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft die Signalauswertung eines Radar-, Schall- oder Sonargeräts nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Bei der Zieldarstellung von Luftzielen ist es bekannt, Schleppkörper zu verwenden, die ein Radargerät an Bord haben, das Geschosse registriert, die in einer gewissen Entfernung am Ziel vorbeifliegen. Diese empfindliche Zone kann zum Beispiel einen Radius zwischen 1,5 m bis 10 m haben. Das Bordsystem besteht aus dem Radarfrontend mit je einer ungerichteten Sende- und Empfangsantenne, dem Signalprozes­ sor und dem Telemetriesender zur Übertragung des kodierten Treffersignals.

Die kugelförmige Auffaßcharakteristik mit scharfer äußerer Begrenzung wird erzeugt durch einen wenige Nanosekunden breiten Sendepuls, einem festeingestellten Entfernungstor und den näherungsweise rundum strahlenden Antennen. Ein Treffer wird gemeldet, wenn beim Durchflug des Geschosses durch die Auffaßcharakteristik drei Bedingungen zugleich eingehalten werden:

• 1. Die Annäherungsgeschwindigkeit Geschoß - Antennen - schwerpunkt liegt innerhalb eines bestimmten unteren und oberen Grenzwertes.
• 2. Die Geschoßbahn innerhalb der Auffaßcharakteristik ist gleich oder größer als eine vorgegebene Mindest­ weglänge.
• 3. Die Echoamplitude des Geschosses überschreitet für die vorgegebene Mindestweglänge eine bestimmten Schwellwert.

Die Extraktion der für das Trefferkriterium benötigten Signalparameter aus dem Roh-Doppler-Signal ist aus folgen­ den Gründen problematisch:

• - das Roh-Doppler-Signal ist mit Störsignalen überlagert, die von vibrierenden Teilen des Schleppziels herrühren (Radar-Mikrofonie).
• - Onboard-Echtzeit-Signalverarbeitung ist notwendig, weil die Telemetriekapazität zu begrenzt ist.
• - Aufwendige Filtermethoden (z. B. FFT und Dopplerfilter­ bank) scheiden aus Kostengründen aus, da das Gerät billig sein soll.
• - Die Fehlalarmrate der automatischen Trefferdetektion muß nahezu Null sein (Kundenforderung).

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Auswerteverfahren vorzu­ schlagen, das in Echtzeit arbeitet, eine niedrige Fehlalarm­ rate hat und billig realisierbar ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst von einem Aus­ werteverfahren mit den in Anspruch 1 angegebenen Schritten. Ausführungen der Erfindung und Vorrichtungen zur Durchfüh­ rung des Verfahrens sind Gegenstände von Unteransprüchen.

Eine Ausführung der Erfindung - hier ein Radarsensor zur Ermittlung von vorbeifliegenden Geschossen wird anhand von acht Figuren näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Auswerteschaltung zur Durchführung des Verfahrens nach den Ansprüchen 3 und 4 (digital und mit Rausch­ amplitude),

Fig. 2 und 3 Signalverläufe,

Fig. 4 ein Schaltbild für die Phasenauswertung (Erzeugung von Cl im Bauteil Cl-Dat),

Fig. 5 einen Signalverlauf,

Fig. 6 ein Schaltbild für die Erzeugung von Dat im Bauteil Cl-Dat,

Fig. 7 einen Signalverlauf,

Fig. 8 ein Schaltbild für die Auswertung in den Bau­ teilen SR und Ausw.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild mit den Eingangssignalen I-Vektor (Inphase) und Q-Vektor (Quadraturphase) des Doppler- Radar-Signals. Da nach Anspruch 3 zwei Auswahlkriterien be­ nutzt werden, teilt sich auch die Schaltung in zwei Teile, oben den Phasenauswertezweig, unten den Amplitudenzweig mit Hüllkurvendetektion.

Der Phasenauswertezweig besteht für 1

• - aus einem Verstärker,
• - einem Bandpaß BP,
• - aus einem Tiefpaß TP, zum Beispiel mit einer Grenz­ frequenz von 150 Hz,
• - einem Nulldetektor ND.

Der Phasenauswertezweig enthält für Q die Bauteile

• - Verstärker,
• - Bandpaß BP,
• - Hochpaß HP mit einer Grenzfrequenz von 150 kHz,
• - Nulldetektor ND.

Die Ausgänge beider Zweige sind mit In I und In Q bezeich­ net. Diese Signale gelangen parallel in die Bauteile Cl-Dat und und von dort über das Schieberegister SR zur Auswertung Ausw. Dessen Ausgang gelangt an das Und-Gatter &.

Im Amplitudenzweig (unten) wird zum Beispiel der Q-Vektor verwendet. Dessen Amplitude wird gleichgerichtet, der Tief­ paß TP 300 Hz läßt kurzfristige Ereignisse (Treffer) durch. Der Tiefpaß TP 10 mHz sperrt die Treffersignale, da die sehr große Zeitkonstante kurzfristige Ereignisse unter­ drückt. Er dient zur Mittelwertbildung des gleichgerichteten Rauschens. Im Operationsverstärker werden die beiden Signale verglichen. Ein ausreichender Unterschied ist das zweite Auswahlkriterium, das an das oben genannte Und-Gatter & ge­ langt, wobei bei gleichzeitigem Vorliegen von Phasensignal und Amplitudensignal ein Treffer angezeigt wird. Die ge­ zeigte Schaltung funktioniert wie folgt:
Erfindungsgemäß werden die Vektoren I und Q des Radar- Doppler-Signals verwendet.

Beide Kanäle werden nach ausreichender Verstärkung (z. B. 80 dB) bandpaßgefiltert (Bandpaßfilter BP), um nur die Signalanteile weiter zu verarbeiten, die in einem begrenzten Bereich der Annäherungsgeschwindigkeit des Geschosses zum Radarsensor liegen.

Danach wird einer der beiden Kanäle, z. B. der I-Kanal, tief­ paßgefiltert, und der andere Kanal, hier der Q-Kanal, hoch­ paßgefiltert, wobei die jeweiligen Eckfrequenzen außerhalb des Nutzbereiches liegen (z. B.: Nutzbereich des Bandpasses: 1-15 kHz; RC-Tiefpaß TP im I-Kanal: fg = 150 Hz; RC-Hoch­ paß HP im Q-Kanal: 150 kHz). Damit ergibt sich eine nahezu konstante Phasenverschiebung von jeweils 90° im Nutzbereich, sowie ein Abfall (I) beziehungsweise Anstieg (Q) von 6 dB/Oktave. Die damit verbundene Verschlechterung des Signal- Rauschabstandes wird zugunsten einer geringeren Fehlalarm­ quote hingenommen, da durch die HP-/TP-Filterung eine Ver­ schiebung der Schwerpunktsfrequenzen der ausgefilterten Rauschbänder zwischen I und Q auftritt (siehe unten). Nach der Nulldetektion (in den Bauteilen ND) erfolgt die digitale Auswertung der Phasenbeziehung zwischen I- und Q-Kanal.

Die Phasenauswertung erfolgt mit dem Schieberegister SR, wobei das serielle Einlesen in das Schieberegister SR durch die Signale Cl und Dat des Blockes: "Cl-Dat" nach folgender Vorschrift geschieht.

• - Bei jeder Änderung im I- oder Q-Kanal (InI bzw. InQ) erfolgt ein Einlesen eines Datums (Dat) in das Schiebe­ register.
• - Erfolgt eine Signaländerung eines Kanals innerhalb einer bestimmten Zeit td_A (siehe Fig. 2) nach der letzten Signaländerung im anderen Kanal, so gilt die Phasen­ beziehung ϕ = 90° als nicht erfüllt; es wird eine "0" eingelesen. lm anderen Fall wird eine "1" eingelesen.
• - Erfolgt eine zweite Signaländerung in einem Kanal, ohne daß zuvor eine Signaländerung im anderen Kanal erfolgte, so wird für diese und jede weitere Signal­ änderung eine "0" eingelesen.
• - Ein Treffer wird erkannt, wenn eine bestimmte Anzahl m von n Speicherzellen eine 1 beinhalten.

Für eine erkannte Dopplerperiode werden vier Speicherzellen des Schieberegisters SR belegt. Eine Dopplerperiode ent­ spricht einer Entfernungsänderung zwischen Geschoß und Sensor um die halbe Wellenlänge des Radarpulses. Die Anzahl der Speicherzellen des Schieberegisters SR bestimmt somit die Größe der registrierbaren Entfernungsänderung Geschoß- Sensor.

Fig. 2 und 3 zeigen die Eingänge InI, InQ und die daraus erzeugten Signale Cl und Dat für drei verschiedene Fälle:

• 1. Fig. 2 links zeigt ein Doppler-Signal (Quadraturphase, gleichfrequent): bei jedem Flankenwechsel von InI und InQ wird eine "1" eingeschoben; der Schieberegister- Inhalt wird maximal (i = n).
• 2. Fig. 2 rechts, Störsignal (gleich- oder gegenphasig, gleichfrequent): bei jedem Flankenwechsel eines Kanals wird eine "1", beim kurz darauffolgenden Flankenwechsel des anderen Kanals dagegen eine "0" eingelesen. Der Schieberegister-Inhalt erreicht die Hälfte der Anzahl der Schieberegister-Zellen (i = n/2).
• 3. Fig. 3, Rauschen (vereinfachte Darstellung durch die beiden Schwerpunktsfrequenzen der Rauschbänder im I- und Q-Kanal). Bei jedem Flankenwechsel von InI sowie dem darauffolgenden Flankenwechsel von InQ wird jeweils eine "1", danach bis zum nächsten Wechsel von InI bei jedem weiteren Wechsel von InQ eine "0" eingelesen. Bei einem Verhältnis v der Schwerpunktsfrequenzen er­ gibt sich ein mittlerer Schieberegister-Inhalt von: i = 2n/v. Der tatsächliche Mittelwert liegt noch etwas darunter, da zum Teil die Phasenbedingung verletzt wird.
• Andererseits kann der temporäre Schieberegisterinhalt stark vom Mittelwert abweichen, entsprechend der Statistik des Rauschens.

Wie an den drei Beispielen deutlich wird, sollte die Tref­ ferentscheidungsschwelle deutlich über dem mittleren Schieberegister-Inhalt liegen; insbesondere bei kleinen Zonen mit nur wenigen Dopplerschwingungen kann es hierbei allerdings zu Konfrontationen mit der Trefferempfindlich­ keit kommen. In diesem Fall ist der Amplitudenzweig vorge­ sehen, um über die zusätzliche Auswertung der Amplitude eines Kanal die Fehltrefferquote abzusenken.

Die Amplitudenauswertung, wie sie in Fig. 1 unten gezeigt ist, besteht im wesentlichen aus einer Hüllkurvendetektion, wobei als Kriterium genutzt wird, daß das Geschoß-Doppler- Signal kurzzeitig größer ist als der Mittelwert des Rausch­ signals und eventueller kleiner Störsignale. Da der Stör- Rauschpegel schwankt, wird erfindungsgemäß eine adaptive Schwellwertschaltung verwendet. Hierzu wird das Doppler- Signal (z. B. "Q") gleichgerichtet. Von dem gleichgerichte­ ten Signal wird zweimal der Mittelwert gebildet: einmal mit großer Zeitkonstante (TP 10 mHz) und parallel dazu mit kleiner Zeitkonstante (TP 300 Hz), somit stellt sich am Ausgang des TP 10 mHz der mittlere Stör-/Rauschpegel ein. Ein Geschoß-Doppler-Signal, das nur kurzzeitig auftritt, vergrößert diesen Pegel nur geringfügig, während am Ausgang des TP 300 Hz die Hüllkurvenamplitude des Doppler-Signals anliegt. Beide Signale werden in einem Komparator ver­ glichen. Ein ausreichender Unterschied ist das zweite Aus­ wahlkriterium für einen Treffer.

Nach entsprechender Signalaufbereitung (Verstärkung, Filte­ rung und Nulldurchgangsdetektion) gelangen die Doppler- Signale I und Q als InI und InQ zur Phasenauswertung, be­ stehend aus Cl-Dat, SR und Ausw.

Der Block "Cl-Dat" dient zur Clock-(Cl) und Daten-(Dat) Er­ zeugung für das Schieberegister SR.

Fig. 4 zeigt eine mögliche Schaltung zur Erzeugung des Signals Cl, bestehend aus zwei D-Flip-Flops (D-FF1 und D-FF2) sowie zwei Gatter EXNOR 1 und EXNOR 2. Das Signal InQ′ wird von einem gleichartigen, nicht dargestellten Schaltungsteil wie für InI′ gebildet.

Fig. 5 zeigt die zugehörigen Signalverläufe.

Bei jedem Flankenwechsel von InI bzw. InQ wird ein Impuls InI′ bzw. InQ′ mit der Breite der Taktperiode Φ erzeugt. Das Signal InI wird dabei mit der positiven, das Signal InQ mit der negativen Flanke des Taktes Φ übernommen. Auf diese Weise erfolgt bei gleichzeitigen Flankenwechsel von lnI und InQ eine zeitliche Trennung der Signale InI′ und lnQ′. Die Verknüpfung dieser beiden Signale im EXNOR 2 zum Signal Cl erfolgt daher eindeutig.

Fig. 6 zeigt eine Ausführung einer Schaltung zur Erzeugung der Signals Dat. Zur Erzeugung des Signals Dar für das Schieberegister SR werden die Signale InI′ und InQ′ der Schaltung der Fig. 6 zugeführt.

Die Gatter NOR 1 und NOR 2 dienen zur Verriegelung des un­ erlaubten Zustandes R=S=1 bei RS-FF1. Die entsprechenden Signalverläufe von R und S sind in Fig. 7 gezeigt. Mit Hilfe des 5-bit-countes erfolgt die Einstellung der Zeit tD_A gemäß: tD_A = T_{Φ ×(32-A)}, wobei A dem ein­ stellbaren 5-bit-Wort A₄... A₀ entspricht. Die Zeit tD_A gibt den Zeitbereich an, in welchem die Phasenbe­ ziehung ϕ = 90° als nicht erfüllt gilt (vergleiche Fig. 7).

Nach jedem Setzen (S=1) durch InI′ bzw. Rücksetzen (R=1) durch InQ′ wird wegen EXNOR 3 der Ausgang Dat = "1". Damit wird der 5-bit-counter gestartet. Nach Erreichen des maxi­ malen Zählerstandes wird RCO = "1" und somit Dat = "0". Erfolgt jedoch ein Rücksetzen bzw. Setzen des RS-FF′s innerhalb der Zeit TD_A, so erfolgt ein sofortiges Rück­ setzen des Signals Dat.

Die Signale Cl und Dat werden der Schaltung SR zugeführt, in der in einem Schieberegister die Werte "1" und "0" ein­ gelesen werden.

Die anschließende Schaltung Ausw. bestimmt die Anzahl der "1" in allen Schieberegisterzellen und erzeugt ab einer vorgegebenen Schwelle das Signal "Treffer".

Die Auswertung kann auf verschiedene Arten erfolgen:

• 1. analog:
  Alle Ausgänge des Schieberegisters werden über Widerstände auf einen Summationspunkt geführt. Dessen Spannung entspricht der Anzahl i der belegten Speicherzellen (U/U₀=i/n). Sie wird in einem analogen Komparator mit einer festgelegten Schwell­ spannung verglichen.
• 2. digital:
  • a) Aufsummieren des Schieberegisterinhaltes mittels einer Addiererschaltung mit n gleichwertigen Eingängen.
  • b) Serielles Abfragen des Schieberegister­ inhalts mittels eines Multiplexers, welcher mit einer ausreichend hohen Frequenz getaktet wird.
  • c) Ermittelung des Schieberegisterinhaltes mit Hilfe eines Auf-Abwärtszählers.

Die Methode 2c wird inm folgenden anhand der Fig. 8 be­ schrieben.

Fig. 8 zeigt eine Schaltung, bestehend aus dem 32-bit- Schieberegister SR, dem Zähler U/D-count und dem Komparator. Der Anfangszustand des Schieberegisterinhaltes und des Zäh­ lers ist jeweils 0. Dieser Zustand wird mit Hilfe des Reset- Einganges beim Einschalten udn nach jedem Trefferereignis erzeugt. Der Zähler U/D-count registriert die Änderungen des Schieberegisterinhaltes, indem ein Vergleich zwischen dem Wert des Signals Dat und dem Wert der letzten Schiebe­ registerzelle durchgeführt wird.

Dieser Vergleich erfolgt mit den Gattern UND 2, UND 3, EXNOR 1. Die Ausgangssignale der drei Gatter programmieren den Zähler wie folgt:

Bei jeder positiven Clockflanke wird der Wert ("0" oder "1") des Signals Dat über den Eingang SerIn eingelesen und der Zählerinhalt des Zählers U/D-count entsprechend seiner Programmierung geändert. Der Zählerstand wird parallel auf den digitalen Komparator geführt und mit einem einstellbaren Schwellwert B₁-B₅ verglichen. Das Ausgangssignals OUT wird in dem Und-Gatter & (siehe Fig. 1) mit dem Signal der Amplitudenauswertung zum Treffersignal verknüpft. Mit dem Treffersignal kann gleichzeitig ein Timer gestartet werden, welcher für eine bestimmte Zeit die Phasenauswertung stillsetzt, um eine zweite Detektion des gleichen Schusses zu vermeiden.

Claims (7)

1. Signalauswertung eines Radargeräts, eines Schallortungs­ geräts oder eines Sonargeräts, das Objekte meldet, die sich dem Gerät auf eine bestimmte Entfernung genähert haben, wobei die Signale Inphase (I) und Quadratur­ phase (Q) des Dopplel-Signals verwendet werden, dadurch gekennzeichnet, daß

• - einer der beiden Kanäle (I oder Q) einen Tiefpaß (TP) der andere einen Hochpaß (HP) enthält und
• - die charakteristische Phasenlage zwischen den ge­ filterten Signalen (I und Q) zur Auswertung benutzt wird.

2. Signalauswertung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß unter Nutzung der 90°-Phasenverschiebung die Anzahl der phasenrichtigen Wechsel der I- und Q-Null­ durchgänge während einer bestimmten Anzahl von Null­ durchgängen gezählt wird.

3. Signalauswertung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, da­ durch gekennzeichnet, daß zusätzlich die Hüllkurven­ amplitude mindestens eines der Signale (I oder Q) mit der Rauschamplitude im selben Kanal (I oder Q) ver­ glichen wird und deren Differenz als zweites Auswahl­ kriterium genommen wird.

4. Signalauswertung nach einem der vorhergehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale I und Q digital ausgewertet werden.

5. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach An­ spruch 1, gekennzeichnet durch

• - einen Bandpaß (BP), einen Tiefpaß (TP) und einen Nulldurchgangsdetektor (ND) in einem Kanal (z. B. I-Kanal),
• - einen Bandpaß (BP), einen Hochpaß (HP) und einen Nulldurchgangsdetektor (ND) im anderen Kanal (z. B. Q-Kanal),
• - ein Schieberegister (SR), mit dem die phasen­ richtigen Wechsel der I- und Q-Nulldurchgänge erfaßt werden,
• - eine Auswerteeinheit (Ausw), die die Summe der phasenrichtigen Wechsel der I- und Q-Nulldurch­ gänge ermittelt und mit einer vorgegebenen Anzahl vergleicht.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Eckfrequenzwerte vom Hochpaß (HP) - z. B. 150 kHz - und Tiefpass (TP) - z. B. 150 Hz -, außer­ halb des Nutzbereichs der Bandpässe (BP) - z. B. 1-15kHz - liegen.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass nach Gleichrichtung eines Kanals ein Tiefpaß (TP) mit einer Grenzfrequenz von z. B. 300 Hz zur Er­ mittlung der Hüllkurvenamplitude und ein Tiefpaß (TP) mit kleinerer Grenzfrequenz (z. B. 10 mHz) zur Ermitt­ lung der Rauschamplitude vorgesehen sind, deren Aus­ gänge einen Operationsverstärker ansteuern, dessen Ausgang in einem UND-Gatter (UND) mit dem Ausgang des in Anspruch 5 beschriebenen Zweiges kombiniert wird.