DE3901614C2 - Radarempfänger, insbesondere für ein Radar mit einer Antenne, deren Bündel durch Berechnung erzeugt wird - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Radarempfänger, insbesondere für ein Radar mit einer Antenne, deren Bündel durch Berech­ nung erzeugt wird.

Bekanntlich besteht eine Antenne, deren Bündel durch Berech­ nung erzeugt wird, aus einer Vielzahl von elementaren Son­ den, die jeweils einem elementaren Empfänger zugeordnet sind. Eine gemeinsame Verarbeitungsvorrichtung kombiniert die digitalen Signale, welche von den verschiedenen elemen­ taren Empfängern ausgehen, um empfangsseitig das gewünschte Bündel herzustellen.

Im Fall einer "aktiven" Antenne sind die Empfänger in der Struktur der Antenne selbst integriert, so daß es wichtig ist, diese zu miniaturisieren.

In dem Artikel von B. Wardrop "The Role of Digital Processing in Radar Beamforming", GEC Journal of Research, Band 3, Nr. 1, 1985, wird vorgeschlagen, einen Radar­ empfänger vollständig integriert aufzubauen, indem die Digitalisierung des Signals früher, auf der Zwischen­ frequenz, durchgeführt wird. Die Abtastfrequenz liegt dabei in der Größenordnung der Zwischenfrequenz. Die Amplituden- Phasen-Demodulation wird dann auf digitale Weise bewirkt, so daß deren Realisierung relativ komplex ist.

Aus dem Artikel von H. Steyskal, "Digital Beamforming Antennas, An Introduction", Microwave Journal, 1987, ist ein Radarempfänger mit einem Ein-Bit-A/D-Umsetzer bekannt, bei dem ein eingehendes Signal entsprechend seinem Vorzeichen codiert wird. Die Analog/Digital-Umsetzung erfolgt bei der Zwischenfrequenz, wobei die Abtastfrequenz in Abhängigkeit der mindestens erforderlichen Nyquist-Rate festgelegt ist. Zur Vermeidung von Überlappungseffekten wird dort vor­ geschlagen, bei Filtern mit endlicher Flankensteilheit die Abtastfrequenz etwas höher als die mindestens erforderliche Nyquist-Rate zu wählen.

Mit der vorliegenden Erfindung soll die Realisierung eines Radarempfängers mit vollständig integriertem Aufbau verein­ facht werden.

Gegenstand der Erfindung ist ein Radarempfänger, wie er in den Patentansprüchen angegeben ist.

Aufgrund der erhaltenen Überabtastung erfordert die Amplituden-Phasen-Demodulation nicht mehr als die Verwendung der Koeffizienten ± 1, die das Referenzsignal mit der Zwischenfrequenz in ausreichender Weise approximieren. Ein weiterer Vorteil dieser Codierung bei der Zwischenfrequenz mit erhöhter Abtastrate ist, daß der ganze Empfänger mit Bauteilen auf Galliumarsenid-Basis (GaAs) verwirklicht werden kann. Es ist damit möglich, als Übertragungsmedium für die Signale der verschiedenen Empfänger einer Antenne eine optische Faser zu verwenden, da die notwendigen elektrooptischen Wandler und die Radarempfänger dann technologisch homogen sind, da sie alle mit GaAs-Bauteilen realisiert sind. Diese Möglichkeit der Verwendung einer Lichtleitfaser erlaubt es ersichtlich, die Anzahl an Zwischenverbindungen zwischen den verschiedenen elementaren Empfängern und der gemeinsamen Verarbeitungsvorrichtung zu begrenzen.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung mehrerer Ausführungsformen und aus der Zeichnung, auf die Bezug genommen wird. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Blockschema des erfindungsgemäßen Empfängers;

Fig. 2 ein Diagramm, das die Form der Referenzsignale zeigt, welche zur Verwirklichung der Amplituden-Phasen-Demodulation verwendet werden; und

Fig. 3 ein Schema eines digitalen Filters, das ausgangs­ seitig vom Amplituden-Phasen-Demodulator verwen­ det wird.

Der in Fig. 1 gezeigte Empfänger umfaßt hinter einem Strah­ lerelement 1 verschiedene Elemente, welche folgende Funk­ tionen erfüllen: Verstärkung im Mikrowellenbereich, Umset­ zung in eine Zwischenfrequenz, Filterung und Verstärkung im Zwischenfrequenzbereich, Analog/Digital-Codierung, Amplitu­ den-Phasen-Demodulation sowie anschließende angepaßte Tief­ paß-Filterung (wobei diese Filterung auch die Unterdrückung der unerwünschten Komponenten gewährleistet, die nach der Amplituden-Phasen-Demodulation auftreten).

Die Verstärkung im Mikrowellenbereich erfolgt mittels eines für diesen Bereich ausgelegten Verstärkers 2. Die Umsetzung in die Zwischenfrequenz erfolgt in zwei aufeinanderfolgenden Stufen mittels zwei Mischern 3, 4 und zugeordneten Lokal­ oszillatoren 5, 6.

Die Verstärkung und die Filterung im Zwischenfrequenzbereich sowie die angepaßte Filterung erfolgen mittels eines Ver­ stärkers 7.

Es sei fi die Zwischenfrequenz, nB das Durchlaßband der Zwi­ schenfrequenzsignale und B das nutzbare Durchlaßband (bei­ spielsweise fi = 60 MHz, B = 10 MHz und nB = 100 MHz).

Die so beschriebenen Elemente können leicht mittels Bautei­ len auf Galliumarsenid-Basis verwirklicht werden.

Die Funktion der Analog/Digital-Codierung wird im übrigen direkt mit den zwischenfrequenten Signalen fi ausgeführt. Weiterhin wird die Abtastfrequenz fe sehr viel großer als fi gewählt, so daß der Analog/Digital-Codierer 8 gleichfalls in GaAs-Technologie hergestellt werden kann. Im Falle der oben betrachteten Zahlenwerte kann fe beispielsweise gleich 1,2 GHz sein. Tiefere Frequenzen wie 840 MHz oder 600 MHz können gleichfalls verwendet werden.

Wie in der folgenden Beschreibung ersichtlich wird, ermög­ licht die Ausführung der Codierung im Bereich der Zwischen­ frequenzsignale auch eine Steigerung der Radardynamik, die der Codierer zuläßt.

Am Eingang des Codierers 8 wird mittels eines Addierers 10 Rauschen eingespeist, das durch einen Rauschgenerator 9 in einem Bereich (n-1)B erzeugt wird, damit das am Eingang des Codierers 8 vorhandene Rauschen in dem Band nB liegt und es sich somit um weißes Rauschen handelt. Die Hinzufügung die­ ses Rauschgenerators hat auch zur Wirkung, daß die durch den Codierer zugelassene Dynamik gesteigert wird bzw. die Ver­ wendung eines Codierers ermöglicht wird, der eine geringere Dynamik aufweist (oder eine kleinere Anzahl von Bits).

Im Falle von N-Bit-Codierern, die Videosignale verarbeiten, welche in herkömmlicher Weise als Signale I und Q bezeichnet werden (gleichphasig bzw. um 90° phasenverschoben), ist die von diesen Codierern zugelassene Radardynamik nämlich gleich 6N-15 dB. Dieser Wert von 15 dB verteilt sich auf 6 dB aufgrund der Tatsache, daß die zu codierenden Signale bipo­ lare Signale sind, also solche von positiver oder negativer Amplitude, auf 3 dB, die auf dem Übergang aus dem Zwischen­ frequenzbereich in den Videofrequenzbereich beruhen, und auf 6 dB, die darauf beruhen, daß der Quantifizierungsschritt q, damit das Quantifizierungsrauschen gegenüber dem Radarrau­ schen vernachlässigbar ist (wobei es sich um das Referenz­ element für die bei jeder Radarverarbeitung ausgeführte Ent­ scheidungsoperation handelt), so gewählt werden muß, daß σ = 2q, worin σ die Standard-Abweichung des Radarrauschens ist.

Im Falle des in Fig. 1 gezeigten Empfängers und für den Fall der betrachteten Zahlenwerte ist die von einem Codierer mit gleicher Anzahl N von Bits und gleichem Quantifizierungs­ schritt q zugelassene Radardynamik hingegen gleich 6N-2 dB.

Die Codierung erfolgt nämlich im Zwischenfrequenzbereich (woraus sich eine Steigerung von 3 dB) ergibt; überdies er­ möglicht das Verhältnis "n" zwischen dem Band nB, worin das Rauschen am Eingang des Codierers gelegen ist, und dem Nutz­ band B, welches durch das integrierende Filter 11 gefiltert wird, das auf den Amplituden-Phasen-Demodulator 12 folgt, eine zusätzliche Steigerung in diesem Verhältnis "n", also bei dem betrachteten Beispiel eine Steigerung um 10 dB.

Der Verstärkungsfaktor der Empfangskette, die dem Codierer vorausgeht, muß jedoch so eingestellt werden, daß die Bezeichnung σ = 2q weiterhin erfüllt ist, wenn der neue Wert von σ gilt, der dem Radarrauschen in dem Band nB entspricht.

Es kann auch davon ausgegangen werden, daß die Hinzufügung eines Rauschgenerators 9, für dieselbe durch den Codierer gestattete Radardynamik, zur Wirkung hat, daß Codierer von geringerer Dynamik verwendet werden können (oder solche mit einer geringeren Anzahl von Bits).

Das am Ausgang des Codierers 8 gewonnene Digitalsignal ist auf die zwei Kanäle I und Q verteilt. Die in diesen zwei Kanälen I und Q gewonnenen Signale sind Digitalsignale, die im übrigen auch bezüglich der Zwischenfrequenz fi überabge­ tastet werden, nämlich bezüglich der Frequenz der "Referenz­ signale" cos ¶ 2 fit und sin 2 ¶ fit, die verwendet werden, um die Amplituden-Phasen-Demodulation zu verwirklichen, wobei diese Operation in besonders einfacher Weise ausgeführt wer­ den kann.

Diese Referenzsignale können nämlich durch Rechtecksignale approximiert werden, die mit der Frequenz fe überabgetastet werden, wie in Fig. 2 dargestellt ist.

Es muß dann lediglich in zwei Registern 13, 14 eine Menge von Werten (+1, -1, 0) gespeichert werden, welche diese Re­ ferenzsignale über eine Periode darstellen, die überabgeta­ stet werden, und die in den Kanälen I und Q gewonnenen Ab­ tastproben mit diesen Werten zu multiplizieren.

Da es sich bei dieser Multiplikationsoperation um einen einfachen Vorzeichenwechsel oder eine Annulierung handelt, je nach dem Wert des Koeffizienten, ist es sehr leicht, den Amplituden-Phasen-Demodulator in GaAs-Technologie zu ver­ wirklichen.

Da die Referenzsignale ungeradzahlig sind, treten keine ge­ radzahligen Harmonischen der Frequenz fi (60 MHz bei dem be­ trachteten Beispiel) auf. Weiterhin kann das Zeitdauerver­ hältnis der Stufen mit den Werten + 1 und 0 so eingestellt werden, daß die dritte Harmonische der Frequenz fi verschwin­ det (entsprechend einer Minimierung der Gesamtleistung der Harmonischen).

Man verwirklicht auf diese Weise dieselbe Funktion wie die eines analogen Amplituden-Phasen-Demodulators, jedoch ohne Verzerrung und mit einer ersten störenden Spektralkomponen­ te, die sehr weit entfernt liegt (540 MHz bei dem betrachte­ ten Beispiel), wodurch eine vereinfachte Filtereinrichtung 11 ausreicht, um in das Nutzband B zurückzugelangen (10 MHz bei dem betrachteten Beispiel).

Eines der zwei Digitalfilter 11 ₁, 11 ₂, das in einem der Kanäle I, Q angeordnet ist, wird nun unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben. Dieses Filter umfaßt einen Addierer 15, dessen erster Eingang einerseits die Daten aus dem betrach­ teten Kanal I oder Q empfängt und dessen zweiter Eingang auf den Ausgang dieses Addierers über ein Datenregister 16 und einen Multiplizierer 17 rückgeschleift ist, welcher mit den Koeffizienten (+1, -1, 0) multipliziert, die in einem Koeffizientenregister 18 gespeichert sind.

Die Anwendung dieser Koeffizienten auf die eingangsseitigen Abtastproben erfolgt in solcher Weise, daß die für dieses Filter erwünschte Übertragungsfunktion verwirklicht wird.

Aufgrund der Überabtastung am Eingang dieses Filters kann die Anwendung dieser Koeffizienten progressiv erfolgen, durch Anwenden von Koeffizienten +1, -1 oder 0 auf eine Gruppe von korrelierten aufeinanderfolgenden Abtastproben, im Gegensatz zu einer Anwendung eines einzigen Koeffizienten auf eine einzige Abtastprobe, was der Fall wäre, wenn das Signal am Eingang des Filters nicht überabgetastet würde.

Auf diese Weise wird es ermöglicht, ein Filter 11 zu ver­ wirklichen, dessen Übertragungsfunktion der erwünschten Funktion wesentlich besser angenähert ist, so daß eine bes­ sere Unterdrückung der störenden Schwebungssignale erzielt wird, die nach der Amplituden-Phasen-Demodulation auftreten.

Da weiterhin der Takt der Informationen am Ausgang des Fil­ ters 11 klein gegenüber dem Takt der Informationen am Ein­ gang dieses Filters ist, können zunächst die zwei Kanäle I und Q multiplexiert werden, und dann können die Kanäle I und Q, die verschiedene elementare Sonden einer Antenne mit Bün­ delbildung durch Berechnung betreffen, auf einen gemeinsamen Ausgang multiplexiert werden.

Die entsprechenden Multiplexer sind in Fig. 1 mit 19 und 20 bezeichnet.

Dieser gemeinsame Ausgang kann dann an eine Lichtleitfaser 21 über eine Schnittstelle 22 angeschlossen werden.

Claims (8)

1. Radarempfänger mit vollständig integriertem Aufbau, insbesondere bestehend aus Bauteilen auf Galliumarsenid-Basis, für Radarsysteme mit einer Antenne, deren Bündel durch Berechnung erzeugt wird, mit angepaßten Filtermitteln (7, 11), die ein Durchlaßband B aufweisen, Mitteln (8) zur Analog/Digital-Codierung, die auf zwischenfrequente Signale einwirken und Mitteln (12) zur Amplituden-Phasen-Detektion, die in digitaler Form realisiert ist, dadurch gekennzeich­ net, daß die Analog/Digital-Codierung bei einer Frequenz bewirkt wird, die sehr viel größer als die Zwischenfrequenz ist, und die Mittel (12) zur Amplituden-Phasen-Detektion sowohl für den Amplitudenkanal als auch den Phasenkanal Mittel zur Multiplikation der zwischenfrequenten Radar­ signale, welche digital codiert sind, mit einer Reihe von Koeffizienten ±1 enthalten, welche die positiven und negativen Halbwellen eines Rechtecksignals darstellen, dessen Frequenz gleich der Zwischenfrequenz ist.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß auch der Koeffizient 0 verwendet wird, um eine bessere Ap­ proximierung eines sinusförmigen Signals durch das Recht­ ecksignal bei der Zwischenfrequenz zu erzielen.

3. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß er Mittel (9, 10) enthält, um den Radar­ signalen vor der Codierung weißes Rauschen in einem Band (n-1)B hinzuzufügen, wobei n das Verhältnis zwischen dem Durchlaßband der zwischenfrequenten Signale und dem Nutzband ist, und Mittel (11) enthält, um eine Filterung in dem Band B am Ausgang des Analog/Digital-Codierers (8) durchzuführen.

4. Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Filterung im Band B am Ausgang des Codierers aus einem Digitalfilter (11) bestehen, welches auf Gruppen von eingangsseitigen aufeinanderfolgenden und korrelierten Abtastproben einwirkt, die sich aus der Überabtastung am Eingang des Filters ergeben.

5. Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Digitalfilter (11) als Koeffizienten Werte aufweist, die unter den Werten +1, -1 und 0 ausgewählt sind.

6. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge (I, Q) der Kanäle für Amplitude und Phase in den Mitteln (12) zur Amplituden-Phasen-Detektion auf einen einzigen Kanal multiplexiert werden (19).

7. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge (I, Q) der Mittel (12) zur Amplituden-Phasen-Detektion bei den verschiedenen elementa­ ren Empfängern eines Radarsystems, das eine Antenne mit Bün­ delbildung durch Berechnung aufweist, auf einen einzigen Kanal multiplexiert werden (20).

8. Empfänger nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeich­ net, daß der einzige Kanal an eine Lichtleitfaser (21) an­ geschlossen ist.