FR2645280A1 - Recepteur radar, notamment pour radar ayant une antenne a formation de faisceau par le calcul - Google Patents

Recepteur radar, notamment pour radar ayant une antenne a formation de faisceau par le calcul Download PDF

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Abstract

Ce récepteur radar, notamment pour radar ayant une antenne à formation de faisceau par le calcul, comporte essentiellement des moyens de filtrage adapté 7, 11 ayant une bande passante B, des moyens 12 de détection d'amplitude et de phase, des moyens 8 de codage analogique-numérique, et est tel que les moyens 8 de codage analogique-numérique opèrent sur les signaux à fréquence intermédiaire, à une fréquence très supérieure à la fréquence intermédiaire. Il peut être réalisé entièrement en technologie Arséniure de Gallium.

Description

RECEPTEURl RADAR, NOTAMMENT POUR RADAR
AYANT UNE ANTENNE A FORMATION DE FAISCEAU
PAR LE CALCUL
La présente invention concerne un récepteur radar, notamment pour radar ayant une antenne à formation de faisceau
par le calcul.
On sait qu'une antenne à formation de faisceau par le calcul est constituée d'une multitude de capteurs élémentaires associés chacun à un récepteur élémentaire; un dispositif de traitement commun permet de combiner les signaux numériques issus des différents récepteurs élémentaires afin de former le
faisceau souhaité en réception.
Un problème se pose du fait du nombre élevé d'interconnexions entre les différents récepteurs élémentaires et ce dispositif de traitement commun. Pour limiter. ce nombre d'interconnexions il serait intéressant d'utiliser comme support de transmission une fibre optique. L'utilisation d'une fibre optique pose le problème de l'homogénéité technologique entre récepteurs radar et transducteurs électrooptiques, les seconds utilisant des composants à base d'Arséniure de Galllum (AsGa),
les premiers n'utilisant que partiellement ce type de composants.
La présente invention a pour objet un récepteur radar entièrement réalisable au moyen de composants à base
d'Arséniure de Gallium.
- Par ailleurs dans le cas d'une antenne "active" o les récepteurs sont intégrés à la structure même de l'antenne se pose le problème de la miniaturisation de ces récepteurs, qui ne peut être obtenue en recourant au schéma classique d'un récepteur radar, dans lequel la fonction démodulation amplitude-phase est en général une fonction analogique, donc
non intégrable.
La présente invention permet également d'atteindre cet objectif. La présente invention a pour objet un récepteur radar
tel que défini dans les revendications.
Les objets et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la
description suivante d'un exemple de réalisation, faite en
relation avec Ies dessins ci-annexés dans lesquels: - la figure 1 est un schéma d'un récepteur suivant I'invention; - la figure 2 est un diagramme montrant la forme des signaux de référence utilisés pour réaliser l'opération de démodulation amplitude-phase; - la figure 3 est un schéma du- filtre numérique utilisé en
sortie du démodulateur amplitude phase.
Le récepteur représenté sur la figure I comporte, disposés en aval d'un élément rayonnant 1, différents éléments permettant de réaliser les fonctions suivantes: amplification en hyperfréquence, conversion enfréquence intermédiaire, filtrage et amplification en fréquence intermédiaire, codage analogique-numérique, démodulation amplitude-phase puis filtrage adapté passe-bas (ce filtrage aussure aussi la réjection des composantes indésirables obtenues à l'issue de cette
démodulation amplitude-phase>.
L'amplification en hyperfréquence est réalisée par un amplificateur hyperfréquence 2. La conversion en fréquence intermédiaire est réalisée en deux étapes successives, au moyen de deux mélangeurs 3 et 4 associés à deux oscillateurs locaux 5 et 6. L'amplification et le filtrage à fréquence intermédiaire et le filtrage adapté sont obtenus au moyen d'un
amplificateur 7.
Soit fi la fréquence intermédiaire, nB la bande passante des signaux à fréquence Intermédiaire et B la bande passante utile (à titre d'exemple fi = 60 MHz, B= 10 MHz et
nB = 100 MHz).
Les éléments ainsi décrits sont aisément réalisables
au moyen de composants à base d'Arséniure de gallium.
La fonction codage analogique-numérique est par ailleurs réalisée directement sur les signaux à fréquence intermédiaire fi; de plus la fréquence d'échantillonnage fe est choisie très supérieure à fi de sorte que le codeur analogique-numérique 8 peut également être réalisé en technologie AsGa. Dans le cas des valeurs numériques considérées cidessus, fe pourra par exemple être égale à 1,2 GHz. Des fréquences plus basses telles que 840 MHz ou
600 MHz pourralent également être utilisées.
Comme on le verra par la suite, la réalisation du codage sur les signaux à fréquence intermédiaire permet
également d'accroître la dynamique radar autorisée par le codeur.
A l'entrée du codeur 8 est par ailleurs injecté, au moyen d'un additionneur 10, du bruit généré par un générateur de bruit 9, dans une bande (n-1)B, afin que le bruit présent à
l'entrée du codeur 8 soit situé dans la bande nB et soit blanc.
L'adjonction de ce générateur de bruit a aussi pour effet d'accroître la dynamique radar autorisée par le codeur, ou encore de permettre l'utilisation d'un codeur ayant une
dynamique réduite (ou un nombre réduit de bits).
Dans le cas de codeurs à N bits opérant sur les signaux vidéo classiquement appelés signaux I et Q (en phase et en quadrature) la dynamique radar autorisée par ces codeurs serait en effet égale à 6N dB. Ces 15 dB se répartissent en 6 dB dus au fait que les signaux à coder sont des signaux bipolaires, c'est-à-dire d'amplitude positive ou négative, en 3 dB dus au passage de fréquence intermédiaire à vidéofréquence, et en 6 dB dus au fait que pour que le bruit de quantification soit négligeable par rapport au bruit radar (qui est l'élément de référence pour l'opération de décision effectuée dans tout traitement radar) le pas de quantification q doit être choisi tel que a = 2q, o a désigne l'écart type du
bruit radar.
Dans le cas du récepteur de la figure 1, et dans le cas des valeurs numériques considérées la dynamique radar autorisée par un codeur ayant Ie même nombre N de bits et le même pas de quantification q devient en revanche égale à
6N - 2 dB.
En effet le codage est alors effectué en fréquence intermédiaire (d'o un accroissement de 3 dB); par ailleurs, l'existence du rapport "n" entre la bande nB dans laquelle est présent le bruit en entrée du codeur et la bande utile B filtrée par le filtre intégrateur 1l qui suit le démodulateur amplitude-phase 12 permet un gain supplémentaire dans ce
rapport "n", soit dans l'exemple considéré 10 dB.
Le gain de la ehaine de réception placée en amont du codeur doit cependant être réglé de façon à ce que la relation a = 2q, continue à être vérifiée avee la nouvelle valeur de o
correspondant au bruit radar dans la bande nB.
II serait aussi possible de considérer que l'adjonction du -générateur de bruit 9 a pour effet, pour une même dynamique radar autorisée par le codeur, de permettre l'utilisation de codeurs ayant une dynamique réduite (ou un
nombre réduit de bits).
Le signal numérique obtenu en sortie du codeur 8 est distribué sur deux voies I et Q. Les signaux obtenus sur ces deux voies I et Q étant des signaux numériques, et par ailleurs suréchantillonnés par rapport à la fréquence intermédiaire fi qui est aussi la fréquence des signaux "de référence" cos 2Â11fit et sin 2Âfit utilisés pour réaliser l'opération de démodulation amplitude-phase, cette opération peut être effectuée de manière
particulièrement simple.
Ces signaux de référence peuvent en effet être approximés par des signaux carrés suréchantillonnés à la
fréquence fe, comme représenté sur la figure 2.
II suffit alors de stocker dans deux registres 13 et 14 un ensemble de valeurs (+1, -1, O) représentant ces signaux de référence sur une période, suréchantillonnés et de multiplier
les échantillons obtenus sur les voies I et Q par ces valeurs.
2645280O
Cette opération de multiplication se réduisant en fait à une simple opération de changement de signe, ou d'annulation, suivant la valeur du coefficient, il devient alors très facile
de réaliser le démodulateur amplitude-phase en technologie AsGa.
Les signaux de référence étant impairs il n'y a pas d'harmonlques pairs de la fréquence fi (60 MHz dans l'exemple considéré). Par ailleurs le rapport de durée des paliers à + 1 et à O peut être ajusté pour annuler l'harmonique 3 de la
fréquence fi (ou minimiser la puissance totale des harmoniques).
On réalise donc la même fonction qu'un démodulateur amplitude-phase analogique sans distorsion et avec une première composante spectrale parasite rejetée très loin (540 MHz dans l'exemple considéré), d'o un filtrage 11 simplifié pour revenir
à la bande utile B (10 MHz dans l'exemple considéré).
L'un des deux filtres numériques, 111 ou 112, disposé sur l'une des voies, I ou Q. est maintenant décrit en relation avec la figure 3. Ce filtre comporte un additionneur 15 dont une première entrée reçoit d'une part les données provenant de la vole I ou Q considérée, et dont une deuxième entrée est rebouclée sur la sortie de cet additionneur, via un registre de données 16 et un multiplieur 17 par des coefficients
(+1, -1, 0) stockés dans un registre de coefficients 18.
L'application de ces coefficients aux échantillons d'entrée est déterminée de manière à réaliser la fonction de
transfert souhaitée pour ce filtre.
Du fait du suréchantillonnage à l'entrée de ce filtre, l'application des coefficients peut se faire de manière progressive par l'application de coefficients +1, -1 ou O à un groupe d'échantillons successifs corrélés, au lieu de l'application d'un coefficient unique à un seul échantillon, ce qui serait le cas si le signal à l'entrée du filtre n'était pas suréchantillonné. On est ainsi capable de réaliser un filtre 11 ayant une fonction de transfert beaucoup plus proche de celle souhaitée, et, partant, d'obtenir une meilleure élimination des signaux de battement parasites obtenus à l'issue de l'opération
de démodulation amplitude-phase.
Par ailleurs le rythme des informations de sortie du filtre 11 étant réduit par rapport au rythme des informations d'entrée de ce filtre, il est possible de multiplexer dans un premier temps les deux voies I et Q, et dans un deuxième temps les voies I et Q se rapportant à différents capteurs élémentaires d'une antenne à formation de faisceau par le
calcul, sur une sortie commune.
Ces multiplexeurs sont référencés 19 et 20 sur la
figure 1.
Cette sortie commune peut ensuite être raccordée à
une fibre optique 21, au moyen d'une interface 22.

Claims (10)

REVENDI CATIONS
1. Récepteur radar, notamment pour radar ayant une antenne à formation de faisceau par le calcul, récepteur comportant des moyens de filtrage adapté (7, 11) ayant une bande passante B, des moyens (12) de détection d'amplitude et de phase, et des moyens (8) de codage analogique-numérique, caractérisé en ce que les moyens (8) de codage analogique-numérique opèrent sur les signaux à fréquence intermédiaire, à une fréquence très supérieure à la fréquence intermédiaire.
2. Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de détection d'amplitude et de phase comportent, pour chacune des deux voies amplitude et phase, des moyens de multiplication des signaux radar a fréquence intermédiaire, codés en numérique, par une série de.coefficients + 1 représentant les alternances positives et négatives d'un
signal carré de fréquence égale à la fréquence intermédiaire.
3. Récepteur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le coefficient O est également utilisé, afin d'obtenir une meilleure approximation d'un signal sinusoïdal à la
fréquence intermédiaire, par le signal carré.
4. Récepteur selon l'une des revendications 1 à 3,
caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (9, 10) pour ajouter aux signaux radar, avant codage, du bruit dans une bande (n-l)B, et des moyens (11) pour réaliser un filtrage dans la
bande B en sortie du codeur analogique-numérique (8).
5. Récepteur selon la revendication 4, caractérisé en ce que les moyens pour réaliser un filtrage dans la bande B en sortie du codeur consistent en un filtre numérique (11) opérant
sur des groupes d'échantillons d'entrée successifs corrélés.
6. Récepteur selon la revendication 5, caractérisé en ce que ce filtre numérique (11) a pour coefficients des valeurs
choisies parmi les valeurs + 1, - 1 et 0.
7. Récepteur selon l'une des revendications i à 6,
caractérisé en ce que les sorties (I, Q) des voies amplitude et phase des moyens (12) de détection d'amplitude et de phase sont
multiplexées (19) sur une voie unique.
8. Récepteur selon l'une des revendications i à 7,
caractérisé en ce que Ies sorties (I, Q) des moyens (12) de i0 détection d'amplitude et de phase des différents récepteurs élémentaires d'un radar ayant une antenne à formation de faisceau par le calcul sont multiplexées (20) sur une voie unique.
9. Récepteur selon I'une des revendications 7 et 8,
caractérisé en ce que ladite voie unique est connectée à- une
fibre optique (21).
10. Récepteur selon l'une des revendications 1 à 9,
caractérisé en ce qu'il est réalisé en technologie Arséniure de GaIlium
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