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Die vorliegende Erfindung hat eine
Temperaturpegeldetektorschaltung zur Aufgabe, wie sie auf allen Gebieten verwendbar
ist, auf denen eine Regelung der Temperatur ausgeführt werden
muß. Die Erfindung ist jedoch spezieller auf dem Gebiet
integrierter Schaltungen verwendbar, und innerhalb desselben auf
dem Gebiet von Speichern.
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Es ist bekannt, daß die Benutzung integrierter elektronischer
Schaltungen deren Erwärmung aufgrund des Durchgangs
verschiedener sie erregender Strompulse hervorruft, insbesondere bei
Programmiervorgängen. Tatsächlich müssen insbesondere bei
nichtflüchtigen Speichern, die mit Speicherzellen mit
potentialfreiem Gate versehen sind (vom Typ EPROM oder EEPROM),
die Strom- oder Spannungspulse zum Herbeiführen einer
Verschiebung der elektrischen Ladungen in den potentialfreien
Gates der Transistoren dieser Speicherzellen zum Zeitpunkt
des Programmierens dieser Zellen größer sein. Wenn der
Programmiertakt zu hoch ist, kann hieraus eine irreversible
Beschädigung der integrierten Schaltung resultieren. Um diesem
Nachteil abzuhelfen, ist es bekannt, den Programmiertakt als
Funktion der Abkühlungsfähigkeit der zu programmierenden
integrierten Schaltung zu begrenzen. Dieser Nachteil begrenzt
jedoch die Verwendung von Speichern, bei denen die
Speicherzelle mit Transistoren mit potentialfreiem Gate versehen ist,
wie bei einem Speicher für wahlfreien Zugriff bei einem
Mikroprozessor.
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Ferner wird angenommen, daß Betrüger Abweichungen der
Programmierung nutzen könnten, wie sie aus einer künstlichen
äußeren Erwärmung einer solchen integrierten Schaltung vor
deren Programmierung resultieren können. Solche Betrüger
könnten demgemäß versucht sein, diese Schaltungen während der
Programmierung auf Temperaturen zu halten, die unter der
Schwelle der irreversiblen Zerstörung, jedoch oberhalb einer
Schwelle liegen, die das normale Funktionieren der Schaltung
begrenzt. Bei einer nachträglichen Fälschung kann der in
einer solchen Schaltung abgespeicherte Informationsinhalt von
demjenigen verschieden sein, wie er während der
Programmierung eingeführt wurde. Dieser verschiedene Inhalt könnte die
Verwendung einer solchen in betrügerischer Weise
modifizierten Speicherkarte zu unehrenhaften Zwecken erlauben. Übrigens
kann gleichermaßen an das umgekehrte Verhalten gedacht
werden. Eine mit einem regelgerecht programmierten Speicher
versehene Karte kann, wenn sie insgesamt erwärmt wurde,
vorübergehend einen modifizierten Informationsinhalt aufweisen, was
zur Gefahr führt, daß sie Abläufe zuläßt, zu denen sie
normalerweise den Zugriff versagt. Dieser letztere Betrug wäre
besonders schlau, da er nicht feststellbar ist. Tatsächlich
würde bei Nachprüfung in kaltem Zustand die Karte mit neuer
Inhaltsform in Erscheinung treten.
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Es sind Temperaturdetektoren auf der Grundlage integrierter
Schaltungen bekannt, die im wesentlichen einen MOS-Transistor
aufweisen, der mit einer Gleichspannung vorgespannt ist und
von dem bekannt ist, daß sich seine Einschaltschwelle mit der
Temperatur ändert. Typischerweise ändert sich für
Siliziumtransistoren diese Einschaltschwelle zwischen 0,3 Volt und
0,5 Volt bei einer Temperaturänderung der Größenordnung 100ºC
bei den üblichen Verwendungstemperaturen. Dieser
Temperaturdetektor weist jedoch den Nachteil auf, daß er nicht sehr
empfindlich ist: eine sehr geringe Änderung der Spannung
entspricht einem bedeutenden Temperaturbereich. Darüber hinaus
hängt diese Spannungsänderung dann, wenn sie nicht von der
Geometrie des realisierten Transistors abhängt, in deutlicher
Weise von den Konzentrationen von Dotierungen ab, die
effektiv in den Sourcebereich und den Drainbereich und
wannenförmige Bereiche der so gebildeten Transistoren implantiert
wurden, die als Temperaturdetektoren dienen sollen. Tatsächlich
werden solche Temperaturdetektoren wegen der natürlichen
Schwankungen in den Herstellbedingungen wenig zuverlässig,
zusätzlich zur fehlenden Empfindlichkeit. Ihre
Detektorschwelle ändert sich zu stark von einem Detektor zum
nächsten.
In der Praxis werden diese Lösungen verworfen und durch
Vorsichtsvorschriften ersetzt, die darauf hinzielen, die
Verwendung derartiger integrierter Schaltungen zu begrenzen, was
die Verwendung derartiger Speicher mit wahlfreiem Zugriff
verringert und was natürlich ohne Auswirkung auf die
Absichten von Betrügern bleibt.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diesen Nachteilen
dadurch abzuhelfen, daß die Anwendung eines anderen
physikalischen Phänomens vorgeschlagen wird. Tatsächlich wurde
erkannt, daß der Sättigungsstrom eines in Rückwärtsrichtung
vorgespannten Transistors sich deutlich erkennbar als
Funktion der Temperatur verändert. Es läßt sich sogar zeigen, daß
sich dieser Strom verdoppeln kann, wenn sich die Temperatur
nur um wenige Grad Celsius ändert. Darüber hinaus läßt sich
für ein vervollkommnetes Ausführungsbeispiel, bei dem zwei in
Reihe geschaltete Transistoren verwendet werden, die beide
in Rückwärtsrichtung vorgespannt sind, zeigen, daß die
kalibrierten Detektorschwellen weniger von Herstellschwankungen
und auch weniger von Nutzungsbedingungen abhängen, d. h.,
wenn sich die Versorgungsspannung von einem Nennwert Vcc
entfernt. Aus dem Dokument DE-B-114 185 sind
Temperaturmeßschaltungen bekannt, die in Rückwärtsrichtung vorgespannte
Übergänge verwenden. Aus dem Dokument EP-A-0 240 807 ist ein
Temperaturdetektor bekannt, der einen bipolaren Transistor
verwendet.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine
Temperaturpegeldetektorschaltung anzugeben, die gekennzeichnet ist durch
wenigstens einen MOSFET-Transistor, der mit einer zu
überwachender Wärmequelle thermisch in Kontakt steht, wobei dieser
Transistor durch eine elektrische Versorgungsschaltung in
Sperrichtung vorgespannt ist, und durch Mittel zum Messen des
von der Temperatur der Wärmequelle abhängigen Stroms, der den
Transistor durchfließt.
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Die Erfindung läßt sich durch Lesen der folgenden
Beschreibung und der sie begleitenden Figuren noch besser verstehen;
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diese dienen nur der Erläuterung und beschränken die
Erfindung in keiner Weise. Die Figuren zeigen:
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- Fig. 1a und 1b: bevorzugte Ausführungsbeispiele
erfindungsgemäßer Temperaturpegeldetektoren für einen
Temperaturschwellenwert;
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- Fig. 2: einen schematischen Querschnitt durch einen Einbau
des Detektors von Fig. 1b in das Halbleitersubstrat einer
integrierten Schaltung;
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- Fig. 3: Kurven, die den Verlauf charakteristischer
Spannungen in den Detektoren als Funktion der Temperatur zeigen.
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Die Fig. 1a und 1b zeigen erfindungsgemäße
Temperaturpegeldetektoren. Diese Detektoren weisen mindestens einen
Transistor, 1 bzw. 2, auf, der mit einer elektrischen
Versorgungsspannung zwischen Vcc und Masse in Rückwärtsrichtung
vorgespannt ist. Bei dem dargestellten Beispiel sind die
Transistoren 1 und 2 p-Kanal-Transistoren und die Spannung
Vcc ist positiv. Die p-Kanal-Transistoren sind durch das
Vorhandensein eines kleinen Kreises an ihrem Gate schematisch
von n-Kanal-Transistoren unterschieden. Die Transistoren 1
und 2 sind in Rückwärtsrichtung geschaltet, da sie einen p-
Kanal aufweisen und ihre Gates 3 bzw. 4 mit demselben
Potential wie ihre Sources 5 bzw. 6 verbunden sind. Der
erfindungsgemäße Temperaturpegeldetektor weist noch Mittel zum
Messen des die Transistoren 1 und 2 durchlaufenden
Sättigungsstroms in Rückwärtsrichtung auf. Bei einem bevorzugten
Ausführungsbeispiel weisen diese Meßmittel einen zweiten
Transistor 7 bzw. 8 auf, der in Reihe mit dem ersten
Transistor 1 bzw. 2 liegt und ebenfalls durch die elektrische
Versorgungsspannung in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist. In
Fig. 1a ist der Transistor 7 ebenfalls ein
p-Kanal-Transistor: sein Gate ist mit seiner Source verbunden. In Fig. 1b
ist der Transistor 8 ein n-Kanal-Transistor: sein Gate ist
mit seiner Source, d. h. mit Masse, verbunden. Dieser zweite
Transistor spielt so die Rolle eines Widerstandes, dessen an
den Anschlüssen abgreifbare Spannung vom Sättigungsstroms
abhängt, der durch den ersten
Temperaturpegel-Detektortransistor läuft.
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Indem der mittlere Punkt 9 bzw. 10 dieser Schaltungen mit
Invertern 11 und 12 verbunden wird, läßt sich ein Kippen
dieser Inverter hervorrufen, wenn die an diesem Mittelpunkt
verfügbare Spannung einen vorgegebenen Schwellenwert
überschreitet. Diese Meßmittel für den Sättigungsstrom in
Umkehrrichtung können selbstverständlich auch anders ausgebildet sein.
Die hier vorgestellte Lösung weist allerdings den Vorteil
auf, daß sie für einen vorgegebenen Temperaturschwellenwert
eine Ja/Nein-Aussage liefert. Diese binäre Reaktion kann dann
dazu verwendet werden, eine Warnung auszulösen, oder, wenn
der Detektor in das Substrat einer integrierten Schaltung
integriert ist, die Funktion der integrierten Schaltung
unwirksam zu machen, deren Temperatur den in Frage stehenden
Schwellenwert überschreitet. Diese Schaltung kann dadurch für
Programmierung oder Lesen für den Augenblick nicht verwendbar
werden, was Betrug verhindert. Darüber hinaus kann im Fall zu
schnellen Programmierens die Ausführung des Programmierens
durch das Signal gültig gemacht werden, das am Ausgang der
Inverter 11 und 12 zur Verfügung steht. Dadurch ist
gewährleistet, daß immer die maximal Programmiergeschwindigkeit
verwendet werden kann. Dadurch werden die EEPROM genannten
Speicher als Speicher mit wahlfreiem Zugriff verwendbar.
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Das verwendete physikalische Phänomen läßt sich auf die
folgende Weise erklären. Wenn der Sättigungsstrom in
Rückwärtsrichtung durch einen Transistor mit Is bezeichnet wird, ist
bekannt, daß Is der Sättigungsstrom des Übergangs Source-
Kanal dieses Transistors ist, und daß sich dessen Wert mit
der Temperatur ändert. Tatsächlich läßt sich dieser Strom wie
folgt schreiben:
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Is = q.A (Dp.Pno/Lp - Dn.Npo/Ln).
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In dieser Formel repräsentiert q die Ladung eines Elektrons
und A repräsentiert die Fläche des Übergangs Source-Kanal.
Diese Fläche hängt von der für die Realisierung des
Transistors vorgesehenen Geometrie ab. Die in den Klammern
vorhandenen Konstanten repräsentieren die
Diffusionseigenschaften von Dotierstoffen im Sourcebereich, im Drainbereich und
in den Transistorkanälen, die temperaturabhängig sind. Diese
Konstanten hängen von den Herstellprozessen dieser
Transistoren ab. Die Konstante Dp repräsentiert die
Diffusionskonstante von Löchern in einem n-Typ-Halbleiter. Die Konstante Lp
repräsentiert die Diffusionslänge von Löchern in einem n-Typ-
Halbleiter. Die Konstante Pno repräsentiert die
Gleichgewichtskonzentration der Minoritätsladungsträger in einem n-
Typ-Halbleiter, d. h. von Löchern. Umgekehrt repräsentiert
die Konstante Dn die Diffusionskonstante von Elektronen in
einem p-Typ-Halbleiter. Die Konstante Ln repräsentiert die
Diffusionslänge von Elektronen in einem p-Typ-Halbleiter, und
die Konstante Npo repräsentiert die
Gleichgewichtskonzentration der Minoritätsladungsträger im p-Typ-Halbleiter.
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Man kann berücksichtigen, daß einer der zwei in den Klammern
enthaltenen Terme gegenüber dem anderen dominiert.
Tatsächlich ist einer der Transistorbereiche, der Sourcebereich, bei
einem CMOS-Transistor deutlich stärker dotiert als die Zone
des Leitungskanals. Unter diesen Bedingungen läßt sich der
Strom Is wie folgt schreiben:
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Is = q.A.D.Ni²/L.N.
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In diesem Ausdruck entspricht D der dominierenden
Diffusionskonstanten, L entspricht der zugehörigen Diffusionslänge, N
repräsentiert die Dotierungskonzentration und Ni
repräsentiert die intrinsische Ladungsträgerkonzentration. Nun ist es
bekannt, daß die intrinsische Ladungsträgerkonzentration wie
folgt geschrieben werden kann:
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In diesem Ausdruck bezeichnet T die Temperatur, Ego
repräsentiert die Breite des verbotenen Bandes bei 0 K, Ao
repräsentiert eine temperaturunabhängige Konstante und k
repräsentiert die Boltzmann-Konstante. Daraus folgt nun, daß Is
proportional zum Quadrat der Temperatur T und exponentiell zum
Klammerninhalt ist. Wenn der Ausdruck für Is als Funktion der
Temperatur abgeleitet wird, um die Empfindlichkeit des
Sättigungsstromes bei Änderung der Temperatur zu messen, und wenn
die Ableitung selbst als Funktion des Sättigungsstromes Is
abgeleitet wird, wird der folgende besonders interessante
Ausdruck erhalten:
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Bei einer digitalen Anwendung, bei der T etwa 300 K beträgt,
hat der Koeffizient zwischen den Doppelklammern im
wesentlichen einen Wert von 0,165. Dies bedeutet, daß sich bei einer
Temperaturänderung von etwa 6ºC (6 x 0,165 = 0,99) der
Sättigungsstrom verdoppelt. Es ist unmittelbar erkennbar, daß die
Empfindlichkeit des so gebildeten Temperaturdetektors groß
ist. Wenn vorsichtshalber Relativänderungen (d. h. mit sich
selbst verglichen) des Sättigungstromes Is gemessen werden,
wird ein Temperaturdetektor gebildet, dessen Zuverlässigkeit
von der tatsächlich zum Realisieren der Transistoren
verwendeten Konzentrationen unabhängig ist. Tatsächlich zeigt der
letztere Ausdruck für die Relativänderungen des Stroms Is,
daß die mit dem Herstellablauf verbundenen Konstanten
schließlich aus dem Ausdruck verschwunden sind. Daraus folgt,
daß die Bestimmung des Meßschwellenwerts nur von der
Meßschaltung selbst und eigentlich nicht vom Detektor abhängt.
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Bei der besonderen ins Auge gefaßten Anwendung ist der
Temperaturdetektor in dieselbe Schaltung integriert, zu deren
Schutz er vorgesehen ist. In Fig. 2 ist ein Dotierungsschema
dargestellt, das Fig. 1b entspricht, um die in diesem Fall
vorgesehenen Anschlußvarianten gut darzustellen. Jedoch ist,
wie dies weiter unten erkennbar wird, der Aufbau von Fig. 1
bevorzugter: er ist empfindlicher. Fig. 2 zeigt unter
Bezugnahme auf Fig. 1b ein Substrat 13, in dem eine zu schützende
integrierte Schaltung ausgebildet ist. Das Substrat 13, bei
einem Beispiel mit der Dotierung p-, weist eine Wanne 14 zum
Aufnehmen des Transistors 2 auf. Die Wanne 14 ist
(n)-dotiert, mit einer Störstoffkonzentration, die die
(p)-Störstoffkonzentration des Substrates übersteigt. Der Transistor
2 weist einen Sourcebereich 6 und einen Drainbereich 15 auf.
Die Bereiche 6 und 15 sind (p+)-dotiert, mit Konzentrationen,
die über den Störstoffkonzentration in der Wanne 14 liegen.
Der Transistor 2 wird auf natürliche Weise durch die
gemeinsame Verbindung 16 - 17 seiner Source 6 und seines Gates 4
mit dem Versorgungspotential Vcc gesperrt. Beim dargestellten
Beispiel ist das Substrat 13 mit Masse verbunden. Der Drain
15 des p-Kanal-Transistors 2 ist mit dem Drain 26 des
n-Kanal-Transistors 8 verbunden. Die Source 27 des Transistors 8
ist mit dem Gate 18 dieses Transistors 8 und über eine
Verbindung 19 - 20 mit Masse verbunden.
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Unabhängig vom Aufbau weisen die so in Reihe geschalteten und
in Rückwärtsrichtung vorgespannten Transistoren eine wichtige
Eigenheit dahingehend auf, daß sie unterschiedliche
Abmessungen aufweisen. Dadurch, daß sie unterschiedliche Abmessungen
aufweisen, ist der durch sie in Rückwärtsrichtung fließende
Strom der durch den kleineren von ihnen bedingte
Sättigungsstrom. Tatsächlich ist, da sie in Reihe geschaltet sind, der
den anderen Transistor durchfließende Strom kleiner als der
Sättigungsstrom, der diesem anderen Transistor eigen ist.
Fig. 3 zeigt den Verlauf von Vergleichscharakteristiken der
Spannungen und der Ströme in Rückwärtsrichtung in den
Transistoren 1 und 7 (Fig. 1a) als Funktion der Temperatur. Bei
einer unter der Auslöseschwelle Ts liegenden Temperatur Tinf
durchfließt derselbe Sättigungstrom in Rückwärtsrichtung
Isinf durch die zwei Transistoren. Der kleine Transistor, z.
B. der Transistor 1, bewirkt einen Spannungsabfall V1,
während der andere, der Transistor 7, einen Spannungsabfall V7
bewirkt. Die Spannungsabfälle sind so, daß V1 + V7 = Vcc ist.
Die Spannung am Mittelpunkt stellt sich dementsprechend ein.
Wenn sich die Temperatur erhöht und infolgedessen der
Sättigungsstrom in Rückwärtsrichtung ansteigt, fällt der
Ersatzwiderstand
in Rückwärtsrichtung des kleinen Transistors. Der
Widerstand des großen Transistors fällt ebenfalls und da auch
dieser Transistor der Erwärmung unterzogen ist, verschieben
sich die Charakteristikkurven nach unten. Die Änderung dieses
letzteren Widerstandes ist jedoch kleiner. Daraus folgt, daß
die Spannung V7 ansteigt, während V1 abfällt. Für Is = Iss
wird der vorgegebene Spannungsschwellenwert Vs von der
Spannung V7 erreicht. Der Mittelpunkt des zwischen den zwei in
Reihe geschalteten Transistoren gebildeten Spannungsteilers
liegt demgemäß auf einem Potential, das mit der Temperatur
wegen des größeren Relativabfalls des Ersatzwiderstandes in
Rückwärtsrichtung des kleineren Transistors ansteigt. Daher
wird der Wert dieses Potentials zum Auslösen eines
Schwellenwertkomparators verwendet.
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In der Praxis kann der Schwellenwertkomparator ein Inverter
sein, dessen Kippschwellenwert durch die Längen- und
Breitenabmessungen der diesen Inverter bildenden Transistoren 28 und
29 dicht bei einem Wert festgelegt ist, der im wesentlichen
der Hälfte der Versorgungsspannung Vcc entspricht. Da bei
einer Anwendung auf einen EPROM-Speicher das dynamische
Verhalten dieses Detektors nicht von Bedeutung ist; ist die
Kippgeschwindigkeit des Inverters ist hier nicht kritisch.
Man kann es sich auch erlauben, im Grenzbereich unterhalb der
Temperaturschwelle keine Meldung zu haben. In einem Fall
jedoch, in dem es sich als notwendig erweist, eine schnelle und
bequeme Detektion durchzuführen, kann der Komparator mit
Hilfe eines bistabilen Inverters gebildet werden. Der bistabile
Charakter kann dadurch erhalten werden, daß zwischen den
Eingang des Inverters und den positiven Pol der
Spannungsversorgung ein p-Kanal-Transistor 21 oder 22 eingefügt wird, dessen
Gate mit dem Ausgang des Inverters verbunden ist. Wenn die
Temperatur niedrig ist, weist der
Transistor-Temperaturdetektor einen erhöhten Widerstand, auf und die Spannung am
Mittelpunkt 9 oder 10 ist niedrig. Unter diesen Bedingungen
liegt der Ausgang des Inverters 11 auf Vcc und die
Transistoren 21 oder 22 sind natürlich gesperrt. Wenn dagegen die
Temperaturschwelle überschritten ist, ist der Innenwiderstand
der Transistoren 1 oder 2 stark abgefallen und die Spannung
an den Mittelpunkten 9 und 10 ist angestiegen. Unter diesen
Bedingungen kippen die Flipflops 11 - 21 oder 12 - 22. Der
Inverter 11 ist im Detail dargestellt. Er weist in bekannter
Weise einen in Reihe mit einem n-Kanal-Transistor 29
geschalteten p-Kanal-Transistor 28 auf. Die Gates dieser
Transistoren sind miteinander verbunden und dienen als
Eingangsanschlüsse, wobei der Mittelpunkt der Transistoren als
Ausgangsanschluß dient.
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Vorzugsweise sind bei der Erfindung die Wannen 14 der
p-Kanal-Transistoren, wie 1 oder 2, mit demselben Potential wie
die jeweiligen Sources 5 oder 6 dieser Transistoren
verbunden. Wenn Source, Gate und Wanne eines einzigen p-Kanal-
Transistors nicht auf demselben Potential liegen, kann der
Sättigungsstrom in Rückwärtsrichtung, der normalerweise über
die Source, den Kanal und den Drain fließen sollte, auch über
die Source, den Kanal und das Substrat fließen. Tatsächlich
kann das allgemein auf Masse vorgespannte Substrat die
Minoritätsladungsträger sammeln. Wenn ein Kontakt für die Wanne,
wie 23 oder 24, realisiert wird, wird die Wanne 14 auf
erhöhtes Potential gebracht: wenn die Source und die Wanne auf
demselben Potential sind, kann kein Anteil des
Sättigungsstromes über diese zwei Kontaktpunkte fließen. Umgekehrt ist
in bezug auf den Transistor 8 das Substrat 13 gleichzeitig
mit der Source 17 über eine Verbindung 25 mit Masse
verbunden.
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Es ist jedoch zu erkennen, daß dann, wenn der Aufbau von Fig.
1a durch Realisieren zweier voneinander getrennter Wannen für
die zwei p-Kanal-Transistoren 1 und 7 möglich ist (der
Kontakt der Wanne des p-Kanal-Transistors 7 ist demgemäß auf das
Potential des Mittelpunktes 9 gebracht), diese Lösung nicht
auf einen Aufbau mit zwei in Reihe geschalteten n-Kanal-
Transistoren im selben Substrat P übertragbar ist.
Tatsächlich ist es nicht möglich, das P-Substrat einerseits auf
Massepotential und andererseits auf das Potential des
Mittelpunktes des Aufbaus zu bringen. Daher kann mit einem
P-Substrat
ein Pegeldetektoraufbau mit zwei Transistoren
(ungleicher Abmessungen) mit p-Kanal und p-Kanal oder mit p-Kanal
und n-Kanal, aber nicht mit n-Kanal und n-Kanal gebildet
werden.
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Wenn die Breite eines Transistors mit W und die Länge dieses
Transistors, gemessen (Fig. 2) in der Ebene der integrierten
Schaltung rechtwinklig zur Breite W, mit V bezeichnet wird,
und für den Transistor 1 ein Verhältnis W/V = 5/5 und für den
Transistor 7 ein Verhältnis W/V = 5/6 verwendet wird, läßt
sich messen, daß sich die Temperaturermittlungsschwelle eines
bistabilen Inverters, der so eingestellt ist, daß er bei
Vcc/2 kippt, auf einen Wert zwischen 87ºC und 96ºC einstellt,
unabhängig von einer Änderung der Versorgungsspannung Vcc
zwischen 4,5 Volt und 5,5 Volt und unabhängig von den
ungünstigsten Änderungen der n- und p-Störrstoffkonzentrationen
bei der Herstellung der Transistoren. Im Hinblick auf eine
Temperaturgrenze für das Funktionieren integrierter
Schaltungen von etwa 100ºC kann ein derartiger Detektor verwendet
werden, um die Benutzung derartiger Schaltungen unwirksam zu
machen oder um zumindest ein Warnsignal aus zugeben.
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Das Ungleichgewicht des Spannungsteilers zwischen den
Transistoren, das durch den Unterschied deren Abmessungen
hervorgerufen wird, kann durch ein Ungleichgewicht der
Konzentrationen ersetzt werden. Die Kurven von Fig. 3 werden dadurch
modifiziert, jedoch kann eine ähnliche Funktion erhalten
werden. In diesem Fall ist jedoch die Unabhängigkeit des
Detektorschwellenwerts gegenüber den Phasen des Herstellablaufs
weniger gut gewährleistet.