JP2781793B2 - 温度閾値の検出回路 - Google Patents
温度閾値の検出回路Info
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- JP2781793B2 JP2781793B2 JP63218219A JP21821988A JP2781793B2 JP 2781793 B2 JP2781793 B2 JP 2781793B2 JP 63218219 A JP63218219 A JP 63218219A JP 21821988 A JP21821988 A JP 21821988A JP 2781793 B2 JP2781793 B2 JP 2781793B2
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01K3/00—Thermometers giving results other than momentary value of temperature
- G01K3/005—Circuits arrangements for indicating a predetermined temperature
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01K7/00—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements
- G01K7/01—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using semiconducting elements having PN junctions
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、温度のモニタが必要とされるあらゆる分野
において利用可能な温度閾値検出回路に関するものであ
る。しかし、本発明は、集積回路の分野と、その中のメ
モリの分野に特に応用可能である。
において利用可能な温度閾値検出回路に関するものであ
る。しかし、本発明は、集積回路の分野と、その中のメ
モリの分野に特に応用可能である。
従来の技術 集積化された電子回路は様々な電流パルスの通過によ
って加熱される。パルスは、特にプログラム操作を実行
しているときに集積回路を励起する。実際、（EPROMタ
イプまたはEEPROMタイプの）フローティングゲートトラ
ンジスタを備えるメモリセルが設けられた不揮発性メモ
リの場合には特に、電流パルスまたは電圧パルスは、メ
モリセルのプログラムを行うときにこれらメモリセルの
トランジスタのフローティングゲートに電化が強制的に
注入されるような大きさになっていなくてはならない。
プログラム速度が速すぎる場合には、集積回路が劣化し
て元に戻らない可能性がある。この欠点を解決する方法
として、プログラムすべき集積回路の冷却能力に応じて
プログラム速度を制限することが知られている。しか
し、この欠点があると、メモリセルにフローティングゲ
ートトランジスタを備えるメモリ、例えばマイクロプロ
セッサのRAMを使用することはできない。
って加熱される。パルスは、特にプログラム操作を実行
しているときに集積回路を励起する。実際、（EPROMタ
イプまたはEEPROMタイプの）フローティングゲートトラ
ンジスタを備えるメモリセルが設けられた不揮発性メモ
リの場合には特に、電流パルスまたは電圧パルスは、メ
モリセルのプログラムを行うときにこれらメモリセルの
トランジスタのフローティングゲートに電化が強制的に
注入されるような大きさになっていなくてはならない。
プログラム速度が速すぎる場合には、集積回路が劣化し
て元に戻らない可能性がある。この欠点を解決する方法
として、プログラムすべき集積回路の冷却能力に応じて
プログラム速度を制限することが知られている。しか
し、この欠点があると、メモリセルにフローティングゲ
ートトランジスタを備えるメモリ、例えばマイクロプロ
セッサのRAMを使用することはできない。
さらに、プログラム前にこのような集積回路を外部か
ら人工的に加熱した結果として発生する可能性のあるプ
ログラムのミスを不正者が利用することを試みるであろ
うと考えられる。さらに、このような不正者は、プログ
ラム操作中に、集積回路を不可逆的破壊の閾値よりは低
いが正常な動作をする閾値よりは高い温度に維持するこ
とを試みるであろう。このような集積回路に記憶されて
いるデータの内容は、後に冷却するとプログラム中にこ
の集積回路に記憶させたデータとは異なってしまうこと
がある。この変化した内容を利用すると、このように不
正な方法で変化させたメモリ付カードがよからぬ目的に
利用できるようになる可能性がある。逆のことも同様に
考えられる。正規にプログラムされたメモリ付カードの
全体を加熱するとデータ内容が一時的に変化し、通常は
アクセスが禁止されているはずの操作が可能になる危険
性がある。この不正行為は検出が不可能であるだけにそ
れぞれ巧妙である。実際、冷たい状態でチェックを行う
ときにはカードは要求に再び合致しているように見え
る。
ら人工的に加熱した結果として発生する可能性のあるプ
ログラムのミスを不正者が利用することを試みるであろ
うと考えられる。さらに、このような不正者は、プログ
ラム操作中に、集積回路を不可逆的破壊の閾値よりは低
いが正常な動作をする閾値よりは高い温度に維持するこ
とを試みるであろう。このような集積回路に記憶されて
いるデータの内容は、後に冷却するとプログラム中にこ
の集積回路に記憶させたデータとは異なってしまうこと
がある。この変化した内容を利用すると、このように不
正な方法で変化させたメモリ付カードがよからぬ目的に
利用できるようになる可能性がある。逆のことも同様に
考えられる。正規にプログラムされたメモリ付カードの
全体を加熱するとデータ内容が一時的に変化し、通常は
アクセスが禁止されているはずの操作が可能になる危険
性がある。この不正行為は検出が不可能であるだけにそ
れぞれ巧妙である。実際、冷たい状態でチェックを行う
ときにはカードは要求に再び合致しているように見え
る。
発明が解決しようとする課題 導通閾値が温度変化することが知られている直接バイ
アス印加方式のMOSトランジスタを主構成要素として備
える集積回路をもとにした温度検出器が公知である。一
般にシリコントランジスタに対しては、この導通閾値
は、通常使用される温度において温度が約100℃の範囲
で変化すると0.3〜0.5ボルトの間で変化する。しかし、
この温度検出器はあまり感度がよくないという欠点を有
する。すなわち、大きな温度変化に極めて小さな電圧変
化が対応している。さらに、この電圧変化は実際のトラ
ンジスタの幾何学的構成に依存していないとはいえ、こ
の電圧変化はこのトランジスタのソースとドレインの領
域と温度検出器用にこのようにして構成したウェルとに
効果的に打ち込まれた不純物の濃度に大きく依存する。
実際、製造条件の不可避的にバラツキのため、温度検出
器は感度に欠けるだけでなく信頼性も悪い。検出閾値は
検出器ごとに大きな差がありすぎる。実際にはこのよう
な解決法は採用されておらず、このような集積回路の使
用を制限しようとする予備設定値がその代わりに使用さ
れている。この結果、この集積回路はRAMとして使用さ
れることが少なくなる。明らかに、これら不正者の意図
に対する効果をもたない。
アス印加方式のMOSトランジスタを主構成要素として備
える集積回路をもとにした温度検出器が公知である。一
般にシリコントランジスタに対しては、この導通閾値
は、通常使用される温度において温度が約100℃の範囲
で変化すると0.3〜0.5ボルトの間で変化する。しかし、
この温度検出器はあまり感度がよくないという欠点を有
する。すなわち、大きな温度変化に極めて小さな電圧変
化が対応している。さらに、この電圧変化は実際のトラ
ンジスタの幾何学的構成に依存していないとはいえ、こ
の電圧変化はこのトランジスタのソースとドレインの領
域と温度検出器用にこのようにして構成したウェルとに
効果的に打ち込まれた不純物の濃度に大きく依存する。
実際、製造条件の不可避的にバラツキのため、温度検出
器は感度に欠けるだけでなく信頼性も悪い。検出閾値は
検出器ごとに大きな差がありすぎる。実際にはこのよう
な解決法は採用されておらず、このような集積回路の使
用を制限しようとする予備設定値がその代わりに使用さ
れている。この結果、この集積回路はRAMとして使用さ
れることが少なくなる。明らかに、これら不正者の意図
に対する効果をもたない。
本発明は、別の物理現象を利用することによって上記
の欠点を解決することを目的とする。実際には逆バイア
スされたトランジスタの飽和電流は温度の関数として大
きく変化する。温度が数℃しか変化しないのにこの電流
は２倍にもなることを示すことさえ可能である。さら
に、直列接続された２個のトランジスタを使用され、両
方のトランジスタには逆バイアスが印加されている改良
された実際態様では、較正された検出閾値は製造分布の
影響をより受けにくくなり、使用条件、すなわち電源電
圧が定格値Vccと離れていることの影響もより受けにく
くなる。
の欠点を解決することを目的とする。実際には逆バイア
スされたトランジスタの飽和電流は温度の関数として大
きく変化する。温度が数℃しか変化しないのにこの電流
は２倍にもなることを示すことさえ可能である。さら
に、直列接続された２個のトランジスタを使用され、両
方のトランジスタには逆バイアスが印加されている改良
された実際態様では、較正された検出閾値は製造分布の
影響をより受けにくくなり、使用条件、すなわち電源電
圧が定格値Vccと離れていることの影響もより受けにく
くなる。
課題を解決するための手段 そこで、本発明により、電源回路によって逆バイアス
にされた少なくとも１個のトランジスタと、このトラン
ジスタを通過する飽和逆電流を測定するための手段とを
備えることを特徴とする温度閾値検出回路が提供され
る。
にされた少なくとも１個のトランジスタと、このトラン
ジスタを通過する飽和逆電流を測定するための手段とを
備えることを特徴とする温度閾値検出回路が提供され
る。
本発明は、添付の図面を参照した以下の説明によりさ
らによく理解できよう。なお、図面は単に例を示してい
るだけで、本発明の範囲を限定することはない。
らによく理解できよう。なお、図面は単に例を示してい
るだけで、本発明の範囲を限定することはない。
実施例 第1a図と第1b図は、本発明の温度閾値検出器の図であ
る。各検出器は、電源によってVccとグラウンド電位の
間の値の逆バイアスを印加された少なくとも１個のトラ
ンジスタ１または２を備えている。図示の実施例では、
トランジスタ１、２はＰチャネルトランジスタであり、
電圧Vccは正である。これらＰチャネルトランジスタ
は、ゲートの位置に小さな丸印が描かれていることによ
ってＮチャネルトランジスタと図の上で区別される。ト
ランジスタ１、２はＰチャネルトランジスタであってそ
れぞれのゲート３、４がそれぞれのソース５、６と同じ
電位に接続されているために逆バイアスである。本発明
の温度閾値検出器は、トランジスタ１、２を通過する飽
和逆電流の測定手段をさらに備えている。好ましい実施
態様では、この測定手段は、第１のトランジスタ１また
は２と直列に接続されており、電源によってやはり逆バ
イアスを印加された第２のトランジスタ７または８を備
えている。第1a図ではトランジスタ７もＰチャネルトラ
ンジスタであり、そのゲートはソースに接続されてい
る。第1b図ではトランジスタ８はＮチャネルトランジス
タであり、そのゲートはソースに、すなわちグラウンド
に接続されている。従って、この第２のトランジスタも
端子で得られる電圧が温度閾値検出用の第１のトランジ
スタ内を通過する飽和電流に依存する抵抗器として機能
する。
る。各検出器は、電源によってVccとグラウンド電位の
間の値の逆バイアスを印加された少なくとも１個のトラ
ンジスタ１または２を備えている。図示の実施例では、
トランジスタ１、２はＰチャネルトランジスタであり、
電圧Vccは正である。これらＰチャネルトランジスタ
は、ゲートの位置に小さな丸印が描かれていることによ
ってＮチャネルトランジスタと図の上で区別される。ト
ランジスタ１、２はＰチャネルトランジスタであってそ
れぞれのゲート３、４がそれぞれのソース５、６と同じ
電位に接続されているために逆バイアスである。本発明
の温度閾値検出器は、トランジスタ１、２を通過する飽
和逆電流の測定手段をさらに備えている。好ましい実施
態様では、この測定手段は、第１のトランジスタ１また
は２と直列に接続されており、電源によってやはり逆バ
イアスを印加された第２のトランジスタ７または８を備
えている。第1a図ではトランジスタ７もＰチャネルトラ
ンジスタであり、そのゲートはソースに接続されてい
る。第1b図ではトランジスタ８はＮチャネルトランジス
タであり、そのゲートはソースに、すなわちグラウンド
に接続されている。従って、この第２のトランジスタも
端子で得られる電圧が温度閾値検出用の第１のトランジ
スタ内を通過する飽和電流に依存する抵抗器として機能
する。
この構成の回路それぞれの中間点９または10をインバ
ータ11または12に接続すると、これら中間点で得られる
電圧が所定の閾値を越えたときこれらインバータが反転
するようにできる。飽和逆電流の測定手段はもちろん異
なるようにすることが可能である。しかし、このような
解決法には所定の温度閾値に対して「オール・オア・ナ
ッシング」の応答を出力できるという利点がある。この
２値応答は、アラームを発生させるのに、あるいは、検
出器が集積回路の基板に集積化されている場合に温度の
値が問題となっている閾値を越えるような集積回路の動
作を無効にするのに使用することができる。するとこの
回路はプログラム操作や読み出し操作が瞬間的にできな
くなる。この結果、不正行為が防止される。さらに、プ
ログラミングの実行が速すぎる場合には、プログラミン
グの実行をインバータ11、12の出力に得られる信号によ
って有効化することができる。このようにして、常に最
大速度でプログラミングを実行することができる。この
結果、いわゆるEEPROMをRAMとして利用できるようにな
る。
ータ11または12に接続すると、これら中間点で得られる
電圧が所定の閾値を越えたときこれらインバータが反転
するようにできる。飽和逆電流の測定手段はもちろん異
なるようにすることが可能である。しかし、このような
解決法には所定の温度閾値に対して「オール・オア・ナ
ッシング」の応答を出力できるという利点がある。この
２値応答は、アラームを発生させるのに、あるいは、検
出器が集積回路の基板に集積化されている場合に温度の
値が問題となっている閾値を越えるような集積回路の動
作を無効にするのに使用することができる。するとこの
回路はプログラム操作や読み出し操作が瞬間的にできな
くなる。この結果、不正行為が防止される。さらに、プ
ログラミングの実行が速すぎる場合には、プログラミン
グの実行をインバータ11、12の出力に得られる信号によ
って有効化することができる。このようにして、常に最
大速度でプログラミングを実行することができる。この
結果、いわゆるEEPROMをRAMとして利用できるようにな
る。
利用することの物理現象は以下のように説明される。
Isをトランジスタの飽和逆電流とすると、このIsのトラ
ンジスタのソース−チャネル間の接合の飽和電流であ
り、温度変化することが知られている。この電流は以下
のように表することができる。
Isをトランジスタの飽和逆電流とすると、このIsのトラ
ンジスタのソース−チャネル間の接合の飽和電流であ
り、温度変化することが知られている。この電流は以下
のように表することができる。
Is＝ｑ・Ａ（Dp・Pno／Lp−Dn・Npo／Ln） この式において、ｑは電荷を表し、Ａはソース−チャ
ネル接合の面積を表す。この面積は、トランジスタを実
現するために選択した幾何学的構成に依存する。上記括
弧内に含まれる定数は、温度に敏感なトランジスタのソ
ース領域、ドレイン領域、チャネル領域内の不純物の拡
散特性を表す。これら定数はトランジスタの製造方法に
よって異なる。定数DpはＮ型半導体内のホールの拡散定
数を表す。定数LpはＮ型半導体内のホールの拡散距離を
表す。定数Pnoは、Ｎ型半導体内の少数キャリア、すな
わちホールの平衡状態における濃度を表す。これに対し
て、定数DnはＰ型半導体内の電子の拡散定数を表す。定
数LnはＰ型半導体内の電子の拡散距離を表す。定数Npo
は、Ｐ型半導体内の少数キャリアの平衡状態における濃
度を表す。
ネル接合の面積を表す。この面積は、トランジスタを実
現するために選択した幾何学的構成に依存する。上記括
弧内に含まれる定数は、温度に敏感なトランジスタのソ
ース領域、ドレイン領域、チャネル領域内の不純物の拡
散特性を表す。これら定数はトランジスタの製造方法に
よって異なる。定数DpはＮ型半導体内のホールの拡散定
数を表す。定数LpはＮ型半導体内のホールの拡散距離を
表す。定数Pnoは、Ｎ型半導体内の少数キャリア、すな
わちホールの平衡状態における濃度を表す。これに対し
て、定数DnはＰ型半導体内の電子の拡散定数を表す。定
数LnはＰ型半導体内の電子の拡散距離を表す。定数Npo
は、Ｐ型半導体内の少数キャリアの平衡状態における濃
度を表す。
括弧内の２つの項のうちの一方が他方に対して優勢で
あると考えることができる。実際、トランジスタの領域
の１つ、すなわちソース領域は、CMOSトランジスタでは
導電チャネル領域よりもはるかに多くのドープされてい
る。この場合、電流Isは以下のように表される。
あると考えることができる。実際、トランジスタの領域
の１つ、すなわちソース領域は、CMOSトランジスタでは
導電チャネル領域よりもはるかに多くのドープされてい
る。この場合、電流Isは以下のように表される。
Is＝ｑ・Ａ・Ｄ・Ni2/L・Ｎ この式において、Ｄは優勢なほうの拡散定数を表し、
Ｌは対応する拡散距離を表し、Ｎは不純物濃度を表し、
Niは真性キャリアの濃度を表す。真性キャリアの濃度は
以下のように表されることが知られている。
Ｌは対応する拡散距離を表し、Ｎは不純物濃度を表し、
Niは真性キャリアの濃度を表す。真性キャリアの濃度は
以下のように表されることが知られている。
Ni2＝A0 T3 exp（−Eg0/kT） この式において、Ｔは温度を表し、Eg0は0Kにおける
禁制帯の幅を表し、A0は温度に無関係な定数であり、ｋ
はボルツマン定数である。この結果、Isは温度Ｔの３乗
と括弧内の項を指数とする指数関数とに比例する。温度
変化に対する飽和電流の感度を測定するためにIsを温度
の関数として求め、その結果を飽和電流Is自体の関数と
して表すと、以下の極めて重要な式が得られる。dIs/dT
＝Is（（3/T＋（Eg0／kT2）） Ｔに300Kという数値を代入すると、二重括弧内の係数
は値がほぼ0.165になる。これは、温度変化が約６℃
（６×0.165＝0.99）だと飽和電流が２倍になることを
意味する。このようにして構成された温度検出器は感度
が大きいことが直ちにわかる。飽和電流Isの相対変化
（すなわち自身との比較結果）をさらに測定する場合に
は、信頼性がトランジスタを実現するのに実際に要求さ
れる濃度とは独立な温度検出器を構成する。実際、電流
Isの相対変化を表す最後の式からは製造方法に関係する
定数が式から完全に消えていることがわかる。この結
果、検出閾値は検出回路自体に依存して決定され、いわ
ゆる検出器には依存しない。
禁制帯の幅を表し、A0は温度に無関係な定数であり、ｋ
はボルツマン定数である。この結果、Isは温度Ｔの３乗
と括弧内の項を指数とする指数関数とに比例する。温度
変化に対する飽和電流の感度を測定するためにIsを温度
の関数として求め、その結果を飽和電流Is自体の関数と
して表すと、以下の極めて重要な式が得られる。dIs/dT
＝Is（（3/T＋（Eg0／kT2）） Ｔに300Kという数値を代入すると、二重括弧内の係数
は値がほぼ0.165になる。これは、温度変化が約６℃
（６×0.165＝0.99）だと飽和電流が２倍になることを
意味する。このようにして構成された温度検出器は感度
が大きいことが直ちにわかる。飽和電流Isの相対変化
（すなわち自身との比較結果）をさらに測定する場合に
は、信頼性がトランジスタを実現するのに実際に要求さ
れる濃度とは独立な温度検出器を構成する。実際、電流
Isの相対変化を表す最後の式からは製造方法に関係する
定数が式から完全に消えていることがわかる。この結
果、検出閾値は検出回路自体に依存して決定され、いわ
ゆる検出器には依存しない。
ここで考えている特別な温度検出器は、保護すべき集
積回路と同じ集積回路内に集積化されている。第２図は
第1b図に対応するレイアウト図であり、この場合の接続
がよくわかるように示してある。しかし、後に説明する
ように、第1a図の回路のほうがより敏感なので好まし
い。第２図では、第1b図とは異なり基板が図示されてい
る。この基板に保護すべき集積回路が形成される。（本
実施例ではP-型のドープされている）基板13は、トラン
ジスタ２を形成するためのウェル14を備えている。ウェ
ル14はN-型にドープされており、その不純物濃度は基板
のP-型不純物の濃度よりも大きい。トランジスタ２はソ
ース領域６とドレイン領域15を備えている。これら領域
６、15はP+型にドープされており、その不純物濃度はウ
エル14内に打ち込まれた不純物の濃度よりも大きい。ト
ランジスタ２は、自身のソース６とゲート４の共通接続
線16−17が電源電位Vccに接続されているために当然遮
断される。図示の実施例では、基板13はグラウンドに接
続されている。Ｐチャネルトランジスタ２のドレイン15
はＮチャネルトランジスタ８のドレイン26に接続されて
いる。トランジスタ８のソースは27は、接続線19−20を
介してこのトランジスタ８のゲート18とグラウンドに接
続されている。
積回路と同じ集積回路内に集積化されている。第２図は
第1b図に対応するレイアウト図であり、この場合の接続
がよくわかるように示してある。しかし、後に説明する
ように、第1a図の回路のほうがより敏感なので好まし
い。第２図では、第1b図とは異なり基板が図示されてい
る。この基板に保護すべき集積回路が形成される。（本
実施例ではP-型のドープされている）基板13は、トラン
ジスタ２を形成するためのウェル14を備えている。ウェ
ル14はN-型にドープされており、その不純物濃度は基板
のP-型不純物の濃度よりも大きい。トランジスタ２はソ
ース領域６とドレイン領域15を備えている。これら領域
６、15はP+型にドープされており、その不純物濃度はウ
エル14内に打ち込まれた不純物の濃度よりも大きい。ト
ランジスタ２は、自身のソース６とゲート４の共通接続
線16−17が電源電位Vccに接続されているために当然遮
断される。図示の実施例では、基板13はグラウンドに接
続されている。Ｐチャネルトランジスタ２のドレイン15
はＮチャネルトランジスタ８のドレイン26に接続されて
いる。トランジスタ８のソースは27は、接続線19−20を
介してこのトランジスタ８のゲート18とグラウンドに接
続されている。
構成がどのようであれ、このように互いに直列に接続
され、かつ逆バイアスを印加されたトランジスタは、サ
イズが異なるという重要な特徴を有する。サイズが異な
っているため、これらトランジスタ内を通過する逆電流
が最小のトランジスタに対する飽和電流である。実際に
はトランジスタ同士が直列に接続されているために、他
方のトランジスタ内を通過するであろう電流はこの他方
のトランジスタに固有の飽和電流よりも小さい。第３図
は、トランジスタ１と７（第1a図）内の電圧と逆電流の
間の特性の温度変化を比較したグラフである。トリガ閾
値Tsよりも低い温度Tinfでは、同じ飽和逆電流Isinfが
２つのトランジスタ内を通過する。小さいほうのトラン
ジスタ、例えばトランジスタ１が電圧降下V1を起こさせ
るのに対し、他方のトランジスタ７は電圧降下V7を起こ
させる。電圧降下はV1＋V7＝Vccとなっている。この結
果、中間点での電圧が決まる。温度が上がり、最終的に
は飽和逆電流が上昇すると、小さいトランジスタの等価
抵抗が逆に低下する。大きなトランジスタの抵抗も低下
する。この大きなトランジスタもやはり加熱されるた
め、特性曲線は下方に移動する。しかし、後者の抵抗の
変化はより小さい。この結果、電圧V7が上昇し、電圧V1
は低下する。Is＝Issだと、電圧V7によって所定の閾値
電圧Vsに達する。従って、直列接続の２個のトランジス
タによって構成される分圧ブリッジの中間点は、小さい
トランジスタの等価抵抗の相対的低下が逆により大きい
ために電位が温度変化する状態にされる。そこでこの電
位の値を利用して閾値比較器をトリガする。
され、かつ逆バイアスを印加されたトランジスタは、サ
イズが異なるという重要な特徴を有する。サイズが異な
っているため、これらトランジスタ内を通過する逆電流
が最小のトランジスタに対する飽和電流である。実際に
はトランジスタ同士が直列に接続されているために、他
方のトランジスタ内を通過するであろう電流はこの他方
のトランジスタに固有の飽和電流よりも小さい。第３図
は、トランジスタ１と７（第1a図）内の電圧と逆電流の
間の特性の温度変化を比較したグラフである。トリガ閾
値Tsよりも低い温度Tinfでは、同じ飽和逆電流Isinfが
２つのトランジスタ内を通過する。小さいほうのトラン
ジスタ、例えばトランジスタ１が電圧降下V1を起こさせ
るのに対し、他方のトランジスタ７は電圧降下V7を起こ
させる。電圧降下はV1＋V7＝Vccとなっている。この結
果、中間点での電圧が決まる。温度が上がり、最終的に
は飽和逆電流が上昇すると、小さいトランジスタの等価
抵抗が逆に低下する。大きなトランジスタの抵抗も低下
する。この大きなトランジスタもやはり加熱されるた
め、特性曲線は下方に移動する。しかし、後者の抵抗の
変化はより小さい。この結果、電圧V7が上昇し、電圧V1
は低下する。Is＝Issだと、電圧V7によって所定の閾値
電圧Vsに達する。従って、直列接続の２個のトランジス
タによって構成される分圧ブリッジの中間点は、小さい
トランジスタの等価抵抗の相対的低下が逆により大きい
ために電位が温度変化する状態にされる。そこでこの電
位の値を利用して閾値比較器をトリガする。
実際には、閾値比較器はインバータにすることができ
る。このインバータの反転閾値は、このインバータを構
成するトランジスタ28と29の幅と長さによって電源電圧
Vccのほぼ半分に等しい値に固定されている。この検出
器のダイナミックレンジはEPROMに応用する場合には重
要でないため、インバータの反転速度はここで決定的に
重要なわけではない。さらに、温度閾値の下端で導通し
ないようにすることも可能である。しかし、素早く確実
に検出を行う必要がある場合には、この比較器を双安定
インバータを用いて実現することが可能である。双安定
特性は、インバータの入力と電源の正電極の間にＰチャ
ネルトランジスタ21または22を接続することにより実現
できる。これらトランジスタのゲートはこのインバータ
の出力に接続される。温度が低い場合には、この温度検
出用トランジスタは抵抗が大きく、従って中間点９また
は10の電圧は小さい。この条件のもとでは、インバータ
11の出力はVccであり、トランジスタ21または22は当然
遮断される。これとは逆に温度閾値を越えたときには、
トランジスタ１または２の内部抵抗が非常に低下し、中
間点９、10の電圧は上昇する。このような条件では双安
定性回路11−21または12−22が反転する。インバータ11
が詳細に図示されている。公知のように、このインバー
タはＮチャネルトランジスタ29に直列に接続されたＰチ
ャネルトランジスタ28を備えている。これらトランジス
タのゲートは相互に接続されて入力端子を構成し、一
方、両トランジスタの中間点は出力として機能する。
る。このインバータの反転閾値は、このインバータを構
成するトランジスタ28と29の幅と長さによって電源電圧
Vccのほぼ半分に等しい値に固定されている。この検出
器のダイナミックレンジはEPROMに応用する場合には重
要でないため、インバータの反転速度はここで決定的に
重要なわけではない。さらに、温度閾値の下端で導通し
ないようにすることも可能である。しかし、素早く確実
に検出を行う必要がある場合には、この比較器を双安定
インバータを用いて実現することが可能である。双安定
特性は、インバータの入力と電源の正電極の間にＰチャ
ネルトランジスタ21または22を接続することにより実現
できる。これらトランジスタのゲートはこのインバータ
の出力に接続される。温度が低い場合には、この温度検
出用トランジスタは抵抗が大きく、従って中間点９また
は10の電圧は小さい。この条件のもとでは、インバータ
11の出力はVccであり、トランジスタ21または22は当然
遮断される。これとは逆に温度閾値を越えたときには、
トランジスタ１または２の内部抵抗が非常に低下し、中
間点９、10の電圧は上昇する。このような条件では双安
定性回路11−21または12−22が反転する。インバータ11
が詳細に図示されている。公知のように、このインバー
タはＮチャネルトランジスタ29に直列に接続されたＰチ
ャネルトランジスタ28を備えている。これらトランジス
タのゲートは相互に接続されて入力端子を構成し、一
方、両トランジスタの中間点は出力として機能する。
本発明の好ましい実施態様では、Ｐチャネルトランジ
スタ例えば１または２のウェル14はこれらトランジスタ
のソース５または６と同じ電位に接続されている。実
際、同一のＰチャネルトランジスタのソース、ゲート、
ウェルが同じ電位ではないときには、通常はソース、チ
ャネル、ドレインの間を流れるはずの飽和逆電流がソー
ス、チャネル、基板の間をも流れることができるように
なる。というのは、一般にグラウンド電位にバイアスさ
れている基板は少数キャリアを集めることができるから
である。例えばウェルの接続導体23または24を形成する
ことにより、ウェ14を高電位にする。ソースとウェが同
じ電位であれば、飽和電流はこれら２つのウェル間を流
れることはまったくできない。相反性により、トランジ
スタ８の場合には基板13はソース27とともに接続線25に
よってグラウンドに接続される。
スタ例えば１または２のウェル14はこれらトランジスタ
のソース５または６と同じ電位に接続されている。実
際、同一のＰチャネルトランジスタのソース、ゲート、
ウェルが同じ電位ではないときには、通常はソース、チ
ャネル、ドレインの間を流れるはずの飽和逆電流がソー
ス、チャネル、基板の間をも流れることができるように
なる。というのは、一般にグラウンド電位にバイアスさ
れている基板は少数キャリアを集めることができるから
である。例えばウェルの接続導体23または24を形成する
ことにより、ウェ14を高電位にする。ソースとウェが同
じ電位であれば、飽和電流はこれら２つのウェル間を流
れることはまったくできない。相反性により、トランジ
スタ８の場合には基板13はソース27とともに接続線25に
よってグラウンドに接続される。
しかし、２つのＰチャネルトランジスタ１と７に対し
て分離した２つのウェルを実現スル（Ｐチャネルトラン
ジスタ７のウェルの接続導体はこの場合中間点９の電位
にされる）ことにより第1a図の構成の回路が可能になる
が、この方法は２つのＮチャネルトランジスタを同じ基
板Ｐ内に直列に接続した構成の回路には適用できない。
というのは、基板Ｐを一方でグラウンド電位にし、他方
でこの構成の回路の中間点に電位にすることはできない
からである。従って、Ｐ型基板を用いる場合には、Ｐチ
ャネルトランジスタとＰチャネルトランジスタ、または
ＰチャネルトランジスタとＮチャネルトランジスタであ
ってＮチャネルトランジスタとＮチャネルトランジスタ
ではない（サイズの異なる）２つのトランジスタを備え
る閾値検出回路を構成することができる。
て分離した２つのウェルを実現スル（Ｐチャネルトラン
ジスタ７のウェルの接続導体はこの場合中間点９の電位
にされる）ことにより第1a図の構成の回路が可能になる
が、この方法は２つのＮチャネルトランジスタを同じ基
板Ｐ内に直列に接続した構成の回路には適用できない。
というのは、基板Ｐを一方でグラウンド電位にし、他方
でこの構成の回路の中間点に電位にすることはできない
からである。従って、Ｐ型基板を用いる場合には、Ｐチ
ャネルトランジスタとＰチャネルトランジスタ、または
ＰチャネルトランジスタとＮチャネルトランジスタであ
ってＮチャネルトランジスタとＮチャネルトランジスタ
ではない（サイズの異なる）２つのトランジスタを備え
る閾値検出回路を構成することができる。
Ｗをトランジスタの幅とし、Ｖを集積回路の面内で幅
Ｗに垂直な方向に測定したこのトランジスタの長さであ
る（第２図）とした場合に、トランジスタ１に対しては
比W/V＝5/5とし、トランジスタ７に対しては比W/V＝5/6
とすると、Vcc/2で反転するようにセットされた双安定
タイプのインバータの温度検出閾値は、4.5ボルト〜5.5
ボルトの範囲で変化する電源電圧Vccに関係なく、しか
もトランジスタを構成するＮ型とＰ型の不純物の濃度が
変化するという最悪の場合でもそれに関係なく87℃〜96
℃の間に位置することがわかる。このタイプの集積回路
の動作限界温度が約100℃であることを考慮すると、こ
のタイプの検出器を用いて回路の使用を無効にするか、
少なくともアラーム信号を発生させることができる。
Ｗに垂直な方向に測定したこのトランジスタの長さであ
る（第２図）とした場合に、トランジスタ１に対しては
比W/V＝5/5とし、トランジスタ７に対しては比W/V＝5/6
とすると、Vcc/2で反転するようにセットされた双安定
タイプのインバータの温度検出閾値は、4.5ボルト〜5.5
ボルトの範囲で変化する電源電圧Vccに関係なく、しか
もトランジスタを構成するＮ型とＰ型の不純物の濃度が
変化するという最悪の場合でもそれに関係なく87℃〜96
℃の間に位置することがわかる。このタイプの集積回路
の動作限界温度が約100℃であることを考慮すると、こ
のタイプの検出器を用いて回路の使用を無効にするか、
少なくともアラーム信号を発生させることができる。
サイズの違いに起因するトランジスタブリッジのアン
バランスは、濃度の差によって相殺することができる。
その結果として第３図の曲線は変化するが、同様の動作
が得られる。しかし、この場合には製造方法の各段階に
おける検出閾値の独立性は確実には保証されない。
バランスは、濃度の差によって相殺することができる。
その結果として第３図の曲線は変化するが、同様の動作
が得られる。しかし、この場合には製造方法の各段階に
おける検出閾値の独立性は確実には保証されない。
第1a図と第1b図は、本発明の温度閾値検出器の好ましい
実施例を示す図である。 第２図は、集積回路の半導体基板に第1b図の検出器を埋
め込んだ場合の概略断面図である。 第３図は、検出器内の特性電圧を温度の関数として示し
たグラフである。 （主な参照番号） １、２、７、８、21、22、28、29…トランジスタ、３、
４、18…ゲート、５、６、27…ソース、９、10…中間
点、11、12…インバータ、13…基板、14…ウェル、15、
26…ドレイン、16、17、19、20、25…接続線、23、24…
接続導体
実施例を示す図である。 第２図は、集積回路の半導体基板に第1b図の検出器を埋
め込んだ場合の概略断面図である。 第３図は、検出器内の特性電圧を温度の関数として示し
たグラフである。 （主な参照番号） １、２、７、８、21、22、28、29…トランジスタ、３、
４、18…ゲート、５、６、27…ソース、９、10…中間
点、11、12…インバータ、13…基板、14…ウェル、15、
26…ドレイン、16、17、19、20、25…接続線、23、24…
接続導体
Claims (4)
- 【請求項１】温度をモニターすべき熱源と接触した少な
くとも一つのトランジスタ（１）を有し、このトランジ
スタ（１）は電源回路（Vcc）によって非導通モードに
逆バイアスにされており、さらに、このトランジスタ
（１）を通る飽和逆電流（Is）を測定する手段（7,11）
を有し、この測定手段（7,11）はトランジスタ（１）と
は寸法が異なる第２のトランジスタ（７）とこれら２つ
のトランジスタ（1,7）の中間点に接続された閾値比較
器（11）とを有し、第２のトランジスタ（７）はトラン
ジスタ（１）と直列に接続され且つ電源回路（Vcc）に
よって逆バイアスされていることを特徴とする温度閾値
の検出回路。 - 【請求項２】集積回路の温度をモニタするために集積回
路の基板内に集積化されている請求項１に記載の検出回
路。 - 【請求項３】２つのトランジスタ（1,7）のチャネルの
伝導型が同一である請求項１または２の記載の検出回
路。 - 【請求項４】一方のトランジスタがＰ型にドープされた
基板に作られたＰチャネルトランジスタで、このトラン
ジスタはそのソース電位に電気的に接続したウェル内に
収容されている請求項１または２に記載の回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8712070 | 1987-08-31 | ||
| FR8712070A FR2619958B1 (fr) | 1987-08-31 | 1987-08-31 | Circuit de detection de seuil de temperature |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0198931A JPH0198931A (ja) | 1989-04-17 |
| JP2781793B2 true JP2781793B2 (ja) | 1998-07-30 |
Family
ID=9354502
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63218219A Expired - Lifetime JP2781793B2 (ja) | 1987-08-31 | 1988-08-31 | 温度閾値の検出回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4924212A (ja) |
| EP (1) | EP0306396B1 (ja) |
| JP (1) | JP2781793B2 (ja) |
| DE (1) | DE3876726T2 (ja) |
| FR (1) | FR2619958B1 (ja) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5070322A (en) * | 1989-07-19 | 1991-12-03 | Fuji Electric Co., Ltd. | An overheating detection circuit including a reversely biased junction having a temperature dependent reverse leakage current for detecting overheating of a power integrated circuit |
| FR2651881B1 (fr) * | 1989-09-12 | 1994-01-07 | Sgs Thomson Microelectronics Sa | Circuit de detection de seuil de temperature. |
| FR2655737B1 (fr) * | 1989-12-08 | 1992-06-12 | Sgs Thomson Microelectronics | Detecteur de variation rapide d'alimentation de circuit integre. |
| FR2660795B1 (fr) * | 1990-04-10 | 1994-01-07 | Sgs Thomson Microelectronics Sa | Circuit de detection de fusible. |
| US5349336A (en) * | 1990-07-17 | 1994-09-20 | Fuji Electric Co., Ltd. | Overheating detection circuit for detecting overheating of a power device |
| US5355123A (en) * | 1990-07-17 | 1994-10-11 | Fuji Electric Co., Ltd. | Overheating detection circuit for detecting overheating of a power device |
| DE69132345T2 (de) * | 1990-11-26 | 2001-03-29 | Fuji Electric Co., Ltd. | Überhitzungsdetektionsschaltung zum Detektieren eines Überhitzens einer Leistungsschaltung |
| US5196833A (en) * | 1991-08-13 | 1993-03-23 | Ford Motor Company | Low voltage detector circuit |
| US5213416A (en) * | 1991-12-13 | 1993-05-25 | Unisys Corporation | On chip noise tolerant temperature sensing circuit |
| US5710515A (en) * | 1993-08-27 | 1998-01-20 | Texas Instruments Incorporated | Non-volatile memory in power and linear integrated circuits |
| US5875142A (en) * | 1997-06-17 | 1999-02-23 | Micron Technology, Inc. | Integrated circuit with temperature detector |
| GB9716838D0 (en) * | 1997-08-08 | 1997-10-15 | Philips Electronics Nv | Temperature sensing circuits |
| US6342997B1 (en) * | 1998-02-11 | 2002-01-29 | Therm-O-Disc, Incorporated | High sensitivity diode temperature sensor with adjustable current source |
| DE10103991C1 (de) * | 2001-01-30 | 2002-06-06 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur Ermittlung der Temperatur eines Halbleiterbauelements insbesondere beim Fehlertest |
| JP3868756B2 (ja) * | 2001-04-10 | 2007-01-17 | シャープ株式会社 | 半導体装置の内部電源電圧発生回路 |
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| US7969228B2 (en) * | 2009-06-22 | 2011-06-28 | International Business Machines Corporation | Thermal switch for integrated circuits, design structure, and method of sensing temperature |
| KR101276947B1 (ko) * | 2011-06-27 | 2013-06-19 | 엘에스산전 주식회사 | 저전력, 고정밀, 넓은 온도범위의 온도 센서 |
| US9939335B2 (en) * | 2014-12-17 | 2018-04-10 | Nxp Usa, Inc. | Over-temperature detector with test mode |
| CN107063487B (zh) | 2017-06-13 | 2019-09-20 | 京东方科技集团股份有限公司 | 温度传感器、显示面板和显示装置 |
| CN115291070B (zh) * | 2022-07-29 | 2024-03-19 | 杭州中安电子有限公司 | 基于动态的hdrb及hdgb测试方法和装置 |
Family Cites Families (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| DE1141805B (de) * | 1956-12-29 | 1962-12-27 | Reich Robert W | Elektrisches Tastthermometer |
| US3453887A (en) * | 1967-02-08 | 1969-07-08 | Corning Glass Works | Temperature change measuring device |
| US3491596A (en) * | 1967-10-02 | 1970-01-27 | Vito Charles P De | Temperature sensing device |
| US3540283A (en) * | 1968-12-23 | 1970-11-17 | Vito Charles P De | Temperature sensor |
| DE2519335C2 (de) * | 1975-04-30 | 1977-05-18 | Siemens Ag | Elektronischer temperaturabnehmer, vorzugsweise zur messung von koerpertemperaturen |
| US4121461A (en) * | 1977-11-17 | 1978-10-24 | General Electric Company | Electronic temperature sensor |
| JPS54143183A (en) * | 1978-04-07 | 1979-11-08 | Seiko Epson Corp | Temperature detecting circuit |
| DE2933874C2 (de) * | 1978-08-24 | 1986-07-17 | Hochiki Corp., Tokio/Tokyo | Fühlvorrichtung zur Wahrnehmung von Temperaturunterschieden zwischen zwei Punkten |
| US4313082A (en) * | 1980-06-30 | 1982-01-26 | Motorola, Inc. | Positive temperature coefficient current source and applications |
| JPS57148221A (en) * | 1981-03-10 | 1982-09-13 | Citizen Watch Co Ltd | Temperature detecting device |
| JPS59107226A (ja) * | 1982-12-10 | 1984-06-21 | Citizen Watch Co Ltd | 温度検出器 |
| DE3430712A1 (de) * | 1984-08-21 | 1986-03-06 | Hoechst Ag, 6230 Frankfurt | Verfahren zur reduzierung von unterstrahlungen bei der bestrahlung von reproduktionsschichten |
| JPS61233330A (ja) * | 1985-04-09 | 1986-10-17 | Nec Corp | 温度センサ回路 |
| US4625128A (en) * | 1985-09-23 | 1986-11-25 | Gte Communication Systems Corp. | Integrated circuit temperature sensor |
| US4760433A (en) * | 1986-01-31 | 1988-07-26 | Harris Corporation | ESD protection transistors |
| US4730228A (en) * | 1986-03-21 | 1988-03-08 | Siemens Aktiengesellschaft | Overtemperature detection of power semiconductor components |
-
1987
- 1987-08-31 FR FR8712070A patent/FR2619958B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-08-23 US US07/235,280 patent/US4924212A/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-08-26 DE DE8888402171T patent/DE3876726T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1988-08-26 EP EP88402171A patent/EP0306396B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1988-08-31 JP JP63218219A patent/JP2781793B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4924212A (en) | 1990-05-08 |
| DE3876726T2 (de) | 1993-04-22 |
| EP0306396A1 (fr) | 1989-03-08 |
| FR2619958A1 (fr) | 1989-03-03 |
| FR2619958B1 (fr) | 1992-02-21 |
| EP0306396B1 (fr) | 1992-12-16 |
| JPH0198931A (ja) | 1989-04-17 |
| DE3876726D1 (de) | 1993-01-28 |
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