JPH0198931A

JPH0198931A - 温度閾値の検出回路

Info

Publication number: JPH0198931A
Application number: JP63218219A
Authority: JP
Inventors: Serge Fruhauf; セルジュ　フルハウフ; Eric Mattera; エリック　マッテラ
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 1987-08-31
Filing date: 1988-08-31
Publication date: 1989-04-17
Anticipated expiration: 2013-07-30
Also published as: FR2619958A1; DE3876726D1; DE3876726T2; EP0306396B1; FR2619958B1; US4924212A; EP0306396A1; JP2781793B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、温度のモニタが必要とされるあらゆる分野に
おいて利用可能な温度閾値検出回路に関するものである
。しかし、本発明は、集積回路の分野と、その中のメモ
リの分野に特に応用可能である。

従来の技術集積化された電子回路は様々な電流パルスの通過によっ
て加熱される。パルスは、特にプログラム操作を実行し
ているときに集積回路を励起する。

実際、（ＥＰＲＯＭタイプまたはＥＥＰＲＯＭＥＰＲＯ
Ｍタイプティングゲートトランジスタを備えるメモリセ
ルが設けられた不揮発性メモリの場合には特に、電流パ
ルスまたは電圧パルスは、メモリセルのプログラムを行
うときにこれらメモリセルのトランジスタのフローティ
ングゲートに電荷が強制的に注入されるような大きさに
なっていなくてはならない。プログラム速度が速すぎる
場合には、集積回路が劣化して元に戻らない可能性があ
る。この欠点を解決する方法として、プログラムすべき
集積回路の冷却能力に応じてプログラム速度を制限する
ことが知られている。しかし、この欠点があると、メモ
リセルにフローティングゲートトランジスタを備えるメ
モリ、例えばマイクロプロセッサのＲＡＭを使用するこ
とはできない。

さらに、プログラム前にこのような集積回路を外部から
人工的に加熱した結果として発生する可能性のあるプロ
グラムのミスを不正者が利用することを試みるであろう
と考えられる。さらに、このような不正者は、プログラ
ム操作中に、集積回路を不可逆的破壊の閾値よりは低い
が正常な動作をする閾値よりは高い温度に維持すること
を試みるであろう。このような集積回路に記憶されてい
るデータの内容は、後に冷却するとプログラム中にこの
集積回路に記憶させたデータとは異なってしまうことが
ある。この変化した内容を利用すると、このように不正
な方法で変化させたメモリ付カードがよからぬ目的に利
用できるようになる可能性がある。逆のことも同様に考
えられる。正規にプログラムされたメモリ付カードの全
体を加熱するとデータ内容が一時的に変化し、通常はア
クセスが禁止されているはずの操作が可能になる危険性
がある。この不正行為は検出が不可能である゛　だけに
それだけ巧妙である。実際、冷たい状態でチエツクを行
うときにはカードは要求に再び合致しているように見え
る。

発明が解決しようとする課題導通閾値が温度変化することが知られている直接バイア
ス印加方式のＭＯＳ）ランジスタを主構成要素として備
える集積回路をもとにした温度検出器が公知である。一
般にシリコントランジスタに対しては、この導通閾値は
、通常使用される温度において温度が約１００℃の範囲
で変化すると０．３〜０．５ボルトの間で変化する。し
かし、この温度検出器はあまり感度がよくないという欠
点を有する。すなわち、大きな温度変化に極めて小さな
電圧変化が対応している。さらに、この電圧変化は実際
のトランジスタの幾何学的構成に依存していないとはい
え、この電圧変化はこのトランジスタのソースとドレイ
ンの領域と温度検出器用にこのようにして構成したウェ
ルとに効果的に打ち込まれた不純物の濃度に大きく依存
する。実際、製造条件の不可避的バラツキのため、温度
検出器は感度に欠けるだけでなく信頼性も悪い。検出閾
値は検出器ごとに大きな差がありすぎる。実際にはこの
ような解決法は採用されておらず、このような集積回路
の使用を制限しようとする予備設定値がその代わりに使
用されている。この結果、この集積回路はＲＡＭとして
使用されることが少なくなる。明らかに、これは不正者
の意図に対する効果をもたない。

本発明は、別の物理現象を利用することによって上記の
欠点を解決することを目的とする。実際には逆バイアス
されたトランジスタの飽和電流は温度の関数として大き
く変化する。温度が数℃しか変化しないのにこの電流は
２倍にもなることを示すことさえ可能である。さらに、
直列接続された２個のトランジスタが使用され、両方の
トランジスタには逆バイアスが印加されている改良され
た実施態様では、較正された検出閾値は製造分布の影響
をより受けにくくなり、使用条件、すなわち電源電圧が
定格値ｖｃＣと離れていることの影響もより受けにくく
なる。

課題を解決するための手段そこで、本発明により、電源回路によって逆バイアスに
された少なくとも１個のトランジスタと、このトランジ
スタを通過する飽和逆電流を測定するための手段とを備
えることを特徴とする温度閾値検出回路が提供される。

本発明は、添付の図面を参照した以下の説明によりさら
によく理解できよう。なお、図面は単に例を示している
だけで、本発明の範囲を限定することはない。

実施例第１ａ図と第１ｂ図は、本発明の温度閾値検出器の図で
ある。各検出器は、電源によってＶｃＣとグラウンド電
位の間の値の逆バイアスを印加された少なくとも１個の
トランジスタ１または２を備えている。図示の実施例で
は、トランジスタ１．２はＰチャネルトランジスタであ
り、電圧■。。は正である。これらＰチャネルトランジ
スタは、ゲートの位置に小さな丸印が描かれていること
によってＮチャネルトランジスタと図の上で区別される
。トランジスタ１．２はＰチャネルトランジスタであっ
てそれぞれのゲート３．４がそれぞれのソース５．６と
同じ電位に接続されているために逆バイアスである。本
発明の温度閾値検出器は、トランジスタ１．２を通過す
る飽和逆電流の測定手段をさらに備えている。好ましい
実施態様では、この測定手段は、第１のトランジスタ１
または２と直列に接続されており、電源によってやはり
逆バイアスを印加された第２のトランジスタ７または８
を備えている。第１ａ図ではトランジスタ７もＰチャネ
ルトランジスタであり、そのゲートはソースに接続され
ている。第１ｂ図ではトランジスタ８はＮチャネルトラ
ンジスタであり、そのゲートはソースに、すなわちグラ
ウンドに接続されている。従って、この第２のトランジ
スタも端子で得られる電圧が温度閾値検出用の第１のト
ランジスタ内を通過する飽和電流に依存する抵抗器とし
て機能する。

この構成の回路それぞれの中間点９または１０をインバ
ータ１１または１２に接続すると、これら中間点で得ら
れる電圧が所定の閾値を越えたときこれらインバータが
反転するようにできる。飽和逆電流の測定手段はもちろ
ん異なるようにすることが可能である。しかし、このよ
うな解決法には所定の温度閾値に対して「オール・オア
・ナッシング」の応答を出力できるという利点がある。

この２値応答は、アラームを発生させるのに、あるいは
、検出器が集積回路の基板に集積化されている場合に温
度の値が問題となっている閾値を越えるような集積回路
の動作を無効にするのに使用することができる。すると
この回路はプログラム操作や読み出し操作が瞬間的にで
きなくなる。この結果、不正行為が防止される。さらに
、プログラミングの実行が速すぎる場合には、プログラ
ミングの実行をインバータ１１．１２の出力に得られる
信号によって有効化することができる。このようにして
、常に最大速度でプログラミングを実行することができ
る。この結果、いわゆるＥＥＰＲＯＭをＲＡＭとして利
用できるようになる。

利用するこの物理現象は以下のように説明される。１．
をトランジスタの飽和逆電流とすると、このＩｓはこの
トランジスタのソース−チャネル間の接合の飽和電流で
あり、温度変化することが知られている。この電流は以
下のように表すことができる。

Ｉ−−Ｑ−Ａ　（Ｄｐ　・Ｐ−ｏ／Ｌｐ　　Ｄｈ−Ｎｐ
ｏ／Ｌ、）この式において、ｑは電荷を表し、Ａはソー
ス−チャネル接合の面積を表す。この面積は、トランジ
スタを実現するために選択した幾何学的構成に依存する
。上記括弧内に含まれる定数は、温度ニ敏感なトランジ
スタのソース領域、ドレイン領域、チャネル領域内の不
純物の拡散特性を表す。

これら定数はトランジスタの製造方法によって異なる。

定数ＤｐはＮ型半導体内のホールの拡散定数を表す。定
数ＬｐはＮ型半導体内のホールの拡散距離を表す。定数
Ｐ７゜は、Ｎ型半導体内の少数キャリア、すなわちホー
ルの平衡状態における濃度を表す。これに対して、定数
りわけＰ型半導体内の電子の拡散定数を表す。定数り。

＋ｔｐ型半導体内の電子の拡散距離を表す。定数Ｎ　ｐ
　ｏは、Ｐ型半導体内の少数キャリアの平衡状態におけ
る濃度を表す。

括弧内の２つの項のうちの一方が他方に対して優勢であ
ると考えることができる。実際、トランジスタの領域の
１つ、すなわちソース領域は、０ＭＯ３）ランジスタで
は導電チャネル領域よりもはるかに多くドープされてい
る。この場合、電流■５は以下のように表される。

Ｉ、　＝ｑ−Ａ−Ｄ　−Ｎｉ２／Ｌ−Ｎこの式において
、Ｄは優勢なほうの拡散定数を表し、Ｌは対応する拡散
距離を表し、Ｎは不純物濃度を表し、Ｎ１は真性キャリ
アの濃度を表す。真性キャリアの濃度は以下のように表
されることが知られている。

Ｎ１２＝Ａｏ　Ｔ３　ｅｘｐ　（−Ｅ９ｏ／ｋＴ）この
式において、Ｔは温度を表し、Ｅ、。はＯＫにおける禁
制帯の幅を表し、Ａｏは温度に無関係な定数であり、ｋ
はボルツマン定数である。この結果、■５　は温度Ｔの
３乗と括弧内の項を指数とする指数関数とに比例する。

温度変化に対する飽和電流の感度を測定するために１．
を温度の関数として求め、その結果を飽和電流■５　自
体の関数として表すと、以下の極めて重要な式が得られ
る。

ｄ　ＩＳ／ｄＴ−ＩＳ（（３／Ｔ＋　（Ｅ、。／ｋＴ２
））Ｔに３００にという数値を代入すると、二重括弧内
の係数は値がほぼ０．１６５になる。これは、温度変化
が約６℃（６Ｘ　０．１６５＝０．９９）だと飽和電流
が２倍になることを意味する。このようにして構成され
た温度検出器は感度が大きいことが直ちにわかる。飽和
電流ＩＳＯ相対変化（すなわち自身との比較結果）をさ
らに測定する場合には、信頼性がトランジスタを実現す
るのに実際に要求される濃度とは独立な温度検出器を構
成する。実際、電流■５の相対変化を表す最後の式から
は製造方法に関係する定数が式から完全に消えているこ
とがわかる。この結果、検出閾値は検出回路自体に依存
して決定され、いわゆる検出器には依存しない。

ここで考えている特別な温度検出器は、保護すべき集積
回路と同じ集積回路内に集積化されている。第２図は第
１ｂ図に対応するレイアウト図であり、この場合の接続
がよくわかるように示しである。しかし、後に説明する
ように、第１ａ図の回路のほうがより敏感なので好まし
い。第２図では、第１ｂ図とは異なり基板が図示されて
いる。

この基板に保護すべき集積回路が形成される。

（本実施例ではＰ−型にドープされている）基板１３は
、トランジスタ２を形成するためのウェル１４を備えて
いる。ウェル１４はＮ−型にドープされており、その不
純物濃度は基板のＰ−型不純物の濃度よりも大きい。ト
ランジスタ２はソース領域６とドレイン領域１５を備え
ている。これら領域６．１５はＰ＋型にドープされてお
り、その不純物濃度はウェル１４内に打ち込まれた不純
物の濃度よりも大きい。トランジスタ２は、自身のソー
ス６とゲート４の共通接続線１６−１７が電源電位ＶＣ
Ｃに接続されているために当然遮断される。図示の実施
例では、基板１３はグラウンドに接続されている。Ｐチ
ャネルトランジスタ２のドレイン１５はＮチャネルトラ
ンジスタ８のドレイン２６に接続されている。

トランジスタ８のソースは２７は、接続線１９−２０を
介してこのトランジスタ８のゲート１８とグラウンドに
接続されている。

構成がどのようであれ、このように互いに直列に接続さ
れ、かつ逆バイアスを印加されたトランジスタは、サイ
ズが異なるという重要な特徴を有する。サイズが異なっ
ているため、これらトランジスタ内を通過する逆電流が
最小のトランジスタに対する飽和電流である。実際には
トランジスタ同士が直列に接続されているために、他方
のトランジスタ内を通過するであろう電流はこの他方の
トランジスタに固有の飽和電流よりも小さい。第３図は
、トランジスタ１と７　（第１ａ図）内の電圧と逆電流
の間の特性の温度変化を比較したグラフである。トリガ
閾値Ｔ、よりも低い温度Ｔｌｆｉｆでは、同じ飽和逆電
流１５ｌｎｆが２つのトランジスタ内を通過する。小さ
いほうのトランジスタ、例えばトランジスタ１が電圧降
下Ｖ１を起こさせるのに対し、他方のトランジスタ７は
電圧降下Ｖ７を起こさせる。電圧降下はＶ　１　＋Ｖ　
７　＝　Ｖｃｃとなっている。この結果、中間点での電
圧が決まる。

温度が上がり、最終的に飽和逆電流が上昇すると、小さ
いトランジスタの等価抵抗が逆に低下する。

大きなトランジスタの抵抗も低下する。この大きなトラ
ンジスタもやはり加熱されるため、特性曲線は下方に移
動する。しかし、後者の抵抗の変化はより小さい。この
結果、電圧Ｖ７が上昇し、電圧ｖ１は低下する。１．＝
ＩＳｓだと、電圧ｖ７によって所定の閾値電圧Ｖｓに達
する。従って、直列接続の２個のトランジスタによって
構成される分圧ブリッジの中間点は、小さいトランジス
タの等価抵抗の相対的低下が逆により大きいために電位
が温度変化する状態にされる。そこでこの電位の値を利
用して閾値比較器をトリガする。

実際には、閾値比較器はインバータにすることができる
。このインバータの反転閾値は、このインバータを構成
するトランジスタ２８と２９の幅と長さによって電源電
圧ＶＣＣのほぼ半分に等しい値に固定されている。この
検出器のダイナミックレンジはＥＰＲＯＭに応用する場
合には重要でないため、インバータの反転速度はここで
は決定的に重要なわけではない。さらに、温度閾値の下
端で導通しないようにすることも可能である。しがし、
素早く確実に検出を行う必要がある場合には、この比較
器を双安定インパークを用いて実現することが可能であ
る。双安定特性は、インバータの人力と電源の正電極の
間にＰチャネルトランジスタ２１または２２を接続する
ことにより実現できる。これらトランジスタのゲートは
このインパークの出力に接続される。温度が低い場合に
は、この温度検出用トランジスタは抵抗が大きく、従っ
て中間点９または１０の電圧は小さい。この条件のもと
では、インパーク１１の出力はＶ　ｃ　ｃであり、トラ
ンジスタ２１または２２は当然遮断される。これとは逆
に温度閾値を越えたときには、トランジスタ１または２
の内部抵抗が非常に低下し、中間点９．１ｏの電圧は上
昇する。このような条件では双安定性回路１１−２１ま
たは１２−２２が反転する。インパーク１１が詳細に図
示されている。公知のように、このインバータはＮチャ
ネルトランジスタ２９に直列に接続されたＰチャネルト
ランジスタ２８を備えている。

これらトランジスタのゲートは相互に接続されて入力端
子を構成し、一方、両トランジスタの中間点は出力とし
て機能する。

本発明の好ましい実施態様では、Ｐチャネルトランジス
タ例えば１または２のウェル１４はこれらトランジスタ
のソース５または６と同じ電位に接続されている。実際
、同一のＰチャネルトランジスタのソース、ゲート、ウ
ェルが同じ電位ではないときには、通常はソース、チャ
ネル、ドレインの間を流れるはずの飽和逆電流がソース
、チャネル、基板の間をも流れることができるようにな
る。

というのは、一般にグラウンド電位にバイアスされてい
る基板は少数キャリアを集めることができるからである
。例えばウェルの接続導体２３または２４を形成するこ
とにより、ウェル１４を高電位にする。ソースとウェル
が同じ電位であれば、飽和電流はこれら２つのウェル間
を流れることはまったくできない。相反性により、トラ
ンジスタ８の場合には基板１３はソース２７とともに接
続線２５によってグラウンドに接続される。

しかし、２つのＰチャネルトランジスタ１と７に対して
分離した２つのウェルを実現する（Ｐチャネルトランジ
スタ７のウェルの接続導体はこの場合中間点９の電位に
される）ことにより第１ａ図の構成の回路が可能になる
が、この方法は２つのＮチャネルトランジスタを同じ基
板Ｐ内に直列に接続した構成の回路には適用できない。

というのは、基板Ｐを一方でグラウンド電位にし、他方
でこの構成の回路の中間点の電位にすることはできない
からである。従って、Ｐ型基板を用いる場合には、Ｐチ
ャネルトランジスタとＰチャネルトランジスタ、または
ＰチャネルトランジスタとＮチャネルトランジスタであ
ってＮチャネルトランジスタとＮチャネルトランジスタ
ではない（サイズの異なる）２つのトランジスタを備え
る閾値検出回路を構成することができる。

Ｗをトランジスタの幅とし、■を集積回路の面内で幅Ｗ
に垂直な方向に測定したこのトランジスタの長さである
（第２図）とした場合に、トランジスタ１に対しては比
Ｗ／Ｖ＝５１５とし、トランジスタ７に対しては比Ｗ／
Ｖ＝５／６とすると、Ｖｃｃ／２で反転するようにセッ
トされた双安定タイプのインバータの温度検出閾値は、
４゜５ボルト〜５．５ボルトの範囲で変化する電源電圧
Ｖ　ｃ　ｃに関係なく、しかもトランジスタを構成する
Ｎ型とＰ型の不純物の濃度が変化するという最悪の場合
でもそれに関係なく８７℃〜９６℃の間に位置すること
がわかる。このタイプの集積回路の動作限界温度が約１
００℃であることを考慮すると、このタイプの検出器を
用いて回路の使用を無効にするか、少なくともアラーム
信号を発生させることができる。

サイズの違いに起因するトランジスタブリッジのアンバ
ランスは、濃度の差によって相殺することができる。そ
の結果として第３図の曲線は変化するが、同様の動作が
得られる。しかし、この場合には製造方法の各段階にお
ける検出閾値の独立性は確実には保証されない。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図と第１ｂ図は、本発明の温度閾値検出器の好ま
しい実施例を示す図である。第２図は、集積回路の半導体基板に第１ｂ図の検出器を
埋め込んだ場合の概略断面図である。第３図は、検出器内の特性電圧を温度の関数として示し
たグラフである。（主な参照番号〉１．２．７．８．２１．２２．２８．２９・・トランジ
スタ、３．４．１８・　・ゲート、５．６．２７・・ソース、９．１０・・中間点、　　　１１．１２・・インバータ
、１３・・基板、　　　　　　１４・・ウェル、１５．
２６・・ドレイン、１６．１７．１９．２０．２５・・接続線、２３．２４
・・接続導体特許出願人　工スジェーエスートムソンミクロエレクト
ロニクスエス、アー。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）電源回路によって逆バイアスにされた少なくとも
１個のトランジスタと、このトランジスタを通過する飽
和逆電流を測定するための手段とを備えることを特徴と
する温度閾値検出回路。
（２）上記測定手段が、上記第１のトランジスタと直列
に接続されて電源回路によって逆バイアスにされており
、この第１のトランジスタとはサイズが異なる第２のト
ランジスタと、これら２個のトランジスタの中間点に接
続された閾値比較器とを備えることを特徴とする請求項
１に記載の回路。
（３）集積回路の温度モニタ用にこの集積回路の基板に
集積化されていることを特徴とする請求項２に記載の回
路。
（４）上記の２個のトランジスタのチャネルの伝導型が
同一であることを特徴とする請求項２または３に記載の
回路。
（５）上記トランジスタの一方がＰチャネルトランジス
タであり、Ｐ型にドープされた基板内に実現され、かつ
、このトランジスタのソース電位に電気的に接続された
ウェル内に含まれていることを特徴とする請求項２また
は３に記載の回路。