DE3851970T2

DE3851970T2 - Übertragungssystem für Binärdaten.

Info

Publication number: DE3851970T2
Application number: DE3851970T
Authority: DE
Inventors: Hans Karl Herzog
Original assignee: Boeing Co
Current assignee: Boeing Co
Priority date: 1987-03-12
Filing date: 1988-01-14
Publication date: 1995-03-09
Anticipated expiration: 2008-01-15
Also published as: EP0282102A2; EP0282102B1; JP2881307B2; JPS6432554A; CA1301933C; EP0282102A3; US4825450A; DE3851970D1

Description

Technisches Gebiet

Diese Erfindung betrifft die binäre Datenübertragung, und mehr im besonderen die Übertragung von Binärdaten zwischen einer Mehrzahl von Terminals, die über einen gemeinsamen Datenbus miteinander verbunden sind.
Ein Binärdatenübertragungssystem, wie es im Oberbegriff des Anspruchs 1 beschrieben ist, ist aus GB-A-2 111 803 bekannt.

Hintergrund der Erfindung

Obwohl diese Erfindung für die Benutzung bei der Übertragung von Daten zwischen verschiedenen flugelektronischen Systemen und Untersystemen, die Daten gemeinsam benutzen müssen, entwickelt wurde, und in einer solchen Umgebung beschrieben wird, versteht es sich, daß die Erfindung dazu benutzt werden kann, Binärdaten in anderen Umgebungen zu übertragen. Es versteht sich auch, daß, obwohl die Erfindung für die Verwendung mit einem Strommodus-Datenbus entwickelt wurde, und in Verbindung mit einem solchen Bus beschrieben wird, viele der Aspekte der Erfindung in Verbindung mit anderen Arten von elektromagnetischen und anderen Datenbussen benutzt werden können, um den Betrieb derselben zu verbessern; im besonderen Spannungsmodus-Datenbussen und optischen Datenbussen. In entsprechender Weise versteht es sich, daß, obwohl die Erfindung für die Verwendung in einem Datenübertragungssystem entwickelt wurde, worin die zu übertragenden Binärdaten in Manchester-Biphasenform codiert sind, die Erfindung mit Binärdaten verwendet werden kann, die in anderen Rechteckformen codiert sind, wie Binärdaten, die in Zeichen-Pause-Form codiert sind.
In modernen Flugzeugen ist es wünschenswert, die Funktionen von früheren verdrahtungsunabhängigen flugelektronischen Systemen soweit wie möglich zu integrieren, um eine damit verbundene Verminderung in den Gewichts-, Raum- und Leistungserfordernissen der flugelektronischen Systeme zu ermöglichen und eine Vereinfachung in der Verdrahtung zwischen physisch getrennten flugelektronischen Systemen oder Untersystemen derselben zu ermöglichen. Eine solche Integration ist durch die Verwendung eines gemeinsamen Datenbusses erreicht worden, zu dem jedes flugelektronische System oder ein Untersysteme desselben Zugang durch einen damit verbundenen Terminal hat, von denen jeder fähig ist, Daten zu senden und zu empfangen. Daten, die durch einen Terminal, der mit einem speziellen System oder Untersystem verbunden ist, auf dem Datenbus übertragen werden, können durch die mit übrigen Systemen oder Untersystemen verbundenen Terminals empfangen werden, so daß demgemäß das Erfordernis nach gesonderten Verdrahtungsverbindungen zwischen den Systemen oder Untersystemen ausgeschaltet wird. Außerdem können Daten, die durch ein einzelnes System oder Untersystem erzeugt worden sind, durch jedes andere System oder Untersystem ohne die Notwendigkeit, jene Daten unabhängig zu erzeugen, benutzt werden.
Obwohl verschiedene Arten von Datenübertragungssystemen für die Verwendung an Bord von Flugzeugen zur Übertragung zwischen flugelektronischen Systemen und Untersystemen entwickelt worden sind, wie in den U.S. Patenten 4 199 663 und 4 471 481 beschrieben ist, die beide den Titel "Autonom- Terminal-Datenübertragungssystem" haben und dem Zessionar der vorliegenden Anmeldung zugeeignet sind, ist das wünschenswerteste flugelektronische Datenübertragungssystem ein Autonom-Terminal-Datenübertragungssystem; insbesondere ein Autonom-Daten-Terminal-Übertragungssystem, das einen Strommodus-Datenbus verwendet. Einzelheiten, die für den Betrieb eines Datenübertragungssystems kritisch sind, welches einen Strommodus-Datenbus verwendet, sind die Zuverlässigkeit des Buskabels und die Leistungsfähigkeit und Zuverlässigkeit, die mit der Art und Weise verbunden ist, in der jeder Terminal an den Bus angekoppelt ist. Die Kopplungsleistungsfähigkeit und -zuverlässigkeit eines Strommodus-Datenbusses ist in dem U.S. Patent 4 264 827 angesprochen, das den Titel "Strommodus-Daten- oder -Leistungsbus" hat, welches auch dem Zessionar der vorliegenden Anmeldung zugeeignet ist. Das Wesentliche der in diesem Patent beschriebenen Erfindung ist ein Kopplungstransformator, der einen Ferritkern hat, welcher derart ausgebildet ist, daß der Kern auseinandergebaut werden kann und die beiden Drähte eines Busses, die von einem Paar von verdrillten Drähten gebildet sind, um die Schenkel des Kerns in einer solchen Art und Weise plaziert werden können, daß der magnetische Weg des wiederzusammengebauten Kerns die Leiter umschließt. Die Anordnung ist derart, daß die Busdrähte eine der Wicklungen eines Transformators bilden. Die andere Wicklung ist permanent auf dem Kern installiert und ist mit der Datenübertrager- und/oder -empfängerelektronik eines Datenterminals verbunden. Das Endergebnis ist die Herstellung einer Stromkopplung ohne die Notwendigkeit, die Busdrähte zu durchschneiden oder die Isolation, welche die Drähte umschließt, zu entfernen oder zu perforieren.
Obwohl ein Kopplungstransformator, der im U.S. Patent 4 264 827 beschriebenen Art in hohem Maße zuverlässig ist, ist es, um die Vorteile eines Datenübertragungssystems zu optimieren, das einen Strommodus-Datenbus und solche Transformatoren verwendet, notwendig, daß das Kopplertransformator-Schaltungssystem, d. h. die Schaltung, welche Datensignale zum Anlegen an den Strommodus-Datenbus an den Transformator anlegt, und die Schaltung, welche Datensignale von dem Transformator empfängt, gewisse Kriterien erfüllen. Diese Kriterien lassen sich am besten durch Betrachten von gewissen Gleichartigkeiten und Unterschieden zwischen einem Spannungsmodus-Datenbus und einem Strommodus-Datenbus verstehen, die von einem Paar von verdrillten Drähten gebildet sind. Wie in Fig. 1 veranschaulicht ist, ist die Signalfortpflanzung vom Punkt A nach dem Ende eines Busses zu, der aus einem Paar von verdrillten Drähten gebildet ist, die gleiche für einen Spannungsmodus-Datenbus und einen Strommodus-Datenbus. D.h., das Signal pflanzt sich längs des Datenbusses von dem Punkt, wo es angelegt wird, nach dem Ende (den Enden) des Busses zu fort. Für beste Ergebnisse sollte die Ausgangsimpedanz des Datenübertragers gleich der charakteristischen Impedanz des Busses sein. Weiter sollten die Busdrähte durch einen Widerstand R&sub0; abgeschlossen sein, dessen Impedanz gleich der charakteristischen Impedanz des Busses ist, so daß Signalreflexionen vermieden werden.
Wie in Fig. 2 gezeigt ist, werden übertragene Datensignale Vc an einen Spannungsmodus-Datenbus parallel zu den Busdrähten angelegt. Vc treibt einen Strom I&sub1; durch den abschließenden Widerstand R&sub1; in einer Richtung, und einen Strom 12 durch den abschließenden Widerstand R&sub2; in der entgegengesetzten Richtung. Demgemäß ist der durch Vc erzeugte Gesamtstromfluß, d. h. Ic, gleich I&sub1; plus I&sub2;. Wie am besten in einer Äquivalentschaltung (Fig. 3) gezeigt ist, sind R&sub1; und R&sub2; parallel geschaltet. Wenn R&sub1; und R&sub2; gleich sind, können sie beide gleich R&sub0; gesetzt werden, wodurch: Ic = 2Vc/R&sub0; und I&sub1; = Vc/R&sub0;
Fig. 4 veranschaulicht einen Strommodus-Datenbus, worin die Hälfte der Kopplerspannung Vc zwischen den Punkten C und D angelegt wird, die sich auf einem der Busdrähte eines verdrillten Drahtpaars befinden, das den Datenbus bildet, und die andere Hälfte wird zwischen den Punkten E und F angelegt, die sich auf dem anderen Busdraht befinden. Die Äquivalentschaltung ist in Fig. 5 gezeigt. In dieser Schaltung ist I&sub1; = I&sub2; = Ic. Weiter gelten, da R&sub1; und R&sub2; in Reihe sind, die folgenden Gleichungen: Ic = Vc/2R&sub0; und I&sub1; = Vc/2R&sub0;.
Die vorstehende Diskussion führt zu gewissen Schlüssen über einen Strommodus-Datenbus. Erstens muß die Spannung von Signalen, die an einen Strommodus-Datenbus angelegt werden, das zweifache der Spannung von Signalen sein, die an einen Spannungsmodus-Datenbus angelegt werden, um das gleiche Stromniveau in beiden Bussen zu erzeugen. Zweitens muß die Ausgangsimpedanz einer Strommodus-Datenbus-Signalquelle niedrig sein, wenn kein Signal angelegt ist, um eine Belastung des Datenbusses zu vermeiden. Drittens muß die Eingangsimpedanz des an einen Strommodus-Datenbus angekoppelten Signalempfängers aus dem gleichen Grunde niedrig sein, d. h., um eine Belastung des Datenbusses zu vermeiden. Die zweite und dritte Schlußfolgerung folgt aus der Tatsache, daß ein Strommodus-Datenbus-Koppler, anstatt daß er eine Impedanz parallel quer über die Busdrähte anlegt, wie in einem Spannungsmodus-Datenbus-Koppler (Fig. 2 und 3), eine Serienimpedanz an die Busdrähte anlegt. Eine Busbelastung durch eine Parallelimpedanz wird dadurch vermieden, daß man die Impedanz hoch macht. Eine Busbelastung durch eine Serienimpedanz wird dadurch vermieden, daß man die Impedanz niedrig macht.
Wie aus der folgenden Beschreibung besser zu verstehen sein wird, stellt die vorliegende Erfindung ein auf einem Strommodus-Datenbus basierendes Datenübertragungssystem zur Verfügung, das gemäß den drei oben erörterten Kriterien funktioniert. Spezieller ist es so, daß die Erfindung Übertragungskoppler zur Verfügung stellt, die relativ hohe Spannungsdatensignale an den Strommodus-Datenbus anlegen und eine niedrige Ausgangsimpedanz während inaktiven Perioden haben. Die Erfindung stellt auch Empfangskoppler zur Verfügung, die eine niedrige Eingangsimpedanz haben.
Die bevorzugte Form eines auf einem Strommodus-Datenbus basierenden Datenübertragungssystems, das gemäß der Erfindung ausgebildet ist, erreicht die vorstehenden Ergebnisse in einer Art und Weise, welche das Gewicht und die Größe durch Minimierung des Volumens und der Fläche des Kerns des Transformators des Übertragungs- und Empfangskopplers minimiert. Das Kernvolumen ist signifikant, weil Kernverluste eine Funktion des Kernvolumens sind. Bis zu dem Begrenzungsfaktor der Kernsättigung werden durch eine Minimierung des Kernvolumens die Kernverluste minimiert. Die Kernfläche mit Bezug auf die Kernsättigung ist eine Funktion der Signalfrequenz. Weil ein Signal mit gewissen Niedrigfrequenzkomponenten einen Transformatorkern von fester Größe vor einem Signal mit nur höheren Frequenzkomponenten sättigt, wird die Fläche (und das Volumen) des Kerns dadurch minimiert, daß man die Signalfrequenz hoch hält. Eine hohe Signalfrequenz minimiert auch einen Signalabfall in den Signalempfängerschaltungen.

Abriß der Erfindung

Gemäß dieser Erfindung werden ein Verfahren und eine Einrichtung für die Übertragung von Binärdaten über einen Datenbus zur Verfügung gestellt, wie sie im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 und des Anspruchs 13 beschrieben sind.
Gemäß weiteren Aspekten dieser Erfindung ist der Strommodus-Datenbus mittels eines Paars von verdrillten Drähten ausgebildet. Übertragungs- und Empfangskoppler, die mit Nutzungseinrichtungen (d. h. Einrichtungen, welche die Binärdaten erzeugen und/oder verwenden) verbunden sind, koppeln die Nutzungseinrichtungen an die verdrillten Drähte an. Die Übertragungskoppler wandeln Binärdaten von Rechteckform in Doublettform um, und die Empfangskoppler wandeln Binärdaten von Doublettform in Rechteckform um.
Gemäß weiteren Aspekten dieser Erfindung sind die durch die Nutzungseinrichtungen erzeugten Rechteckwellensignale in Manchester-Biphasen-Form; und der Übertragungskoppler umfaßt einen Stichleitungs-Steuersender und einen Leitungs- Steuersender, die miteinander durch ein abgeschirmtes verdrilltes Paar, z. B. eine Stichleitung aus Drähten, verbunden sind, welches relativ lang sein kann. Der Stichleitungs-Steuersender weist eine Digitallogikschaltung auf, welche die Manchester-Biphasen-Datensignale in ein Paar von nebeneinanderliegenden Impulsen auf separaten Leitungen, ein Paar für jeden Übergang der Manchester-Biphasen-Datensignale, umwandelt. Die Impulspaare werden durch Hindurchleiten der Impulse durch die Primärwicklung eines geeignet gewickelten und geschalteten Transformators in ein Doublett umgewandelt. Die Sekundärwicklung des Transformator ist mit dem Leitungs-Steuersender über die Stichleitung verbunden. Der Leitungs-Steuersender umfaßt Halbleiterschalter, welche die Doubletten an einen Transformator anlegen, der den Übertragungskoppler mit dem Strommodus-Datenbus verbindet. Das Windungsverhältnis des Übertragungskopplertransformators ist niedrig, und der Leitungs-Steuersender schließt die Wicklungen des Transformators mit einer Last niedriger Impedanz in der Abwesenheit einer Doublette kurz. Infolgedessen wird die durch den Übertragungskoppler während inaktiver Perioden auf den Bus angewandte Belastung minimiert. Zusätzlich zu der Minimierung der Belastung durch Kurzschließen mit einer Last niedriger Impedanz ermöglicht es der Übertragungskopplertransformator einem verbundenen Empfänger zu lauschen, während der Übertragungskoppler sendet. Dieser Lauschen-während-des-Sprechens-Aspekt ist wichtig, um es den Nutzungseinrichtungen zu ermöglichen, Übertragerkonflikte zu erkennen, z. B. gleichzeitiges Übertragen, welches auftreten kann, wenn das Datenübertragungssystem zum ersten Mal eingeschaltet wird.
Gemäß anderen Aspekten dieser Erfindung ist der Empfangskoppler mit dem Strommodus-Datenbus durch einen Transformator verbunden, der ein relativ großes Windungsverhältnis hat. Infolgedessen wird wenig Energie aus dem Strommodus- Datenbus herausgezogen. Der Empfangskopplertransformator ist mit einem Empfängerverstärker verbunden, der eine niedrige Eingangsimpedanz und einen hohen Spannungsverstärkungsfaktor hat. Die verstärkten Doublettimpulse werden durch einen kurzen Drahtabschnitt, z. B. eine Stichleitung, zu einem Stichleitungsempfänger übertragen, der die Doublettdatenimpulse in ein Manchester-Biphasen-Datensignal umwandelt, das identisch mit dem ursprünglichen Manchester- Biphasen-Datensignal ist.
Wie leicht aus der vorstehenden Beschreibung erkennbar ist, hat die Erfindung eine Anzahl von Merkmalen, die alle zu einem verbesserten Verfahren und einer verbesserten Einrichtung für die Übertragung von Daten zwischen Terminals, welche mit einem Datenbus verbunden sind, führen. Obwohl die Erfindung dazu vorgesehen war, die Datenübertragung zu verbessern, wenn der Datenbus ein Strommodus-Datenbus ist, kann die Erfindung auch dazu verwendet werden, die Datenübertragungsfähigkeiten von anderen Arten von Datenbussen, nämlich Spannungsmodus-Datenbussen und optischen Datenbussen, zu verbessern. Die Umwandlung von Daten aus Binär- Rechteckform in Sinus-Doublettform ist besonders vorteilhaft, wenn sie bei elektromagnetischen Datenbussen verwendet wird, z. B. Strom- und Spannungsmodus-Datenbussen, weil die niedrigen Frequenzkomponenten, die in einem rechteckigen Datensignal inhärent vorhanden sind, eliminiert werden. Infolgedessen können das Kernvolumen und die Kernfläche der Transformatoren, die zum Koppeln der Doublettsignale an solche und von solchen Datenbussen verwendet werden, minimiert werden. Doubletten haben den weiteren Vorteil, daß sie im wesentlichen keine kurzzeitige Gleichstrom-Versetzung erzeugen. Außerdem ist die Löschzeitkonstante für Wechselstromkopplung sehr kurz. Obwohl die Erfindung bei anderen Rechteckwellen-Signalen, als es Manchester-Biphasen-Datensignale sind, wie bei Zeichen-Pause-Datensignalen, brauchbar ist, haben Manchester-Biphasen-Datensignale gewisse Vorteile in der Datenübertragung. Weil Manchester-Biphasen-Signale durch ein Paar komplementärer Signale gebildet sind, von denen jedes alle Daten enthält, die übertragen werden, existiert im wesentlichen ein Paritätsbit für jedes Datenbit. Weiter ist ein Koppler, der so ausgebildet ist, daß der mit Manchester-Biphasen-Signalen funktioniert, inhärent kompatibel mit militärischen und anderen flugelektronischen Binärdatenübertragungssystemen, die so ausgebildet sind, daß sie Manchester-Biphasen-Datensignale übertragen und empfangen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die vorstehenden und andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden leichter erkennbar, da dieselben besser verstanden werden durch Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung, wenn diese in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen genommen wird, worin:
Fig. 1 eine bildliche Ansicht eines Datenbusses ist, der von einem Paar von verdrillten Drähten gebildet ist; Fig. 2 eine bildliche Ansicht eines Spannungsmodus-Datenbusses ist, der aus einem Paar von verdrillten Drähten gebildet ist;
Fig. 3 eine Äquivalentschaltung des in Fig. 2 veranschaulichten Spannungsmodus-Datenbusses ist;
Fig. 4 eine bildliche Ansicht eines Strommodus-Datenbusses ist, der von einem Paar von verdrillten Drähten gebildet ist;
Fig. 5 eine Äquivalentschaltung des in Fig. 4 veranschaulichten Strommodus-Datenbusses ist;
Fig. 6 ein Blockschaltbild eines Datenübertragungssystems ist, das gemäß der Erfindung ausgebildet ist;
Fig. 7 ein Blockschaltbild eines Übertragungs- und Empfangskopplers ist, die gemäß der Erfindung ausgebildet und für die Verwendung in dem in Fig. 6 veranschaulichten Datenübertragungssystem geeignet sind;
Fig. 8 ein teilweises Block- und teilweises schematisches Schaltbild eines Stichleitungs-Steuersenders ist, der für die Verwendung in dem in Fig. 7 veranschaulichten Übertragungskoppler geeignet ist;
Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Stichleitungs-Steuersender-Logik ist, die für die Verwendung in dem in Fig. 8 veranschaulichten Stichleitungs-Steuersender geeignet ist;
Fig. 10 ein schematisches Schaltbild eines Leitungs-Steuersenders ist, der für die Verwendung in dem in Fig. 7 veranschaulichten Übertragungskoppler geeignet ist;
Fig. 11 ein schematisches Schaltbild eines Empfängerverstärkers ist, der für die Verwendung in dem in Fig. 7 veranschaulichten Empfangskoppler geeignet ist;
Fig. 12 ein teilweises schematisches Schaltbild und teilweises Blockschaltbild eines Stichleitungs-Empfängers ist, der für die Verwendung in dem in Fig. 7 veranschaulichten Empfangskoppler geeignet ist;
Fig. 13 ein Blockschaltbild einer Stichleitung-Empfänger- Logik ist, die für die Verwendung in dem in Fig. 12 veranschaulichten Stichleitungs-Empfänger geeignet ist; und
Fig. 14 eine Reihe von schematischen Wellenformendarstellungen ist, welche die Form von Signalen an verschiedenen Stellen in den Übertragungs- und Empfangskopplerschaltungen veranschaulichen, die in den Fig. 8 bis 13 veranschaulicht sind.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Fig. 6 veranschaulicht ein gemäß der Erfindung ausgebildetes Datenübertragungssystem, das einen Datenbus 31 und eine Mehrzahl von Nutzungseinrichtungen 33, von denen jede mit dem Datenbus durch einen Koppler 35 verbunden ist, umfaßt. Die zwischen den Nutzungseinrichtungen und den jeweiligen Kopplern fließenden Binärdatensignale sind in Rechteckform. Vorzugsweise sind die Datensignale Manchester-Biphasen-Datensignale. Weiter ist der Datenbus vorzugsweise ein Strommodus-Datenbus, der mittels eines Paar von verdrillten Drähten ausgebildet ist. Die Koppler 35 wandeln die Binärdaten, die an den Datenbus angelegt werden sollen, von Rechteckform in Doublettform um. Spezieller ist es so, daß die Koppler vorzugsweise Datensignale, welche von den Nutzungseinrichtungen erzeugt worden sind, von Rechteckform in eine Form umwandeln, in welcher ein Doublett für jeden Übergang der Binärdaten auftritt, und die Doubletten an den Datenbus 31 anlegen. Datensignale, die von den Kopplern empfangen werden, werden durch die Koppler 35 von Doublettform in Rechteckform umgewandelt. Obwohl Fig. 6 alle Koppler so darstellt, daß sie die Fähigkeit haben, Daten sowohl zu übertragen als auch zu empfangen, versteht es sich, daß Koppler, die mit Nutzungseinrichtungen verbunden sind, welche Daten nur übertragen oder nur empfangen, nur einen Koppler erfordern, der die betreffende Fähigkeit hat.
Ein gemäß der Erfindung ausgebildeter Koppler 35, der die Fähigkeit hat, Daten sowohl zu übertragen als auch zu empfangen, ist in Fig. 7 veranschaulicht. Die Übertragungsfähigkeit wird durch einen Übertragungskoppler 37 vorgesehen, und die Empfangsfähigkeit wird durch einen Empfangskoppler 39 vorgesehen.
Der Übertragungskoppler 37 ist mit der betreffenden Nutzungseinrichtung 33 verbunden, von welcher er Manchester- Biphasen-Datensignale empfängt, die mit TXO und TXN bezeichnet sind. Spezieller umfaßt der Übertragungskoppler folgendes: einen Stichleitungs-Steuersender 41; eine Übertragungs-Stichleitung 43, z. B. ein abgeschirmtes Drahtpaar, welche bis zu fünfzig (50) Fuß lang sein kann; einen Leitungs-Steuersender 45; und einen Übertragungskopplertransformator 47. Wie besser aus der folgenden Beschreibung zu verstehen ist, empfängt der Stichleitungs-Steuersender 41 die TXO- und TXN-Signale und wandelt sie aus Manchester-Biphasenform in Doublettform um, und überträgt die doublettcodierten Binärsignale über die Übertragungs-Stichleitung 43 zu dem Leitungs-Steuersender. Der Leitungs-Steuersender 45 verstärkt die Doubletten und legt das verstärkte Ergebnis über den Übertragungskopplertransformator 47 an den Datenbus an.
Der Empfangskoppler 39 empfängt durch den Datenbus 31 in Doublettform übertragene Datensignale, wandelt die Signale in Manchester-Biphasenform um und legt das Ergebnis, das mit RXI und RXN bezeichnet ist an die zugeordnete Nutzungseinrichtung an. Spezieller umfaßt der Empfangskoppler 39 folgendes: einen Empfangskopplertransformator 49; einen Empfangsverstärker 51; eine Empfangsstichleitung 53, z. B. ein abgeschirmtes Drahtpaar, welche bis zu fünfzig (50) Fuß lang sein kann; und einen Stichleitungs-Empfänger 55. Der Empfangskopplertransformator 49 empfängt die durch den Datenbus 31 in Doublettform übertragenen Binärdaten und legt die Doubletten an den Empfangsverstärker 51 an. Der Empfangsverstärker 51 wandelt die Doubletten in bipolare Impulse um und verstärkt die Impulse. Die bipolaren Impulse werden an den Stichleitungs-Empfänger 55 angelegt, welcher die Impulse dazu verwendet, die ursprünglichen biphasencodierten Manchester-Signale als die RXI- und RXN-Signale zu rekonstruieren.
Sowohl die Übertragungs- als auch die Empfangsstichleitung 43 und 53 sind abgeschirmt, verdrillte Drahtpaare, die an jedem Ende mit einer niedrigen Impedanz verbunden sind, wie unten beschrieben. Diese Anordnung ermöglicht es, relativ lange Stichleitungen zu verwenden (bis zu 50 Fuß in einer aktuellen Ausführungsform der Erfindung). Zusätzlich dazu, daß sie Signale überträgt, überträgt die Übertragungs- Stichleitung 43 Leistung von dem Stichleitungs-Steuersender 41 zu dem Leitungs-Steuersender 45, und die Empfangsstichleitung 53 überträgt Leistung von dem Stichleitungsempfänger 55 zu dem Empfängerverstärker 51.
Fig. 8 ist ein teilweises Blockschaltbild und teilweises schematisches Schaltbild eines Stichleitungs-Steuersenders 41, der für die Verwendung in dem in Fig. 7 veranschaulichten Übertragungskoppler geeignet ist. Der in Fig. 8 veranschaulichte Stichleitungs-Steuersender umfaßt folgendes: eine Stichleitungs-Steuersender-Logik 43; zwei Widerstände, die mit R1 und R2 bezeichnet sind, zwei MOSFETs (Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren), die mit Q1 und Q2 bezeichnet sind; zwei Kondensatoren, die mit C1 und C2 bezeichnet sind; und einen mit T1 bezeichneten Transformator. T1 hat zwei Primärwicklungen, die mit P1 und P2 bezeichnet sind, und zwei Sekundärwicklungen, die mit S1 und S2 bezeichnet sind. Weil T1 dahingehend funktioniert, daß er zwei Signale in einer bipolaren Art und Weise kombiniert, ist die Richtung der Primär- und Sekundärwicklung von T1 wichtig. Infolgedessen wird gemäß einer konventionellen Symbologie die Richtung der Primär- und Sekundärwicklung von T1 in Fig. 8 durch Punkte bezeichnet, die sich an einem Ende von jeder Wicklung befinden.
Wie besser aus der folgenden Diskussion der Fig. 9 zu verstehen ist, wandelt die Stichleitungs-Steuersender-Logik 43 jeden Übergang eines Manchester-Biphasen-Datensignals in ein Paar von nebeneinanderliegenden Impulsen auf separaten Ausgängen um. Die mit D1 und D2 bezeichneten Impulse sind in dem Sinne nebeneinanderliegend, daß einer der Impulse, D1, dem anderen Impuls D2 unmittelbar vorangeht. Die D1-Impulse, werden an den Gateanschluß von Q1 angelegt, und die D2-Impulse werden an den Gateanschluß von Q2 angelegt. Der Gateanschluß von Q1 ist außerdem durch R1 mit einer positiven Spannungsquelle verbunden, die mit +V1 bezeichnet ist; und der Gateanschluß von Q2 ist durch R2 auch mit +V1 verbunden. Die Sourceanschlüsse von Q1 und Q2 sind mit Erde verbunden. Der Drainanschluß von Q1 ist mit dem Punktende der Wicklung P1 von T1 verbunden, und der Drainanschluß von Q2 ist mit dem Nichtpunktende der Wicklung P2 von T1 verbunden. Das Punktende von P2 ist mit dem Nichtpunktende von P1 verbunden, und die Verbindung zwischen P1 und P2 ist sowohl durch C1 als auch durch C2 mit Erde verbunden. Die Verbindung zwischen P1 und P2 ist auch mit einer positiven Spannungsquelle verbunden, die mit +V2 bezeichnet ist. Das Punktende der Wicklung S1 von T1 ist mit einem Ende von einem der Stichleitungsdrähte 43 verbunden. Das Nichtpunktende von S2 von T2 ist mit einem Ende des anderen Stichleitungsdrahts verbunden. Das Punktende von S2 ist mit dem Nichtpunktende von S1 verbunden, und die Verbindung zwischen S1 und S2 ist mit +V2 verbunden.
Im Betrieb werden Q1 und Q2 durch D1 und D2 ein- und ausgeschaltet, um einen verstärkten Stromfluß durch T1 zu erzeugen, der den D1- und D2-Impulsen entspricht. T1 wandelt die D1- und D2-Impulse von Einzelpolaritätsform in bipolare Form um, d. h. erzeugt ein Doublett DT aus den bipolaren Impulsen. Leistung für die Verwendung durch den Leitungs- Steuersender 45 (Fig. 10) wird durch +V2 zugeführt und zu dem Leitungs-Steuersender über S1 und S2 und die Übertragungs-Stichleitungsdrähte übertragen.
Wie oben bemerkt, ist Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Stichleitungs-Steuersender-Logik, die für die Verwendung in dem in Fig. 8 veranschaulichten Stichleitungs-Steuersender 41 geeignet ist. Die in Fig. 9 veranschaulichte Stichleitungs-Steuersender-Logik umfaßt folgendes: zwei Vier-Eingangs-UND-Tore, die mit G1 bis G4 bezeichnet sind; fünf Zwei-Eingangs-UND-Tore, die mit G5 bis G9 bezeichnet sind; fünf Zwei-Eingangs-ODER-Tore, die mit G10 bis G14 bezeichnet sind; fünf D-Flip-Flops, die mit FF1 bis FF5 bezeichnet sind; und drei Inverter, die mit I1 bis I3 bezeichnet sind. Obwohl die in Fig. 9 veranschaulichte Logik in Form von diskreten Komponenten ausgeführt sein kann, ist sie vorzugsweise in PAL (Programmierbare-Anordnungs-Logik) -Form. In jedem Falle verwenden Fig. 9 und die folgenden Logikdarstellungen alle die konventionelle Negationssymbologie. In dieser Hinsicht hat jedes der Vier-Eingangs-UND- Tore G1 bis G4 zwei Negationseingänge, und beide Eingänge von G7 sind Negationseingänge.
Ein mit TXE bezeichnetes Freigabesignal wird an einen Eingang von jedem von G1 bis G4 angelegt. TXO wird an einen Eingang von G1, einen der Negationseingänge von G2 und einen der Eingänge von jedem von G5 und G6 angelegt. TXN wird an einen Eingang von G3, einen der Negationseingänge von G4 und einen Eingang von jedem von G8 und G9 angelegt. Die Ausgänge von G1 und G2 sind je mit einem Eingang von G10 verbunden, und der Ausgang von G10 ist mit dem D-Eingang von FF1 verbunden. Der Q-Ausgang von FF1 ist an einen der Negationseingänge von G1, den zweiten Negationseingang von G2, den zweiten Eingang von G5, einen der Negationseingänge von G7, und einen Eingang von G12 angelegt. Die Ausgänge von G5 und G6 sind je mit einem Eingang von G11 verbunden. Der Ausgang von G11 ist mit dem D-Eingang von FF2 verbunden. Der Q-Ausgang von FF2 ist mit dem zweiten Negationseingang von G1, dem vierten Eingang von G2 und dem zweiten Eingang von G6 verbunden.
Die Ausgänge von G3 und G4 sind je mit einem Eingang von G13 verbunden, der Ausgang von G13 ist mit dem D-Eingang von FF3 verbunden. Der Q-Ausgang von FF3 ist mit einem der Negationseingänge von G3, dem zweiten Negationseingang von G4, einem Eingang von G8, dem zweiten Negationseingang von G7 und dem zweiten Eingang von G12 verbunden. Die Ausgänge von G8 und G9 sind je mit einem Eingang von G14 verbunden. Der Ausgang von G14 ist mit dem D-Eingang von FF4 verbunden. Der Q-Ausgang von FF4 ist mit dem zweiten Negationseingang von G3, dem vierten Eingang von G4 und dem zweiten Eingang von G9 verbunden.
Der Ausgang von G7 ist mit dem Eingang von I1 verbunden.
Das früher mit D1 bezeichnete und in Fig. 8 veranschaulichte Signal tritt an dem Ausgang von I1 auf. Der Ausgang von G12 ist mit dem D-Eingang von FF5 verbunden. Der Q-Ausgang von FF5 ist mit dem Eingang von I2 verbunden. Der Ausgang von I2 ist mit dem Eingang von 13 verbunden. Das mit D2 bezeichnete und in Fig. 8 veranschaulichte sowie früher beschriebene Signal D2 tritt an dem Ausgang von I3 auf. Taktimpulse, die durch einen geeigneten Taktimpulsgenerator (nicht gezeigt) erzeugt werden, werden an die Takt(CK)-Eingänge von jedem von FF1, FF2, FF3, FF4 und FF5 angelegt.
Die mit TXO und TXN in Fig. 14 bezeichneten Zeilen sind eine exemplarische Veranschaulichung von Manchester-Biphasen-Datensignalen der Art, deren Übergang durch die in Figur 9 veranschaulichte Stichleitungs-Steuersender-Logik in Paare von nebeneinanderliegenden D1- und D2-Impulse umgewandelt wird. Wie dort gezeigt, sind, wenn keine Manchester-Biphasen-Datensignale vorhanden sind, was als der Busruhezustand bezeichnet ist, TXO und TXN beide in den gleichen binären Zustand, d. h., sie sind beide niedrig. Ein Datenwort beginnt mit einem Synchronisationssignal, welches drei Bitzeiten einnimmt und einen "illegalen" Manchestercode bildet, gefolgt von einer Reihe von Datenbits. Während der ersten Hälfte des Synchronisationssignals wechselt TXO in den binären Zustand, der entgegengesetzt seinem Busruhezustand ist, d. h. es verläuft hoch, während TXN in seinem Busruhezustand bleibt. An dem Mittelpunkt des Synchronisationssignals - der Mitte der dritten Bitzeit, ändert sowohl TXO als auch TXN seinen Zustand, d. h. TXO verschiebt sich von einem hohen Zustand zu einem niedrigen Zustand, und TXN verschiebt sich von einem niedrigen Zustand zu einem hohen Zustand. Demgemäß werden TXO und TXN in ihren Biphasen-Zuständen plaziert. Nachfolgend auf die Synchronisationsperiode werden konventionelle Manchester-Biphasencodes, welche "0" und "1" repräsentieren, erzeugt, wie es durch den Inhalt des Datenworts bestimmt wird. Wie in der dritten und vierten Zeile von Fig. 14 dargestellt, werden D1- und D2-Impulse für jeden Übergang von entweder (oder sowohl) TXO oder (als auch) TXN erzeugt. D1 ist im wesentlichen koinzident mit dem Übergang, und D2 folgt D1 unmittelbar. Wie früher erörtert, haben D1 und D2 die gleiche Polarität. D1 und D2 haben eine Impulsbreite, die gleich einer Taktperiode CK ist. Wie früher mit Bezug auf Fig. 8 oben erörtert wurde, werden die D1- und D2-Impulse durch Q1 und Q2 verstärkt und durch T1 von nebeneinanderliegender Impulsform in Doublett (DT) -Form umgewandelt, wie auf der fünften Zeile der Fig. 14 gezeigt ist.
Fig. 10 ist eine schematische Darstellung eines Leitungs- Steuersenders, der für die Verwendung in dem in Fig. 7 veranschaulichten Übertragungskoppler geeignet ist. Der in Fig. 10 veranschaulichte Leitungs-Steuersender umfaßt zwei Schaltungen - eine Kopplungsschaltung 61 zum Anlegen des Doublettsignals DT an den Übertragungskopplertransformator 47, und eine Leistung-Aus-Kurzschlußschaltung 63 zum Kurzschließen der Primärseite des Übertragungskopplertransformators 47 in dem Fall eines Leistungsverlusts.
Die Kopplungsschaltung 61 umfaßt folgendes: zwei mit R3 und R4 bezeichnete Widerstände; einen mit T2 bezeichneten Transformator; vier mit Q5, Q6, Q7 und Q8 bezeichnete MOSFETs; eine mit ZD1 bezeichnete Zenerdiode; und drei mit C3, C4 und C5 bezeichnete Kondensatoren. T2 hat zwei Primärwicklungen, die mit P3 und P4 bezeichnet sind, und vier Sekundärwicklungen, die mit S3, S4, S5 und S6 bezeichnet sind. Weil T2 als ein Schalter funktioniert, der den Betrieb von Q5 bis Q8 gemäß dem Zustand des Doublettsignals steuert, ist die Wicklungsrichtung sowohl der Primär- als auch der Sekundärwicklung von T2 wichtig. Wie bei T1 wird gemäß der konventionellen Nomenklatur die Wicklungsrichtung durch Punkte bezeichnet, die sich an einem Ende von jeder der Wicklungen von T2 befinden.
Einer der Stichleitungsdrähte 43 ist mit dem Punktende von P3 verbunden. Das Nichtpunktende von P3 ist mit dem Punktende von P4 verbunden, und das Nichtpunktende von P4 ist mit dem anderen Stichleitungsdraht verbunden. Infolgedessen sind P3 und P4 in Reihe geschaltet. R3 ist parallel zu P3 und P4 geschaltet. Die Leistung für den Betrieb des Leitungs-Steuersenders, +V2, wird an der Verbindungsstelle zwischen P3 und P4 geliefert. Die Leistung wird durch den Stichleitungs-Steuersender 41 erzeugt und über die Übertragungs-Stichleitung 43 in der in Fig. 8 veranschaulichten und oben beschriebenen Art und Weise zu dem Leitungs-Steuersender 45 übertragen.
Das Nichtpunktende von S3 ist mit dem Gateanschluß von Q5 verbunden. Der Drainanschluß von Q5 ist mit der Verbindungsstelle zwischen P3 und P4 verbunden und erhält demgemäß +V2-Leistung. Der Sourceanschluß von Q5 ist mit dem Punktende von S3 und mit dem Drainanschluß von Q6 verbunden. Der Gateanschluß von Q6 ist mit dem Punktende von S4 verbunden. Der Sourceanschluß von Q6 ist mit dem Sourceanschluß von Q7 verbunden. Der Gateanschluß von Q7 ist mit dem Nichtpunktende von Q5 verbunden. Der Drainanschluß von Q7 ist mit dem Sourceanschluß von Q8 und dem Nichtpunktende von S6 verbunden. Das Punktende von S6 ist mit dem Gateanschluß von Q8 verbunden. Der Drainanschluß von Q8 ist auch mit der Verbindungsstelle zwischen P3 und P4 verbunden und erhält +V2-Leistung. Die Verbindungsstelle zwischen Q6 und Q7 ist mit der Anode von ZD1 und mit einer Seite von C3 verbunden. Die Kathode von ZD1 und die andere Seite von C3 ist sowohl mit dem Nichtpunktende von S4 als auch mit dem Punktende von S5 verbunden. Das Nichtpunktende von S4 und das Punktende von S5 ist außerdem durch R4 mit der Verbindungsstelle zwischen P3 und P4 verbunden, d. h. mit der +V2- Leistungszufuhr. C4 und C5 sind parallel geschaltet, und zwar zwischen die Verbindungsstelle zwischen P3 und P4, d. h. die +V2-Leistungszufuhr, und Erde.
Der Übertragungskopplertransformator 47 hat drei Primärwicklungen, die mit P5, P6 und P7 bezeichnet sind. Vorzugsweise ist jede der Primärwicklungen eine Zweiwindungs-Wicklung, wodurch das Windungsverhältnis zwischen jeder der Primärwicklungen und dem Datenbus 31 den Betrag 2 : 1 hat. Zwei der Primärwicklungen, P5 und P6, sind mit der Kopplerschaltung 61 verbunden. Spezieller ist es so, daß die Verbindungsstelle zwischen Q5 und Q6 mit dem einen Ende von P5 verbunden ist. Das andere Ende von PS ist mit dem einen Ende von P6 verbunden. Das andere Ende von P6 ist mit der Verbindungsstelle zwischen Q7 und Q8 verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen P5 und P6 ist auch mit Erde verbunden.
Wenn kein Doublett DT an die Primärwicklungen P3 und P4 von T2 angelegt ist, werden Q5 und Q8 ausgeschaltet, und Q6 und Q7 werden eingeschaltet und schließen P5 und P6 kurz. Q6 und Q7 sind so gewählt, daß sie relativ niedrige Drain-zu- Source-Widerstandswerte haben - z. B. je zwei Ohm. Da das Verhältnis der Windungen, die Q6 und Q7 verbinden, zu dem Datenbus 31 die Größe 4 : 1 hat (2 : 1 + 2 : 1), wird in Abwesenheit eines Doubletts durch die Wicklungen P5 und P6 ein Impedanzwert von angenähert einem Viertel eines Ohms auf den Strom-Datenbus 31 angelegt. Demgemäß erzeugt die Kopplungsschaltung 61, wenn keine Daten übertragen werden, eine minimale Belastung auf den Strommodus-Datenbus 31.
Wenn ein Doublett DT an T2 angelegt wird, schaltet während der ersten Hälfte des Doubletts einer von Q5 und Q8 ein und einer von Q6 und Q7 aus, und nachfolgend schaltet der andere von Q5 und Q8 ein, und der andere von Q6 und Q7 schaltet aus. Infolgedessen wird ein verstärktes Doublett an den Strommodus-Datenbus 31 über den Übertragungskopplertransformator 47 angelegt. Während des Doublett-Übertragungsintervalls ist natürlich das Ausschalten von einem von Q6 und Q7 notwendig, um den durch Q6 und Q7 während der inaktiven Perioden erzeugten Kurzschluß von P5 und P6 aufzuheben.
Die Leistung-Aus-Kurzschlußschaltung 63 umfaßt folgendes: zwei mit R5 und R6 bezeichnete Widerstände; und vier mit Q9, Q10, Q11 und Q12 bezeichnete JFETs (Sperrschichtfeldeffekttransistoren) vom Verarmungstyp. Die Drainanschlüsse von Q9 und Q10 sind mit dem einen Ende der dritten Primärwicklung P7 des Übertragungskopplertransformators 47 verbunden. Die Drainanschlüsse von Q11 und Q12 sind mit dem anderen Ende von P7 verbunden. Die Gateanschlüsse von Q9, Q10, Q11 und Q12 sind alle mit Erde verbunden. R5 ist in Reihe mit R6 zwischen +V2 und Erde geschaltet. Die Sourceanschlüsse von Q9, Q10, Q11 und Q12 sind alle an der Verbindungsstelle zwischen R5 und R6 verbunden.
Q9, Q10, Q11 und Q12 sind in der Gegenwart von +V2-Leistung alle ausgeschaltet. Wenn die Leistung zu dem Übertragungskoppler verlustig geht, d. h. +V2 auf Null abfällt, werden Q9, Q10, Q11 und Q12 alle eingeschaltet. Infolgedessen sind Q9, Q10, Q11 und Q12 alle parallel zu P7 geschaltet. Da Q9, Q10, Q11 und Q12 alle parallel geschaltet sind, ist der Widerstandswert, den sie an P7 anlegen, niedrig. Dieser Widerstandswert kann dadurch weiter abgesenkt werden, daß man mehr JFETs parallel zu Q9, Q10, Q11 und Q12 hinzufügt. Die Leistung-Abschalt-Schaltung 63 belastet nicht den Übertragungskopplertransformator 47, wenn durch die Kopplungsschaltung 61 ein Doublett an den Strommodus-Datenbus 31 angelegt wird, weil während einer Schwingung des Doubletts entweder Q9 und Q10 oder Q11 und Q12 nicht leiten, und umgekehrt, während der Schwingung entgegengesetzter Polarität des Doubletts. Das nichtleitende Paar verhindert einen Stromfluß durch P7 und demgemäß eine Belastung durch die Leistung-Aus-Kurzschlußschaltung 63.
Fig. 11 ist ein schematisches Schaltbild eines Empfängerverstärkers 51, der für die Verwendung in dem in Fig. 7 veranschaulichten Empfangskoppler 39 geeignet ist. Der in Fig. 11 dargestellte Empfängerverstärker umfaßt folgendes: einen mit Q13 bezeichneten JFET vom Verarmungstyp; vier mit Q14, Q15, Q16 und Q17 bezeichnete PNP-Transistoren; zwei mit Q18 und Q19 bezeichnete NPN-Transistoren; vier mit DD1, DD2, DD3 und DD4 bezeichnete Dioden; eine mit ZD2 bezeichnete Zenerdiode; drei mit C6, C7 und C8 bezeichnete Kondensatoren; und fünf mit R7, R8, R9, R10 und R11 bezeichnete Widerstände.
Die Primärwicklung des Empfangskopplertransformators 49 wird von dem Strommodus-Datenbus 31 gebildet. Der Empfangskopplertransformator 49 hat zwei mit S7 und S8 bezeichnete Sekundärwicklungen. S7 und S8 sind in Reihe geschaltet, und die Verbindungsstelle zwischen S7 und S8 ist durch R11 mit Erde verbunden. Das andere Ende von S7 ist mit dem Sourceanschluß von Q13 und mit dem Emitter von Q14 verbunden. Das andere Ende von S8 ist mit dem Drainanschluß von Q13 und mit dem Emitter von Q16 verbunden. Der Kollektor von Q14 ist mit der Basis von Q18 und mit der Anode von DD1 verbunden. Die Kathode von DD1 ist mit der Anode von DD2 verbunden. Die Kathode von DD2 ist mit der Basis von Q15 und dem einen Ende von R7 verbunden. Das andere Ende von R7 ist durch R8 in Reihe mit C6 mit den Emittern von Q15 und Q18 und durch C8 mit Erde verbunden. Der Kollektor von Q18 ist mit Erde verbunden. Der Kollektor von Q15 ist mit dem einen der Drähte der Stichleitung 53 verbunden, und die Verbindung zwischen C6 und R8 ist mit dem anderen Draht verbunden. Der mit der Verbindung zwischen C6 und R8 verbundene Draht überträgt ein mit RSA bezeichnetes Signal, und der mit dem Kollektor von Q15 verbundene Draht überträgt ein mit RSB bezeichnetes Signal.
Der Kollektor von Q16 ist mit der Basis von Q19 und mit der Anode von DD3 verbunden. Die Kathode von DD3 ist mit der Anode von DD4 verbunden, und die Kathode von DD4 ist mit der Basis von Q17 und dem einen Ende von R9 verbunden. Das andere Ende von R9 ist durch R10 in Reihe mit C7 mit den Emittern von Q17 und Q19 und durch C8 mit Erde verbunden. Der Kollektor von Q19 ist mit Erde verbunden. Der Kollektor von Q17 ist mit dem gleichen Draht der Stichleitung 53 verbunden, mit dem die Verbindungsstelle zwischen C6 und R8 verbunden ist, d. h. dem Draht, welcher das RSA-Signal überträgt. Die Verbindungsstelle zwischen R10 und C7 ist mit dem gleichen Draht der Stichleitung 53 verbunden, mit dem der Kollektor von Q15 verbunden ist, d. h. dem Draht, der das RSB-Signal überträgt. Die Verbindungsstelle zwischen R7, R8, R9, R10 und C8 ist auch durch R12 mit den Basen von Q14 und Q16 verbunden. Die Basen von Q14 und Q16 sind außerdem mit der Anode von ZD2 verbunden. Die Kathode von ZD2 ist mit Masse verbunden.
Das Windungsverhältnis zwischen den Sekundärwicklungen des Empfangskopplertransformators 49 ist relativ hoch - z. B. 20 : 1. Infolgedessen ist der Betrag der Signalleistung, welche durch den Empfangskopplertransformator aus dem Strommodus-Datenbus 31 herausgezogen wird, relativ klein. Ein kleiner Signalstrom, der in den Sekundärwicklungen S7 und S8 des Empfangskopplertransformators fließt, wird durch die niedrige Eingangsimpedanz aufweisenden Transistorverstärker mit geerdeter Basis, welche von Q14 und Q16 sowie ihren zugehörigen Vorspannungskomponenten, gebildet sind, verstärkt. Der umgekehrte Spannungsabfall über ZD2 steuert die Vorspannung an den Basen von Q14 und Q16. Infolgedessen ändert sich der gesamte (Ruhe-)Kollektorstromfluß von Q14 und Q16 nicht, wenn sich die Kollektorspannung so ändert, daß Spur-Doublett-Strom durch S7 und S8 fließt.
Q14 und Q16 wandeln in Kombination mit R7 und R9 kleine Stromflußänderungen in relativ hohe Spannungsänderungen um. In dieser Hinsicht waren in einer aktuellen Ausführungsform der Erfindung die Eingangsimpedanzwerte von Q14 und Q16 30 Ohm, und die Widerstandswerte von R7 und R8 waren 600 Ohm. DD1 und DD2 sowie DD3 und DD4 überwinden eine Totzone für die Emitterfolgertreiber, die von Q18 und Q15 sowie Q19 und Q17 und ihren zugehörigen Vorspannungselementen gebildet sind. In dieser Hinsicht sollte der Vorwärtsspannungsabfall von DD1 und DD2 sowie DD3 und DD4 so gewählt werden, daß er gleich dem Basis-Emitter-Spannungsabfall von Q18 und Q15 bzw. Q19 und Q17 ist. Die Verstärkungsleistung wird durch den in Fig. 12 veranschaulichten und unten beschriebenen Stichleitungs-Empfänger 55 über die Empfangsstichleitung 53 geliefert. Schließlich ist Q13 normalerweise ausgeschaltet. Wenn die Leistung verlustig geht, schaltet Q1 ein und schließt S7 und S8 kurz. Infolgedessen wird, wenn die Leistung verlustig geht, die durch den Empfangskoppler an den Strommodus-Datenbus 31 angelegte Last minimiert.
Fig. 12 ist ein schematisches Schaltbild eines Stichleitungs-Empfängers 55, der für die Verwendung in dem in Fig. 7 veranschaulichten und oben beschriebenen Empfangskoppler 39 geeignet ist. Der in Fig. 12 dargestellte Stichleitungs-Empfänger 55 umfaßt folgendes: zwei mit Q20 und Q21 bezeichnete NPN-Transistoren; einen mit Q22 bezeichneten PNP-Transistor; drei mit DD5, DD6 und DD7 bezeichnete Dioden; eine mit ZD3 bezeichnete Zenerdiode; fünf mit C9, C10, C11, C12 und C13 bezeichnete Kondensatoren; zwölf mit R13 bis R24 bezeichnete Widerstände; zwei mit OA1 und OA2 bezeichnete Komparatorverstärker; und die Stichleitungs Empfänger-Logik 71. Die Stichleitungs-Empfänger-Logik ist in Fig. 13 veranschaulicht und unten beschrieben.
Der Draht der Stichleitung 53, der das RSA-Signal überträgt, ist mit dem Kollektor von Q20, sowie durch C9 mit dem invertierenden Eingang von OA1, und durch C11 mit dem nichtinvertierenden Eingang von OA2 verbunden. Der Draht der Stichleitung 53, der das RSB-Signal überträgt, ist mit dem Kollektor von Q21, sowie durch C10 mit dem nichtinvertierenden Eingang von OA1 und dem invertierenden Eingang von OA2 verbunden. Die Emitter von Q20 und Q21 sind miteinander und durch R14 mit einer negativen Spannungsquelle, die mit -V3 bezeichnet ist, verbunden. Die Basen von Q20 und Q21 sind miteinander, mit dem Kollektor von Q22, und durch R15 mit den Emittern von Q20 und Q21 verbunden. Die Basis von Q22 ist mit -V3 durch R13 sowie mit der Kathode von DD5 verbunden. Die Anode von DD5 ist mit der Anode von ZD3 verbunden, und die Kathode von ZD3 ist mit Erde verbunden. R16 und R17 sind in Reihe zwischen die Drähte der Stichleitung 53 geschaltet. Die Verbindungsstelle zwischen R16 und R17 ist mit dem Emitter von Q22 verbunden.
R18, R19, R20 und R22 sind in jener Reihenfolge zwischen eine mit +V3 bezeichnete positive Spannungsquelle und -V3 geschaltet. Die Größe von +V3 ist gleich der Größe von -V3. Die Verbindungsstelle zwischen R18 und R19 ist mit dem invertierenden Eingang von OA1 verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen R20 und R22 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang von OA2 verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen R19 und R20 ist durch R22 mit dem nichtinvertierenden Eingang von OA1 und dem invertierenden Eingang von OA2 verbunden. Der Ausgang von OA1 ist mit dem einen Eingang der Stichleitungs-Empfänger-Logik 71 und durch C12 in Reihe mit R23 mit -V3 verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen C12 und R23 ist mit einem Verriegelungseingang von OA1 verbunden. Der Verriegelungseingang von OA1 ist auch mit der Kathode von DD6 verbunden. Die Anode von DD6 ist mit Erde verbunden. Der Ausgang von OA2 ist mit einem zweiten Eingang der Stichleitungs-Empfänger-Logik 71 verbunden. Der Ausgang von OA2 ist durch C13 in Reihe mit R24 mit -V3 verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen C13 und R24 ist mit dem Verriegelungseingang von OA2 verbunden. Der Verriegelungseingang von OA2 ist außerdem mit der Kathode von DD7 verbunden. Die Anode von DD7 ist mit Erde verbunden.
R16 und R17 haben gleiche Werte, und ihr kombinierter Wert ist gleich dem charakteristischen Widerstand der Stichleitung 53. Die Spannung, welche dem Empfängerverstärker (Fig. 11) mit Leistung versorgt, wird mittels -V3 durch R14, Q20 und Q21 geliefert. Die Größe dieser Spannung wird durch ZD3 und Q22 gesteuert bzw. geregelt. Q20 und Q21 sowie R14 bilden auch eine Fehlerabfühlschaltung. Spezieller bedeutet das, daß diese Komponenten eine Zunahme in dem Strom, der durch dem Empfängerverstärker über die Drähte der Empfangsstichleitung 53 gezogen wird, abfühlen. (Fehlerabfühlschaltungen, die mit dem Leitungs-Steuersender 45 dem Übertragungskopplertransformator 47, dem Empfangskopplertransformator 49 und dem Empfängerverstärker 51 verbunden sind, können dazu verwendet werden, einen Lastwiderstand parallel zu C8 zu schalten, um einen erhöhten Stromfluß zur Anzeige der Gegenwart eines Fehlers zu dem Empfängerverstärker zu erzeugen.) Ein erhöhter Stromabfluß bewirkt einen erhöhten Spannungsabfall über R14, der dazu benutzt werden kann, einen Detektor zu betätigen, um anzuzeigen, daß die Daten, die durch den Empfangskoppler 39 reproduziert werden, potentiell fehlerhaft sind, und/oder zu einem Abschalten des Empfangskopplers 39 zu führen.
In der Abwesenheit eines Doubletts ist die Differenz zwischen den RSA- und RSB-Signaldrahtspannungen Null. Infolge dieser Null-Differenz und weil das durch R18, R19, R20 und R21 gebildete Vorspannungsnetzwerk Signalschwellwertspannungen VTH an den Eingängen von OA1 und OA2 erzeugt, sind die Ausgangsgrößen von OA1 und OA2 niedrig. Wenn ein Doublett auftritt, werden die RSA- und RSB-Differentialsignalimpulse durch OA1 und OA2 detektiert, vorausgesetzt, daß die Differentialsignalamplitude, die durch C9, C10 und C11 an die Eingänge von OA1 und OA2 angekoppelt ist, den Signalschwellwert VTH übersteigt. Spezieller ist es so, daß OA1, RSB-RSA > VTH-Impulse detektiert, die hier nachstehend als RSA-Impulse bezeichnet werden, und OA2 detektiert RSA- RSB > VTH-Impulse, die hier nachstehend als RSB-Impulse bezeichnet werden. Die Ausgangsimpulse werden durch die Verriegelungseingänge von OA1 und OA2 gestreckt.
Im wesentlichen ist es so, daß die Verriegelungseingänge bewirken, daß die Ausgangsgrößen von OA1 und OA2 während einer vorbestimmten Zeitdauer nach dem Ende der von dem RSA- und RSB-Doublett erzeugten Impulse in einem hohen Zustand bleiben. Die Verriegelungszeitkonstante wird durch den Wert der OA1- und OA2-Ausgangsschaltungskomponenten C12, R23 und DD6, bzw. C13, R24 und DD7 bestimmt. Die Zeit wird so gewählt, daß eine Überlappung zwischen den gestreckten Impulsen vorgesehen wird. Demgemäß bleibt, wenn ein RSA-Impuls vor einem RSB-Impuls auftritt, die Ausgangsgröße von OA1 hoch, bis sich die Ausgangsgröße von OA2 nach hoch verschiebt, und umgekehrt, wenn ein RSB-Impuls vor einem RSA-Impuls auftritt.
Obwohl natürlich ein einziger Komparator verwendet werden könnte, um RSA- oder RSB-Impulse zu detektieren, werden zwei Komparatoren, d. h. OA1 und OA2, verwendet, so daß eine Ausgangsgröße zu der frühest möglichen Zeit erzeugt wird, nachdem ein Doublett detektiert worden ist. Demgemäß ist es so, daß unabhängig von der Polarität des ersten Impulses eines Doubletts der Ausgang von einem von OA1 oder OA2 den Zustand umschaltet, sobald der früheste Impuls eines Doubletts auftritt.
Wie oben bemerkt, verlängern die Verriegelungseingänge von OA1 und OA2 die Zeitdauer der Ausgangsgrößen von OA1 und OA2. Der Zweck der Verlängerung besteht darin, es weiter sicher zu machen, daß die Ausgangsgrößen von OA1 und OA2 die Stichleitungs-Empfänger-Logik betätigen. In dieser Hinsicht sind, wie oben bemerkt, der erste oder zweite Impuls eines Doubletts angenähert gleich der Breite einer Taktperiode. Da die durch ein Doublett erzeugten RSA- und RSB-Impulse kürzer sein könnten als eine Taktperiode, könnte eine Umschaltung in den Zuständen der Ausgangsgrößen von OA1 und OA2, die nur gleich der Länge eines RSA- oder RSB-Impulses ist, nicht durch die Stichleitungs-Empfänger-Logik detektiert werden. Die Verlängerung der Zeitdauer der Rechteckwelle durch Benutzung der Verriegelungseingänge von OA1 und OA2 verhindert, daß diese Möglichkeit auftritt. Ein Komparatorverstärker, der zur Bildung von OA1 und OA2 in einer Ausführungsform der Erfindung verwendet wird, ist der LT1016-Komparatorverstärker, der von Linear Technology, 1630 Mccarthy Boulevard, Milpita, Kalifornien, 95035 hergestellt wird.
Fig. 13 ist ein Blockschaltbild einer Stichleitungs-Empfänger-Logik 71, die für die Verwendung in dem in Fig. 12 veranschaulichten Stichleitungs-Empfänger 55 geeignet ist. Die in Fig. 13 dargestellte Stichleitungs-Empfänger-Logik umfaßt folgendes: vier Drei-Eingangs-UND-Tore, die mit G15, G16, G17 und G18 bezeichnet sind; zehn Zwei-Eingangs-UND- Tore, die mit G19 bis G28 bezeichnet sind; zwei mit G29 und G30 bezeichnete Zwei-Eingangs-ODER-Tore; zwei mit G31 und G32 bezeichnete Vier-Eingangs-ODER-Tore; fünf mit FF6, FF7, FF8, FF9 und FF10 bezeichnete Flip-Flops; und einen mit CT1 bezeichneten Zweistufen-Binärzähler. Wie bei der vorher beschriebenen Logikschaltung wird in der in Fig. 13 veranschaulichten Logikschaltung die konventionelle Negationssymbologie verwendet. In dieser Hinsicht haben G15, G16 und G18 je zwei Negationseingänge. G17, G23, G24 und G27 haben je einen Negationseingang.
Die Ausgangsgröße von OA1 (Fig. 12) wird an einen Eingang von G15, einen Eingang von G19 und einen Eingang von G20 angelegt. Die Ausgangsgröße von OA2 wird an einen Eingang von G16, einen Eingang von G21 und einen Eingang von G22 angelegt. Die Ausgänge von G15 und G16 sind je mit einem Eingang von G29 verbunden. Der Ausgang von G29 ist mit dem D-Eingang von FF6 verbunden. Der Q-Ausgang von FF6 ist an einen Negationseingang von G15, einen Negationseingang von G16, den zweiten Eingang von G19 und den zweiten Eingang von G21 angelegt. Die Ausgänge von G19, G20, G21 und G22 sind je an einen Eingang von G31 angelegt. Der Ausgang von G31 ist an den D-Eingang von FF7 angelegt. Der Q-Ausgang von FF7 ist an den zweiten Negationseingang von G15, den zweiten Negationseingang von G16, den zweiten Eingang von G20 und den zweiten Eingang von G22 angelegt.
Der Q-Ausgang von FF6 ist außerdem an einen Eingang von G23, den Negationseingang von G24, den Negationseingang von G17, den Negationseingang von G18, einen Eingang von G25 und den Löscheingang von CT1 angelegt. Die Ausgänge von G23 und G24 sind je mit einem Eingang von G30 verbunden. Der Ausgang von G30 ist mit dem D-Eingang von FF8 verbunden. Der Q-Ausgang von FF8 (RXI) ist an den Negationseingang von G23, den zweiten Eingang von G24, einen Eingang von G17, einen Eingang von G25 und einen Eingang von G26 angelegt. Die Ausgänge von G17, G18, G25 und G26 sind je an einen Eingang von G32 angelegt. Der Ausgang von G32 ist mit dem D-Eingang von FF7 verbunden. Der Q-Ausgang von FF7 (RXN) ist an den zweiten Eingang von G17 und einen Eingang von G18 angelegt.
Ein Seriell-Daten-Taktsignal, das mit RXCK bezeichnet ist, welches eine Impulsrate, die gleich dem zweifachen der Datenbitrate ist, und eine feste Phasenbeziehung zu dem empfangenen Datenstrom hat, ist an den D-Eingang von FF10 und einen Eingang von G27 angelegt. Der Q-Ausgang von FF10 ist an den Negationseingang von G27 angelegt. Der Ausgang von G27 ist an den Daten (D)-Eingang von CT1 und an einen Eingang von G28 angelegt. Der Übertragungs (CO) -Ausgang von CT1 ist an den Eingang von G28 angelegt. Der Ausgang von G28 ist an den zweiten Negationseingang von G18 und an den zweiten Eingang von G26 angelegt.
Die in der oberen linken Ecke der Fig. 13 veranschaulichte Stichleitung-Empfänger-Logik erzeugt einen Markierimpuls in dem Taktgebiet für jedes Doublett. Dieser Impuls tritt an dem Ausgang von FF6 auf. Im wesentlichen ist es so, daß diese Logik eine Zweikanal-Logik ist, die auf denjenigen von OA1 und OA2 anspricht, welcher seinen Ausgangszustand zuerst von niedrig nach hoch in Ansprechung auf ein Doublett, das von den RSA- und RSB-Impulsen erzeugt worden ist, umschaltet. Wenn OA1 zuerst umschaltet, wird die resultierende Verschiebung in der Ausgangsgröße von G15 von einem niedrigen Zustand zu einem hohen Zustand in FF6 taktgemäß eingegeben, um einen Markierimpuls zu erzeugen. Wenn OA2 zuerst umschaltet, wird die resultierende Verschiebung in der Ausgangsgröße von G16 von einem niedrigen Zustand zu einem hohen Zustand in FF6 taktgemäß eingegeben, um einen Markierimpuls zu erzeugen. Die Erzeugung von mehreren Markierimpulsen für ein einziges Doublett wird durch G19, G20 und FF7 in dem Fall eines von G15 erzeugten Markierimpulses und durch G21, G22 und FF7 in dem Fall eines von G16 erzeugten Markierimpulses verhindert. Spezieller ist es so, daß der Taktimpuls, der auftritt, nachdem sich die Ausgangsgröße von FF6 von niedrig zu hoch verschoben hat, die hohe Ausgangsgröße von FF6 taktgemäß in FF7 eingibt, wenn die verbundene OA1- oder OA2-Ausgangsgröße noch hoch ist, und zwar über einen von G19, G20, G21 oder G22. Infolgedessen sperrt FF7 G15 und G16 während einer Taktimpulsdauer, nachdem ein Markierimpuls geendet hat.
Der Teil der Stichleitung-Empfänger-Logik, der sich auf der rechten Seite der Fig. 13 befindet, d. h. FF8 und FF9 und die damit verbundenen Tore (G23, G24, G30, G17, G18, G25, G26 und G32) erzeugen Manchester-Biphasen-Datensignale, die identisch mit den Manchester-Biphasen-Datensignalen sind, welche ursprünglich die Doubletten erzeugt haben, die die Markierimpulse erzeugten. In dieser Hinsicht kippt FF8 für jeden Markierimpuls. FF9 folgt FF8 und erzeugt das Komplement der Ausgangsgröße von FF8.
Die durch FF10, G27, CT1 und G28 gebildete Schaltung ist eine spezielle Zählerschaltung, welche den Ausgang von RXI und RXN zu einem Busruhezustand in der Abwesenheit von Markierimpulsen zwingt. Spezieller ist es so, daß RXCK ein Zeitsteuerungssignal ist, das eine vorbestimmte Periode hat. Wie oben bemerkt, kann die Periode gleich acht Taktimpulsen sein und in einer festen Phasenbeziehung zu dem empfangenen Bitstrom orientiert sein. RXCK wird erneut taktgemäß eingegeben und durch FF10 in Kombination mit G27 differenziert. Obwohl RXCK eine Rechteckwelle ist, ist die Ausgangsgröße von G27 ein Impuls der auf dem Anstieg von RXCK erscheint. Der Zweistufen-Binärzähler CT1 schaltet seinen Übertragungs (CO)-Ausgangszustand um, nachdem drei Impulse am Ausgang von G27 erschienen sind. G28 erfordert im wesentlichen die Erzeugung eines vierten Impulses, bevor sich seine Ausgangsgröße von einem niedrigen Zustand zu einem hohen Zustand verschiebt. Wenn der Ausgang von G28 zu einem hohen Zustand umschaltet, was nur auftritt, wenn keine Markierimpulse CT1 gelöscht haben, wird die Ausgangsgröße RXN von FF9 so eingestellt, daß sie den gleichen Zustand wie die Ausgangsgröße von FF8 hat. Wie in Fig. 14 veranschaulicht, ist dieser Zustand der Busruhezustand, der an dem Ende der RXI- und RNX-Signale auftritt.
Insgesamt stellt die veranschaulichte und beschriebene Ausführungsform der Erfindung ein Datenübertragungssystem zur Verfügung, das Daten über einen Strommodus-Datenbus in einer leistungsfähigen und im hohen Maße zuverlässigen Art und Weise überträgt. Die Übertragungskoppler, die an dem Datenbus angebracht sind, erzeugen ein hochfrequentes Ausgangssignal von relativ hoher Spannung. Die hohe Spannung ermöglicht es, die Erfindung bei einem relativ langen Datenbus zu verwenden, insbesondere einem Datenbus, der für die Verwendung auf einem großen kommerziellen Flugzeug geeignet ist. Da die Frequenz des doublettcodierten Signals relativ hoch ist, können die Fläche und das Volumen der Übertragungs- und Empfangskopplertransformatoren relativ niedrig gemacht werden. Demgemäß kann das Gewicht solcher Transformatoren miminiert werden. Weiter minimiert das Schaltungssystem, das mit den Transformatoren zusammenwirkt, die durch die Übertragungs- und Empfangskoppler erzeugte Belastung. Die Übertragungskopplerbelastung wird dadurch minimiert, daß der Widerstandswert minimiert wird, welcher von dem Bus "gesehen" wird, wenn keine Doubletten übertragen werden. Dieses Merkmal hat den weiteren Vorteil, daß es es den Empfangskopplern ermöglicht, Datendoubletten zu empfangen, während der verbundene Übertrager überträgt. Dieses "Lauschen während des Sprechens " -Merkmal ermöglicht es den Nutzungseinrichtungen, Übertragungskonflikte zu bemerken und darauf zu reagieren, welche auftreten können, wenn das Datenübertragungssystem anfänglich eingeschaltet wird. Die durch die Empfangskoppler erzeugte Belastung wird dadurch minimiert, daß man den reflektierten Reihenwiderstand minimiert. Außerdem sind sowohl der Übertragungs- als auch der Empfangskoppler so ausgebildet, daß sie ihre jeweiligen Transformatorwicklungen in dem Fall eines Leistungsausfalls kurzschließen und demgemäß eine Belastung des Busses vermeiden, wenn ein Leistungsausfall auftritt.
Obwohl eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht und beschrieben worden ist, ist erkennbar, daß verschiedene Änderungen darin ausgeführt werden können, ohne von dem Geist und Bereich der Erfindung abzugehen. Z.B. versteht es sich, daß der Datenbus, obwohl der bevorzugte Datenbus ein Strommodus-Datenbus ist, irgendein anderer Typ eines elektromagnetischen Datenbusses sein könnte, wie ein Spannungsmodus-Datenbus, oder ein Datenbus vom optischen Modus. Wie ein Strommodus-Datenbus-Datenübertragungssystem kann ein Spannungsmodus-Datenbus-Datenübertragungssystem, das die Erfindung enthält, Transformatoren kleiner Größe verwenden, um Terminals an den Datenbus anzukoppeln, weil die Doublettsignale keine Komponenten niedriger Frequenz enthalten. Obwohl die Vorteile der Transformatorgröße in einem Optikmodus-Datenbus-Datenübertragungssystem nicht erreicht werden, weil keine Transformatorkopplung verwendet wird, werden andere Vorteile erreicht. Z.B. ist der Betrag der Energie, der auf die lichtemittierenden Einrichtungen angewandt wird, die in einem solchen System zur Erzeugung von Impulsen hoher Intensität verwendet werden, geringer als der Betrag an Energie, der benötigt wird, um Zeichen-Pause-Signale zu erzeugen. Infolgedessen wird die Energieumwandlung und demgemäß die durch die lichtemittierenden Einrichtungen erzeugte Wärme signifikant reduziert. Weil die Energieumwandlung und die Wärmeerzeugung reduziert wird, wird die Lebensdauer der lichtemittierenden Einrichtungen erhöht. Weiter ermöglicht es die Erzeugung von Impulsen, die mit den Übergängen von Zeichen-Pause-Signalen koinzident sind, die Impulse dazu zu benutzen, automatisch komplementäre Signale, wie Manchester-Biphasen-Datensignale, in der oben umrissenen Art und Weise zu erzeugen. Infolgedessen kann die Erfindung auch in anderer Weise als speziell hier beschrieben praktiziert werden.

Claims

1. Binärdatenübertragungssystem, umfassend:

einen Datenbus (31),

wenigstens einen Übertragungskoppler (37) zum Ankoppeln an den Datenbus, wobei der wenigstens eine Übertragungskoppler (37) Rechteckform-Datensignale in Impulsform derart umwandelt, daß ein Impuls, der koinzident mit jedem Übergang des Rechteckform-Datensignals ist, für jeden Übergang des Rechteckform-Datensignals erzeugt wird, und Anlegen der Impulse an den Datenbus (31); und

wenigstens einen Empfangskoppler (39) zum Ankoppeln einer Nutzungseinrichtung an den Datenbus (31), die auf Binärdatensignale in Rechteckform anspricht, wobei der wenigstens eine Empfangskoppler (39) die durch den wenigstens einen Übertragungskoppler (37) an den Datenbus angelegten Impulse empfängt und die Impulse in Rechteckform-Datensignale umwandelt, welche identisch mit den Rechteckform-Datensignalen sind, die durch den wenigstens einen Übertragungskoppler in Impulsform umgewandelt worden sind, gekennzeichnet durch eine Nutzungseinrichtung, die Binärdatensignale in der besagten Rechteckform erzeugt und an die Koppler angekoppelt ist, und durch Umwandeln der Signale in den Rechteckform-Datensignalen zu Datensignalen, die im Vergleich mit der Datenrate einzeln und in einer Hochfrequenz-Sinus-Doublett-Form mit ins Negative gehendem Halbzyklus sind.

2. Binärdatenübertragungssystem gemäß Anspruch 1, worin der Datenbus (31) ein elektromagnetischer Datenbus ist.

3. Binärdatenübertragungssystem gemäß Anspruch 2, worin die durch den wenigstens einen Übertragungskoppler (37) für jeden Übergang der Rechteckform-Datensignale, welche von der Nutzungseinrichtung (33) erzeugt worden sind, erzeugten Impulse, die durch den wenigstens einen Koppler (37) an den elektromagnetischen Datenbus (31) angekoppelt werden und durch den wenigstens einen Empfangskoppler (39) in Datensignale einer identischen Rechteckform umgewandelt werden, Doubletten sind.

4. Binärdatenübertragungssystem gemäß Anspruch 3, worin die Rechteckform-Datensignale, die durch die Nutzungseinrichtung, welche durch den wenigstens einen Übertragungskoppler (37) an den elektromagnetischen Datenbus angekoppelt ist, erzeugt werden, in Manchester-Biphasen-Form sind.

5. Binärdatenübertragungssystem gemäß Anspruch 4, worin der Übertragungskoppler (37) folgendes umfaßt:

einen Stichleitungs-Steuersender (41) zum Umwandeln der Manchester-Biphasen-Datensignale aus Rechteckform in Doubletten, derart, daß ein Doublett, welches mit jedem Übergang der Manchester-Biphasen-Datensignale koinzident ist, für jeden Übergang der Manchester-Biphasen-Datensignale erzeugt wird;

einen mit dem Stichleitungs-Steuersender (41) verbundenen Leitungs-Steuersender (45) zum Verstärken der durch den Stichleitungs-Steuersender (41) erzeugten Doubletten; und

einen Übertragungskoppler (37)-Transformator zum Ankoppeln des Leitungs-Steuersenders (45) an den elektromagnetischen Datenbus (31).

6. Binärdatenübertragungssystem gemäß Anspruch 5, worin der Stichleitungs-Steuersender (41) folgendes umfaßt:

eine mit der durch den wenigstens einen Übertragungskoppler (37) an den elektromagnetischen Datenbus (34) angekoppelten Nutzungseinrichtung (33) verbundene Stichleitungs-Steuersender- Logikschaltung (37) zum Erzeugen eines Paars von nebeneinanderliegenden Impulsen für jeden Übergang der Manchester-Biphasen- Datensignale, die durch die Nutzungseinrichtung (33) erzeugt worden sind; und

ein Umschaltungsnetzwerk zum Invertieren von einem aus dem Paar von Impulsen und Kombinieren des Paars von Impulsen zum Erzeugen eines Doubletts aus jedem Paar von Impulsen.

7. Binärdatenübertragungssystem gemäß Anspruch 6, worin der Leitungs-Steuersender (45) Kurzschlußmittel (63), zum Kurzschließen der Wicklung des Übertragungskoppler-Transformators (47), mit welchem der Leitungs-Steuersender (45) verbunden ist, wenn durch den Leitungs-Steuersender (45) kein Doublett an den elektromagnetischen Datenbus (31) angelegt wird, umfaßt.

8. Binärdatenübertragungssystem gemäß Anspruch 7, worin der Leitungs-Steuersender (45) außerdem eine Kurzschlußschaltung (63) zum Kurzschließen des Übertragungskoppler-Transformators (47), wenn die dem Leitungs-Steuersender (45) zugeführte Leistung zum Verstärken des Doubletts ausfällt, umfaßt.

9. Binärdatenübertragungssystem gemäß Anspruch 6, worin der wenigstens eine Empfangskoppler (39) folgendes umfaßt:

einen Empfangskoppler-Transformator (49) zum Ankoppeln des elektrischen Datenbuses an einen Empfängerverstärker (51);

einen mit dem Empfangskoppler-Transformator (49) verbundenen Empfängerverstärker (51) zum Verstärken der Doubletten, die von dem Empfangskoppler-Transformator (51) empfangen worden sind, verbunden mit dem Empfangskoppler-Transformator (49) zum Verstärken von Doubletten, die von dem Empfangskoppler-Transformator (51) empfangen worden sind; und

einen mit dem Empfängerverstärker verbundenen Stichleitungs-Empfänger (55) zum Umwandeln der Dubletten, die durch den Empfängerverstärker empfangen und verstärkt worden sind, in Manchester-Biphasen-Datensignale.

10. Binärdatenübertragungssystem gemäß Anspruch 9, worin der Empfängerverstärker (51) eine Eingangsstufe hat, und worin die Eingangsimpedanz der Eingangsstufe niedrig ist.

11. Binärdatenübertragungssystem gemäß Anspruch 10, worin der Empfängerverstärker (51) Mittel zum Kurzschließen der Wicklung des Empfangskoppler-Transformators (45), wenn die an den Empfängerverstärker zum Verstärken der Doubletten angelegte Leistung verlustiggeht, aufweist.

12. Binärdatenübertragungssystem gemäß Anspruch 2, worin der elektromagnetische Datenbus (31) ein Strommodus-Datenbus ist.

13. Verfahren zum Übertragen von Binärdaten, die in Rechteckform erzeugt und verwendet werden, über einen Datenbus (31), wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch die Schritte des:

Umwandelns von Binärdatensignalen aus Rechteckform in eine solche, daß ein Doublett-Impuls, der mit jedem Übergang der Rechteck-Doublettform koinzident ist, für jeden Übergang von gesendeter Rechteckform erzeugt wird;

Anlegens der Doublett-Impulsform der Binärdatensignale an einen Datenbus (31) an einem ersten Ort auf dem Datenbus (31); Empfangens der Impulsform der Binärdatensignale an einem zweiten Ort auf dem Datenbus, der von dem ersten Ort beabstandet ist; und

Umwandelns der empfangenen Doublett-Impulsform der Binärdaten in Rechteckform, derart, daß ein Übergang der Rechteckform für jeden empfangenen Doublett-Impuls auftritt.

14. Verfahren zum Übertragen von Binärdaten gemäß Anspruch 13, worin Binärdatensignale aus Rechteckform in Impulsform umgewandelt werden, derart, daß ein Doublett, welches mit jedem Übergang der Rechteckform der Binärdatensignale koinzident ist, für jeden Übergang der Rechteckform erzeugt wird.

15. Verfahren zum Übertragen von Binärdaten gemäß Anspruch 14, worin die Doubletten erzeugt werden durch: Erzeugen von nebeneinanderliegenden Impulsen der gleichen Polarität; Invertieren von einem der Impulse; und Kombinieren des invertierten Impulses mit dem nichtinvertierten Impuls.

16. Verfahren zum Übertragen von Binärdaten gemäß Anspruch 15, worin der Impulsinvertierungs- und -kombinierungsschritt gleichzeitig auftritt.

17. Übertragungskoppler (37) für ein Binärdatenübertragungssystem zum Ankoppeln einer Nutzungseinrichtung (33) an einen Datenbus von elektromagnetischem Modus, wobei der Übertragungskoppler (37) gekennzeichnet ist durch:

einen Stichleitungs-Steuersender (41) zum Empfangen von Zeichen-Pause-Datensignalen von einer Nutzungseinrichtung (33) und Umwandeln der Zeichen-Pause-Datensignale in im Vergleich mit der Datenrate einzelne Hochfrequenz-Sinus-Doublett-Impulsform mit einem ins Negative gehenden Halbzyklus, derart, daß ein Doublett-Impuls, welcher mit jedem Übergang der Zeichen- Pause-Binärdatensignale koinzident ist, für jeden Übergang der Zeichen-Pause-Datensignale erzeugt wird;

einen mit dem Stichleitungs-Steuersender verbundenen Leitungs-Steuersender (45) zum Verstärken der Doublett-Impulse, die von dem Stichleitungs-Steuersender (41) erzeugt worden sind; und

einen mit dem Leitungs-Steuersender (45) verbundenen Übertragungskoppler-Transformator (37) zum Ankoppeln des Leitungs- Steuersenders (45) an einen elektromagnetischen Datenbus.