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Die Erfindung bezieht sich auf eine Verstärkungsanordnung zum
Verstärken eines sich in der Amplitude ändernden Eingangssignals zum Verringern einer
unerwünschten Gleichstromverschiebung desselben, mit einer Schwellenschaltung und
einer damit gekoppelten Verstärkerstufe, sowie auf einen direkt mischenden AM-
Synchronempfänger mit einem HF-Eingang, der mit einem synchronen AM-Detektor
sowie mit einer phasenverriegelten Schleife gekoppelt ist zum Erzeugen eines mit dem
Träger des HF-Empfangssignals phasengekoppelten Ortsträgers, wobei die genannte
phasenverriegelte Schleife nacheinander in einer Schleifenkonfiguration angeordnet einen
Phasendetektor, ein Schleifenfilter und einen spannungsgeregelten Oszillator aufweist.
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Eine derartige Verstärkungsanordnung ist aus dem US Patent Nr.
4,277,695 bekannt. Ein direkt mischender AM-Synchronempfänger der oben
beschriebenen Art ist bekannt aus der Britischen Patentschrift Nr. 2,130,826.
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Die Schwellenschaltung der bekannten Verstärkungsanordnung wird
verwendet zum Einstellen desjenigen Teils des Eingangssignals, für den es keine
Verstärkung gibt. Durch eine einwandfrei gewählte Einstellung dieser sog. toten Zone
können unerwünschte Gleichstromverschiebungen unterdrückt werden, die
beispielsweise durch Rausch- und Streu-Gleichstromstörungen verursacht worden sind, und es
wird nur der erwünschte, sich in der Amplitude ändernde Signalanteil verstärkt.
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In der bekannten Verstärkungsanordnung erfolgt jedoch eine nicht-lineare
Verstärkung des erwünschten Signalanteils und zwecks einer einwandfreien Einstellung
der toten Zone sollte die Amplitude der zu verringernden unerwünschten
Gleichstromverschiebungen vorher bekannt sein.
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In der Praxis ist dies nicht immer der Fall und die unerwünschte
Gleichstromverschiebung des zu verstärkenden Eingangssignals kann stark abhängig sein von
der Form, in der die betreffende Schaltungsanordnung ausgebildet ist, oder kann durch
den Störabstand des Eingangssignals oder durch Umgebungsfaktoren beeinflußt werden,
oder läßt sich nur schwer von einem erwünschten Signalanteil unterscheiden, dessen
Amplitudenänderung gegenüber der Gleichstromverschiebung relativ gering ist, wie dies
beispielsweise bei dem Phasenregelsignal einer phasenverriegelten Schleife auftreten
kann.
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Eine erste Aufgabe der Erfindung ist es, eine Verstärkungsanordnung zu
schaffen zwecks einer adaptiven Verringerung einer unerwünschten
Gleichstromverschiebung in einem durch einen gewünschten Signalanteil in der Amplitude sich
ändernden Eingangssignal, wobei diese Anordnung sich insbesondere eignet zum Gebrauch mit
Eingangssignalen, deren unerwünschte Gleichstromverschiebung unbekannt ist und um
viele Male größer sein kann als die Amplitudenänderung des linear zu verstärkenden
gewünschten Signalanteils.
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Nach der Erfindung weist eine Verstärkungsanordnung der eingangs
beschriebenen Art das Kennzeichen auf, daß die Schwellenschaltung eine bistabile
Triggerschaltung aufweist, die aus einem aktivierten Zustand in einen Ausgangszustand
ändert, wenn die Amplitude des Eingangssignals einen ersten Schwellenpegel
unterschreitet, und die aus dem Ausgangszustand in den aktivierten Zustand ändert, wenn die
Amplitude des Eingangssignals einen zweiten Schwellenpegel überschreitet, wobei diese
Schwellenpegel eine Hysterese begrenzen, die größer ist als die maximal erwünschte
Amplitudenänderung des Eingangssignals, wobei diese bistabile Triggerschaltung mit
einer Gleichstromausgleichsschaltung in der Signalstrecke der Verstärkungsanordnung
gekoppelt ist, wobei diese Ausgleichsschaltung der genannten Schaltungsanordnung in
dem aktivierten Zustand ein Ausgleichssignal zuführt zum Verringern des
Gleichstrompegels des über die Signalstrecke der Gleichstromausgleichsschaltung zugeführten
Signals um einen bestimmten Schrittwert, und daß entweder:
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- die Verstärkerstufe einen mit der Schwellenschaltung gemeinsamen Eingang hat
und die Gleichstromausgleichsschaltung mit dem Ausgang der Verstärkerstufe
gekoppelt ist, oder
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- die Verstärkerstufe einen mit der Schwellenschaltung gemeinsamen Eingang hat
und die Gleichstromausgleichsschaltung mit dem Eingang der Verstärkerstufe
gekoppelt ist, oder aber
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- ein Ausgang der Verstärkerstufe mit einem Eingang der Schwellenschaltung
verbunden ist und daß die Gleichstromausgleichsschaltung mit dem Ausgang der
Verstärkerstufe gekoppelt ist.
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Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß eine adaptive
Gleichstromverringerung sowie eine lineare Verstärkung des erwünschten in der Amplitude
sich ändernden Signalanteils möglich ist mittels einer Verstärkungsanordnung mit einer
sägezahnförmigen Ausgangscharakteristik, bei der jede der nützlichen Neigungen -
beispielsweise eine ansteigende Neigung im Falle einer ansteigenden
Eingangsamplitude - größer ist als der maximale Amplitudenänderungsbereich des erwünschten
Signalanteils, sowie durch die Verwendung von Mitteln zur Vermeidung davon, daß
Verstärkungsdiskontinuitäten in der sägezahnförmigen Ausgangskennlinie innerhalb des
Amplitudenänderungsbereiches auftreten.
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Bei Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahme wird eine derartige
sägezahnförmige Ausgangskennlinie dadurch erhalten, daß in der genannten
Gleichstromausgleichsschaltung ein vorbestimmter Gleichstromwert - nachstehend als
Reduktionsschritt bezeichnet - von dem Eingangs- oder Ausgangssignal der Verstärkerstufe
subtrahiert wird, und zwar sobald das Eingangssignal eine bestimmte Schwelle
überschreitet. Diese Schwelle ist mittels der bistabilen Triggerschaltung mit einer Hysterese
des obengenannten Wertes versehen, damit vermieden wird, daß amplitudenabhängige
Diskontinuitäten in der Verstärkung des sich in der Amplitude ändernden Signalanteils
auftreten. Dieser erwünschte Signalanteil wird dadurch linear verstärkt und kann in der
Gleichstromausgleichsschaltung nicht zu einer kontinuierlichen Änderung der
Gleichstrompegelverringerung und -wiederherstellung, sogar nicht in Eingangssignalen mit
einem mittleren Pegel auf der Schwelle oder in der Nähe derselben.
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Eine bevorzugte Ausführungsform weist das Kennzeichen auf, daß die
genannte Verstärkerstufe, Schwellenschaltung und Gleichstromausgleichsschaltung einen
einzelnen Abschnitt einer Kaskadenschaltung von n in ihrer Schaltungskonfiguration
einander entsprechenden Abschnitten, wobei der Reduktionsschrittgröße jeder der in der
Signalrichtung ersten (n-1) Abschnitte größer ist als die Hysterese des betreffenden
nachfolgenden Abschnittes.
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Bei Anwendung dieser Maßnahme wird eine besonders genaue
Quantisierung und folglich eine nahezu vollständige Unterdrückung der unbekannten zu
unterdrückenden Gleichstromverschiebung möglich und es kann eine optimale
Verstärkungslinearität innerhalb eines großen Eingangsbereiches erhalten werden.
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Eine andere bevorzugte Ausführungsform weist das Kennzeichen auf, daß
die dem Eingang der Verstärkungsanordnung zugeführten Schwellenpegel der Abschnitte
im wesentlichen regelmäßig über den Eingangsbereich der Verstärkungsanordnung
verteilt sind, und daß die dem Ausgang der Verstärkungsanordnung zugeführte
Reduktionsschrittgröße und Hysterese der Abschnitte einander im wesentlichen entsprechen.
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Die Eingangsamplitudenwerte, für die eine Gleichstromverringerung auftritt, werden
danach innerhalb des Eingangsbereiches gleichmäßig verteilt.
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Die Erfindung hat außerdem zur Aufgabe, die Eingangsempfindlichkeit
eines direkt mischenden AM-Synchronempfängers zu steigern.
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Ein direkt mischender AM-Synchronempfänger der eingangs beschriebenen
Art weist nach der Erfindung das Kennzeichen auf, daß eine Verstärkungsanordnung,
wie oben definiert, zur Unterdrückung parasitären Gleichstromverschiebung in dem
Phasenregelsignal der Schleife zwischen dem Phasendetektor und dem Schleifenfilter
vorgesehen ist.
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Bei Anwendung dieser Maßnahme werden unerwünschte parasitäre
Gleichstromverschiebungen in dem Phasenregelsignal der phasengeregelten Schleife
vermieden oder wenigstens weitgehend verringert. Dadurch treten folglich Phasenfehler
zwischen dem in dem spannungsgeregelten Oszillator der Schleife erzeugten Ortsträger
und dem HF-Empfangsträger nicht oder kaum auf und sind sogar bei einer sehr
geringen Empfangsfeldstärke noch akzeptierbar klein. Der damit erhaltene
Phasensynchronismus zwischen den beiden genannten Trägern gewährleistet innerhalb eines
großen Feldstärkenschwankungsbereichs - auch als Empfangsdynamikbereich
bezeichnet - eine einwandfreie synchrone Demodulation des AM-HF-Empfangssignals.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und
werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
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Fig. 1 eine Prinzipschaltung einer erfindungsgemäßen
Verstärkungsanordnung mit zwei kaskadengeschalteten Abschnitten,
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Fig. 2 die Hysterese-Kennlinie der bistabilen Triggerschaltung in jedem
der Abschnitte der Verstärkungsschaltung nach Fig. 1,
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Fig. 3 die sägezahnformige Ausgangskennlinie der Verstärkungsanordnung
nach Fig. 1,
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Fig. 4 eine praktische Ausführungsform eines einzelnen Abschnittes, wie
in der Verstärkungsanordnung nach Fig. 1 doppelt angewandt,
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Fig. 5 und Fig. 6 andere Prinzipschaltungen einer erfindungsgemäßen
Verstarkungsanordnung mit nur einem Abschnitt,
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Fig. 7 eine Prinzipschaltung eines direkt mischenden
AM-Synchronempfängers, wobei die Verstärkungsanordnung nach Fig. 1 verwendet worden ist.
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Fig. 1 zeigt eine Verstärkungsanordnung nach der Erfindung, wobei
zwischen dem Eingang I und dem Ausgang O zwei kaskadengeschaltete Abschnitte
und vorgesehen sind. Diese Abschnitte weisen in einer einander entsprechenden
Konfiguration Verstärkerstufe A&sub1; und B&sub1; auf, die in der Signalstrecke der
Verstärkungsanordnung vorgesehen sind, Gleichstromausgleichsschaltungen A&sub2; und B&sub2;, die mit den
Ausgängen der Verstärkerstufen A&sub1; und B&sub1; bzw. der Schwellenschaltungen A&sub3; und B&sub3;
gekoppelt sind, wobei Eingänge derselben mit den Eingängen der Verstärkerstufen A&sub1;
und B&sub1; übereinstimmen und wobei Ausgänge derselben mit den
Gleichstromausgleichsschaltungen A&sub2; bzw. B&sub2; gekoppelt sind.
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Jede der beiden Schwellenschaltungen A&sub3; und B&sub3; ist mit einer bistabilen
Triggerschaltung A&sub4;, B&sub4; mit Hysterese, beispielsweise einer Schmitt-Triggerschaltung,
versehen, die der Gleichstromausgleichsschaltung A&sub2;, B&sub2; über eine Pufferschaltung A&sub5;
bzw. B&sub5; ein zweiwertiges Regelsignal liefert. Die Pufferschaltung A&sub5;, B&sub5; kann ggf.
fortgelassen werden, wenn die Triggerschaltung A&sub4;, B&sub4; einwandfrei bemessen wird.
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Die Hysterese-Wirkung jeder der beiden bistabilen Triggerschaltungen A&sub4;
und B&sub4; ist in Fig. 2 dargestellt; bei einem Eingangssignal Vin der betreffenden
Triggerschaltung, das klein ist, beispielsweise kleiner als ein erster Schwellenpegel V&sub1;, befindet
diese Schaltung sich in einem stabilen Ausgangs- oder 0-Zustand, in dem sie ein Signal
mit einer bestimmten niedrigen konstanten Wert, nachstehend als 0-Signal bezeichnet,
liefert. Aus diesem 0-Zustand erfolgt bei einer Zunahme von Vin ein sprungweiser
Übergang in einen stabilen Aktivierungs- oder 1-Zustand, wenn Vin einen zweiten
Schwellenpegel V&sub2; überschreitet. In diesem stabilen 1-Zustand liefert die betreffende
Triggerschaltung ein Signal mit einem konstanten hohen Wert, nachstehend als 1-Signal
bezeichnet. Eine darauffolgende weitere Zunahme von Vin führt nicht zu einer
Zustandsänderung. Aus diesem Aktivierungszustand erfolgt eine Rückkehr in den
Ausgangszustand, wenn Vin den ersten Schwellenpegel V&sub1; unterschreitet. Weil der erste
Schwellenpegel V&sub1; niedriger ist als der zweite Schwellenpegel V&sub2; wird eine Hysterese
erhalten, die zwischen V&sub1; und V&sub2; liegt. Diese Hysterese ist größer gewählt als die
maximal auftretende erwünschte Amplitudenänderung von vi oder mit anderen Worten,
als die maximale Amplitudenänderung des erwünschten Signalanteils.
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In jedem der beiden Abschnitte A und B wird in dem Aktivierungszustand
das 1-Signal nötigenfalls in der an die Triggerschaltung gekoppelten Pufferschaltung auf
einen geeigneten konstanten Gleichstromwert oder auf eine entsprechende Schrittgröße
gebracht. Der auf diese Weise erhaltene Gleichstromreduktionsschritt wird danach in
der an die Puffer- und Verstärkerstufe gekoppelten Gleichstromausgleichsanordnung des
betreffenden Abschnitts von dem Ausgangssignal der letztgenannten Verstärkerstufe
subtrahiert, was zu einer Reduktion der Gleichstromverschiebung dieses
Ausgangssignals führt. Ein Auftritt des O-Signals in dem Ausgangszustand führt nicht zu einer
Gleichstromreduktion: die Gleichstromverschiebung des dem betreffenden Abschnitt
zugeführten Eingangssignal ist dann akzeptierbar klein.
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Die Verstärkungsanordnung als ganzes zeigt bei geeignet gewählten
Werten für die Schwellenpegel, die Größe der Reduktionsschritte und der
Verstärkungsfaktoren der Abschnitte und eine im wesentlichen sägezahnförmige
Ausgangskennlinie, die in einer idealisierten Form in Fig. 3 dargestellt ist. Die
Verstärkungsanordnung durchläuft bei einer Zunahme des der Verstärkungsanordnung zugeführten
Eingangssignals Vi innerhalb eines Eingangsbereiches von 0 bis Vei vier stabile
Zustände, die durch 00, 01, 10 und 11 bezeichnet werden können. Die beiden Bits in
jedem Wort bezeichnen den Zustandswert (0- oder 1-Zustand) der betreffenden
Triggerschaltungen A und B.
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Das Eingangssignal Vi der Verstärkungsanordnung kann als eine
Überlagerung eines erwünschten Signalanteils Vs durch eine bestimmte maximale Amplitude
ΔV, die vorher bekannt ist, auf einem mittleren Signalpegel betrachtet werden.
wird im wesentlichen verursacht durch unerwünschte Gleichstromverschiebungen und
führt im Ausgangssignal Vu der Verstärkungsanordnung zu einer unerwünschten
Gleichstromverschiebung , die auf Null oder wenigstens auf einen akzeptierbar
geringen Wert gebracht bzw. auf diesem Wert gehalten werden soll. Für eine lineare
Verstärkung von Vs soll jedes der den nützlichen Neigungen der Sägezähne der
Ausgangskennlinie entsprechenden Eingangsspannungsgebiete größer sein als die zu erwartende
maximale Amplitudenänderung in dem Eingangssignal Vi, d. h. größer als 2ΔV.
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Wenn Null oder nahezu Null ist und akzeptierbar klein, befindet
sich die Verstärkungsanordnung in dem Zustand 00, in dem keine Gleichstromreduktion
auftritt. Die tote Zone der Verstärkungsanordnung ist dann Null oder existiert nicht. Bei
einer ersten Zunahme von beispielsweise durch Streueffekte oder durch einen
abnehmenden Rauschabstand des Eingangssignals, nimmt Vi und damit auch Vu zu, bis
Vi einen vorbestimmten Eingangsschwellenpegel V&sub2;&sub1; erreicht. Zu dem Zeitpunkt
erreicht die Grenze = V&sub2;&sub1;-ΔV, wobei diese eine noch zulässige
Ausgangsgleichstromverschiebung verursacht. Bei einer weiteren Zunahme von Vi infolge
einer Zunahme von , wobei V&sub2;&sub1; überschritten wird, geht die Verstärkungsanordnung
aus dem Zustand 00 über in den Zustand 01. In diesem Zustand 01 wird um den
Reduktionsschritt des Abschnitts eines vorbestimmten Wertes SB verringert. Die tote
Zone der Verstärkungsanordnung für Eingangssignale Vi mit diesen Amplitudenwerten
entspricht der der Größe des Reduktionsschrittes entsprechenden
Eingangssignalamplitude, d. h. in dem gegebenen Beispiel einem noch zu beschreibenden
Eingangsschwellenpegel V&sub1;&sub1;. Der Eingangsschwellenpegel V&sub2;&sub1; entspricht in dem betreffenden
Fall dem dem Eingang I zugeführten Schwellenpegel V&sub2; der bistabilen Triggerschaltung
B&sub4;, d. h. dem zweiten Schwellenpegel V&sub2; der letztgenannten bistabilen Triggerschaltung
B&sub4; geteilt durch den Verstärkungsfaktor der Verstärkerstufe A&sub1;.
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Eine noch weitere Zunahme von V&sub1; infolge einer Zunahme von führt
bei einer Überschreitung eines Eingangsschwellenpegels V&sub2;&sub2; zu einer Änderung des
Zustandes 01 in den Zustand 10, wenn der Gleichstromreduktionsschritt SA des
Abschnittes A groß genug gewählt worden ist um die Eingangsspannung des Abschnittes
B bis unter die erste Schwellenspannung V&sub1; zu reduzieren. Die Zustandsänderung der
bistabilen Triggerschaltung A&sub4; von 0 in 1 bringt dann gleichzeitig eine
Zustandsänderung der bistabilen Triggerschaltung B&sub4; von 1 in 0 mit sich. Der
Eingangsschwellenpegel V&sub2;&sub2; entspricht dem zweiten Schwellenpegel V&sub2; der bistabilen Triggerschaltung
A&sub4;. Die Gleichstromverschiebungsreduktion des Ausgangssignals Vu wird in diesem
Zustand 10 durch die Größe des dem Ausgang 0 zugeführten
Gleichstromverringerungsschrittes SA des Abschnittes A, d. h. durch die Größe von SA multipliziert mit dem
Verstärkungsfaktor der Verstärkerstufe B&sub1;. Die tote Zone der Verstärkungsanordnung ist
für den betreffenden Fall in diesem Zustand gleich dem Eingangsspannungsbereich von
0 bis einen zu beschreibenden Eingangsschwellenpegel V&sub1;&sub2;.
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Zum Schluß wird bei einer noch weiteren Zunahme von Vi, wobei Vi
einen Eingangsschwellenpegel V&sub2;&sub3; überschreitet, der Zustand 11 erhalten. Darin findet
eine doppelte Gleichstromverschiebungsreduktion von Vu statt, die der Summe der
obengenannten dem Ausgang 0 zugeführten Gleichstromreduktionsschritte der
Abschnitte und entspricht. Die tote Zone der Verstärkungsanordnung entspricht in
diesem Zustand dem Eingangsbereich von 0 bis einen nachher zu beschreibenden
Eingangsschwellenpegel V&sub1;&sub3;. Der Eingangsschwellenpegel V&sub2;&sub3; wird nicht nur bestimmt
durch die dem Eingang I zugeführten zweiten Schwellenpegel V&sub2; der bistabilen
Triggerschaltungen A&sub4; und B&sub4;, sondern auch durch die Größe von SA und den
Verstärkungsfaktor der Verstärkerstufe A&sub1;.
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Wenn das Eingangssignal danach abnimmt, beispielsweise durch eine
Abnahme von , so werden die genannten vier stabilen Zustände in der umgekehrten
Reihenfolge durchlaufen und in der gegebenen Situation treten Zustandsänderungen bei
den genannten Eingangsschwellenpegeln V&sub1;&sub3;, V&sub1;&sub2; und V&sub1;&sub1; auf. Diese Pegel sind
gegenüber den genannten Schwellenpegeln V&sub2;&sub3;, V&sub2;&sub2; und V&sub2;&sub1; um einen
Spannungsunterschied zur Größe von mindestens 2ΔV niedriger gewählt worden. Die
Eingangsschwellenpegel V&sub1;&sub3;, V&sub1;&sub2; und V&sub1;&sub1; werden entsprechend den Schwellenpegeln V&sub2;&sub3;, V&sub2;&sub2;
und V&sub2;&sub1; durch die ersten Schwellenpegel V&sub1; der beiden Abschnitte A und B und durch
die Größe des Gleichstromreduktionsschrittes des Abschnitts A bestimmt. Außerdem ist
der Arbeitspunkt der Verstärkungsanordnung in dem betreffenden Fall derart gewählt
worden, daß bei Unterschreitung dieser Pegel durch ein abnehmendes Eingangssignal Vi
das Ausgangssignal Vu Null ist. Die bei den genannten Eingangsschwellenpegeln V&sub1;&sub1;,
V&sub2;&sub1;, V&sub1;&sub2;, V&sub2;&sub2;, V&sub1;&sub3; und V&sub2;&sub3; jeweils auftretenden mittleren Eingangssignalpegel sind in
Fig. 3 durch , , , , bzw. angegeben.
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Hysterese-Erscheinungen treten in den Eingangsspannungsgebieten
zwischen V&sub1;&sub1; und V&sub2;&sub1;, V&sub1;&sub2; und V&sub2;&sub2; sowie V&sub1;&sub3; und V&sub2;&sub3; auf, d. h. Verstärkung der
Eingangssignale Vi mit einer Amplitude in diesen sogenannten Hysterese-Gebieten kann
in den Zuständen 00 oder 01, 01 oder 10 bzw. 01 oder 11 stattfinden. Bei der
genannten Wahl der Größe jeder dieser Hysterese-Gebiete wird vermieden, daß in der
Frequenz des erwünschten Signalanteils VS Zustandsänderungen auftreten, so daß dieser
erwünschte Signalanteil VS in einen stabilen Zustand der Verstärkungsanordnung hinein
linear verstärkt wird, wobei dieser Zustand bei einer sich nicht ändernden
Gleichstromverschiebung
sich nicht ändert.
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Zur Erläuterung des Obenstehenden sei auf die Kurven 1 und 2 in Fig. 3
verwiesen, die den zeitabhängigen Verlauf eines Eingangssignals V1i bzw. V2i mit
einem Gleichstromverschiebungspegel bzw. und mit einer maximalen
Amplitudenänderung 2ΔV infolge eines erwünschten Signalanteils VS darstellen.
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V1i liegt völlig innerhalb des Hysterese-Gebietes zwischen V&sub1;&sub3; und V&sub2;&sub3;,
so daß Verstärkung von V1i in den Zustand 10 oder 11 der Verstärkungsanordnung
erfolgen kann, je nach der Richtung, von woraus V1i auf den betreffenden Pegel gelangt
ist. Ist V1i durch eine Abnahme von in das genannte Hysterese-Gebiet gelangt, so
findet Verstärkung in dem Zustand 11 statt; wenn dies durch eine Zunahme von
erfolgte, findet Verstärkung in dem Zustand 10 statt. In Fig. 3 ist von dieser letzten
Situation ausgegangen und führt zu einem Ausgangssignal V1u mit einem
erwünschten Signalanteil VS1u und einer unerwünschten Gleichstromverschiebung . Der
zeitabhängige Verlauf von V1u ist durch die Kurve i' angegeben. Durch die
Gleichstromverschiebungsreduktion in dem Abschnitt A, die, wie oben erwähnt, in dem
Zustand 10 stattfindet, oder durch eine tote Zone zur Größe von V&sub1;&sub2; ist das Verhältnis
zwischen dem erwünschten Signalanteil und der unerwünschten
Gleichstromverschiebung (Vs1i/ ) des Eingangssignals V1i viel kleiner als in dem Zustand 01. Die tote
Zone erstreckt sich dann von 0 bis V&sub1;&sub3;.
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Das Eingangssignal V2i passiert zu einem bestimmten Zeitpunkt den
Eingangsschwellenpegel V&sub2;&sub3; und wird dadurch in dem Zustand 11 verstärkt, in dem
eine doppelte Gleichstromverschiebungsreduktion stattfindet und die tote Zone sich von
0 bis V&sub1;&sub3; erstreckt, ebenso wie im letztgenannten Fall. Das Ausgangssignal V2u ist mit
der Kurve 2' bezeichnet und zeigt ein Verhältnis zwischen dem erwünschten Signalanteil
und der unerwünschten Gleichstromverschiebung VS2u/ , das wesentlich größer ist
als das Verhältnis (VS2i/ ) des Eingangssignals V2i, während weit unterhalb des
genannten zulässigen Pegels liegt. Sinkt bis unter , so wird V2i den
Schwellenpegel V&sub1;&sub3; unterschreiten können und es findet eine Verstärkung von V2i in
dem Zustand 10 statt, in dem nur in dem Abschnitt A eine Gleichstrompegelreduktion
stattfindet und die tote Zone sich von 0 bis V&sub1;&sub2; erstreckt. Das Verhältnis VS2u/ ist
auch nun nach wie vor größer als VS1i/ , während kleiner ist als .
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In einer praktischen Ausführungsform der Verstärkungsanordnung nach
Fig. 1 ist diese in Gegentakt-Form ausgebildet, wodurch positive sowie negative
Gleichstromverschiebungen reduziert werden können. In Fig. 4 ist der Abschnitt einer
derartigen Gegentakt-Verstärkungsanordnung dargestellt. Weil der Abschnitt
derselben Schaltungsanordnung zugehören kann als der Abschnitt , ist diese
bequemlichkeitshalber fortgelassen. Der Arbeitspunkt der Verstärkungsanordnung ist derart gewählt
worden, daß eine Ausgangskennlinie erhalten wird, die in der Form derjenigen aus Mol-%3 entspricht, wobei aber der Ursprung des Vi/Vu-Koordinatensystems um 1/2 Vei bzw.
1/2 Veu verschoben ist.
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Der in Fig. 4 dargestellte Abschnitt A ist mit einem
Gegentakt-Signaleingang IA versehen, der dem Eingang I der Verstärkungsanordnung nach Fig. 1
entspricht, sowie mit einem Gegentakt-Signalausgang OA, der mit einem (nicht
dargestellten) Gegentakt-Eingang des Abschnitts B gekoppelt ist.
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Der Signaleingang IA ist einerseits über einen linearen Spannung-Strom-
Wandler T&sub1;-T&sub4;, R&sub1;R&sub2;, I&sub1; mit der bistabilen Triggerschaltung A&sub4; gekoppelt, die durch
die Flip-Flop-Schaltung T&sub5;, T&sub6;, R&sub3;, R&sub4;, I&sub2; gebildet ist und andererseits mit einer
linearen Verstärkerstufe A&sub1;, die durch die Verstärkerschaltung T&sub1;&sub1;-T&sub1;&sub4;, R&sub7;-R&sub1;&sub0;, I&sub5;
verwirklicht worden ist. Der Spannung-Strom-Wandler weist ein Transistorpaar T&sub1;T&sub2;
auf, dessen Basis-Elektroden mit dem Signaleingang IA gekoppelt sind, dessen
Kollektor-Elektroden einen Gegentakt-Ausgang des Wandlers bilden und dessen Emitter-
Elektroden zwecks einer Linearisierung der Umwandlung der Eingangsspannung in
einen Ausgangsstrom mit einer Linearisierungsschaltung gekoppelt sind. Die
Linearisierungsschaltung weist ein Transistorpaar T&sub3;T&sub4; auf, dessen Kollektor-Emitterstrecken mit
denen des Transistorpaares T&sub1;T&sub2; in Reihe geschaltet sind. Die Kollektor-Elektroden von
T&sub3; und T&sub4; sind mit den gegenüberliegenden Basis-Elektroden kreuzgekoppelt, während
die Emitter-Elektroden über einander entsprechende Emitterwiderstände R&sub1; und R&sub2; und
eine gemeinsame Emitter-Stromquelle I&sub1; an Masse liegen. Die Linearisierungsschaltung
bewirkt für jeden der beiden Transistoren T&sub1; und T&sub2; des Transistorpaares T&sub1;T&sub2; eine
Abnahme des Kollektor-Stromes bei einer Zunahme der Basis-Spannung, d. h. zeigt die
Basis-Spannung von T&sub1; einen positiven Spannungsunterschied gegenüber der von T&sub2;, so
ist der Kollektor-Strom von T&sub1; kleiner als der von T&sub2; und umgekehrt.
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Die bistabile Triggerschaltung A&sub4; weist ein emittergekoppeltes
Transistorpaar T&sub5;T&sub6; auf, deren miteinander gekoppelten Emitter-Elektroden über eine
gemeinsame
Emitter-Stromquelle I&sub2; an Masse liegen und deren Kollektor-Elektroden mit den
gegenüberliegenden Basis-Elektroden kreuzgekoppelt sind. Diese Kollektor-Elektroden
sind mit denen des Transistorpaares T&sub1;T&sub2; gekoppelt und liegen über einander
entsprechende, gemeinsame Kollektor-Widerstände R&sub3;, R&sub4; an einer Speisespannung. Die
Schwellenpegel, welche die Hysterese begrenzen, liegen gegenüber einer
Bezugsspannung, beispielsweise V&sub1;+V&sub2;/2
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Der Triggerschaltung A&sub4; ist die Pufferstufe A&sub5; mit den
kaskadengeschalteten ersten und zweiten emittergekoppelten Transistorpaaren T&sub7;T&sub8; und T&sub9;T&sub1;&sub0; mit je
einer an Masse liegenden gemeinsamen Emitter-Stromquelle I&sub3; bzw. I&sub4; nachgeschaltet.
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Die Basis-Elektroden von T&sub7; und T&sub8; sind mit den Kollektor-Elektroden von T&sub5; und T&sub6;
gekoppelt, während die Kollektor-Elektroden einerseits über einander entsprechende
Kollektorwiderstände R&sub5; und R&sub6; an der Speisespannung und andererseits an den Basis-Elektroden von
T&sub9;, T&sub1;&sub0; liegen. Die Pufferstufe A&sub5; vergrößert die Flankensteilheit der
Zustandsübergänge der Triggerschaltung A&sub4;. Die Schrittgröße wird bestimmt durch den Strom durch
die Transistoren T&sub9; und T&sub1;&sub0; und die Größe der Kollektor-Widerstände R&sub8; und R&sub7;.
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Die Verstärkerstufe A&sub1; weist in einer ähnlichen Konfiguration wie in dem
genannten linearen Spannung-Strom-Wandler (T&sub1;-T&sub4;, R&sub1;, R&sub2;, I&sub1;) Transistorpaare T&sub1;&sub1;,
T&sub1;&sub2; und T&sub1;&sub3;, T&sub1;&sub4;, Emitter-Widerstände R&sub9;, R&sub1;&sub0; und eine Emitter-Stromquelle I&sub5; auf.
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Die Basis-Elektroden von T&sub1;&sub1;, T&sub1;&sub2; liegen an dem Signaleingang IA, die Kollektor-
Elektroden sind mit denen von T&sub1;&sub0;, T&sub9; der Pufferstufe A&sub5; verbunden und liegen über
gemeinsame Kollektor-Widerstände R&sub7;, R&sub8; an der Speisespannung. Mit dieser
gegenseitigen Verbindung wird die oben genannte Gleichstromausgleichsschaltung A&sub2; gebildet.
Diese Kollektor-Elektroden sind zugleich mit dem Ausgang OA des Abschnitts
gekoppelt und liegen als solche an dem Eingang des (nicht dargestellten) Abschnitts .
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Die Verstärkerstufe A&sub1; ist in dem vorliegenden praktischen
Ausführungsbeispiel derart bemessen, daß der Verstärkungsfaktor 2 beträgt und der Strom der
Emitter-Stromquelle I&sub5; dem vierfachen Wert der Emitter-Stromquelle I&sub4; des Transistor-
Paares T&sub9;, T&sub1;&sub0; entspricht. Die Gleichstromverschiebung des Ausgangssignals an den
Kollektor-Elektroden von T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub2; ist dabei nicht nur von der
Gleichstromverschiebung des Eingangssignals Vi, sondern auch von dem Strom durch die Transistoren
T&sub1;&sub0; und T&sub9; abhängig. Die bistabile Triggerschaltung A&sub4; befindet sich in dem einen
stabilen Zustand, beispielsweise dem 0-Zustand, wenn T&sub5; leitend ist und T&sub6; sperrt, und
in dem anderen stabilen Zustand (dem 1-Zustand), wenn T&sub5; sperrt und T&sub6; leitend ist. In
dem 0-Zustand wird dann T&sub7; sperren und T&sub8; wird leitend sein, wodurch T&sub9; leitend ist
und T&sub1;&sub0; sperrt. Der Strom durch T&sub9; verursacht über R&sub8; eine gewisse
Gleichstrompegelverschiebung des Ausgangssignals der Verstärkerstufe A&sub1;, wodurch für die
Eingangssignale Vi, die in diesem Zustand verstärkt werden, d. h. für diejenigen Eingangssignale,
bei denen der Kollektor-Strom von T&sub1; größer ist als der für T&sub2;, die
Gleichstromverschiebung des Ausgangssignals ein zulässiges Maximum nicht überschreitet. Nimmt aus
diesem 0-Zustand das Eingangssignal Vi am Eingang IA zu, d. h. nimmt die
Basisspannung von T&sub1; gegenüber der von T&sub2; zu, so wird bei Überschreitung eines positiven
(oben als zweiten bezeichneten) Eingangsschwellenpegels die Basis-Spannung von T&sub6;
gegenüber der von T&sub5; derart zugenommen haben, daß der 0-Zustand in den 1-Zustand
übergeht. Dieser Übergang führt nach einer Flankensteilheitszunahme in der Pufferstufe
A&sub5; zu einer sprungartigen Gleichstromverschiebungsreduktion an den gemeinsamen
Kollektor-Elektroden von T&sub9;, T&sub1;&sub2; und T&sub1;&sub0;, T&sub1;&sub1;, und zwar dadurch, daß der Strom
durch R&sub7; sprungartig um den Kollektor-Strom von T&sub1;&sub0; ansteigt und der Strom durch R&sub8;
um einen Strom gleicher Schrittgröße, d. h. den Strom der Emitter-Stromquelle I&sub4;,
verringert wird. Nimmt aus diesem 1-Zustand das Eingangssignal Vi ab, so findet eine
Rückkehr in den genannten ursprünglichen 0-Zustand erst bei einem negativen (oben als
ersten bezeichneten) Eingangsschwellenpegel statt.
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Bei einer Kaskadenschaltung des Abschnitts und eines in der
Schaltungskonfiguration diesem entsprechenden Abschnitts ist es vorteilhaft bei dem
gegebenen Verstärkungsfaktor 2 die Hysterese der Triggerschaltung des Abschnitts
zweimal höher zu wählen als die des Abschnitts d. h. die dem Eingang I der
Verstärkungsanordnung zugeführte Hysterese der beiden Abschnitte und einander
gleich zu wählen. Dadurch wird innerhalb des Eingangssignalbereiches ein
gleichmäßiges Reduktionsverhalten erzielt.
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Es dürfte einleuchten, daß durch einen geeigneten Arbeitspunkt die
Schaltungsanordnung nach Fig. 4 auch eine Ausgangskennlinie ergeben kann, wie diese
in Fig. 3 dargestellt ist und daß die Anwendung der Erfindung sich nicht auf die
Verwendung zweier Abschnitte beschränkt. So wird eine Verstärkungsanordnung nach
der Erfindung mit 3 kaskadengeschalteten Abschnitten bei einer geeigneten Bemessung 8
stabile Zustände annehmen können, was eine genauere Einstellung der toten Zone oder
mit anderen Worten eine genauere Reduktion der unerwünschten
Gleichstromverschiebung ermöglicht. Im Grunde ist eine Verwirklichung des Erfindungsgedanken mit
nur einem einzigen Abschnitt möglich, weil darin bereits eine (einfache)
Gleichstromreduktion erfolgen kann.
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Weiterhin sei bemerkt, daß eine Ausgangskennlinie, wie diese in Fig. 3
dargestellt ist, auch mit einer (nicht dargestellten) Parallelschaltung von vier
Abschnitten, d. h. einem für jeden der Zustände 00, 01, 10 und 11, verwirklichbar ist.
Obschon gegenüber einer seriellen Ausführungsform mit n Abschnitten, wie oben
beschrieben, eine Verstärkungsanordnung nach der Erfindung mit parallelen Abschnitten
mehr, und zwar n², Abschnitte braucht für ein vergleichbares Reduktionsverhalten, ist
die Ausgangskennlinie genauer und einfacher definierbar. Die dem Eingang zugeführten
Schwellenpegel einer derartigen Verstärkungsanordnung entsprechen dann dem ersten
und zweiten Schwellenpegel der bistabilen Triggerschaltungen der jeweiligen Abschnitte
und sollen im allgemeinen vorzugsweise derart gewählt werden, daß die
Hysteresegebiete der Abschnitte in einer nicht überlappenden Lage über den Eingangssignalbereich der
Verstärkungsanordnung verteilt sind, während die Größe der Reduktionsschritte optimal
je nach der erwünschten Ausgangskennlinie gewählt werden kann.
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Es dürfte dem Fachmann nicht schwer fallen, die Erfindung in einer
anderen Form anzuwenden, beispielsweise dadurch, daß in einem oder mehreren
Abschnitten nach einer Anpassung der Bemessung die Gleichstromausgleichsanordnung
in der Signalrichtung vor der Verstärkerstufe vorgesehen wird, wie in Fig. 5 dargestellt,
oder daß die Verstärkerstufe in der Signalrichtung vor der Schwellenschaltung
angebracht wird, wie in Fig. 6 dargestellt. Auch andere Ausgestaltungen der
Verstärkerstufe, der Gleichstromausgleichsanordnung, der bistabilen Triggerschaltung und der
Pufferstufe als die dargestellten sind möglich.
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Fig. 7 zeigt eine Anwendung einer Gegentakt-Verstärkungsanordnung
nach der Erfindung mit 3 einander entsprechenden Abschnitten , und in einer
phasenverriegelten Schleife eines direkt mischenden AM-Synchronempfängers. Dieser
Empfänger weist einen Synchrondemodulator PI auf, dem einerseits das HF-AM-
Empfangssignal und andererseits ein örtlicher, zu dem HF-AM-Empfangsträger
gleichphasiger Mischträger zugeführt worden ist. An dem Ausgang des
Synchrondemodulators PI wird aus dem erhaltenen Mischprodukt über ein Tiefpaßfilter LPI das
erwünschte AM-Modulationssignal selektiert.
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Die Erzeugung des Ortsmischträgers erfolgt in der bereits genannten
phasenverriegelten Schleife mit einem Phasendetektor PQ mit dem in einer
Schleifenkonfiguration gekoppelt sind Abschnitte , und der erfindungsgemäßen
Verstärkungsanordnung, ein Schleifenfilter LPQ und ein spannungsgesteuerter Oszillator
VCO, der ein phasenrichtiges und ein Quadratur-Oszillatorsignal liefert. Dem
Phasendetektor PQ werden das Quadratur-Oszillatorsignal des VCO sowie das
HF-AM-Empfangssignal zugeführt. Der Phasendetektor PQ liefert ein Signal, das im Idealfall bei
einer einwandfreien Phasenquadraturbeziehung zwischen den beiden Signalen Null ist
und in der Amplitude mit von dieser Quadraturbeziehung abweichenden
Phasendifferenzen zwischen den beiden Signalen proportional schwankt.
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Dieses Phasendifferenzsignal wird nach Verstärkung in der
Verstärkungsanordnung , und und nach Selektion in dem Schleifenfilter LPQ als
Phasenregelsignal dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO zugeführt. Bei einer
ausreichend großer Schleifenverstärkung folgt das Quadraturoszillatorsignal über eine
Phasendifferenz von 90º dem HF-Empfangsträger genau, so daß das phasenrichtige
Oszillatorsignal sich genau phasengleich oder gegenphasig zu dem letztgenannten Träger
verhält und in dem Synchrondemodulator PI eine einwandfreie Synchrondemodulation
stattfindet.
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Infolge in der Praxis auftretender unerwünschter
Gleichstromverschiebungen, die in bezug auf den erwünschten Phasendifferenz-Informationsanteil insbesondere
groß sind bei geringen Empfangsfeldstärken, wird dieses letztgenannte Phasenregelsignal
gestört. Dies führt zu einer Phasenasynchronismus zwischen dem HF-Empfangsträger
und dem örtlichen phasenrichtigen Oszillatorsignal, das mit der Empfangsfeldstärke, der
Temperatur oder anderen Ursachen der genannten Gleichstromverschiebungen schwankt
und damit zu einer Störung der Demodulation des HF-Empfangssignals führt. Die
Verstärkungsanordnung , und an dem Ausgang des Phasendetektors PD reduziert
die unerwünschten Gleichstromverschiebungen gegenüber dem
Phasendifferenz-Informationsanteil des Phasenregelsignals auf die oben beschriebene Art und Weise, so daß eine
genaue Phasensynchronisation erhalten wird. In der Praxis stellt es sich heraus, daß die
Anwendung von 3 Abschnitten in der Verstärkungsanordnung zu einer ausreichend
genauen Gleichstromreduktion des Phasenregelsignals führt, damit Signale innerhalb
eines großen, mit dem herkömmlicher Superheterodynempfänger vergleichbaren
Feldstärkenschwankungsgebietes bzw. Eingangsdynamikbereiches störungsfrei
demoduliert werden können.