CN87103771A - 放大器装置 - Google Patents

Abstract

一种包括阈电路和与其连接的放大级的、用于减小幅度变化的输入信号的无用的直流偏置的放大器装置，该阈电路备有双稳态触发电路。当放大级的输入或者输出信号的直流电平增大时，该双稳态触发电路以阶梯形方式减小该直流电平。该双稳态触发电路具有大于作为有用信号分量的输入信号的最大幅度变化的滞后范围，以便有可能线性地放大该有用信号分量，并且在直流电平不变的情况下，作为有用信号分量的输入信号的变化不能导致直流衰减。

Description

本发明涉及一种用于放大幅度变化的输入信号并用于减小其无用的直流偏置的放大器装置，该放大器装置包括一个阈电路和一个与其连接的放大级;并涉及一种具有如下射频RF输入端的直接混频同步调幅接收机：该射频输入端一端连接到同步AM调幅检波器，另一端又连接到用于产生与射频RF接收信号的载波相位耦合的本机载波的锁相环，所述锁相环包括依次排列在环形线路中的鉴相器、环路滤波器和压控振荡器。

美国专利4，277，695公开了这种类型的放大器装置。英国专利申请第2，130，826公开了上述类型的直接混频同步调幅AM接收机。

已知的放大器装置的阈电路是可调的，并用来调整无放大作用的输入信号的范围。对这种所谓的静区的正确调整，提供了抑制无用的直流偏置的可能性（这种无用的直流偏置可能起因于噪声和寄生直流干扰），而仅仅放大有用的、幅度变化的信号分量。

然而，在已知的放大器装置中，有用信号分量的放大是非线性的，并且，为了正确调整静区，必须予先知道待抑制的无用的直流偏置的幅度。

实际上，情况经常不是这样，而被放大的输入信号的无用的直流偏置可能在很大程度上取决于实现相应的电路装置的形式，或者受输入信号的信噪比等级的影响，或者受环境因素的影响，或者象可能发生在，例如锁相环的相位控制信号中的情况那样，难于区别无用的直流偏置和相对于直流偏置其幅度仅有小的变化的有用信号分量。

本发明的第一个目的是提供一种能够为了获得有用信号分量而自适应地减小幅度变化的输入信号中的无用的直流偏置的放大器装置，该装置特别适合用于未知其无用的直流偏置的输入信号，并且该无用的直流偏置可能比线性放大的有用信号分量的幅度变化量大很多倍。

根据本发明，开头一节中所述类型的放大器装置的特征在于：阈电路包含一个双稳态触发电路;当输入信号幅度低于第一阈值电平时，该触发电路从激发态变到原始态;当输入信号幅度超过第二阈值电平时，该触发电路从原始态变到激发态;这两个阈值电平规定了滞后作用的范围，该范围大于输入信号的最大有用幅度变化量;所述双稳态触发电路连接到插入放大器装置的信号通道中的直流补偿电路，并且在激发态时把一个触发信号加到所述电路，用于减小经由信号通道以一定的阶跃值加到直流补偿电路的信号的直流电平。

本发明基于如下的认识，即：借助具有锯齿形输出特性的放大器装置（其输出信号的每个有用的斜面，例如在增加输入信号幅度情况下的上升斜面，都大于有用信号分量的最大幅度变化范围），并采用防止在该幅度变化范围中出现锯齿形输出特性的非连续性，那末，自适应地减小直流偏置以及线性地放大幅度变化的有用信号分量是可能的。

如果采用本发明的办法，那末，通过下述方法来实现上述的锯齿形输出特性，即，在所述直流补偿电路中，一旦输入信号超过给定的阈值，就从放大级的输入或输出信号中减去预选的直流值（以下称为衰减阶梯）。借助于双稳态触发电路，使这个阈值具有上述数值的滞后范围，以便避免在幅度变化的信号分量的放大中出现幅度的从属不连续性。从而，这个有用信号分量被线性地放大，并且，不会在直流补偿电路中，也不会在具有到达或者接近阈值的平均电平的输入信号中导致衰减和复位的连续不断的交替。

在具有下述特征的最佳实施例中，即，其放大级的输入端也是阈电路的输入端，并且直流补偿电路连接到放大级的输出端，在这实施例中获得的正向直流偏置衰减使得能够在无振荡出现的情况下选择比较大的衰减阶梯。

另一件最佳实施例的特征在于：所述放大级、阈电路及直流补偿电路构成，由n个这种在电路结构上相互对应的部件构成级联装置的单一部件;在信号方向上从第（n-1）个部件开始的每一个部件的衰减阶梯的值，分别大于后一个部件的滞后范围。

如果采用本发明的办法，那末，非常精确的量化以及对未知的、待抑制的直流偏置的基本上完全的抑制就成为可能，就能够在大的输入信号范围内获得最佳的线性放大。

再一个最佳实施例的特征在于：那些跨接在放大器装置的输入端的部件的阈值电平基本上规地分布在放大器装置的输入信号范围内，并且跨接在放大器装置的输出端的那些部件的衰减阶梯值和滞后范围彼此基本上相等。因此，出现直流衰减时的输入信号幅度值，均匀地分布在输入信号范围内。

本发明的第二个目的是提高直接混频同步调幅接收机的输入灵敏度。

因此，根据本发明的、在开头一节中所述的那种类型的直接混频同步调幅接收机的特征在于：把如上文所述的放大器装置安装在鉴相器和环路滤波器之间，用于抑制该环路的相位控制信号中的寄生直流偏置。

如果采用本发明的方法，就避免了或者至少大大减小了相位控制回路的相位控制信号中的无用的、寄生的直流偏置。因此，甚至在非常小的接收场强的情况下，环路的压控振荡器中再生的本机载波和射频接收载波之间的相位误差也不会出现，或者既使出现，也是很小的，可以接受的。如此获得的所述两种载波之间的相位同步，在大的场强度变化范围内（也称为动态接收范围）保证了调幅射频接收信号的准确的同步检波。

以下参考附图详细地描述本发明。

在这些附图中：

图1    表示本发明的、具有两个级联部件的放大器装置的原理电路图;

图2    表示图1的放大器装置的每个部件中双稳态电路的滞后特性;

图3    表示图1的放大器装置的锯齿形输出特性;

图4    表示如图1的放大器装置中重复采用的那种单个的部件的实施例;

图5    和图6表示本发明的，具有一个部件的放大器装置的另一个实施例的原理;

图7    表示采用图1的放大器装置的直接混频同步调幅接收机原理电路图。

图1表示本发明的放大器装置，该装置在输入端I和输出端O之间含有两个级联的部件A和B。这些具有相互电路结构的部件包括插入放大器装置的信号通道中的放大级A₁和B₁、连接到放大级A₁和B₁的输出端的直流补偿电路A₂和B₂以及阈电路A₃和B₃;阈电路A₃和B₃的输入端分别与放大级A₁和B₁的输入端相吻合，而其输出端分别接到直流补偿电路A₂和B₂。

两个阈电路A₃和B₃中的每一个都备有滞后作用的双稳态触发器电路A₄和B₄，例如施密特触发器，它们分别经由缓冲级A₅和B₅把两个电平控制信号分别加到直流补偿电路A₂和B₂。通过准确计算触发电路A₄和B₄，可以省去缓冲级A₅和B₅。

图2中用图说明了两了双稳态触发电路A₄和B₄中的每一个滞后作用：当相应的触发电路具有小的，例如小于第一阈值电平V₁的输入信号V_in时，该电路进入稳定的起始状态或0状态;在此状态下，该电路提供一个具有给定的低的恒定值的信号，下文中称其为0信号。如果Vin增大，那末，当Vin超过第二个阈值电平V₂时，发生了从0状态到稳定的激发状态或1状态的阶式跃迁。在这个稳定的1状态下，有关的触发电路提供一个具有高的恒定值的信号，下文中称其为1信号。Vin的进一步增大不引起状态的变化。如果Vin减小到低于第一阈值电平V₁，那么，电路就从这个激发状态返回到初始状态。因为第一阈值电平V₁低于第二阈值电平V₂，所以得到位于V₁和V₂之间的滞后范围。选择这个滞后范围，使它大于出现的Vin的最大有用幅度变化值，或者换句话说，大于有用信号分量的最大幅度变化值。

把两个部件A和B中的每一个中，如果需要的话，可以使激发状态中的1信号引到连接到触发电路的缓冲级中的适当的恒定的直流值或者阶跃值。最后，在连接到缓冲级和放大级的有关部件的直流补偿电路中，从最后提到的放大级的输出信号中减去如此得到的直流衰减阶梯，导致该输出信号的直流偏置的衰减。初始状态中的O信号的出现不引起直流衰减：因为，加到有关的部件中的输入信号的直流偏置是小到可以接受的。

如果适当的地选择部件A和B的阈值电平、衰减阶梯以及放大因子，那末，整个放大器装置就具有图3中以理想化的形式所表示的基本上锯齿形的输出特性。当加到放大器装置的输入信号Vi在从O到Vei的输入范围内增大时，该放大器装置经过可以用00、01、10、11标明的四个稳定状态。每字中的两位分别表示各个触发电路A和B的状态（0状态或者1状态）。

可以认为，该放大器装置的输入信号Vi是具有预先知道的、给定的最大幅度△V的有用信号分量Vs叠加在未知的平均信号电平 Vi之上。 Vi主要是由寄生直流偏置产生的，并且在放大器装置的输出信号Vu中导致无用的直流偏置 Vu，该偏置将被引向或者保持在零值，或者至少被引向可以接受的小值。为了线性放大Vs，相应于输出特性中那些锯齿的有用斜坡的每一个输入电压范围，都将大于输入信号Vi中作为有用信号分量Vs′而预期的最大幅度变化量，即，大于2△V。

如果 Vi是零值或基本上是零值，并且 Vu是可以接受的小值，那么，该放大器装置处于OO状态，在该状态中不出现直流衰减。此时，放大器装置无静区，或者换句话说，静区是零值。在 Vi开始增大的情况下，例如，由于寄生效应或者减小输入信号Vi的信噪比而导致 Vi增大，此时Vu增大，直至Vi达到预选的输入端阈值电平V₂₁为止。在那个瞬间， Vi达到极限值 V₂₁ ＝V₂₁-△V，此时 Vi产生一个还可以接受的输出直流偏置 Vi。如果由于 Vi的增加而使Vi进一步增大，那末，在Vi超过V₂₁的时刻，放大器装置从00状态变到01状态。在01状态中，由于具有预选值S_B的部件B的衰减阶梯， Vu被减小。当输入信号Vi处在这些幅值时，放大器装置的静区等于相应于衰减阶梯的值或其大小的输入信号的幅度，即，在给定的例子中，相应于在下文中将描述的输入阈值电平V₁₁。在这种情况下，输入阈值电平V₂₁等于跨接于输入端I的双稳态电路B₄的阈值电平V₂，即，等于最后提到的双稳态电路B₄的第二阈值电平V₂除以放大级A₁的放大因子。

作为 Vi的增大的结果，V_i将进一步增大，当V_i超过输入阈值电平V₂₂，并且部件A的直流衰减阶梯S_A被选得足够大，以致把部件B的输入端电压减小到低于其第一阈值电压V₁时，将导致从01状态到10状态的变化。此时，双稳态触发电路A₄从0状态到1状态的变化同时产生双稳态触发电路B₄从1状态到0状态的变化。输入阈值电压V₂₂同双稳态触发电路A₄的第二阈值电平V₂一致。在这个10状态中，输出信号Vu的直流偏置衰减决定于跨接在输出端0的部件A的直流衰减阶梯S_A，即，决定于S_A的值乘以放大级B₁的放大因子。在这个状态中，对于给定的情况，该放大器装置的静区等于从0到下文中将叙述的输入端阈值电平V₁₂的输入端电压范围。

最后，在Vi进一步增大并超过输入端阈值电平V₂₃的情况下，得到11状态。在这种状态中，Vu的双重的直流偏置衰减起作用，它等于跨接于输出端0的部件A和B的上述直流衰减阶梯的和。在这个状态中，该放大器装置的静区等于从0到下文中状描述的输入端阈值电平V₁₃的输入端电压范围。输入端阈值电平V₂₃不但决定于跨接在输入端I的双稳态触发电路A₄和B₄的第二阈值电平V₂，还决定于S_A的值和放大级A₁的放大因子。

如果输入信号V_i随后减小，例如由于 Vi的减小而使Vi减小，那末，放大器装置将按相反的次序经过所述的四种稳定状态，并且在给定的情况下，在各自的输入端阈值电平V₁₃、V₁₂和V₁₁处出现这些状态变化。选择电平V₁₃、V₁₂、和V₁₁，使它们具有相对于阈值电平V₂₃、V₂₂和V₂₁至少低2△V的电压差。同输入端阈值电平V₂₃、V₂₂和V₂₁相似，输入端阈值电平V₁₃、V₁₂和V₁₁决定于两个部件A和B的第一阈值电平V₁以及部件A的放大因子和直流衰减阶梯的值。另外，在给定的情况下，选择该放大器装置的工作点，使得当逐渐减小的输入信号Vi低于这些阈值电平时，输出信号Vu等于零。在图3中，用 V₁₁、 V₂₁、 V₁₂、 V₂₂、 V₁₃和 V₂₃分别表示在所述输入阈值电平V₁₁、V₂₁、V₁₂、V₂₂、V₁₃和V₂₃下出现的平均输入信号电平。

滞后现象出现在V₁₁和V₂₁、V₁₂和V₂₂以及V₁₃和V₂₃之间的输入电压范围内;也就是说，具有位于这些所谓滞后范围中的幅度的输入信号Vi的放大作用，能够分别发生在状态00或01、01或者10以及01或者11中。通过选择每一个滞后范围，避免出现由有用信号分量Vs引起的状态变化，以便在放大器装置的稳定的状态中（当直流偏置 Vi不变时，这些状态也不变）线性地放大该有用信号分量Vs。

为清楚起见，参考图3中的曲线1和2;这些曲线分别表示具有直流偏置电平 V_1i 和 V_2i 的输入信号V₁i和V₂i随时间的变化，以及由有用信号分量Vs引起的最大幅度变化2△V。

V₁i全部位于V₁₃和V₂₃之间的滞后范围中，因此能够在放大器装置的状态10或11中（这决定于V₁i从什么方向到达给定的电平）放大V₁i。如果由于 V₁i的减小使V₁i到达所述滞后范围，那末，放大作用发生在11状态中;如果由于 V₁i的增大使V₁i到达滞后范围，那末，放大作用发生在10状态中。在图3中把后一种情况作为起点; V₁i导致用具有有用信号分量Vslu以及无用的直流偏置 V₁u的输出信号V₁u。用曲线1′表示V₁u随时间的变化。由于部件A中的直流偏置衰减（如上文中提到的，这发生在10状态中），或者由于具有V₁₂值的静区，输入信号V₁i的有用信号分量和无用的直流偏置之间的比值（Vs₁i/ V₁i）减小于输出信号V₁u的这个比值（Vs₁u/ V₁u），而 V₁u的值小于所述最大容许出现的电平 Vum。在相同的输入信号V₁i在11状态中放大的情况下（未示出），直流偏置衰减既发生在部件A中又发生在部件B中，因此，状态11中的比值，（Vs₁u/ V₁u）大于状态01中的这个比值。此时，静区从0伸展到V₁₃。

输入信号V₂i瞬时地越过输入阈值电平V₂₃，并且在状态11中被放大;同上面的情况相似，在这种情况下发生双重直流偏置衰减，并且在这种情况下静区从0伸展到V₁₃。用曲线2′表示输出信号V₂u，并且示出有用信号分量和无用的直流偏置之间的比值Vs₂u/ V₂u，这个比值显著地大于输入信号V₂i的同类比值（Vs₂i/ V₂i），而 V₂u远低于所述可接受的电平 Vum。如果 V₂i减小到低于V₁₃，那末，V₂i将能够低于阈值电平V₁₃而处于状态10中，在这种情况下，仅仅在部件A中出现直流电平衰减，并且静区从0伸展V₁₂。此时，比值Vs₂u/ V₂u仍然保持大于Vs₁i/ V₁i，而 V₂u小于 Vum。

图1中作为实施例的放大器装置是平衡式的，因此，能够衰减正的和负的两种直流偏置。图4表示这种平衡式放大器装置的部件A。因为部件B可以具有同部件A相同的电路结构，所以为了简化起见已经省略了这个部件。选择该放大器装置的工作点，使得所得到的输出特性曲线的形状与图3中一致，而其Vi和Vu的坐标系统的原点移过Vei/2和Veu/2。

图4中所示的部件A具有平衡式的信号输入端I_A（它和图1的放大器装置的输入端I一致）和平衡式的信号输出端O_A（它连接到部件B的平衡式的输入端（未示出））。

信号输入端I_A一方面经由线性电压电流变换器T₁-T₄、R₁R₂和I₁连接到双稳态电路A₄（借助触发电路T₅、T₆、R₃、R₄、I₂来实现A₄），而另一方面又连接到借助放大器电路T₁₁-T₁₄，R₇-R₁₀及I₅而实现的线性放大级A₁。该电压电流变换器具有晶体管对T₁T₂，其两个基极连接到输入端I_A、两个集电极构成该变换器的平衡输出端、而两个发射极连接到用于使从输入电压到输出电流的变换线性化的线性化电路。该线性化电路具有晶体管对T₃T₄，其集电极一发射极通路与晶体管对T₁T₂的集电极一发射极通路串联。T₃和T₄的集电极交叉地连接到对方的基极，而发射极经由相互的发射极电阻R₁和R₂以及公共的发射极电流源I而接地。对于晶体管对T₁T₂的两个晶体管T₁和T₂的每一个来说，该线性化电路使得当其基极电压增加时，其集电极电流降低;也就是说，当T₁的基极电压相对于T₂的基极电压具有正的电压差时，T₁的集电极电流小于T₂的集电极电流，反之亦然。

双稳态触发电路A₄具有发射极耦合的晶体管对T₅T₆，其相互连接的发射极经由公共的发射极电流源I₂而接地，其集电极交叉地连接到对方的基极。这些集电极分别连接到晶体管对T₁T₂的两个集电极，并分别经由相互等同的、公共的集电极电阻R₃和R₄连接电源电压。可以借助流过发射极电流源I₂和电阻R₃、R₄的电流来调节A₄的滞后作用。由于平衡式的设计，所以限定滞后范围的各阈值电平基本上处于相对于参考电压，例如（V₁+V₂）/2的对称的位置。

触发电路A₄的后面跟随着包括级联的第一和第一发射极耦合的晶体管对T₇T₈和T₉T₁₀的缓冲级A₅，每对晶体管分别具有接地的公共发射极电流源I₃和I₄。T₇和T₈的基极分别连接到T₅和T₆的集电极，而T₇和T₈的集电极一方面分别经由相互等同的集电极电阻R₅和R₆连接电源电压，另一方面又分别连接到T₉和T₁₀的基极。缓冲级A₅提高了触发电路A₄的状态跃迁的边沿徒度。该阶梯值决定于流过晶体管T₉和T₁₀的电流，并决定于集电极电阻R₈和R₇的值。

放大级A₁在结构上同所述线性电压电流变换器（T₁-T₄，R₁，R₂，I₁）相似，它具有晶体管对T₁₁、T₁₂和T₁₃、T₁₄发射极电阻R₉、R₁₀以及发射极电流源I₅。T₁₁和T₁₂的基极连接到信号输入端I_A，其集电极与缓冲级A₅的T₁₀和T₉的集电极相互连接，并分别经由公共的集电极电阻R₇、R₈连接电源电压。由这些相互的交点构成上述的直流补偿电路A₂。最后提到的这些集电极还连接到部件A的输出端O_A，因此也连接到部件B（未示出）的输入端。

在本实施例中，按这样的方法使放大级A₁平衡，即，它的放大因子等于2，并且发射极电流源I₅的电流是晶体管对T₉、T₁₀的发射极电流源I₄的电流的四倍。T₁₁和T₁₂的集电极处的输出信号的直流偏置 Vu不但取决于输入信号V_i的直流偏移，而且取决于流过晶体管T₁₀和T₉的电流。当T₅导通而T₆不导通时，双稳态触发电路A₄处在一种稳定状态，例如0状态;当T₅不导通而T₆导通时，A₄处在另一种稳定状态（1状态）。在该0状态下，T₇将是不导通的而T₈将是导通的，以致T₉导通而T₁₀不导通。流过T₉的电流经由R₈产生放大级A₁的输出信号的给定的直流电平偏移，以致输出信号的直流偏置保持低于在这种状态下被放大的输入信号Vi（即，在此输入信号下，T₁的收集极电流大于T₂的收集极电流）所容许的最大值。如果输入端I_A的输入信号Vi增大（从该0状态出发），即，如果T₁的基极电压相对于T₂基极的电压而增大，那末，T₆基极相对于T₅基极的电压将增大到超过正的输入端阈值电平（上文中称为第二阈值电平），于是，0状态转变到1状态。在这种转换或者缓冲级A₅中的跃迁前沿已经变得更陡之后，因为流过R₇的电流随着T₁₀的集电极电流而阶梯式地增大，并且借助于相同阶梯高度的电流（即，发射极电流源I₄的电流），流过R₈的电流被减小了，所以这种转换在T₉、T₁₂以及T₁₀、T₁₁的公共集电极处产生阶梯形的直流偏置衰减。如果输入信号Vi减小（从这个1状态出发），那末，将不导致向起始的0状态的复原，直至Vi减小到低于负的输入端阈值电平之后（上文中称为第一阈值电平）。

在部件A与在电路结构上相一致的部件B的级联装置中，在给定放大因子2的情况下，选择部件B的触发电路的滞后范围，使它等于部件A的滞后范围的两倍是有利的，也就是说，使跨接在放大器装置的输入端I的两个部件A和B的滞后范围相互等同是有利的。从而，在输入信号的范围内获得均匀的衰减特性。

显然，在工作点合适的情况下，图4的电路装置也可以产生如图3中所示的输出特性，并且，本发明的应用不限于采用两个部件。如果配合适当，那末，具有三个级联部件的本发明的放大器装置将能够呈现八个稳定的状态，它提供更精确地调整静区，或者换句话说，更精确地衰减无用的直流偏置的可能性。原则上，仅仅采用一个部件来实现本发明的目的是可能的，因为在单个部件中已经能够实现（单个的）直流衰减。

此外，应该指出，采用四个部件的并联装置（未示出）也能实现如图3中所示的输出特性，即，为状态00，01，10和11中的每一个状态采用一个部件。虽然，为了获得可以相比的衰减特性，与上文中具有n个部件的串联结构相比，具有并联部件的本发明的放大器装置需要更多的、即2ⁿ个部件，但是，具有并联部件的装置能够更精确地也更容易地确定其输出特性。此时，跨接在这种放大器装置的输入端的阈值电平与各别的部件的双稳态触发电路的第一和第二阈值电平相一致;一般应当适当地选择这些阈值电平，把各部件的滞后范围分布在该放大器装置的输入信号范围中无相互重叠的位置上;同时能够根据所需要的输出特性来最佳化地选择衰减阶梯的值。

对本技术领域的技术人员来说，以不同的形式应用本发明将不是困难的，例如，如图5中所示，在配合适当之后，在一个或者更多的部件中，把直流补偿电路在信号传输方向上安排在放大级之前;或者如图6中所示，在信号传输方向上把放大级安排在阈值电路之前。另一种可能性是以不同于所给出的方式实现放大级、直流补偿电路、双稳态触发电路以及缓冲级。

图7表示在直接混频同步调幅接收机的锁相环中采用具有三个相同的部件A、B和C的本发明的平衡放大器装置。这个接收机包括一个同步检波器PI;一方面把射频一调幅接收信号加到PI上，另一方面把与射频接收载波同相位的本机混频载波也加到PI上。从同步检波器PI的输出端，经由低通滤波器LPI所获得的混频结果中选出所需要的幅度调制的调制信号。

在上述锁相环中产生本机混频载波，该锁相环包括：（1）鉴相器PQ，它具有在环路中按次序连接的、本发明的放大器装置的部件A、B和C;（2）环路滤波器LPQ;以及（3）提供一个同相振荡信号和一个正交振荡信号的压控振荡器VCO。把VCO的相位差90°的振荡信号和射频调幅接收信号一起加到鉴相器PQ上。鉴相器PQ提供一个这样的信号，即，在上述两个信号之间保持准确的正交相位关系的理想情况下，此信号等于零;在上述两个信号之间的相位差偏离这个正交关系的情况下，这个信号的幅度随着两个振荡信号之间的相位差按比例地变化。

在经过放大器装置A、B和C的放大以及环路滤波器LPQ的选择之后，这个相位差信号被作为相位控制信号加到压控振荡器VCO上。在环路增益足够大的情况下，该正交振荡信号在90°相位差范围内精确地跟踪射频接收载波，以便上述同相振荡信号与射频接收载波精确地同相或者反相，并且在同相检波器PI中实现准确的同步检波。

由于实际上存在的无用的直流偏置（在小的接收场强度的情况下，这种无用的直流偏置相对于有用相差信息分量是特别大的），所以上述相位控制信号受到干扰。这导致射频接收载波与本机同相振荡信号之间的相位异步，这种相位异步随着，例如接收场强度、温度或者所述直流偏置的其他起因而变化，并且因此导致对射频接收信号的检波过程的干扰。处在鉴相器PQ的输出端的放大器装置A、B和C按照上述方式减小与相位控制信号的相位差信息分量有关的无用的直流偏置，因此获得精确的相位同步。在实际应用中已经采用包括三个部件的放大器装置，用于实现相位控制信号的足够精确的直流衰减，以便能够在没有干扰的情况下，在可以同普通超外差接收机相比的大的场强度变化范围或者动态输入范围内对信号进行检波。

Claims (6)

1、一种用于放大幅度变化的输入信号、并用于减小其无用的直流偏置的放大器装置，该放大器装置包括一个阈电路和一个与其连接的放大级，其特征在于：

-该阈电路包括一个双稳态触发电路，当输入信号幅度低于第一阀值电平时，该触发电路从激发状态变到起始状态，当输入信号幅度超过第二阈值电平时，该触发电路从起始状态变到激发状态，所述两个阈值电平限定了大于输入信号的最大有用幅度变化范围的滞后范围，

-所述双稳态触发电路连接到一个插入该放大器装置的信号通道中的直流补偿电路，该直流补偿电路把一个触发信号加到处于激发状态的所述电路上，用于把经由信号通道加到直流补偿电路的信号的直流电平减小一定的阶梯值。

2、如权利要求1所要求的放大器装置，其特征在于：所述放大级的输入端也是所述阈电路的输入端;并且，所述直流补偿电路连接到所述放大级的输出端。

3、如权利要求2中所要求的放大器装置，其特征在于：所述放大级、阈电路及直流补偿电路构成单一部件，再由n个这种在电路结构上相互的部件构成级联装置;在信号方向上，从第（n-1）个部件开始的每一个部件的衰减阶梯的值，分别大于后一个部件的滞后范围。

4、如权利要求3中所要求的放大器装置，其特征在于：那些跨接在放大器装置的输入端的部件的阈值电平基本上规则地分布在放大器装置的输入信号范围内，并且跨接在放大器装置的输出端的那些部件的衰减阶梯值和滞后范围彼此基本上相等。

5、如权利要求1或者2中所要求的放大器装置，其特征在于：所述放大级、阈电路和直流补偿电路构成至少包含两个部件的并联装置的单个部件，这些部件的滞后范围分布在该放大器装置的输入信号范围中无相互重叠的位置上。

6、一种直接混频同步调幅接收机，该接收机具有一方面连接到同步调幅检波器，另一方面又连接到用于产生与射频接收信号的载波相位耦合的本机载波的锁相环的射频输入端，所述锁相环包括依次排列在环形线路中的鉴相器、环路滤波器和压控振荡器，该接收机的特征在于：在鉴相器和环路滤波器之间设置如上述权利要求中任一项所要求的放大器装置，用于抑制环路的相位控制信号中的寄生直流偏置。

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