CN1007110B - 放大器装置 - Google Patents

Abstract

一包括阈电路(A3，A3)和与其连接的放大级(A1，A1)、用于减小幅度变化的输入信号中无用的直流偏差的放大器装置，该阈电路(A3，B3)有双稳态触发电路(A4，B4)。当放大级的输入或输出信号的直流电平增大时，双稳态触发电路(A4，B4)以阶梯形方式减小该直流电平。该双稳态触发电路具有比作为有用信号分量的输入信号最大幅度变化大的滞后范围，以便可线性地放大该有用信号分量，并在直流电平不变情况下，作为有用信号分量的输入信号变化不能导致直流衰减。

Description

本发明涉及一种用于放大幅度变化的输入信号并用于减小其无用的直流偏差的放大器装置，该放大器装置包括一个阈电路和一个与其连接的放大级;并涉及一种具有如下射频输入端的直接混频同步调幅接收机：该射频输入端一方面连接到同步调幅检波器，另一方面又连接到用于产生与射频接收信号的载波相位耦合的本机载波的锁相环，所述锁相环包括依次排列在环形线路中的鉴相器、环路滤波器和压控振荡器。

美国专利4，277，695号公开了这种类型的放大器装置。英国专利申请第2，130，826号公开了上述类型的直接混频同步调幅接收机。

已知的放大器装置的阈电路是可调的，并用来调整对其无放大作用的输入信号部分。对这种所谓的死区的正确选择调整，提供了抑制无用的直流偏差的可能性（这种无用的直流偏差例如可能起因于噪声和寄生直流干扰），而仅仅有用的、幅度变化的信号分量才被放大。

然而，在已知的放大器装置中，有用信号分量的放大是非线性的，并且，为了正确调整死区，必须预先知道待抑制的无用的直流偏差的幅度。

实际上，情况经常不是这样，而被放大的输入信号的无用的直流偏差可能在很大程度上取决于实现相应的电路装置的形式，或者受输入信号的信噪比的影响，或者受环境因素的影响，或者象可能发生在例如锁相环的相位控制信号中的情况那样，难于区别无用的直流偏差和相对于直流偏差而言其幅度变化极化的有用信号分量。

本发明的第一个目的是提供一种这样放大器装置，能够为了获得有 用信号分量它能自适应地减小幅度变化的输入信号中的无用的直流偏差，该装置特别适合用于其中包含的无用的直流偏置差为未知的输入信号，并且该无用的直流偏差可能比需作线性放大的有用信号分量的幅度变化量大很多倍。

根据本发明，本文开头一节中所述类型的放大器装置的特征在于：阈电路包含一个双稳态触发电路;当输入信号幅度低于第一阈值电平时，该触发电路从激发态变到原始态;当输入信号幅度超过第二阈值电平时，该触发电路从起始态变到激发态;这两个阈值电平规定了滞后作用的范围，该范围大于输入信号的最大有用幅度变化量;所述双稳态触发电路连接到插入放大器装置的信号通道中的直流补偿电路，并且在激发态时把一个触发信号加到所述电路，用于减小经由信号通道以一定的阶跃值而加到直流补偿电路的信号中的直流电平。

本发明基于如下的认识，即：借助具有锯齿形输出特性的放大器装置（其输出斜坡信号的每个有用的斜坡，例如，在输入信号幅度增加情况下的上升斜坡，都大于有用信号分量的最大幅度变化范围），并防止在该幅度变化范围中出现非连续性锯齿形输出特性，那末，自适应地减小直流偏差以及线性地放大幅度变化的有用信号分量是可能的。

如果采用本发明的办法，那末，通过下述方法来实现上述的锯齿形输出特性，即，在所述直流补偿电路中，一旦输入信号超过给定的阈值，就从放大级的输入或输出信号中减去一个预选的直流值（以下称为衰减阶梯）。借助于双稳态触发电路，使这个阈值具有上述数值的滞后范围，以便避免在对幅度变化的信号分量的放大过程中出现从属于幅度的不连续性。从而，这个有用信号分量被线性地放大，并且，不会在直流补偿电路中，也不会在具有到达或者接近阈值的平均电平的输入信号中导致衰减和复位的连续不断的交替。

在具有下述特征，即，其放大级的输入端也是阈电路的输入端、并 且直流补偿电路连接到放大级的输出端的优选实施例中，所获得的正向直流偏置衰减使得能够在不会出现振荡的情况下选择比较大的衰减阶梯。

另一优选实施例的特征在于：所述放大级、阈电路及直流补偿电路构成了由n个在电路结构上相互对应的部件组合的级联装置中的单个部件;首先从信号方向上开始，（n-1）个部件中的每一个部件衰减阶梯的值，分别大于其后一个部件的滞后范围。

如果采用本发明的办法，那末，就使得非常精确的量化以及对未知而待抑制的直流偏差基本上完全抑制成为可能，就能够在很大的输入信号范围内获得最佳的线性放大。

再一个优佳实施例的特征在于：那些跨接在放大器装置的输入端部件的阈值电平基本上规则地分布在放大器装置的输入信号范围内，并且，跨接在放大器装置输出端那些部件的衰减阶梯值和滞后范围彼此基本上相等。因此，出现直流衰减时的输入信号幅度值，均匀地分布在输入信号范围内。

本发明的第二个目的是提高直接混频同步调幅接收机的输入灵敏度。

因此，根据本发明，在本文开头一节中所述的那种类型的直接混频同步调幅接收机的特征在于：把如上所限定的放大器装置设置在鉴相器和环路滤波器之间，用于抑制该环路相位控制信号中的寄生直流偏差。

如果采用本发明的方法，就避免或者至少大大减小了相位控制回路相位控制信号中无用的寄生直流偏差。因此，甚至在非常小的接收场强的情况下，环路的压控振荡器中再生的本机载波和射频接收载波之间的相位误差就不会出现或很少出现，或者，即使出现，也是很小的，可以接受的。如此获得的所述两种载波之间的相位同步，在大的场强度变化范围（也称为动态接收范围）内保证了调幅射频接收信号准确的同步检波。

以下参考附图详细地描述本发明。

在这些附图中：

图1    表示本发明具有两个级联部件的放大器装置的原理电路图;

图2    表示图1的放大器装置的每个部件中双稳态触发器电路的滞后特性;

图3    表示图1的放大器装置的锯齿形输出特性;

图4    表示如图1的放大器装置中重复采用的那种单个的部件的实施例;

图5    和图6表示本发明具有一个部件的放大器装置的其他实施例的原理;

图7    表示采用图1的放大器装置的直接混频同步调幅接收机原理电路图。

图1表示本发明的放大器装置，该装置在输入端I和输出端O之间含有两个级联的部件A和B。这些具有相互对应电路结构的部件分别包括插入放大器装置信号通道中的放大级A1和B1、连接到放大级A1和B2的输出端的直流补偿电路A2和B2以及阈电路A3和B3;阈电路A3和B3的输入端分别与放大级A1和B2的输入端相吻合，而其输出端分别接到直流补偿电路A2和B2。

两个阈电路A3和B3中的每一个都设有起滞后作用的双稳态触发电路A4和B4，例如施密特触发器，它们分别经由缓冲级A5和B5把一个双电平控制信号分别加到直流补偿电路A2和B2。通过准确计算触发电路A4和B4，可以省去缓冲级A5和B5。

图2中示意了两个双稳态触发电路A4和B4中每一个的滞后作用：当相应的触发电路具有小的，例如小于第一阈值电平V1的输入信号Vin时，该电路进入稳定的起始状态或0状态;在此状态下，该电路提供一个具有给定的低的恒定值的信号，下文中称其为O信号。如果Vin增大，那末，当Vin超过第二个阈值电平V2时，发生了从O状态到稳定的激发状 态或1状态的阶式跃迁。在这个稳定的1状态下，有关的触发电路提供一个具有高的恒定值的信号，下文中称其为1信号。Vin的进一步增大不引起状态的变化。如果Vin减小到低于第一阈值电平V1，那么，电路就从这个激发状态返回到起始状态。因为第一阈值电平V1低于第二阈值电平V2，所以得到位于V1和V2之间的滞后范围。选择这个滞后范围，使它大于出现的Vin的最大有用幅度变化值，或者换句话说，大于有用信号分量的最大幅度变化值。

在两个部件A和B的每一个中，如果需要的话，激发状态中的1信号可导致连接到触发电路缓冲级中适当的恒定直流值或者阶跃值。然后，在连接到缓冲级和放大级有关部件的直流补偿电路中，从上面最后提到的放大级的输出信号中减去如此得到的直流衰减阶梯值，得到该输出信号的直流偏差的衰减;起始状态中O信号的出现不引起直流衰减，于是，加到有关的部件中的输入信号的直流偏差是小到可接受的程度的。

如果适当的地选择部件A和B的阈值电平、衰减阶梯以及放大倍数，那末，整个放大器装置就具有图3中理想化的基本上为锯齿形的输出特性。当加到放大器装置的输入信号Vi在从O到Vei的输入范围内增大时，该放大器装置经过可以用00、01、10、11标明的四个稳定状态。每字中的两位分别表示各个触发电路A和B的状态（0状态或者1状态）。

可以认为，该放大器装置的输入信号Vi是由一个预先已知的给定最大幅度△V的有用信号分量V叠加在一个未知的平均信号电平 Vi之上而形成的。 Vi主要是由寄生直流偏差产生的，并且在放大器装置的输出信号Vu中导致无用的直流偏差 Vu，该偏差将被引向或者保持在零值，或者至少被引向一个可以接受的较小值。为了线性放大信号V，相应于输出特性中那些锯齿波有用斜坡的每个输入电压范围，都将大于在输入信号V中作为有用信号分量V′而预期的最大幅度变化量，即，大于2V。

如果 Vi是零值或基本上是零值，并且 Vu是可以接受的小值，那么， 该放大器装置处于OO状态，在该状态中不出现直流衰减。此时，放大器装置无死区，或者换句话说，死区是零值。在 Vi开始增大的情况下，例如，由于寄生效应或者减小输入信号Vi的信噪比而导致 Vi增大，此时Vu增大，直至Vi达到预选的输入端阈值电平V21为止。在那个瞬间， Vi达到极限值 V21＝V21-△V，此时 Vi产生一个还可以接受的输出直流偏差 Vum。如果由于 Vi的增加而使Vi进一步增大，那末，在Vi超过V21的时刻，放大器装置从00状态变到01状态。在01状态中， Vu按减去具有预选值SB的部件B的衰减阶梯而被减小。当输入信号Vi处在这些幅值时，放大器装置的死区等于相应于衰减阶梯的值或其大小的输入信号幅度，即，在给定的例子中，相应于在下文中将描述的输入阈值电平V11。在这种情况下，输入阈值电平V21等于跨接于输入端I的双稳态电路B4的阈值电平V2，即，等于最后提到的双稳态电路B4的第二阈值电平V2除以放大级A1的放大倍数。

作为 Vi的增大的结果，Vi将进一步增大，当Vi超过输入阈值电平V22，并且部件A的直流衰减阶梯S4被选得足够大，以致把部件B的输入端电压减小到低于其第一阈值电压V1时，将导致从01状态到10状态的变化。此时，双稳态触发电路A4从0状态到1状态的变化同时产生双稳态触发电路B4从1状态到0状态的变化。输入阈值电压V22同双稳态触发电路A4的第二阈值电平V2一致。在这个10状态中，输出信号Vu的直流偏差衰减决定于跨接在输出端0的部件A的直流衰减阶梯SA，即，决定于SA的值乘以放大级B1的放大倍数。在这个状态中，对于给定的情况，该放大器装置的死区等于从0到下文中将叙述的输入端阈值电平V12的输入端电压范围。

最后，在Vi进一步增大并超过输入端阈值电平V23的情况下，得到11状态。在这种状态中，Vu的双重的直流偏差衰减将起作用，它等于跨接于输出端0的部件A和B的上述直流衰减阶梯的和。在这个状态中， 该放大器装置的死区等于从0到下文中状描述的输入端阈值电平V13的输入端电压范围。输入端阈值电平V23不但决定于跨接在输入端I的双稳态触发电路A4和B4的第二阈值电平V2，还决定于S4的值和放大级A1的放大倍数。

如果输入信号Vi随后减小，例如由于 Vi的减小而使Vi减小，那末，放大器装置将按相反的次序经过所述的四种稳定状态，并且在给定的情况下，在各自的输入端阈值电平V13、V12和V11处出现这些状态变化。选择电平V13、V12和V11，使它们具有相对于阈值电平V23、V22和V21至少低2△V的电压差。同输入端阈值电平V23、V22和V21相似，输入端阈值电平V13、V12和V11决定于两个部件A和B的第一阈值电平Vi以及部件A的放大倍数和直流衰减阶梯的值。另外，在给定的情况下，选择该放大器装置的工作点，使得当逐渐减小的输入信号Vi低于这些阈值电平时，输出信号Vu等于零。在图3中，用 V11、 V21、 V12、 V22、 V13和 V23分别表示在所述输入阈值电平V11、V21、V12、V22、V13和V23下出现的平均输入信号电平。

滞后现象出现在V11和V21、V12和V22以及V13和V23之间的输入电压范围内;也就是说，具有位于这些所谓滞后范围中的幅度的输入信号Vi的放大作用，能够分别发生在状态00或01、01或者10以及01或者11中。通过选择每一个滞后范围;避免出现由有用信号分量Vs引起的状态变化，以便在放大器装置的稳定状态中（当直流偏差 Vi不变时，这些状态也不变）线性地放大该有用信号分量Vs。

为清楚起见，参考图3中的曲线1和2;这些曲线分别表示具有直流偏置电平 V1i和 V2i的输入信号V1i和V2i随时间的变化，以及由有用信号分量Vs引起的最大幅度变化2△V。

V1i完全位于V13和V23之间的滞后范围中，因此能够在放大器装置的状态10或11中（这决定于V1i从什么方向到达给定的电平）放大 V1i。如果由于 V1i的减小使V1i到达所述滞后范围，那末，放大作用发生在11状态中;如果由于 V1i的增大使V1i到达滞后范围，那末，放大作用发生在10状态中。在图3中把后一种情况作为起点; V1i导致产生具有有用信号分量Vslu以及无用的直流偏差 V1u的输出信号V1u。用曲线1′表示V1u随时间的变化。由于部件A中的直流偏差衰减（如上文中提到的，这发生在10状态中），或者由于具有V12值的死区，输入信号V1i的有用信号分量和无用的直流偏差之间的比值（Vs1i/ V1i）显著地小于输出信号V的这个比值（Vs1u/ V1u），而 V1u的值小于所述最大容许出现的电平 Vum。在相同的输入信号V1i在11状态中放大的情况下（图中未示出），直流偏差衰减既发生在部件A中又发生在部件B中，因此，状态11中，比值（Vs1u/ V1u）大于状态01中的这个比值。此时，死区从0伸展到V13。

输入信号V2i瞬时地越过输入阈值电平V23，并且因而在状态11中被放大;同上面的情况相似，在这种情况下发生双重直流偏差衰减，并且在这种情况下死区从0伸展到V13。用曲线2′表示输出信号V2u，并且示出有用信号分量和无用的直流偏差之间的比值Vs2u/ V2u，这个比值显著地大于输入信号V2i的比值（Vs2i/ V2i），而 V2u远低于所述可接受的电平Vum。如果 V2i减小到低于V13，那末，V2i将能够低于阈值电平V13而处于状态10中，在这种情况下，仅仅在部件A中出现直流电平衰减，并且死区从0伸展V12。此时，比值Vs2u/ V2u仍然保持大于Vs1i/ V1i，而 V2u小于 Vum。

图1中作为实施例的放大器装置是平衡式的，因此，能够衰减正的和负的两种直流偏差。图4表示这种平衡式放大器装置的部件A。因为部件B可以具有同部件A相同的电路结构，所以为了简化起见已经省略了这个部件。选择该放大器装置的工作点，使得所得到的输出特性曲线的形状与图3中的一致，而其Vi和Vu的坐标系统的原点移过Vei/2和 Veu/2。

图4中所示的部件A具有平衡式的信号输入端IA（它和图1的放大器装置的输入端I一致）和平衡式的信号输出端OA（它连接到部件B的平衡式的输入端（未示出））。

信号输入端IA一方面经由线性电压电流变换器T1-T4、R1R2和I1连接到双稳态电路A4（电路A4是借助触发电路T5、T6、R4、R4、I2而实现的），而另一方面又连接到借助放大器电路T11-T14，R7-R10及I5而实现的线性放大级A1。该电压电流变换器具有晶体管对TT，其两个基极连接到输入端IA，两个集电极构成该变换器的平衡输出端，而两个发射极连接到用于使从输入电压到输出电流的变换线性化的线性化电路。该线性化电路具有晶体管对T3T4，其集电极一发射极通路与晶体管对T1T2的集电极一发射极通路串联。T3和T4的集电极交叉地连接到对方的基极，而发射极经由互相相同的发射极电阻R1和R2以及公共的发射极电流源I而接地。对于晶体管对T1T2的两个晶体管T1和T2的每一个来说，该线性化电路使得当其基极电压增加时，其集电极电流降低;也就是说，当T1的基极电压相对于T2的基极电压具有正的电压差时，T1的集电极电流小于T2的集电极电流，反之亦然。

双稳态触发电路A4具有发射极耦合的晶体管对T5T6，其相互连接的发射极经由公共的发射极电流源I2而接地，其集电极交叉地连接到对方的基极。这些集电极分别连接到晶体管对T1T2的两个集电极，并分别经由互相相同的、公共的集电极电阻R和R连接电源电压。可以借助流过发射极电流源I2和电阻R3、R4的电流来调节A4的滞后作用。由于平衡式的设计，所以限定滞后范围的各阈值电平基本上处于相对于参考电压（例如（V1+V2）/2）的对称的位置。

触发电路A4的后面跟随着包括级联的第一和第二发射极耦合晶体管对T7T8和T9T10的缓冲级A5，每对晶体管分别具有接地的公共发射极电 流源I3和I4。T7和T8的基极分别连接到T5和T6的集电极，而T7和T8的集电极一方面分别经由相互等同的集电极电阻R5和R6连接电源电压，另一方面又分别连接到T9和T10的基极。缓冲级A5提高了触发电路A4的状态跃迁的边沿徒度。该阶梯值决定于流过晶体管T9和T10的电流，并决定于集电极电阻R8和R7的值。

放大级A1在结构上同所述线性电压电流变换器（T1-T4，R1，R2，I1）相似，它具有晶体管对T11、T12和T13    T14发射极电阻R9、R10以及发射极电流源I5。T11和T12的基极连接到信号输入端IA，其集电极与缓冲级A5的T10和T9的集电极相互连接，并分别经由公共的集电极电阻R7、R8连接电源电压。由这些相互的交点构成上述的直流补偿电路A2。最后提到的这些集电极还连接到部件A的输出端OA，因此也连接到部件B（未示出）的输入端。

在本实施例中，按这样的方法使放大级A1平衡，即，它的放大倍数等于2，并且发射极电流源I5的电流是晶体管对T9、T10的发射极电流源I4的电流的四倍。T11和T12的集电极输出信号的直流偏差 Vu不但取决于输入信号Vi的直流偏移，而且取决于流过晶体管T10和T9的电流。当T5导通而T6不导通时，双稳态触发电路A4处在一种稳定状态，例如0状态;当T5不导通而T6导通时，A4处在另一种稳定状态（1状态）。在0状态下，T7将是不导通的而T8将是导通的，以致T9导通而T10不导通。流过T9的电流经由R8产生放大级A1的输出信号的给定的直流电平偏移，以致输出信号的直流偏差保持低于在这种状态下被放大的输入信号Vi（即，在此输入信号下，T1的集电极电流大于T2的集电极电流）所容许的最大值。如果输入端IA的输入信号Vi增大（从该O状态出发），即，如果T1的基极电压相对于T2基极的电压而增大，那末，T6基极相对于T5基极的电压将增大到超过正的输入端阈值电平（上文中称为第二阈值电平），于是，0状态转变到1状态。在这种转换或者缓冲级A5中的跃迁前沿已 经变得更陡之后，因为流过R7的电流随着T10的集电极电流而阶梯式地增大，并且流过R8的电流按减去一个相同阶梯高度的电流（即，发射极电流源I4的电流）之后才而减小，所以这种转换在T9、T12以及T10、T11的公共集电极处产生阶梯形的直流偏差衰减。如果输入信号Vi减小（从这个1状态出发），那末。直至Vi减小到低于负的输入端阈值电平（上文中称为第一阈值电平）后将不导致向起始的O状态的复原。

在由部件A与在电路结构上一致的部件B的级联装置中，在给定放大倍数2的情况下，选择部件B的触发电路的滞后范围等于部件A的滞后范围的两倍是有利的，也就是说，使跨接在放大器装置的输入端I的两个部件A和B的滞后范围相互等同是有利的。从而，在输入信号的范围内获得均匀的衰减特性。

显然，在工作点合适的情况下，图4的电路装置也可以产生如图3中所示的输出特性，并且，本发明的应用不限于采用两个部件。如果配合适当，那末，具有三个级联部件的本发明的放大器装置将能够呈现八个稳定的状态，它能更精确地调整死区，或者换句话说，能更精确地衰减无用的直流偏差。原则上，仅仅采用一个部件来实现本发明的目的是可能的，因为在单个部件中已经能够实现（单个的）直流衰减。

此外，应该指出，采用四个部件的并联装置（未示出）也能实现如图3中所示的输出特性，即，为状态00，01，10和11中的每一个状态采用一个部件。与上文中具有n个部件的串联结构相比，虽然，为了获得可以相比的衰减特性，具有并联部件的本发明的放大器装置需要更多的、即2ⁿ个部件，但是，具有并联部件的装置能够更精确地也更容易地确定其输出特性。此时，跨接在这种放大器装置的输入端的阈值电平与各别部件的双稳态触发电路的第一和第二阈值电平相一致;一般应当适当地选择这些阈值电平，把各部件的滞后范围分布在该放大器装置的输入信号范围中不相互重叠的位置上;同时能够根据所需要的输出特性来最佳 化地选择衰减阶梯的值。对本技术领域的技术人员来说，以不同的形式而应用本发明将不是困难的，例如，如图5中所示，在配合适当之后，在一个或者更多的部件中，把直流补偿电路在信号传输方向上安排在放大级之前;或者如图6中所示，在信号传输方向上把放大级安排在阈值电路之前。其他不同的可能性，则是是以各种不同于所给出的方式来实现放大级、直流补偿电路、双稳态触发电路以及缓冲级。

图7表示在直接混频同步调幅接收机的锁相环中具有三个相同部件A、B和C本发明的平衡放大器装置。这个接收机包括一个同步检波器PI;一方面把射频一调幅接收信号加到PI上，另一方面把与射频接收载波同相位的本机混频载波也加到PI上。从同步检波器PI的输出端经由低通滤波器LPI，使从所获得的混频结果中选出所需幅度调制的调制信号。

在上述锁相环中产生本机混频载波，该锁相环包括：（1）鉴相器PQ，它具有在环路中按次序连接的、本发明放大器装置的部件A、B和C;（2）环路滤波器LPQ;以及（3）提供一个同相振荡信号和一个正交振荡信号的压控振荡器VCO。把VCO的正交振荡信号和射频调幅接收信号一起加到鉴相器PQ上。鉴相器PQ提供一个这样的信号，即，在上述两个信号之间保持准确的正交相位关系的理想情况下，这个信号等于零;在上述两个信号之间的相位关系偏离这个正交关系的情况下，这个信号的幅度随着两个振荡信号之间的相位差按比例地变化。

在经过放大器装置A、B和C的放大以及环路滤波器LPQ的选择之后，这个相位差信号被作为相位控制信号加到压控振荡器VCO上。在环路增益足够大的情况下，该正交振荡信号在90°相位差范围内精确地跟踪射频接收载波，以便上述同相振荡信号与射频接收载波精确地同相或者反相，并且在同相检波器PI中实现准确的同步检波。

由于实际上存在的无用的直流偏差（在小的接收场强度的情况下，这种无用的直流偏差相对于有用相差信息分量是特别大的），所以上述 相位控制信号受到干扰。这导致射频接收载波与本机同相振荡信号之间的相位异步，这种相位异步随着例如接收场强度、温度或者所述直流偏差的其他起因而变化，并且因此导致对射频接收信号的检波过程的干扰。处在鉴相器PQ的输出端的放大器装置A、B和C按照上述方式减小与相位控制信号的相位差信息分量有关的无用的直流偏差，因此获得精确的相位同步。在实际应用中发现，采用包括三个部件的放大器装置，可实现相位控制信号足够精确的直流衰减，从而能够在没有干扰的情况下，在可以同普通超外差接收机相比的大场强度变化范围或动态输入范围内对信号进行检波。

Claims (6)

1、一种用于放大幅度变化的输入信号、并用于减小其无用的直流偏差的放大器装置(A、B)，该放大器装置(A、B)包括一个阈电路(A3、B3)和一个与其连接的放大级(A1、B1)，其特征在于：

-该阈电路包括一个双稳态触发电路(A4、B4)，当输入信号幅度低于第一阀值电平时，该触发电路(A4、B4)从激发状态变到起始状态，当输入信号幅度超过第二阈值电平时，该触发电路(A4、B4)从起始状态变到激发状态，所述两个阈值电平限定了大于输入信号的最大有用幅度变化范围的滞后范围，

-所述双稳态触发电路(A4、B4)连接到一个插入该放大器装置(A、B)的信号通道中的直流补偿电路(A2、B2)，该直流补偿电路把一个触发信号加到处于激发状态的所述电路(A4、B4)上，用于把经由信号通道加到直流补偿电路(A2、B2)的信号的直流电平减小一定的阶梯值。

2、如权利要求1所要求的放大器装置（A、B），其特征在于：所述放大级（A1、B1）的输入端也是所述阈电路（A2、B2）的输入端;并且，所述直流补偿电路（A2、B2）连接到所述放大级（A1、B1）的输出端。

3、如权利要求2中所要求的放大器装置（A、B），其特征在于：所述放大级（A1、B1）、阈电路（A3、B3）及直流补偿电路（A2、B2）构成单一部件，再由n个这种在电路结构上相互对应的部件构成级联装置;从信号方向上开始，（n-1）个部件中的每一个部件的衰减阶梯值，分别大于后一个部件的滞后范围。

4、如权利要求3中所要求的放大器装置（A、B），其特征在于：那些跨接在放大器装置（A、B）的输入端的部件的阈值电平基本上规则地分布在放大器装置（A、B）的输入信号范围内，并且跨接在放大器装置（A、B）的输出端的那些部件的衰减阶梯值和滞后范围彼此基本上相等。

5、如权利要求1或者2中所要求的放大器装置（A、B），其特征在于：所述放大级（A1、B1）、阈电路（A3、B3）和直流补偿电路（A2、B2）构成至少包含两个部件的并联装置的单个部件，这些部件的滞后范围分布在该放大器装置（A、B）的输入信号范围中不相互重叠的位置上。

6、一种直接混频同步调幅接收机，该接收机具有一方面连接到同步调幅检波器，另一方面又连接到用于产生与射频接收信号的载波相位耦合的本机载波的锁相环的射频输入端，所述锁相环包括依次排列在环形线路中的鉴相器（PQ）、环路滤波器（LPQ）和压控振荡器（VCO），该接收机的特征在于：在鉴相器（PQ）和环路滤波器（LPQ）之间设置如上述权利要求中任一项所要求的放大器装置（A、B）用于抑制环路的相位控制信号中的寄生直流偏差。

Images