DE3732819A1 - Bit-taktsignalgenerator fuer einen digitalen signaldemodulator - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Bit-Taktsignalgenerator für ei­ nen digitalen Signaldemodulator, mit Schaltkreisen zum Erzeugen eines Detektions-Fensterimpulses (Detection Window Pulse) einer vorgegebenen Impulsreihe, die kürzer ist als die Dauer eines Bit-Taktsignals vom Zeitpunkt des Anstiegs oder vom Zeitpunkt des Abfalls der Wellenform eines zu demodulierenden Signals oder aber von beiden diesen Zeitpunkt, wobei das zu demodulie­ rende Signal ein digitales Signal ist, das mittels eines Modu­ lationssystems moduliert worden ist, etwa einem System, das ein periodisches Signal verwendet, das intermittierend eine Phasen­ information des Bit-Taktsignals enthält, wobei der Detektions- Fensterimpuls als Vergleichswelle einem Phasenregelkreis zuge­ führt wird, der einen Phasenvergleichskreis und einen spannungs­ gesteuerten Oszillator aufweist, womit dann der spannungsge­ steuerte Oszillator ein Bit-Taktsignal abgibt.

Die vorliegende Erfindung betrifft nun speziell ein digitales Tonband-Rekordersystem mit rotierendem Tonkopf, das allgemein als R-DAT-System bekannt ist. Auf dem Band, das unter Verwen­ dung des R-DAT-Systems bespielt worden ist, sind dann Signale entsprechend der R-DAT-Industrienorm aufgezeichnet. Dabei werden die Signale mit einer Standard-Bandgeschwindigkeit aufgezeich­ net, die ebenfalls der erwähnten Industrienorm entspricht.

Es ist bekannt, daß bei der Aufzeichnung und der Übertragung eines digitalen Signals dieses digitale Signal unter Modulation durch ein besonderes Modulationssystem aufgezeichnet und über­ tragen werden muß, wobei es verschiedene derartige Modulations­ systeme gibt. Wenn nun ein solches mittels eines speziellen Modulationssystems modulierten Signal wieder demoduliert wer­ den soll, dann ist ein Bit-Taktsignal erforderlich. In Abhängig­ keit von der Art des verwendeten Modulationssystems gibt es Augenblicke, wo eine Phaseninformation eines Bit-Takts nur in­ termittierend in einem zu demodulierenden Signal enthalten ist.

Üblicherweise wird ein solches für die Demodulation er­ forderliches Bit-Taktsignal von dem zu demodulierenden Signal abgeleitet. Bei einem digitalen Signal jedoch, das aus einem perioden Signal besteht, in welches intermittierend Phasen­ informationen des Bit-Taktsignals eingeführt sind, vermag die bloße Verwendung einer üblich aufgebauten Phasenregelschleife nicht zur Ableitung des Bit-Taktsignals zu führen. Dies ist leicht verständlich, wenn man bedenkt, daß eine Phaseninfor­ mation des Bit-Taktsignals nur intermittierend in dem zu modu­ lierenden Signal existiert.

Es sind bereits mehrere Ausführungen von Bit-Taktsignalgenera­ toren vorgeschlagen worden, die ein zur Zeit der Demodulation erforderliches Bit-Taktsignal erzeugen, das von einem zu demo­ dulierenden Signal eines Digitalsignals abgeleitet wird, welches ein periodisches Signal aufweist, in das intermittierend Phasen­ informationen eines Bit-Taktsignals eingestreut sind. Auch die Anmelderin hat bereits derartige Bit-Taktsignalgeneratoren vor­ geschlagen, etwa in der US-PS 46 28 282 und der US-PS 46 17 526. In diesen Druckschriften ist ein Bit-Taktsignalgenerator für ei­ nen Digitalsignal-Demodulator offenbart, der Elemente zum Erzeu­ gen eines Detektions-Fensterimpulses aufweist, wobei der Fenster­ impuls eine vorgegebene Impulsbreite aufweist, die kürzer ist als eine Periode eines Bit-Taktsignals von entweder dem Punkt des Anstiegs oder des Abfalls der Wellenform eines digital zu demodulierenden Signals oder von beiden erwähnten Zeitpunkten, wobei es sich bei dem zu demodulierenden Signal um ein digitales Signal handelt, das derart moduliert worden ist, daß es ein periodisches Signal besitzt, in welches intermittierend Phasen­ informationen des Bit-Taktsignals eingeschlossen sind, wobei der Detektions-Fensterimpuls einer Phasenregelschleife mit Phasen­ vergleichskreis und spannungsgesteuertem Oszillator zugeführt wird, und zwar als Vergleichswelle, womit der spannungsgesteu­ erte Oszillator im Phasenregelkreis in die Lage versetzt wird, ein Bit-Taktsignal zu erzeugen. Darüber hinaus ergibt sich in dem Fall, daß ein einer Demodulation unterworfenes Signal auf der Zeitachse intermittierend ist und eine vergleichsweise lange Zeitspanne aufweist, während welcher kein Signal existiert, also bei einer relativ langen signallosen Zeitspanne, beispiels­ weise bei einem solchen Signal mit langer signalloser Zeitspan­ ne, wie es durch das Aufzeichnen und Wiedergeben eines digita­ len Signals erhalten wird, das mittels eines Modulationssy­ stems moduliert wird, das ein periodisches Signal mit inter­ mittierend eingestreuten Phaseninformationen eines Bit-Taktsig­ nals auf einem Magnetband aufweist, welches um den Rotations­ zylinder mit einem Wicklungswinkel von 90° aufgewickelt ist, und zwar unter Verwendung von zwei Magnetknöpfen einer Anordnungs­ symmetrie von 180° (Positionen, bei denen eine Winkelentfernung von 180° besteht), um den Rotationszylinder einer Anordnung zum Aufnehmen und Abspielen mit rotierenden Köpfen, das Problem, wenn der bereits vorgeschlagene Bit-Taktsignalgenerator im digitalen Signaldemodulator verwendet wird, es dann, wenn die Phasenregel­ schleife während einer langen signallosen Zeit entriegelt wird, es lange dauert, bis der Phasenregelkreis durch ein Signal in den geschlossenen Zustand zurückgebracht ewrden kann, was dann auftritt, wenn der signallose Zustand beendet ist, wodurch ein demoduliertes Signal eine Störung erfährt. Die Anmelderin hat in der US-PS 46 72 329 einen digitalen Signaldemodulator mit Bit-Taktsignalgenerator offenbart, der dieses Problem löst. Bei einem digitalen Signaldemodulator mit dem oben erwähnten Bit Taktsignalgenerator weist der erstgenannte Bit-Taktsignalgene­ rator die nachfolgend genannten Elemente auf:
Schaltkreise zum Erzeugen eines Detektions-Fensterimpulses mit vorgegebener Impulsbreite, die kürzer ist als die Zeitspanne eines Bit-Taktsignals, das entweder von dem Zeitpunkt des An­ stiegs oder dem Zeitpunkt des Abfalls der Wellenform eines der Demodulation unterworfenen Signals oder von beiden Zeitpunkten kommt, wobei das der Demodulation unterworfene Signal ein Digi­ talsignal ist, das gemäß eines Modulationssystems moduliert wor­ den ist, welches beispielsweise ein periodisches Signal aufweist, in das intermitterend Phaseninformationen des Bit-Taktsignals eingestreut sind; Schaltkreise zur Abgabe, und zwar als Ver­ gleichswelle, des Detektions-Fensterimpulses auf einen Phasen­ regelkreis mit Phasenvergleichskreis und spannungsgesteuertem Oszillator; eine erste Impulsquelle zum Erzeugen eines ersten Impulses einer Zeitspanne T ₁; eine zweite Impulsquelle zur Er­ zeugung eines zweiten Impulses einer Zeitspanne T ₂, wobei zwi­ schen den beiden Impulsen die Beziehung T ₂ < T ₁ besteht; erste Meßkreise zum Messen der Zeitspanne T ₁ des ersten Impulses, der von der ersten Impulsquelle erzeugt worden ist, und zwar in Abhängigkeit von einem Bit-Taktsignal, das von dem in der Pha­ senregelschleife enthaltenen, spannungsgesteuerten Oszillator erzeugt worden ist, wobei der entstehende Impuls als Meß-Bezugs­ impuls dient; zweite Meßkreise zum Messen der Zeitspanne T ₂ des zweiten, in der zweiten Impulsquelle erzeugten Impulses in Ab­ hängigkeit von einem Bit-Taktsignal, das von dem in der Phasen­ regelschleife befindlchen, spannungsgesteuerten Oszillator er­ zeugt worden ist, wobei das Signal als Meß-Bezugsimpuls dient; Schaltkreise zum Erzeugen eines ersten Signals dann, wenn ein Meßwert N ₁, der durch Abzählen der Periode T ₁ des ersten Impulses, der in der ersten Impulsquelle unter Verwendung des Bezugsimpulses erzeugt worden ist, erhalten wird, kleiner ist als ein Minimal­ wert N 1 s, der in Übreinstimmung mit einem ersten erlaubten Wertebereich der Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators definiert ist, wobei ein zweites Signal dann erzeugt wird, wenn der Meßwert N 1 größer ist als ein Maximalwert N 1 l, der in Übereinstimmung mit dem ersten erlaubten Veränderungsbe­ reich der Oszillatorfrequenz definiert ist; Schaltkreise zum Erzeugen eines dritten Signals dann, wenn ein Meßwert N 2, der als ein Wert definiert ist, welcher durch Abzählen der Periode T 2 des zweiten Impulses entsteht, welcher in der zweiten Impuls­ quelle unter Verwendung des Bezugsimpulses erhalten worden ist, kleiner als ein Minimalwert N 2 s, der in Übereinstimmung mit ei­ nem zweiten erlaubten Veränderungsbereich der Oszillationsfre­ quenz definiert ist, die so bemessen ist, daß die Frequenzände­ rung größer ist als eine Frequenzänderung im ersten erlaubten Veränderungsbereich für die Oszillationsfrequenz des spannungs­ gesteuerten Oszillators, wobei ein viertes Signal dann erzeugt wird, wenn der Meßwert N 2 größer ist als ein Maximalwert N 2 l, der entsprechend dem zweiten erlaubten Veränderungsbereich der Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators defi­ niert ist; Schaltkreise zum Erzielen eines ersten Fehlersignals unter Verwendung des ersten und dritten Signals; Schaltkreise zum Erzielen eines zweiten Fehlersignals unter Verwendung des zweiten und vierten Signals; und Schaltkreise zum Steuern eines Fehlersignals des in der Phasenregelschleife befindlichen Pha­ senkomparators unter Verwendung der entsprechenden Fehlersignale, wobei der dem Bit-Taktsignalgenerator zugeordnete Signaldemodu­ lator sich dadurch auszeichnet, daß er einen Wählkreis aufweist, der entweder das erste oder das zweite Signal oder aber beide Signale unterdrückt. Außerdem ist in der japanischen Patentan­ meldung Nr. 30 119/1986 der Anmelderin eine Anordnung zum Aufzeich­ nen und Wiedergeben eines Digitalsignals offenbart, die in der Lage ist, die Laufgeschwindigkeit des Magnetbandes zu steuern, um so das Wiederauffinden eines ETM-Signals (Ziffer acht/Ziffer zehn-Modulation) im Magnetband zu ermöglichen, wobei das Magnet­ band mit einer Geschwindigkeit läuft, die größer ist als die Ge­ schwindigkeit zum Zeitpunkt der Aufzeichnung des Signals in der erwähnten Aufzeichnungs- und Wiedergabeanordnung mit rotierendem Magnetkopf.

Ein einer Demodulation unterworfenes Signal, das von einem laufenden Magnetband gewonnen wird, von welchem ein Digital­ signal abgenommen wird, das durch ein Modulationssystem modu­ liert worden ist, welches mit einem periodischen Signal arbeitet, in das intermittierend Phaseninformationen eines Bit-Taktsignals eingestreut sind, wird mit einer Bandgeschwindigkeit wiederge­ geben, die sich von der Bandgeschwindigkeit zum Zeitpunkt der Aufnahme unterscheidet, wobei zwei rotierende Magnetköpfe ver­ wendet werden, die mit derselben Rotationsgeschwindigkeit wie zum Zeitpunkt der Aufnahme rotieren, weist eine Bitfrequenz auf, die sich, wie erwähnt, von der Bitfrequenz eines Signals unter­ scheidet, das auf eine übliche Wiedergabemethode demoduliert wird, um so ein digitales Signal wiederzugeben, und zwar unter Verwendung von zwei rotierenden Magnetköpfen, die mit der­ selben Rotationsgeschwindigkeit wie zum Zeitpunkt der Aufnahme umlaufen, wobei das Magnetband mit derselben Geschwindigkeit läuft wie zum Zeitpunkt der Aufzeichnung.

Wie ebenfalls bereits erwähnt, ist für die Demodulation eines einer Demodulation zu unterwerfenden Signals ein Bit-Takt­ signal erforderlich. Mit einem üblichen Bit-Taktsignalgenera­ tor zum Erzeugen eines Detektions-Fensterimpulses einer vorge­ gebenen Impulsbreite kleiner als die Zeitspanne eines Bit-Takt­ signals von entweder dem Zeitpunkt des Anstiegs oder des Ab­ falls der Wellenform des zu demodulierenden Signals oder aber von beiden Zeitpunkten an ist es jedoch für die Erzeugung ei­ nes Bit-Taktsignals zum Zeitpunkt der Demodulation des zu demo­ dulierenden Signals eines digitalen Signals mit periodischem Signal und nur intermittierend eingestreuten Phaseninformationen des Bit-Taktsignals erforderlich, den Detektions-Fensterimpuls einer Phasenregelschleife zuzuführen, die einen Phasenkompen­ sationskreis und einen spannungsgesteuerten Oszillator aufweist, wobei der Fensterimpuls als Vergleichswelle dient und wobei vom spannungsgesteuerten Generator der Phasenregelschleife ein Bit- Taktsignal erzeugt wird, ergibt sich das Problem, daß, weil die Pulsbreite des Detektions-Fensterimpulses, der bezüglich seiner Phase mit dem Bit-Taktsignal des spannungsgesteuerten Oszilla­ tors im Phasenvergleichskreis der Phasenregelschleife vergli­ chen werden soll, der Fensterimpuls auch dann unverändert bleibt, wenn die Bitfrequenz des der Demodulation zu unterwer­ fenden Signals sich ändert, womit es schwierig wird, einen nor­ malen Phasenvergleich durchzuführen, die Verriegelungszeit sich verlängert, der Detektionsbereich kleiner wird usw., was also dann auftritt, wenn die Bitfrequenz des der Demodulation unter­ worfenen Signals veränderlich ist.

Das eben erwähnte Problem soll nun anhand der Zeichnung noch näher erläutert werden. Fig. 6 zeigt einen Phasenvergleichs­ kreis PC, wie er in der US-PS 46 28 282 (Fig. 3) offenbart ist. Dabei enthält die Anordnung von Fig. 6 eine Eingangsklemme 3 für ein Bit-Taktsignal P _c , eine Eingangsklemme 4 für einen Detektions-Fensterimpuls P _w , Flip-Flop-Kreise 5 und 6 vom Typ D, Inverter 7 und 8 sowie Widerstände 9 und 12.

Ein vom Phasenvergleichskreis PC der Fig. 6 abgegebenes Phasen­ fehlersignal wird über ein Niederpaßfilter einem spannungsge­ steuerten Oszillator zugeführt. Ein Signalausgang des spannungs­ gesteuerten Oszillators wird als Bit-Taktsignal P _c verwendet und wird jedenfalls der Klemme 3 des Phasenkomparators PC zuge­ führt.

In den Fig. 7 bis 9 ist mit (a) eine Wellenform bezeichnet, die einem zu demodulierenden Signal entspricht (bezeichnet mit DATA). Mit (b) ist ein Detektions-Fensterimpuls Pw bezeichnet und ein Bit-Taktimpuls Pc ist mit (c) bezeichnet. Fig. 7 zeigt, daß das einer Demodulation zu unterwerfende Signal eine normale Bitfre­ quenz aufweist, Fig. 8 zeigt, daß dieses Signal eine Bitfrequenz besitzt, die höher ist als die normale Bitfrequenz, und Fig. 9 schließlich zeigt den Fall, daß das Signal ein Bitfrequenz hat, die niedriger ist als die normale Bitfrequenz.

In den Fig. 7 bis 9 ist der Fall gezeigt, daß die Impulsbreite des Detektions-Fensterimpulses Pw trotz der Änderung der Bit­ frequenz des zu demodulierenden Signals unverändert gleich bleibt. Wenn dabei nun die Bitfrequenz des der Demodulation unterworfenen Signals höher ist als die normale Bitfrequenz, wie dies in Fig. 8 dargestellt ist, dann wird die Impulsbreite des Detektions- Fensterimpulses P _w zu groß im Vergleich mit der Impulsbreite des Bit-Taktimpulses Pc, was zu einem Fehler bei einem normalen Pha­ senvergleich führt. Wenn dagegen die Impulsfequenz des der Demodulation unterworfenen Signals kleiner ist als die übliche Bitfrequenz, wie dies in Fig. 9 gezeigt ist, dann wird die Im­ pulsbreite des Detektionsimpulses P _w zu klein im Vergleich mit der Impulsbreite des Bit-Taktsignals P _c , mit der Folge, daß die Impulsbreite des Phasenfehlersignals klein wird, die Verriege­ lungszeit verlängert wird und der Detektionsbereich für die Demodulation sich verkleinert.

Im Fall eines Wiedergabesignals von einer magnetischen Aufzeich­ nungs-Wiedergabe-Anlage mit Geschwindigkeitskontrolle für das Magnetband erfolgt bei dem Auslesen der Daten zum Zeitpunkt ei­ nes Betriebs mit schnellem Vorwärts-Rückwärts-Lauf ein Anstieg des Synchronisationsfehlers (Flacherns) eines zu demodulierenden Signals, und zwar infolge der Tatsache, daß die Belastung auf das Transportsystem des Bandes größer wird als zum Zeitpunkt des Rückspul-Schnellauf-Betriebs und daß Änderungen der Bela­ stung des laufenden Bandes bezüglich des Zylinders des Kopfes durch ungleichmäßige Geschwindigkeit Zitterbewegungen des ro­ tierenden Bandzylinders hervorrufen, derart, daß das Flackern des zu demodulierenden Signals sich verstärkt und folglich der Detektionsbereich kleiner wird.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines Bit- Taktsignalgenerators zur Verwendung in einem Digitalsignaldemo­ dulator, bei dem die Phasenbreite eines Detektions-Fensterimpulses veränderbar, also zu verkleinern oder zu vergrößern ist, um so eine Übereinstimmung mit der Impulsbreite eines Bit-Taktsignals herbeizuführen, und einen exakten Phasenvergleich zu ermöglichen, mit dem Ergebnis einer zufriedenstellenden Demodulation eines Digitalsignals, und darüber hinaus einen sehr schnellen Wieder­ gabebetrieb zu ermöglichen, wobei die Rotationsfrequenz des Ton­ kopfes auf demselben Wert gehalten wird wie zum Zeitpunkt der Aufnahme.

Die Lösung dieser Aufgabe besteht erfindungsgemäß in der Schaf­ fung eines Bit-Taktsignalgenerators für die Verwendung in ei­ nem Digitalsignaldemodulator mit Schaltkreisen zur Erzeugung eines Detektions-Fensterimpulses einer vorgegebenen Impulsbrei­ te, die kürzer ist als die Folgeperiode eines Bit-Taktsignals von entweder dem Zeitbeginn des Anstieges oder des Abstieges der Wellenform des der Demodulation unterworfenen Signals oder von beiden diesen Zeitpunkten, wobei das der Demodulation zu unterwerfende Signal ein Digitalsignal ist, das mittels eines Modulationssystems moduliert worden ist, welches mit einem perio­ dischen Signal arbeitet, in welches intermittierend Phasenin­ formationen des Bit-Taktsignals eingebaut sind. Dabei wird der Detektions-Fensterimpuls einer Phasenregelschleife mit Phasen­ vergleichskreis und spannungsgesteuertem Oszillator als zu ver­ gleichende Signalwelle zugeführt. Der spannungsgesteuerte Oszil­ lator in der Phasenregelschleife erzeugt dabei ein Bit-Taktsig­ nal. Wesentlich ist nun erfindungsgemäß, daß ein Schaltkreis zum Ändern der Phasenbreite des Detektions-Fensterimpulses in Über­ einstimmung mit Änderungen der Bitfrequenz des der Demodulation zu unterwerfenden Signals vorgesehen sind.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher er­ läutert. Es zeigen

Fig. 1 und 2 Blockschaltbilder zur Darstellung unterschiedlicher Ausführungsformen eines Bit-Taktsignalgenertors zur Ver­ wendung in einem Digitalsignaldemodulator gemäß der Er­ findung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild zur Darstellung des Beispiels eines Erzeugerkreises für einen Detektions-Fensterimpuls, wo­ bei dieser Erzeugerkreis in dem Generator von Fig. 1 ver­ wendbar ist,

Fig. 4(a), (b) ein Schema zur Darstellung eines Beispiels eines Erzeugerkreises für einen Detektions-Fensterimpuls zur Verwendung in einem Generator gemäß Fig. 2,

Fig. 5 Wellenformen zur Erläuterung der Betriebsweise des Er­ zeugerkreises von Fig. 4,

Fig. 6 ein Blockschaltbild zur Erläuterung eines Phasenvergleich­ kreises PC, und

Fig. 7 bis 9 Wellenformen zur Erläuterung der bei üblichen Vorrich­ tungen auftretenden Probleme.

Die Fig. 1 und 2 sind, wie gesagt, Blockschaltbilder zur Erläute­ rung unterschiedlicher Ausführungsformen eines Bit-Taktsignal­ generators zur Verwendung in einem Digitalsignal-Demodulator nach der Erfindung. Fig. 3 zeigt dann ein Blockschaltbild zur Erläuterung eines Beispiels eines Erzeugerkreises für einen Detektions-Fensterimpuls für einen Signalgenerator nach Fig. 1. Die Fig. 4a und 4b zeigen Schaltschemen zur Erläuterung eines Beispiels eines Erzeugerkreises für einen Detektions-Fensterim­ puls für die Verwendung in einem Bit-Taktsignalgenerator gemäß Fig. 2. Fig. 5 schließlich zeigt Wellenformen zur Erläuterung der Betriebsweise des Erzeugerkreises von Fig. 4.

Die Bit-Taktsignalgeneratoren zur Verwendung in einem Digital­ signaldemodulator nach der Erfindung gemäß den Fig. 1 und 2 entsprechen Ausführungsformen, bei denen die Erfindung auf einen Bit-Taktsignalgenerator angewendet wird, der nach dem vorerwähnten R-DAT-System arbeitet. Jede der beiden Schaltungs­ anordnungen nach den Fig. 1 und 2 weist eine Eingangsklemme 1 für ein ETM-Signal (Ziffer acht/Ziffer zehn-Modulation) als zu demodulierendes Signal eines Digitalsignals auf, das gemäß ei­ nem Modulationssystem moduliert worden ist, welches mit einem periodischen Signal arbeitet, in das intermittierend Phasenin­ formationen eines Bit-Taktsignals eingebaut sind (es handelt sich dabei um ein Signal, bei dem ein ETM-Signal als zu demo­ dulierendes Signal einer Wellenform-Formung unterworfen wurde und die Zeitpunkte des Anstiegs und Abfalls der Wellenform in dem zu demodulierenden Signal gut definiert sind), eine Phasen­ regelschleife PLL, die aus einem Vergleichskreis PC, einem Nie­ derpaßfilter LPF und einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO besteht, und einem Schaltkreis MXC für den Wiedergabebetrieb. Die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung weist ferner einen Umschalter SW sowie Erzeugerkreise DWCp, DWCr und DWCf für De­ tektionsfenster-Impulse auf. Die Schaltungsanordnung von Fig. 2 dagegen weist noch einen Erzeugerkreis DWCv für Detektions-Fen­ sterimpulse auf.

Bei dem Generator nach den Fig. 1 und 2 ist zur Vereinfachung der Beschreibung die Anordnung der Schaltkreise zum Erzeugen eines Bit-Taktsignals als einfache Phasenregelschleife darge­ stellt. In der Praxis kann aber eine Anordnung zur Erzeugung eines Bit-Taktsignals zum Zeitpunkt der Demodulation des zu demodulierenden Signals eines Digitalsignals mit periodischem Signal und intermittierend eingesetzten Phaseninformationen des Bit-Taktsignals Verwendung finden, wie sie beispielsweise die oben erwähnte Anordnung des Bit-Taktsignalgenerators zur Ver­ wendung in einem Digitalsignaldemodulator darstellt, die in der offengelegten japanischen Patentanmeldung 2 06 339/1985, in der japanischen Patentanmeldung 2 00 635/1985 oder einer ähnli­ chen Veröffentlichung offenbart ist. Es kann aber auch eine An­ ordnung des Bit-Taktsignalgenerators für einen Digitaldemodu­ lator Verwendung finden, wie er in der japanischen offengeleg­ ten Patentanmeldung 99 900/1985 offenbart ist, wobei ein zum Zeitpunkt der Demulation erforderliches Bit-Taktsignal auf der Grundlage eines zu demodulierenden Signals eines Digital­ signals mit periodischem Signal und intermittierend einge­ schalteten Phaseninformationen des Bit-Taktsignals erzeugt wird.

In Fig. 1 sind die Erzeugerkreise DWCp, DWCr und DWCf für die Detektions-Fensterimpulse so ausgebildet, daß sie Fenster­ impulse mit unterschiedlicher Impulsbreite erzeugen können. Bei der nachfolgenden Beschreibung soll der Erzeugerkreis DWCp für den Detektions-Fensterimpuls so aufgebaut sein, daß er in der Lage ist, einen Fensterimpuls Pwp zu erzeugen, der bei­ spielsweise eine Impulsbreite aufweist, die geeignet ist für die Verwendung des Impulses als Detektions-Fensterimpuls für den Fall, daß die mit Rotationsköpfen ausgestattete magneti­ sche Aufzeichnungs-Wiedergabe-Anordnung einen Wiedergabebetrieb in üblicher Weise durchführt. Der Erzeugerkreis DWCr für die Erzeugung eines Detektions-Fensterimpulses soll so aufgebaut sein, daß er einen Detektions-Fensterimpuls Pwr erzeugt, der beispielsweise eine Phasenbreite aufeist, die geeignet ist für die Verwendung des Impulses als Detektions-Fensterimpuls dann, wenn die Rotationsköpfe aufweisende magnetische Aufzeichnungs- und Wiedergabeanlage einen Wiedergabebetrieb bei Rückspulung durchführt. Der Erzeugerkreis DWCf schließlich soll so aufge­ baut sein, daß er einen Detektions-Fensterimpuls Pwf erzeugt, dessen Impulsbreite für die Verwendung des Impulses als Detektions- Fensterimpuls geeignet ist, wenn die Rotationsköpfe auf­ weisende magnetische Aufzeichnungs- und Wiedergabeanlage einen Wiedergabebetrieb bei schnellem Vorlauf durchführt.

Jeder der Erzeugerkreise DWCp, DWCr und DWCf kann aus einem exklusiven logischen Summenkreis EXOR und einem Verzögerungs­ kreis DL aufgebaut sein, die innerhalb des Rahmens DWC von Fig. 3 dargestellt sind. Die Detektions-Fensterimpulse Pw (Pwp, Pwr, Pwf) können dadurch von den entsprechenden Erzeugerkreisen mit untereinander unterschiedlichen Impulsbreiten erzeugt wer­ den, daß die Verzögerungszeit der Verzögerungskreise DL in den Erzeugerkreisen entsprechend festgelegt werden, je nach den ge­ wünschten Werten.

Die Bitfrequenz eines bei Rückspulbetrieb und eines bei schnel­ lem Vorlauf wiedergegebenen Signals unterscheidet sich von der Bitfrequenz eines bei normaler Wiedergabe wiedergegebenen Sig­ nals, weil die Bandlaufgeschwindigkeit bei Rückspulung und bei schnellem Vorlauf größer ist als bei normaler Aufzeichnung bzw. normaler Wiedergabe. Bei einer rotierende Magnetköpfe aufweisen­ den magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabeanordnung mit digi­ taler Signalaufzeichnung und -wiedergabe, bei der die Laufge­ schwindigkeit des Magnetbandes so gesteuert wird, daß das Auf­ finden eines ETM-Signals auf dem Magnetband dann möglich ist, wenn das Magnetband mit höherer Geschwindigkeit läuft als zum Zeitpunkt der Aufzeichnung (und somit schneller als bei einer normalen Wiedergabe) ist es möglich, vorab die Bitfrequenz ei­ nes Bezugssignals zum Zeitpunkt der Rückspulung oder zum Zeit­ punkt des schnellen Vorlaufs zu identifizieren oder diese Sig­ nale vorab festzulegen. Die Bitfrequenz eines Wiedergabesignals bei Rücklauf oder bei schnellem Vorlauf kann auf einfache Weise festgestellt werden, und zwar auf der Grundlage des festgestell­ ten Ergebnisses der linearen Relativgeschwindigkeit zwischen dem laufenden Magnetband und dem rotierenden Tonkopf der Informa­ tion der Betriebsart des rotierende Magnetköpfe aufweisenden Auf­ zeichnungs- und Wiedergabesystems, der Information des ermittel­ ten Ergebnisses der linearen Relativgeschwindigkeit zwischen dem laufenden Magnetband und dem rotierenden Tonkopf oder der­ gleichen, wodurch es möglich ist, ein Detektions-Fenstersignal vorgegebener Impulsbreite durch den jeweiligen Erzeugerkreis zu erhalten, und zwar gemäß dem Verhältnis der Bitfrequenz des Wiedergabesignals bei üblicher Wiedergabe zur Bitfrequenz des Wiedergabesignals, wie es vom Magnetband tatsächlich geliefert wird.

Als Beispiel soll nun eine mit Rotationsköpfen versehene magne­ tische Aufzeichnungs- und Wiedergabeanlage beschrieben werden, bei welcher die Tangentialgeschwindigkeit des Tonkopfes 3,133 m/sec, die Laufgeschwindigkeit des Magnetbandes bei normaler Aufzeichnung 8,15 mm/sec und der Spurwinkel (Neigungswinkel der Tonspur gegenüber der Längsachse des Bandes) 6°22′59′′ be­ trägt. In Verbindung mit dieser Gleichung wurde die Änderung der Bitfrequenz des Wiedergabesignals ermittelt, wenn das Band im Schnellauf nach vorne oder nach rückwärts läuft, wobei das Magnetband in diesem Fall dann eine Laufgeschwindigkeit aufweist, die 200mal größer ist als diejenige bei normaler Aufzeichnung. Dabei wurde festgestellt, daß die Änderungsgröße etwa 1 ± 0,52 beträgt, wobei die Bitfrequenz des Wiedergabesignals bei nor­ malr Aufzeichnung mit 1 angenommen wurde und die Ergebniser­ mittlung rechnerisch erfolgte.

Wenn die Änderungsgröße der Bitfrequenz des Wiedergabesignals bei Rückspulung und schnellem Vorwärtslauf bezüglich der Bit­ frequenz des Wiedergabesignals bei normaler Aufnahme bzw. Wie­ dergabe 1 ± 0,52 beträgt, wie oben angegeben wurde, dann erge­ ben sich für das Verhältnis der Impulsbreiten der Detektions- Fensterimpulse PWp, PWr und PWf der Erzeugerkreise DWCp, DWCr und DWCf von Fig. 1 Änderungswerte von 1 : ¹/_1,52 : ¹/₀₄₈, wo­ mit dann der Phasenvergleich des Phasenvergleichskreises PC in der Phasenregelschleife zur Erzeugung des Bit-Taktsignals für alle Wiedergabebetriebe zufriedenstellend durchgeführt werden kann.

Bei dem Bit-Taktsignalgenerator für die Digitalsignaldemodula­ tion gemäß Fig. 1 weisen die in den Erzeugerkreisen DWCp, DWCr und DWCf erzeugten Detektions-Fensterimpulse untereinander un­ terschiedliche Impulsbreiten auf, wobei durch den Schalter SW eine Umschaltung erfolgt, und zwar mittels eines Schaltsignals, das von dem Schaltkreis MXC für den Wiedergabebetrieb abgege­ ben wird und wobei dann der durch die Umschaltung angewählte Im­ puls dem Phasenvergleichskreis PC der Phasenregelschleife PLL als Vergleichswelle zugeführt wird.

Die vom Schalter MXC für die Betriebsweise zum spannungsgesteu­ erten Oszillator der Phasenregelschleife PLL gezogene gestrichel­ te Linie zeigt, daß so vorgegangen werden kann, daß die Schwin­ gungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO des Pha­ senregelkreises PLL einstellbar ist, und zwar mittels eines Steuerimpulses, der vom Schaltkreis MXC für den Wiedergabe­ betrieb zugeführt wird. Die gestrichelten Linien vom Schalt­ kreis MXC zum spannungsgesteuerten Oszillator bedeuten in Fig. 2 dasselbe wie in Fig. 1.

Bei dem Bit-Taktsignalgenerator für eine Digitalsignaldemodu­ lation gemäß Fig. 2 erfolgt die Umschaltung durch ein Umschalt­ signal, das in Abhängigkeit von dem Wiedergabebetrieb durch den Schaltkreis MXC abgegeben wird. Der Erzeugerkreis DWCf, der Fensterimpulse mit einer von der Betriebsweise abhängigen Im­ pulsbreite erzeugt, liefert somit einen Fensterimpuls PWv ent­ sprechend der angewählten Betriebsweise. Der Detektions-Fenster­ impuls PWv wird dem Phasenvergleichskreis PC der Phasenregel­ schleife PLL als Vergleichswelle zugeführt.

Bei den Bit-Taktsignalgeneratoren nach den Fig. 1 und 2 wird selbst dann, wenn die Bitfrequenzen der zu demodulierenden Sig­ nale unterschiedlich sind, also beispielsweise in dem Fall, daß das zu demodulierende Signal ein Wiedergabesignal ist, das durch einen Rotationsköpfe aufweisenden magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabegeräte aufgenommen worden ist, ein Wiedergabesig­ nal bei schnellem Vorlauf oder bei Rückspulung in einwandfreiem Zustand erzeugt, weil die Impulsbreite des Detektions-Fenster­ impulses Pw in Abhängigkeit von Änderungen der Bitfrequenz des zu demodulierenden Signals geändert wird, wodurch eine Vergleichs­ welle einer Impulsbreite erhalten wird, die es dem Phasenver­ gleichskreis PC der Phasenregelschleife PLL erlaubt, einen brauch­ baren Vergleich durchzuführen, so daß die Phasenregelschleife PLL stets in der Lage ist, innerhalb kurzer Verriegelungszeit ein stabiles Bit-Taktsignal zu erzeugen.

Die Anordnung des Erzeugerkreises für die Erzeugung eines De­ tektions-Fensterimpulses im Bit-Taktsignalgenerator nach Fig. 2 wird nun anhand der Fig. 4 näher erläutert. Der Erzeugerkreis DWCv zur Erzeugung des Detektions-Fensterimpulses besteht gemäß Fig. 4 aus einem exklusiven logischen Summenkreis EXOR und ei­ nem Verzögerungskreis, ähnlich wie der Erzeugerkreis DWC von Fig. 3. Beim Erzeugerkreis DWC von Fig. 3 wird als Verzöge­ rungskreis DL ein Verzögerungskreis mit fester Verzögerungs­ zeit verwendet. Der Erzeugerkreis DWCv von Fig. 4 unterschei­ det sich nun von demjenigen von Fig. 3 dadurch, daß der Verzö­ gerungskreis eine veränderbare Verzögerungszeit aufweist.

Der Schaltkreis von Fig. 4 weist Transistoren Q 1 bis Q 42, Wi­ derstände R 1 bis R 14, einen Lastwiderstand R 1, einen Kondensa­ tor C, Bezugsspannungsquellen E 1 und E 2, Dioden D 1 und D 2, Kon­ stantstromkreise IS 1, IS 2 und 23 bis 30, und schließlich Klemmen 13 bis 22 auf. Der Teil innerhalb des in gestrichelten Linien gezeichneten und mit EXOR bezeichneten Rahmens stellt den exklu­ siven logischen Summenkreis dar.

Die Eingangsklemme 20 im Detektions-Fensterimpuls-Erzeugerkreis DWCv von Fig. 4 entspricht der Eingangsklemme 1 des Erzeuger­ kreises DWCv von Fig. 2, der schon beschrieben worden ist.

Ein ETM-Signal (8/10 Modulation) als zu demodulierendes Signal eines Digitalsignals, welches mittels eines Modulationssystems moduliert worden ist, etwa eines Systems mit periodischem Signal und intermittierend eingebauten Phaseninformationen eines Bit- Taktsignals (es handelt sich dabei um ein solches Signal, bei dem ein ETM-Signal als zu demodulierendes Signal einer Formung der Wellenform unterworfen wird, wobei die Zeitpunkte des An­ stiegs und Abfalls der Wellenform im zu demodulierenden Signal exakt definiert sind) wird als Signal S 1 der Klemme 2 von Fig. 4 zugeführt. ein Beispiel für ein solches Signal S 1 ist in Fig. 5(a) dargestellt.

In Fig. 5 bezeichnet die Wellenform von Fig. 5(b) ein Signal , das durch Umkehr der Polarität des Signals S 1 entstanden ist. Die Wellenform von Fig. 5(d) bezeichnet ein Signal S 1 d, das durch Verzögerung des Signals S 1 entstanden ist. Die Wellenform 5(e) bezeichnet ein Signal , das durch Umkehr der Polarität des Signals S 1 d entstanden ist. Die Wellenform der Fig. 5(f) schließ­ lich stellt einen Detektions-Fensterimpuls Pwv dar.

Fig. 5(c) zeigt ein Beispiel einer Änderung der der Basis des Transistors Q 30 zugeführten Spannung durch Aufladung und Ent­ ladung des Kondensators C, welcher an der Eingangsklemme 17 des Kreises liegt, der die Transistoren U 28 und U 29, welche ein Transistorpaar mit Differentialwirkung bilden, und die Konstant­ stromkreise IS 1 und IS 2 enthält; die Änderung tritt auf, wenn das Signal S 1 auf die Klemme 20 gegeben wird. In dieser Figur sind mit H und L der Hoch- bzw. der Niedrigpegel bezeichnet.

Der Schaltkreis mit den Transistoren Q 1 bis Q 5 und dem Konstant­ stromkreis 23 bildet einen Verstärker mit Einheitsverstärkung und wenn die Spannungsquelle E 1 mit Spannungswert E 1 an die Basis des Transistors Q 1 gelegt wird, dann erscheint diese Spannung E 1 auch am Emitter des Transistors Q 5.

Wenn der eine ausgezeichnete Temperaturkennlinie aufweisende Lastwiderstand R 1 mit der Klammer 16 verbunden wird, die ihrer­ seits mit dem Emitter des Transistors Q 5 verbunden ist, dann fließt ein konstanter Strom, unabhängig von einer Temperatur­ änderung, durch einen Kreis, welcher die Energiequelle Vcc, den Widerstand R 1, den Emittr des Transistors Q 7, dessen Kollektor, den Kollektor des Transistors Q 5, dessen Emitter, die Klemme 16, den Lastwiderstand R 1 und einen Erdanschluß enthält.

Die Transistoren Q 6 bis Q 10 und die Widerstände R 1 bis R 4, bilden einen Stromspiegelkreis. Durch die Widerstände R 2 bis R 4, die mit den Emittern der entsprechenden Transistoren Q 7 bis Q 10 verbunden sind, werden Ströme bestimmt, die in den Kollektor­ kreisen der Transistoren Q 8 bis Q 10 fließen.

Die Emitter der Transistoren Q 11 und Q 12 sind mit dem Kollektor des Transistors Q 8 verbunden. Darüber hinaus sind die Emitter der Transistoren Q 13 und Q 14 mit dem Kollektor des Transistors Q 9 verbunden. Außerdem sind die Emitter der Transistoren Q 15 und Q 16 mit dem Transistor Q 10 verbunden.

Die Kollektoren der Transistoren Q 11, Q 13 und Q 15 sind geerdet. Die Kollektoren der Transistoren Q 12, Q 14 und Q 16 sind zusammen­ geschaltet und ihre Verbindungsstelle ist mit der Basis des Transistors Q 17 und dem Kollektor des Transistors Q 18 ver­ bunden.

Der Kollektor des Transistors Q 17 ist mit der Energiequelle Vcc verbunden und sein Emitter ist mit der Basis des Transistors Q 18 verbunden. Der Emitter des Transistors Q 18 ist über den Wi­ derstand R 5 geerdet. Die Basen der Transistoren Q 12, Q 14 und Q 16 sind zusammengeschaltet und ihre Verbindungsstelle ist über die Bezugsspannungsquelle E 2 geerdet.

Die Klemme 15 ist mit der Basis des Transistors Q 11 verbunden. Wenn sich die Rotationsköpfe aufweisende magnetiche Aufzeich­ nungs- und Wiedergabeanlage mit Rückspul-Widergabebetrieb befin­ det, dann wird vom Schaltkreis MXC für die Betriebsart der Wi­ dergabe ein Schaltsignal mit Hochpegel auf die Klemme 15 gege­ ben. Auf die mit der Basis des Transistors Q 13 verbundene Klemme 14 wird bei Schnellauf-Wiedergabebetrieb der Aufzeich­ nungs- und Wiedergabeanlage ein Schaltsignal mit Hochpegel ge­ geben, und zwar ebenfalls vom Schaltkreis MXC für den Wieder­ gabebetrieb. Auf die mit der Basis des Transistors Q 15 verbun­ dene Klemme 13 wird bei üblichem Wiedergabebetrieb der Aufzeich­ nungs- und Wiedergabeanlage ein Schaltsignal mit Hochpegel ge­ geben, und zwar wiederum von Schaltkreis MXC für den Wiedergabe­ betrieb.

Wenn auf die Klemmen 13 bis 15 kein Schaltsignal mit Hochpegel gegeben wird, dann werden die Transistoren Q 11, Q 13 und Q 15 durchgeschaltet, mit der Folge, daß die Transistoren Q 12, Q 14 und Q 16 abgeschaltet werden. Wenn jedoch der Schaltkreis MXC für die Art des Wiedergabebetriebs ein Schaltsignal mit Hochpe­ gel auf irgendeine der Klemmen 13 bis 15 gibt, dann wird der­ jenige Transistor gesperrt, dessen Basis mit der Klemme verbun­ den ist, welche das Schaltsignal mit Hochpegel empfängt. Der Transistor, dessen Emitter mit dem Emitter des Transistors ver­ bunden ist, der abgeschaltet worden ist, wird dann leitend. So­ mit strömt dann ein Strom mit bestimmtem Stromwert in einem Kreis, welcher den Kollektor des Transistors Q 18, dessen Emit­ ter, den Widerstand R 5 und einen Erdanschluß enthält.

Wenn demgemäß ein Schaltsignal mit Hochpegel vom Schaltkreis MXC selektiv der Klemme 13 zugeführt wird, was dann der Fall ist, wenn die Aufzeichnungs- und Wiedergabeanlage sich im Be­ triebszustand der normalen Aufzeichnung befindet, dann ist der Transistor Q 15 gesperrt. Die Folge davon ist, daß der Transi­ stor Q 16, dessen Emitter mit dem Emitter des gesperrten Transi­ stors Q 15 verbunden ist, leitend wird. Somit fließt ein Strom, dessen besonderer Stromwert anzeigt, daß sich die Aufzeichnungs- und Wiedergabeanlage im normalen Wiedergabebetrieb befindet, in einem Kreis, der den Kollektor des Transistors U 18, dessen Emitter, den Widerstand R 5 und einen Erdungsanschluß enthält. Wird jedoch vom Schaltkreis MXC selektiv ein Schaltsignal mit Hochpegel auf die Klemme 14 gegeben, was dann der Fall ist, wenn sich die Aufzeichnungs- und Wiedergabeanlage in der Betriebsart einer Schnellaufwiedergabe befindet, dann ist der Transistor Q 13 gesperrt. Die Folge davon ist, daß der Transistor Q 14, dessen Emitter mit dem Emitter des gesperrten Transistors Q 13 verbun­ den ist, leitend wird. Damit aber fließt ein Strom, dessen be­ sonderer Stromwert die Betriebsart der Aufzeichnungs- und Wie­ dergabeanlage anzeigt (Schnellauf) durch einen Kreis, bestehend aus dem Kollektor des Transistors Q 18, dessen Emitter, dem Wi­ derstand R 5 und einem Erdungsanschluß. Wenn schließlich vom Schaltkreis MXC selektiv ein Schaltsignal mit Hochpegel auf die Klemme 15 gegeben wird, was der Fall ist, wenn sich die Aufzeichnungs- und Wiedergabeanlage im Betriebszustand der Rück­ spul-Wiedergabe befindet, dann wird der Transistor Q 11 gesperrt. Die Folge davon ist, daß der Transistor Q 12, dessen Emitter mit dem Emitter des gesperrten Transistors Q 11 verbunden ist, leitend wird. Somit fließt jetzt ein Strom, dessen besonderer Stromwert anzeigt, daß sich die Aufzeichnungs- und Wiedergabe­ anlage in der Betriebsart der Wiedergabe-Rückspulung befindet, in einem Kreis, der aus dem Kollektor des Transistors Q 18, des­ sen Emitter, dem Widerstand R 5 und einem Erdanschluß besteht.

Der Strom, der durch den Transistor Q 18 hindurchgegangen ist, wird einem Stromspiegelkreis zugeführt, der aus den Transistoren Q 17 bis Q 21 und Widerständen R 9 bis R 11 besteht. Ein Strom, der durch den Transistor Q 19 hindurchgegangen ist, wird ei­ nem Stromspiegelkreis zugeführt, der aus den Transistoren Q 24 bis Q 27 und Widerständen R 9 bis R 11 besteht, und zwar über eine elektronische Lautstärkesteuerung, die aus den Klemmen 18 und 19 und den Transistoren Q 22 und Q 23 besteht. Die elektro­ nische Stärkensteuerung wird zur Veränderung der Spannung be­ nutzt, die an den Klemmen 18 und 19 anliegt, um so den Wert des Stromes festzulegen, der dem Transistor Q 24 aufgeprägt wird.

Der aus den Transistoren Q 20 und Q 21 sowie den Widerständen R 7 und R 8 bestehende Schaltkreis stellt einen Konstantstromkreis IS 2 dar. Dieser Konstantstromkreis IS 2 ist mit den zusammenge­ schalteten Emittern der Transistoren Q 28 und Q 29 verbunden, wel­ che, wie erwähnt, ein Transistorenpaar zur Durchführung einer Diferentialoperation darstellen. Der die Transistoren Q 26 und Q 27 und die Widerstände R 10 und R 11 aufweisende Schaltkreis bil­ det einen konstanten Stromkreis IS 1 für den Strom I. Dieser konstante Stromkreis IS 1 ist mit dem Kollektorkreis des Tran­ sistors Q 29 verbunden, der sich im Kreis der einen Differential­ betrieb durchführenden Transistoren Q 28 und Q 29 befindet.

Wenn gemäß Fig. 5(a) ein Signal S 1 von der Klemme 20 auf die Basis des Transistors Q 28 des Diferentialbetrieb-Transistor­ paares Q 28 und Q 29 gegeben wird, und dieses Signal zum Zeit­ punkt T 1 von Niederpegel auf Hochpegel umschaltet, dann wird der Transistor Q 28 zu diesem Zeitpunkt t 1 leitend und der Tran­ sistor Q 29 wird gleichzeitig gesperrt.

Somit wird dann ein Konstantstrom vom Konstantstromkreis IS 1 dem Aufladungs/Entladungs-Kondensator C zugeführt, der mit dem Kollektor und der Basis des Transistors Q 29 und mit der Basis des Transistors Q 30 verbunden ist, so daß sich der Kondensator C auflädt.

Die Spannung über dem Kondensator C wird der Basis des Transi­ stors Q 30 des Differentialverstärkers zugeführt, der aus den Transistoren Q 30 bis Q 33, den Widerständen R 12 und R 13, den Konstantstromkreisen 24 bis 26 und der Bezugsspannungsquelle Vs besteht.

Wenn die über dem Kondensator C liegende Spannung zum Zeitpunkt t 2 den Spannungswert Vs der Bezugsspannungequelle Vs, die mit der Basis des Transistors Q 33 verbunden ist, erreicht, dann wird der Transistor 31, dem die über dem Kondensator C liegende Spannung über den Transistor Q 30 zugeführt wird, leitend und der Tran­ sistor Q 32 wird nicht-leitend.

Das über die Diode D 1, deren Anode mit dem Emitter des Transi­ stors Q 34 verbunden ist, abgegebene Signal schaltet somit zum Zeitpunkt t 2 auf Niederpegel um und das Signal S 1 d, das über die Diode D 2, deren Anode mit dem Emitter des Transistors Q 35 verbunden ist, schaltet zum Zeitpunkt t 2 auf Hochpegel (Fig. 5).

Wenn das Signal S 1 zur Klemme 20 gelangt, die mit der Basis des Transistors Q 28 verbunden ist, dann schaltet dieses Signal S 1 zum Zeitpunkt t 3 von Hochpegel auf Niederpegel, der Transi­ stor Q 28 wird zu diesem Zeitpunkt t 3 gesperrt und gleichzeitig wird der Transistor Q 29 leitend.

Weil der Transistor Q 29 leitend geworden ist, wird die ange­ sammelte Ladung des Kondensators C, der mit dem Kollektor des Transistors Q 29 und dessen Basis sowie der Basis des Transistors Q 30 verbunden ist, entladen, und zwar als Konstantstrom (2 I-I) = I über den Konstantstromkreis IS 2.

Weil die Spannung über dem Kondensator C auf die Basis des Transistors Q 30 des Differentialverstärkers aus den Transisto­ ren Q 30 bis Q 33 den Widerständen R 12 und R 13, den Konstantstrom­ kreisen 24 bis 26 und der Bezugsspannungsquelle Vs, zum Zeit­ punkt t 4 entladen wird, sinkt zu diesem Zeitpunkt die Spannung über dem Kondensator C, so daß die an der Basis des Transistors Q 30 anliegende Spannung, also die Spannung über dem Kondensator C kleiner ist als die Spannung V der mit dem Transistor Q 33 ver­ bundenen Spannungsquelle Vs, so daß der Transistor Q 31, auf den die über dem Kondensator C liegende Spannung über den Transistor Q 30 entladen wird, in den nicht-leitenden Zustand gelangt, wo­ hingegen der Transistor Q 32 leitend wird.

Das Signal , welches über die Diode D 1, deren Anode mit dem Transistor Q 34 verbunden ist, abgegeben wird, schaltet somit zum Zeitpunkt t 4 auf Hochpegel und das Signal S 1 d, das über die Diode D 2, deren Anode mit dem Emitter des Transistors Q 35 verbunden ist, abgegeben wird, schaltet zum Zeitpunkt t 4 auf Niederpegel (Fig. 5).

Weil der erwähnte Betrieb zu Zeitpunkten nach dem Zeitpunkt t 5 wiederholt wird, ergibt sich, daß das Signal S 1 d, das bezüglich des Signals S 1 um τ verzögert ist und das auf die mit der Basis des Transistors Q 28 verbundene Klemme 20 gegeben wird, auf der Kathodenseite der Diode D 2 erscheint. Das Signal wird dem exklusiven logischen Summenkreis EXOR zugeführt, der aus den Transistoren Q 36 bis Q 42, dem Widerstand R 14 und den Konstant­ stromkreisen 29 und 30 besteht. Das Signal S 1 d, dessen Polari­ tät bezüglich der Polarität des Signals S 1 d umgekehrt ist, er­ scheint an der Kathodenseite der Diode D 1. Dieses Signal wird dann dem exklusiven logischen Summenkreis EXOR zugeführt, der aus den Transistoren Q 36 bis Q 42, dem Widerstand R 14 und den Konstantstromkreisen 29 und 30 besteht.

Das Signal S 1 wird der Basis des Transistors Q 41 des exklusiven logischen Summenkreises zugeführt, der aus den Transistoren Q 35 bis Q 42, dem Widerstand 314 und den Konstantstromkreisen 29 und 30 besteht, und zwar über die Klemme 22. Das Signal wird der Basis des Transistors Q 40 des Summenkreises EXOR zu­ geführt, und zwar über die Klemme 21. Damit ist dann der logi­ sche Summenkreis EXOR in der Lage, einen Detektions-Fenster­ impuls Pwv abzugeben, wie er in Fig. 5(f) dargestellt ist, wo­ bei also dieses Signal die logische Summe der Signale S 1 und darstellt.

Der Fensterimpuls Pwv wird also als Ausgang des Summenkreises EXOR erhalten und stellt die logische Summe des Signals S 1 von Fig. 5(a) und des demgegenüber zeitverzögerten Signals von Fig. 5(b) dar. Die Impulsbreite des Fensterimpulses Pwv wird durch die Verzögerungszeit τ des Signals S 1 festgelegt.

Wenn der Gradient bezüglich der Zeitachse des Signals S 2 von Fig. 5(c) steil ist, dann ist die Verzögerungszeit τ des Sig­ nals S 1, welches die Impulsbreite des Detektions-Fensterim­ pulses Pwv bestimmt, kurz, wohingegen dann, wenn der Gradient flach ist, die Verzögerungszeit τ lang wird.

Das Signal S 2 wird dadurch erzeugt, daß der Aufladungs-Entla­ dungs-Kondensator C durch einen Konstantstrom I des Konstant­ stromkreises IS 1 aufgeladen und dann durch einen Konstantstrom I des Konstantstromkreises IS 2 entladen wird. Wenn der Strom­ wert I der Stromkreise IS 1 und IS 2 groß ist, dann wird der Gra­ dient bezüglich der Zeitachse des Signals S 2 von Fig. 5(c) steil, wohingegen dann, wenn der Stromwert I klein ist, der Gradient flach wird.

Wie bei der Anordnung von Fig. 4 wird also so vorgegangen, daß die Konstantstromwerte I zum Aufladen und zum Entladen des Kon­ densators C entsprechend der Erfordernis durch ein Schaltsignal hohen Pegels des Wiedergabebetriebskreieses MXC geändert werden, wobei das Schaltsignal hohen Pegels auf die Klemmen 13 bis 15 gegeben wird, je nach dem gewünschten Wiedergabebetrieb, so daß selbst dann, wenn die Bitraten der zu demodulierenden Signale unterschiedlich sind, die Impulsbreite des Detektions-Fenster­ impulses geändert werden kann, und zwar in Abhängigkeit von den Änderungen der Bitrate des zu demodulierenden Signals, womit dann eine Vergleichswelle mit einer Impulsbreite erhalten wird, wie sie notwendig ist, um dem Phasenvergleichskreis in der Phasen­ regelschleife zur Erzeugung des Bit-Taktsignals die Möglichkeit zu geben, einen brauchbaren Phasenvergleich durchzuführen.

Aus dem obigen ergibt sich, daß der Bit-Taktsignalgenerator für eine digitale Signaldemodulation gemäß der Erfindung Schalt­ kreise zum Erzeugen eines Detektions-Fensterimpulses aufweist, der eine vorgegebene Impulsbreite aufweist, die kürzer ist als die Zeitspanne des Bit-Taktsignals von entweder dem Zeitpunkt des Anstiegs oder des Abfalls der Wellenform des zu demodulie­ renden Signals oder aber von beiden Zeitpunkten, wobei das zu demodulierende Signal ein Digitalsignal ist, das mittels eines Modulationssystems moduliert worden ist, etwa eines Systems mit einem periodischen Signal, in welches intermittie­ rend Phaseninformationen des Bit-Taktsignals eingestreut sind, wobei der Detektions-Fensterimpuls einer Phasenregelschleife zugeführt wird, die einen Phasenvergleichskreis und einen span­ nungsgesteuerten Oszillator aufweist, wobei der Fensterimpuls als zu vergleichende Signalwelle zugeführt wird, womit der spannungsgesteuerte Oszillator in der Phasenregelschleife ein Bit-Taktsignal erzeugen kann. Die Besonderheit der Erfindung besteht nun darin, daß Schaltelemente zum Ändern der Impuls­ breite des Detektions-Fensterimpulses gemäß der Änderungen der Bitrate des zu demodulierenden Signals vorgesehen sind. Selbst dann, wenn die Bitraten der zu demodulierenden Signale unter­ schiedlich sind, beispielsweise in dem Fall, daß ein zu demodu­ lierendes Signal von der einen rotierenden Tonkopf aufweisen­ den magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabeanlage mit übli­ chem Wiedergabebetrieb, mit Betrieb eines schnellen Vorlaufs oder mit einem Rückspulbetrieb wiedergegeben werden soll, wird mit dem Generator nach der Erfindung die Impulsbreite des Detek­ tions-Fensterimpulses Pw in Abhängigkeit von den Änderungen der der Bitrate des zu demodulierenden Signals so geändert, daß eine Vergleichswelle einer Impulsbreite erreicht wird, wie sie er­ forderlich ist, um dem Phasenvergleichskreis PC in der Phasen­ regelschleife PLL zur Erzeugung des Bit-Taktsignals die Durch­ führung eines brauchbaren Vergleichs zu ermöglichen. Demgemäß vermag der erfindungsgemäße Bit-Taktsignalgenerator für einen Digitalsignaldemodulator alle die Probleme zu lösen, die den bisher bekannten derartigen Generatoren anhaften, wie sie vorab angegeben worden sind.

Claims (5)

1. Bit-Taktsignalgenerator für die Verwendung in einem Digitalsignaldemodulator mit Schaltkreisen zum Erzeugen ei­ nes Detektions-Fensterimpulses, der eine vorgegebene Impuls­ breite aufweist, die kleiner ist als die Zeitspanne eines Bit­ taktsignals, gerechnet von entweder dem Zeitpunkt des Anstiegs oder des Abfalls der Wellenform eines zu demodulierenden Signals oder von den beiden Zeitpunkten, wobei das zu demodulierende ein Digitalsignal ist, das mittels eines solchen Modulations­ systems moduliert worden ist, das ein periodisches Signal auf­ weist, in welches intermittierend eine Phaseninformation des Bit-Taktsignals eingebaut ist, und wobei der Detektions-Fenster­ impuls als Vergleichswelle einer Phasenregelschleife mit Phasen­ vergleichskreis und spannungsgesteuertem Oszillator zugeführt wird, so daß der spannungsgesteuerte Oszillator ein Bit-Takt­ signal erzeugt, gekennzeichnet durch Schaltkreise zum Ändern der Impulsbreite des Detektions-Fensterimpulses in Abhängigkeit von Änderungen der Bitrate des zu demodulierenden Signals.

2. Bit-Taktsignalgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die den Detektions-Fensterimpuls erzeugenden Schaltkreise aus einem exklusiven logischen Summenkreis und einem Verzögerungskreis zum Verzögern eines der beiden Eingänge des exklusiven logischen Summenkreises aufweist.

3. Bit-Taktsignalgenerator nach Anspruch 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Verzögerungskreis eine veränderliche Verzö­ gerungszeit aufweist.

4. Bit-Taktsignalgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltkreise zum Erzeugen des Detektions-Fensterimpulses eine Mehrzahl von Schaltkreisen zur Bildung von Impulsen unter­ einander unterschiedlicher Impulsbreite und Wählkreise zum Aus­ wählen eines dieser Kreise aufweisen.

5. Bit-Taktsignalgenerator nach Anspruch 4, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Mehrzahl von Schaltkreisen Impulse einer Impulsbreite erzeugen, die einem normalen Wiedergabebetrieb, einem Rückspulbetrieb bzw. einem schnellen Vorlaufbetrieb an­ gepaßt sind.