DE3715238C2 - Schaltungsanordnung zur Steuerung des Basisstroms eines Schaltertransistors - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Steuerung des Basisstroms eines Schaltertransistors, mit den im Ober­ begriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen.

In vielen Fällen ist es wünschenswert und/oder notwendig, einen Bipolartransistor als Schalter zu verwenden, um eine Betriebs- oder eine Eingangsspannung (V_IN) auf eine Last zu koppeln. In manchen dieser Fälle wie z. B. in kraftfahrttechnischen Systemen kann sich die Last über einen weiten Bereich ändern (z. B. von 16 Ohm bis 2000 Ohm).

Die dem Transistorschalter zugeordnete Schaltungsanordnung ist typischerweise für einen einwandfreien Betrieb so ausgelegt, daß sie den Transistorschalter mit genügend hohem Basisstrom ansteuert, um ihn in die Sättigung zu bringen, wenn der Zustand höchster Belastung herrscht (d. h. wenn die Last ihren niedrig­ sten ohmschen Widerstandswert hat und den stärksten Strom zieht). Zur Erläuterung sei als Beispiel angenommen, daß die maximale Betriebsspannung (V_IN) gleich 16 Volt ist und daß die "stärkste" Last 16 Ohm hat, so daß der Transistorschalter zwischen seinem Emitter und seinem Kollektor einen Laststrom (I_L) von un­ gefähr 1 Ampère leiten muß. Ferner sei angenommen, daß die Vorwärts-Stromverstärkung (β) des Transistorschalters gleich 20 ist, so daß ein Basisstrom von ungefähr 50 Milli­ ampère auf den Transistorschalter gegeben werden muß, da­ mit er in die Sättigung getrieben wird. Dieser Basisstrom wird auch dann geliefert, wenn die Belastung vermindert wird. Wenn also eine Last von 2000 Ohm an den in dieser Weise vorgespannten Transistor geschaltet wird, dann be­ trägt der Laststrom ungefähr 8,0 Milliampère, während der Basisstrom auf dem Wert von 50 Milliampère bleibt, obwohl ein Basisstrom von 0,4 Milliampère zur Sättigung des Tran­ sistorschalters ausreichen würde. Es ist ganz offensicht­ lich unrationell, an einen Transistor mit einer β-Verstär­ kung von 20 einen Basisstrom von 50 Milliampère zu legen, um einen Laststrom (Kollektor-Emitter-Strom) von 8,0 Milli­ ampère zu leiten. Zum einen wird hiermit Leistung in der Basisansteuerschaltung verschwendet, und zum anderen wird der Transistor in die Sättigung übersteuert, so daß das Ausschalten des Transistors sehr langsam vor sich geht.

Die Unwirtschaftlichkeit des Systems wird noch größer, wenn sich die Eingangsspannung ebenfalls über einen weiten Be­ reich (z. B. von mehr als 16 Volt bis auf 4 Volt) ändern kann, während der Basisstrom auf den ungünstigsten Fall abgestellt ist, nämlich auf die Stärkste Last (z. B. 16 Ohm), die höchste Spannung (z. B. 16 Volt) und die kleinste β-Verstärkung. So muß der Transistorschalter z. B. im Fal­ le einer Spannung V_IN von 4 Volt und einer Last von 2000 Ohm einen Laststrom von ungefähr 2 Milliampère leiten. Die Beaufschlagung des Transistorschalters mit einem Basisstrom von 50 Milliampère ist natürlich unwirtschaftlich, wenn ein Basisstrom von 0,1 Milliampère ausreichen würde. Es ergibt sich also das Problem der Basis-Übersteuerung und einer übermäßigen Verlustleistung, wenn der Basisstrom eines Transistors so bemessen ist, daß er den Transistor zum Leiten eines starken Laststroms befähigt, während der Transistor in Wirklichkeit unter Bedingungen für geringeren Laststrom betrieben wird.

Aus der DE 30 03 354 A1 ist es bekannt, beim Einschalten eines batteriebetriebenen Radiorecorders durch einen von einer Uhr gesteuerten Schaltkreis den Einschaltimpuls zur Schonung der Uhrenbatterie an die durch die jeweils eingestellte Lautstärke bestimmte Belastung des Stromversorgungsteils anzupassen. Dazu wird die über dem Längstransistor des geregelten Stromversor­ gungsteils abfallende lastabhängige Spannung mit Hilfe eines Fühltransistors abgefühlt, der dementsprechend die Höhe des der Uhrenbatterie entnommenen Einschaltimpulses begrenzt, der als Steuerstrom für den Einschaltkreis benötigt wird.

Ferner ist aus der DE 31 39 783 A1 eine Schaltungsanordnung für einen elektronischen Schalter mit stromgesteuerten Transistoren in der Schaltstrecke bekannt, bei welcher zur Erzielung ange­ paßter Steuerströme der Durchschaltzustand des stromgesteuerten Transistors mit einem Spannungssensor erfaßt und ein davon ab­ hängiges Ausgangssignal einer Stromsteuerstufe zugeführt wird, um die Steuerleistung nur gerade so groß zu halten, wie es für den jeweils maximalen Laststrom erforderlich ist, damit die Verlustleistung im Transistor minimal gehalten werden kann. Ein ähnlicher Zweck wird mit einer aus der DE 33 44 788 A1 bekann­ ten Schaltung erstrebt, bei welcher die Kollektor-Emitter-Span­ nung eines Transistors im Verhältnis zu seiner Basisstromstärke durch zeitlineares Abtasten und Einregeln des Basisstroms er­ mittelt wird und unter Berücksichtigung des Sättigungsgrads des Transistors der Basisstrom auf einen notwendigen Minimalwert geregelt wird. Durch diese Maßnahmen soll einerseits die Tran­ sistorverlustleistung durch eine Sättigungsregelung gering ge­ halten werden, die andererseits aber die Sättigung so niedrig hält, daß die Ausschaltzeit für den Transistor möglichst kurz bleibt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine spezielle Schal­ tung für die Regelung des Basissteuerstroms eines Schaltertran­ sistors anzugeben, welche den soeben genannten Zweck erfüllt.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprü­ chen gekennzeichnet.

Das Problem der Übersteuerung der Basis eines Transistors wird in erfindungsgemäßen Schaltungen dadurch überwunden, daß die Kollektor-Emitter-Spannung (V_CE) des Transistor­ schalters gefühlt und der Basisstrom abhängig davon ge­ steuert wird. Die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistor­ schalters und sein Basisstrom werden so bemessen, daß die­ se Größen ihren Maximalwert haben, wenn der Transistorschal­ ter den höchsten Nennlaststrom leitet. Sinkt die Kollektor-Emit­ ter-Spannung des Transistors unter ihren Maximalwert, dann wird die Abnahme dieser Spannung gefühlt, und der Ba­ sisstrom für den Transistor wird vermindert.

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel anhand von Zeichnungen näher erläutert:

Fig. 1 zeigt teilweise als Detailschaltbild und teil­ weise in Blockform eine erfindungsgemäße Schaltungsanord­ nung;

Fig. 2 ist ein detailliertes Schaltbild einer erfin­ dungsgemäßen Anordnung.

In den Fig. 1 und 2 sind die zur Veranschaulichung der Erfindung eingezeichneten Transistoren als Bipolartran­ sistoren dargestellt, und die relativen physikalischen Größen mancher Transistoren sind, sofern von Bedeutung, jeweils durch eine Zahl oder einen Großbuchstaben vor dem Buchstaben "x" angegeben (z. B. 1x, 2x, Jx). Das heißt, die physikalische Größe eines Elementes ist proportional dem Wert, der durch die Zahl oder den Buchstaben vor dem Buch­ staben "x" ausgedrückt wird; d. h. ein mit 2x (oder Jx) bezeichnetes Element hat also eine Emitterfläche, die zweimal (oder J-mal) so groß ist wie die Emitterfläche ei­ nes mit 1x bezeichneten Elementes, und leitet einen zweimal (oder J-mal) so starken Strom wie ein mit 1x bezeich­ netes Element unter gleichen Vorspannungsbedingungen. In der nachstehenden Beschreibung wird für einen beliebigen Transistor Qi die jeweils zugehörige Basis-Emitter-Span­ nung mit V_BEi, die zugehörige Kollektor-Emitter-Spannung mit V_CEi und der zugehörige Kollektorstrom mit I_Ci be­ zeichnet. Ferner wird der Spannungsabfall zwischen Kollek­ tor und Emitter eines Transistors in der nachstehenden Beschreibung manchmal mit V_EC (anstatt V_CE) bezeichnet, um anzudeuten, daß das Emitterpotential positiver ist als das Kollektorpotential. In ähnlicher Weise wird der Span­ nungsabfall zwischen Basis und Emitter eines Transistors manchmal mit V_EB (anstatt V_BE) bezeichnet, um auch hier anzudeuten, daß das Emitterpotential positiver ist als das Basispotential.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 enthält eine Versor­ gungsquelle 13, die z. B. eine Kraftfahrzeugbatterie sein kann und an eine Eingangsklemme 11 angeschlossen ist. Die von der Quelle 13 erzeugte Spannung bildet die Ein­ gangsspannung für das System und ist mit V_IN bezeichnet. Der Nennwert von V_IN kann bei 12 Volt liegen, der tat­ sächliche Wert kann sich jedoch z. B. von 4 Volt bis auf mehr als 16 Volt ändern. Die Spannung V_IN wird über einen normalerweise eingeschalteten (leitenden) PNP-Bipolar­ transistorschalter Q26, dessen Emitter mit der Klemme 11 und dessen Kollektor mit einer Ausgangsklemme 15 verbun­ den ist, auf eine Last R_L gekoppelt. Die zwischen die Klemme 15 und Masse angeschlossene Last ist durch einen Widerstand R_L dargestellt, dem ein glättender und energie­ speichernder Kondensator C_L parallelgeschaltet ist. Ob­ wohl hier als Widerstand R_L und Kondensator C_L abgebildet, kann die Last in der Praxis aus irgendeiner beliebigen Anzahl und Auswahl von Elementen bestehen. Die Schaltungs­ anordnung nach Fig. 1 soll eine Last speisen, deren äqui­ valente Impedanz beliebige Werte innerhalb eines größeren Bereichs annehmen kann, z. B. von 16 Ohm bis 2000 Ohm.

Der Transistor Q26 leitet über die von seinem Emitter zu seinem Kollektor führende Strecke einen Laststrom I_L, der eine Funktion des Basisstroms I_B26 und der Vorwärts-Strom­ verstärkung β₂₆ dieses Transistors ist (d. h. es gilt (I_L = β₂₆ · I_B26). In der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 wird der Basisstrom I_B26 reguliert, um eine allzu starke Basis-Übersteuerung zu verhindern. Obwohl der Strom I_B26 reguliert wird, hat er stets eine genügend hohe Amplitude, um den Transistor Q26 einschalten zu können und zu bewir­ ken, daß die Kollektor-Emitter-Spannung V_EC26 dieses Tran­ sistors für alle Laststromwerte, die gleich oder kleiner sind als der vorgeschriebene maximale Laststrom, kleiner ist als ein vorgeschriebener Maximalwert.

Der Basisstrom I_B26 ist eine verstärkte Version (um den Faktor J·Z) des Steuerstroms I_C19, der über den Kollek­ tor eines Transistors Q19 eines Netzwerkes 129 fließt.

In der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 werden zwei Netz­ werke (129 und 131) verwendet, um effektiv die Spannung V_EC26 längs der Kollektor-Emitter-Strecke von Q26 zu fühlen und Ströme I_C19 und I_C20 zu erzeugen, die sich relativ zueinander als Funktion von V_EC26 ändern.

Das Netzwerk 129 enthält einen als Diode geschalteten Transistor Q16, einen Widerstand R₅ und den bereits er­ wähnten Transistor Q19. Der Emitter von Q16 ist mit der Klemme 11 verbunden, und die Basis und der Kollektor von Q16 sind gemeinsam an ein Ende des Widerstandes R₅ ange­ schlossen. Das andere Ende von R₅ ist mit dem Emitter von Q19 verbunden, dessen Kollektor und Basis gemeinsam an einen Schaltungsknoten 121 angeschlossen sind. Das Netz­ werk 131 enthält einen als Diode geschalteten Transistor Q17 und einen Transistor Q20. Der Emitter von Q17 ist mit der Klemme 15 verbunden, während Kollektor und Basis die­ ses Transistors an den Emitter von Q20 angeschlossen sind. Basis und Kollektor von Q20 sind gemeinsam an den Knoten 121 angeschlossen. Der Transistor Q19 erzeugt einen Strom I_C19, der in den Knoten 121 fließt, und der Transistor Q20 erzeugt einen Strom I_C20, der ebenfalls in den Knoten fließt, wenn man jeweils die Basisströme ignoriert.

Zwischen den Knoten 121 und Masse ist eine Stromquelle 123 geschaltet, die einen relativ konstanten Strom I_K leitet. Wie weiter unten noch ausführlicher erläutert wird, kann sich I_K zwar mit der Temperatur oder mit der Spannung ändern, bei gegebener Temperatur oder Spannung jedoch bleibt der Wert dieses Stroms relativ konstant. Die Ströme I_C19 und I_C20 werden im Knoten 121 summiert und fließen über die Stromquelle 123 nach Masse. Die Summe von I_C19 und I_C20 ist dann gleich dem relativ kon­ stanten Strom I_K, was sich mathematisch folgendermaßen ausdrücken läßt:

I_C19+I_C20 = I_K (1)

Da die Summe von I_C19 und I_C20 gleich einem relativ kon­ stanten Strom I_K ist, führt eine Zunahme von I_C19 zu ei­ ner entsprechenden Abnahme von I_C20, und eine Abnahme von I_C19 bringt eine entsprechende Zunahme von I_C20. Der Strom I_K teilt sich immer zwischen den Netzwerken 129 und 131 auf. Das heißt, ein Teil (z. B. 0% bis 100%) von I_K fließt im Netzwerk 129, während der restliche Teil (z. B. 100% bis 0%) im Netzwerk 131 fließt. Ferner ändern sich I_C19 und I_C20 als Funktion der Kollektor-Emitter-Span­ nung von Q26, wie es weiter unten noch erläutert wird. Es sei nun gezeigt, daß beim Ansteigen dieser Spannung V_EC26 der Strom I_C19 zunimmt (und I_C20 abnimmt), und daß beim Abnehmen der Spannung V_EC26 der Strom I_C19 abnimmt (und I_C20 zunimmt).

Aus der Fig. 1 erkennt man, daß das Netzwerk 129 zwischen die Klemme 11 und den Knoten 121 geschaltet ist. Die Emit­ ter-Kollektor-Strecke des Transistors Q26 und das Netzwerk 131 liegen ebenfalls zwischen der Klemme 11 und dem Knoten 121. Daher muß der Spannungsabfall V_EC26 über die Emitter- Kollektor-Strecke von Q26 plus dem Spannungsabfall am Netz­ werk 131 gleich dem Spannungsabfall am Netzwerk 129 sein.

Diese Beziehung läßt sich mathematisch so ausdrücken:

V_EB16+V_EB19+I_C19R₅ = V_EC26+V_EB17+V_EB20 (2)

Die Gleichung (2) läßt sich in folgende Form umordnen:

V_EC26-I_C19R₅ = V_EB16+V_EB19-V_EB17-V_EB20 (3)

Wenn Q16 die gleiche Geometrie wie Q17 hat und wenn Q19 die gleiche Geometrie wie Q20 hat, vereinfacht sich die Gleichung (3) wie folgt:

V_EC26-I_C19R₅ = 2(V_EB19-V_EB20) (4)

Die Differenz zwischen V_EB19 und V_EB20 in der Gleichung (4) kann mit Hilfe der jeweiligen Kollektorströme ausge­ drückt werden, um zu der nachstehenden Gleichung zu kommen:

(V_EC26-I_C19R₅)/2 = [ηKT/q] ln [I_C19/I_C20 (5)

Die Gleichung (5) läßt sich weiter vereinfachen:

V_EC26 = 2[ηKT/q] ln [I_C19/I_C20]+ I_C19R₅ (6)

Hierin ist ηKT/q gleich 34,6 Millivolt bei 25°C, und T ist die Temperatur in Kelvin-Graden (°K).

Die Spannung V_EC26 läßt sich also ausdrücken als Funktion von I_C19 und I_C20. Diese Ströme werden in Wirklichkeit be­ nutzt, um die Kollektor-Emitter-Spannung von Q26 zu füh­ len und daraufhin den Basisstrom dieses Transistors zu steuern.

Wie aus der Fig. 2 (die weiter unten erläutert wird) ent­ nommen werden kann, läßt sich der konstante Strom I_K fol­ gendermaßen ausdrücken:

I_K ≅ V_BG/R₃ (7)

Hierbei ist V_BG ungefähr gleich der Bandlücken-Spannung von Silizium, und R₃ ist ein Widerstand, dessen ohmscher Wert den Wert des Stroms I_R3 einstellt, der seinerseits gleich I_REF ist, wobei dieser letztgenannte Strom in der Ausführungsform nach Fig. 2 auch gleich I_K ist.

Der Spannungsabfall V_R5 am Widerstand R₅ in der Schaltung nach Fig. 1 läßt sich dann folgendermaßen ausdrücken:

I_C19·R₅ = VR₅ = V_BG[R₅/R₃]·[I_C19/I_K] (8)

Setzt man die rechte Seite der Gleichung (8) in die Glei­ chung (6) ein, erhält man:

V_EC26 = 2[ηKT/q] ln [I_C19/I_C20]+V_BG[R₅/R₃]·[I_C19/I_K] (9)

Die Gleichung (9) zeigt die Spannung V_EC26 als Summe zwei­ er Terme. Der zweite Term, nämlich V_BG[R₅/R₃]·[I_C19/I_K], der den Spannungsabfall am Widerstand R₅ ausdrückt, ist praktisch unabhängig von der Temperatur. Macht man diesen Term groß gegenüber dem anderen Term, werden Temperatur­ bedingte Änderungen wesentlich reduziert. Die Gleichung (9) kann auch dazu benutzt werden, Werte von I_C19, I_C20 und V_R5 für verschiedene Werte von V_EC26 zu berechnen. Einige der berechneten Ergebnisse für verschiedene Werte von V_EC26 bei 25°C sind in der nachstehenden Tabelle auf­ gelistet, und zwar für den angenommenen Fall, daß I_K gleich 100% des aus I_C19 und I_C20 bestehenden Stroms ist und daß V_BG·[R₅/R₃] auf 0,8 Volt eingestellt ist.

Aus der Tabelle ersieht man, daß wenn V_EC26 gleich 1,11 Volt ist, der durch das Netzwerk 129 fließende Strom I_C19 ein Anteil von 99% des Stroms I_K ist, während I_C20 nur 1% ist. Wenn V_EC26 gleich 0,4 Volt ist, dann ist I_C19 gleich I_C20, also beide Ströme machen jeweils 50% von I_K aus. Wenn V_EC26 gleich 0,06 Volt ist, dann ist I_C19 gleich 20% von I_K, und I_C20 ist gleich 80% von I_K.

I_C19 steigt an, wenn V_EC26 ansteigt, und nimmt ab, wenn V_EC26 abnimmt. Ein Anstieg von V_EC26 zeigt normalerweise an, daß mehr Basisstrom zum Transistor Q26 geliefert wer­ den sollte, während eine Abnahme von V_EC26 anzeigt, daß der Basisstrom des genannten Transistors zu vermindern ist. Dies geschieht in der Schaltung nach Fig. 1 dadurch, daß der Strom I_C19 im Netzwerk 129 mittels eines Netz­ werkes 127 verstärkt wird, das als Stromspiegelverstärker wirkt, dessen Ausgang (JI_C19) auf einen weiteren Stromspiegelver­ stärker 125 gegeben wird, der diese Ausgangsgröße mit ei­ nem Faktor Z multipliziert, um den Strom I_B26 für die Ba­ sis des Transistors Q26 zu liefern, so daß I_B26 gleich J·Z·I_C19 ist.

Das Netzwerk 127 enthält einen als Diode geschalteten Transistor Q15, einen Widerstand R₄ und einen Transistor Q18. Der Emitter von Q15 ist mit der Klemme 11 verbunden, und der Kollektor dieses Transistors ist an ein Ende des Widerstandes R₄ angeschlossen, dessen anderes Ende mit dem Emitter von Q18 verbunden ist. Die Basis von Q18 ist mit Basis und Kollektor von Q19 und mit Basis und Kollek­ tor von Q20 am Knoten 121 verbunden, während der Kollektor von Q18 an den Eingang 138 des Stromspiegelverstärkers 125 angeschlossen ist.

Der durch Q16, R₅ und Q19 fließende Strom I_C19 wird in den Kollektor-Emitter-Strecken von Q15 und Q18 und im Widerstand R₄ "gespiegelt", um einen Strom I_C18 zu er­ zeugen. Der Transistor Q15 ist so dimensioniert, daß er die J-fache physikalische Größe von Q16 hat, Q18 ist mit der J-fachen physikalischen Größe von Q19 dimensioniert, und R₄ ist gleich R₅/J bemessen. Infolgedessen ist der Strom I_C18 das J-fache des Stroms I₁₉, wobei J irgendeine geeignete Zahl sein kann.

Der Strom I_C18 wird auf den Eingang 138 des Stromspiegel­ verstärkers 125 gegeben, der den Strom verstärkt und an seinem Ausgangsknoten 141 den Basisstrom I_B26 = Z·I_C18 erzeugt. Da I_C18 seinerseits gleich J·I_C19 ist, ist I_B26 gleich (I·Z)I_C19. Der Stromspiegelverstärker 125 kann irgendeine von vielen bekannten Ausführungsformen sein. In der Fig. 2 ist ein verwendbarer spezieller Stromspie­ gelverstärker ausführlich dargestellt, der weiter unten beschrieben wird.

Die Multiplikation von I_C19 mit einer Konstanten (nämlich mit I·Z) zur Erzeugung des Basisstroms I_B26 stellt sicher, daß der Transistor Q26 zu allen Zeiten in einen gewünschten Grad der Sättigung getrieben wird und daß die Änderungen von I_C19 und die entsprechenden Änderungen von I_B26 für einen erhöhten Basisstrom am Transistor Q26 sorgen, wenn der Laststrom zunimmt, und für einen verminderten Basis­ strom, wenn der Laststrom abnimmt.

Weiteren Einblick in die Arbeitsweise der Schaltungsanord­ nung erhält man, wenn man die obige Gleichung (2) und den entsprechenden Teil der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 betrachtet, der zeigt, daß Q16 und Q17 Elemente gleicher Geometrie und daß die Transistoren Q19 und Q20 ebenfalls Elemente gleicher Geometrie sind, so daß der im Netzwerk 129 erzeugte Strom I_C19 gleich dem im Netzwerk 131 erzeug­ ten Strom I_C20 ist, wenn V_EC26 gleich dem Spannungsabfall von V_R5 ist. Zur Vereinfachung der Beschreibung sei dieser Wert von V_EC26 (bei I_C19 = I_C20) kurz mit V_A bezeichnet.

Wenn V_EC26 ansteigt und höher wird als V_A, dann nimmt der Spannungsabfall längs des Netzwerkes 131 ab (unter der Voraussetzung, daß die Spannung V_IN an der Klemme 11 kon­ stant ist), während der Spannungsabfall längs des Netz­ werkes 129 gleich bleibt (oder ansteigt). Infolgedessen nimmt die Spannung zwischen Basis und Emitter von Q20 ab, während die Spannung zwischen Basis und Emitter von Q19 zunimmt. Somit wird I_C19 stärker und I_C20 schwächer, wenn V_EC26 größer wird als V_A. In analoger Weise bewirkt eine Abnahme der Spannung V_EC26 unter den Wert V_A, daß der Spannungsabfall längs des Netzwerkes 131 ansteigt, was zu einem Anstieg in der Emitter-Basis-Spannung V_EB des Transistors Q20 und damit zu einem Anstieg von I_C20 führt. Ein Anstieg von I_C20 bewirkt eine entsprechende Abnahme von I_C19. Wenn also V_EC26 unter den Wert V_A absinkt, dann nimmt I_C19 ab, während I_C20 zunimmt. Der Strom I_C19, mul­ tipliziert mit J·Z über Q19 und den Stromspiegelverstär­ ker 125, wird dann als Strom I_B26 auf die Basis von Q26 gegeben, um eine entsprechende Änderung in I_L und V_EC25 zu bewirken, so daß den obigen Gleichungen genügt wird.

Beim Entwurf von erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen muß ebenso wie bei bekannten Schaltungsanordnungen dafür ge­ sorgt werden, daß die Basis-Ansteuerschaltung in der Lage ist, den notwendigen Mindeststrom I_B26 zu liefern, der erforderlich ist, um den Transistor Q26 unter der Bedin­ gung maximalen Laststroms zu sättigen. Im Gegensatz zum Stand der Technik bewirkt die erfindungsgemäße Schaltungs­ anordnung jedoch, daß I_B26 abnimmt, wenn der Laststrom ab­ nimmt oder wenn die β-Verstärkung des Schalttransistors über einen vorgeschriebenen Mindestwert β_MIN ansteigt.

Als Beispiel sei angenommen, daß die maximal zulässige Spannung zwischen Emitter und Kollektor des Transistors Q26 gleich 1,11 Volt ist, wenn ein Strom von 1,04 Ampère geleitet wird, und daß 1,04 Ampère der Nennwert des maxi­ malen Laststroms ist. Ferner sei angenommen, daß das Ma­ ximum der Spannung V_IN gleich 17,91 Volt ist und daß der niedrigste ohmsche Wert R_LMIN des Widerstandes R_L unge­ fähr 16 Ohm beträgt, so daß zwischen Emitter und Kollek­ tor des Transistors Q26 ein Strom von ungefähr 1,04 Ampère fließt. Schließlich sei angenommen, daß der vorgeschrie­ bene Niedrigstwert der β-Verstärkung von Q26 gleich 21 ist. Unter diesen Voraussetzungen muß der Basisstrom I_B26 für Q26 ungefähr gleich 49,5 Milliampère sein. Angenommen I·Z ist gleich 500, dann wäre I_C19 auf 99 Mikroampère zu bemes­ sen, um den Basisstrom zu erzielen. Wird für I_K der Wert 100 Mikroampère angenommen, dann wäre I_C20 gleich 1 Mikro­ ampère.

Stellt man das System auf die ungünstigste Bedingung ab (Maximalwerte für V_IN und I_L und Minimalwerte für die β-Verstärkung), dann wird die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 den Strom I_B26 so regulieren, daß er stets kleiner ist als 49,5 Milliampère und daß V_EC26 stets niedriger ist als 1,11 Volt für alle Widerstandswerte von R_L oberhalb 16 Ohm und für alle β-Werte des Transistors Q26 von mehr als 21.

Als Beispiel sei angenommen, daß R_L von 16 Ohm auf 33,3 Ohm steigt, während V_IN auf 17,9 Volt bleibt. Für diesen Fall ist I_L ungefähr 525 Milliampère, und I_B26 ist 25 Milliampère. I_C19 und I_C20 können dann jeweils gleich 50 Mikro­ ampère sein, und die Spannung V_EC des Transistors Q26 ist gleich 0,4 Volt, wie es die obige Tabelle angibt. Für die­ sen Fall fließen durch die Netzwerke 129 und 131 gleiche Ströme, und die Spannung V_R5 am Widerstand R₅ ist gleich V_EC26, so daß I_C19·R₅ = V_EC26 ist.

Die Reaktion der Schaltungsanordnung auf ansteigende Wer­ te des Lastwiderstandes (also auf eine Verminderung des Laststroms) läßt sich zeigen, wenn man den Fall betrach­ tet, daß der angenommene Lastwiderstand von 33,3 Ohm er­ höht wird. Wenn R_L größer wird, dann nimmt der durch die­ sen Widerstand fließende Laststrom ab. Bei abnehmendem Laststrom nimmt V_EC26 ab (unter der Voraussetzung, daß I_B26 nicht sofort anspricht). Bei geringerer Spannung V_EC26 fließt mehr Strom durch das Netzwerk 131 (I_C20 steigt also an). Wegen der Summierung von I_C19 und I_C20 nimmt I_C19 ab. Die Abnahme von I_C19 bewirkt eine entspre­ chende Abnahme von I_B26, die so lange andauert, bis ein Gleichgewichtszustand erreicht ist, bei dem die obigen Gleichungen erfüllt werden. Man erkennt also, daß V_EC26 stets bei oder unterhalb des vorgeschriebenen Maximalwer­ tes der Kollektor-Emitter-Spannung für den Transistor Q26 liegt, während der auf diesen Transistor gegebene Basisstrom in passender Weise gesteuert wird und aus­ reicht, den Transistor Q26 auf einen gewünschten Sätti­ gungsgrad zu bringen, ohne ihn zu übersteuern.

Es läßt sich auch zeigen, daß bei Zunahme der β-Verstär­ kung des Transistors Q26 der Basisstrom dieses Transistors abnimmt und V_EC26 ebenfalls abnimmt. Wenn die β-Verstär­ kung höher wird, nimmt (unter der Voraussetzung, daß I_L konstant bleibt und I_B26 nicht sofort anspricht) die Span­ nung V_EC26 ab, wenn Q26 tiefer in die Sättigung getrieben wird. Bei abnehmender Emitter-Kollektor-Spannung des Tran­ sistors Q26 steigt der Strom I_C20 an, was eine entsprechen­ de Abnahme des Stroms I_C19 bewirkt. Diese Abnahme von I_C19 hat eine Abnahme von I_B26 zur Folge. Im Gegensatz zu bekannten Schaltungen hat also die erfindungsgemäße Schal­ tungsanordnung das Bestreben, bei zunehmender β-Verstär­ kung des Schalttransistors Q26 den Basisstrom zu vermin­ dern, was zu einer Reduzierung der Verlustleistung in der Basis-Ansteuerschaltung führt, während die Kollektor- Emitter-Spannung innerhalb eines geforderten Bereichs ge­ halten wird.

Weitere Merkmale der Erfindung lassen sich besser anhand der Fig. 2 erläutern, worin eine Stromquellenschaltung 123 und ein Stromspiegelverstärker 125, wie sie sich zur Reali­ sierung der Erfindung eignen, näher dargestellt sind.

Die Stromquelle 123 enthält ein sogenanntes "Bandlücken"-Netz­ werk 12 und ein Stromspiegelnetzwerk 14 zur Erzeugung des Stroms I_K.

Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 kann sich die an die Eingangsklemme 11 gelegte Spannung V_IN über einen sehr weiten Bereich ändern (z. B. von 4 Volt bis auf mehr als 16 Volt). Das Bandlückennetzwerk (Bandlücken-Referenzschal­ tung) 12 dient dazu, eine relativ feste Bandlücken-Refe­ renzspannung (V_BG) zu erzeugen, die zur Erzeugung eines Referenzstroms I_REF = V_BG/R₃ verwendet wird. Es ist dafür gesorgt, daß aus dem Schaltungsknoten 121 ein Strom I_C14 = I_K fließt, der proportional dem Strom I_REF ist und gleich I_C19 plus I_C20 ist.

Die Bandlücken-Referenzschaltung 12 enthält PNP-Transisto­ ren Q1 und Q2, deren Emitter mit der Eingangsklemme 11 und deren Basiselektroden mit einem Schaltungsknoten 111 verbunden sind, an den außerdem der Kollektor des Tran­ sistors Q2 und der Emitter eines PNP-Transistors Q4 ange­ schlossen ist. Der Kollektor von Q1 ist mit dem Emitter eines PNP-Bipolartransistors Q3 verbunden. Basis und Kollek­ tor von Q3 sowie die Basis von Q4 sind mit einem Schal­ tungsknoten 113 verbunden, an den außerdem der Kollektor eines NPN-Transistors Q5 angeschlossen ist.

Wie in der Technik bekannt, leitet die aus Q1 und Q3 ge­ bildete Transistorkette im wesentlichen den gleichen Strom wie die aus Q2 und Q4 gebildete Transistorkette (wenn Q1 dieselbe Größe wie Q2 hat und Q3 dieselbe Größe wie Q4 hat), so daß der aus dem Kollektor von Q3 fließende Strom I_C3 gleich dem Strom I_C4 ist, der aus dem Kollektor von Q4 fließt (d. h. I_C3 = I_C4).

Mit dem Knoten 113 ist der Kollektor eines NPN-Transistors Q5 verbunden, dessen Emitter an den Kollektor eines NPN-Tran­ sistors Q6 angeschlossen ist. Die Basis des Transistors Q5, der Kollektor eines Transistors Q7 und der Kollektor des Transistors Q4 sowie die Basis eines Transistors Q9 sind an einen Knoten 115 angeschlossen. Die Basiselektroden von Q6 und Q7 und der Emitter von Q9 sind mit einem Knoten 117 verbunden, an dem die Bandlücken-Spannung V_BG erzeugt wird. Zwischen dem Knoten 117 und Masse ist ein den Wert eines Referenzstroms einstellender Widerstand R₃ ange­ schlossen.

Aus noch zu beschreibenden Gründen ist die physikalische Größe von Q6 auf das 10fache der physikalischen Größe von Q7 bemessen, was zur Folge hat, daß Q6 und Q7 unter­ schiedliche Stromdichten und unterschiedliche V_BE-Span­ nungen haben. Wenn man, was für die Anordnung nach Fig. 2 typisch ist, den Transistor Q6 zehnmal so groß wie den Transistor Q7 macht und gleiche Kollektor-Emitter-Ströme durch die beiden Transistoren zwingt, dann ist die V_BE Spannung von Q7 minus der V_BE-Spannung von Q6 bei 25°C ungefähr gleich 60 Millivolt.

Ein Widerstand R₁, der zwischen den Emitter von Q6 und ei­ nen Knoten 119 geschaltet ist, wo auch der Emitter von Q7 angeschlossen ist, stellt die Amplitude von I_C3 und damit die Amplitude von I_C4 ein. Ein zwischen den Knoten 119 und Masse geschalteter Widerstand stellt das Potential am Knoten 119 ein.

Wenn am Anfang Leistung an die Bandlücken-Schaltung ge­ legt wird, wird es zunächst nicht unbedingt eine Strom­ leitung über die Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q4 geben. Deswegen ist eine Anlaufschaltung 18 vorgesehen, die sicherstellt, daß die Bandlücken-Schaltung 12 beim Ein­ schalten der Leistung und auch jederzeit später in Betrieb kommt. Wenn anfänglich eine Spannung V_IN an die Schaltun­ gen 12 und 14 gelegt wird, können die Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q4 nichtleitend sein. Die Anlaufschaltung 18 gewährleistet einen anfänglichen Stromfluß aus den Basis­ elektroden von Q3 und Q4, wodurch dann Q1, Q2, Q3 und Q4 eingeschaltet werden und Ströme I_C3 und I_C4 fließen. Das Fließen des Kollektorstroms I_C4 in Q4 schaltet die Tran­ sistoren Q5 und Q9 ein. Durch die Einschaltung von Q9 werden Q6 und Q7 eingeschaltet. Bei eingeschalteten Tran­ sistoren Q5 und Q6 fließt der Strom I_C3 über die Kollek­ tor-Emitter-Strecken von Q5 und Q6 und den Widerstand R₁ in den Schaltungsknoten 119, und der Strom I_C4 fließt über die Kollektor-Emitter-Strecke von Q7 in den Knoten 119. Die dann über R₂ nach Masse fließenden Ströme I_C3 und I_C4 heben das Potential V₁₁₉ am Knoten 119 auf einen Wert (I_C3+I_C4)·(R₂) an. Dieser Potentialanstieg am Knoten 119 ist bestrebt, die Anlaufschaltung auszuschalten, wäh­ rend die Bandlücken-Schaltung in Betrieb bleibt.

Nach dem Ausschalten der Anlaufschaltung 18 stabilisiert sich die Schleife in der Bandlücken-Schaltung 12, und die­ se Schaltung bleibt voll in Betrieb, indem sie am Knoten 117 eine Bandlückenspannung V_BG erzeugt, die sich aus den beiden folgenden Gleichungen errechnet:

(I_C3+I_C4)(R₂)+V_BE7=V_BG (9)

Die Amplitude von I_C3 kann aus folgender Beziehung be­ stimmt werden:
V_BE6+(I_C3)(R₁)=V_BE7 (10)

I_C3 = [V_BE7-B_BE6]/R₁ (11)

Für I_C3 = I_C4 gilt:

V_BG = 2[R₂/R₁[V_BE7-V_BE6]+V_BE7 (12)

In einer speziellen Ausführungsform der Schaltung wurde durch passende Wahl von R₁ und R₂ die Spannung V_BG auf 1,26 Volt eingestellt, ein Wert, der nahe an der Band­ lückenspannung von Silizium liegt, die ungefähr 1,205 Volt beträgt.

V_BG wird dazu benutzt, einen Referenzstrom I_R3 einzustel­ len, der über den Widerstand R₃ fließt und gleich V_BG/R₃ ist und von dem angenommen werden kann, daß er relativ konstant ist (z. B. so konstant wie V_BG und R₃). Es wird angenommen, daß der aus dem Emitter von Q9 fließende Strom I_R3 gleich dem Strom I_REF am Kollektor des Transistors Q9 ist. Die Spannung V_BG am Emitter von Q9 stellt also den Strom I_R3 ein, von dem angenommen wird, daß er gleich dem Kollektorstrom von Q9 ist, der hier mit I_REF bezeichnet wird.

Der Strom I_REF am Kollektor von Q9 ist identisch mit dem Kollektorstrom von Q8 und Q10, der dann in den Kollektoren der Transistoren Q11 und Q12 "gespiegelt" wird. Der Kollek­ tor von Q9 ist mit einem Knoten 130 verbunden, an den Kollek­ tor und Basis eines PNP-Transistors Q8 und die Basis eines PNP-Transistors Q12 angeschlossen ist. Der Emitter von Q8 ist mit dem Kollektor eines PNP-Transistors Q10 verbunden. Der Emitter von Q12 ist an einen Knoten 133 angeschlossen, mit dem Kollektor und Basis eines PNP-Transistors Q11 und die Basis von Q10 verbunden sind. Die Emitter von Q10 und Q11 sind mit der Klemme 11 verbunden, so daß ihre Kollek­ torströme, wenn diese beiden Transistoren die gleiche physikalische Größe haben, im wesentlichen einander gleich sind. In ähnlicher Weise stellt der symmetrische Anschluß von Q8 und Q12 sicher, daß die Kollektorströme dieser Transistoren, wenn sie gleiche physikalische Größe haben, im wesentlichen einander gleich sind.

Der Kollektorstrom von Q8 und Q10 ist, gleich dem Kollek­ torstrom von Q9, der seinerseits gleich I_REF ist (wenn man die Basisströme vernachlässigt). Da Kollektor und Basis von Q11 mit der Basis von Q10 verbunden sind und weil Ba­ sis und Kollektor von Q8 mit der Basis von Q12 verbunden sind, wird der über die Kollektoren von Q8, Q9 und Q10 fließende Strom I_REF in den Kollektoren der Transistoren Q11 und Q12 "gespiegelt". Der Kollektorstrom von Q11 und Q12 ist proportional dem Strom I_REF und wird dann weiter gespiegelt, um den Strom I_K zu liefern.

Der Kollektor von Q12 ist mit einem Knoten 135 verbunden, an den außerdem Kollektor und Basis eines NPN-Transistors Q13 und die Basis eines NPN-Transistors Q14 angeschlossen sind. Der Emitter von Q13 ist mit dem Kollektor eines NPN-Transistors Q25 verbunden. Der Emitter von Q14 ist mit einem Knoten 137 verbunden, an den ferner Kollektor und Basis eines NPN-Transistors Q28 und die Basis von Q25 angeschlossen sind. Die Emitter von Q25 und Q28 sind auf Massepotential geführt, so daß, wenn Q25 die gleiche phy­ sikalische Größe wie Q28 hat und wenn Q13 die gleiche phy­ sikalische Größe wie Q14 hat, der Stromfluß in dem über die Kollektor-Emitter-Strecken von Q13 und Q25 führenden Weg gleich ist dem Stromfluß in dem über die Kollektor- Emitter-Strecken von Q14 und Q28 führenden Weg. Außerdem bewirkt, wie in der Technik an sich bekannt, die Kaskode­ anordnung der Transistorpaare Q13 und Q25, Q14 und Q28, Q11 und Q12, Q10 und Q8, daß die Stromspiegel einander genauer angepaßt sind, weil dadurch Fehler reduziert wer­ den, die entstehen können, wenn sich der Spiegelstrom bei Änderungen der Spannung V_IN ändert.

Infolgedessen fließt der durch Q11 und Q12 gehende Strom, der im wesentlichen gleich V_BG/R₃ ist, in den Knoten 135 und über die Kollektor-Emitter-Strecken von Q13 und Q25; im wesentlichen der gleiche Strom (d. h. V_BG/R₃) fließt über die Kollektor-Emitter-Strecken von Q14 und Q28 und wird aus dem Knoten 121 gezogen.

Nachdem also nachgewiesen wurde, daß I_K gleich I_REF oder gleich dem Strom I_R3 ist, der seinerseits gleich V_BG/R₃ ist, läßt sich die Spannung V_R5 am Widerstand R₅ so dar­ stellen, wie es in der obigen Gleichung (8) geschrieben ist.

Wie bereits oben erwähnt, ist die Bandlückenspannung V_BG konstant über die Temperatur; das Verhältnis von R₅ zu R₃ ist ebenfalls konstant über die Temperatur, angenommen die Widerstände sind in gleicher Weise konstruiert, und I_C19 ist ein Bruchteil von I_K. Somit ist V_R5 eine Funktion desjenigen Teils von I_K, der über R₅ fließt, und ist prak­ tisch unabhängig von der Temperatur. Dies ist ebenfalls ein bedeutsames Merkmal der Schaltung.

Der Stromspiegelverstärker 125 hat einen Eingangsknoten 138, der mit Kollektor und Basis eines NPN-Transistors Q21, mit der Basis eines NPN-Transistors Q22 und mit dem Kollek­ tor des Transistors Q18 verbunden ist, so daß I_C18 in die­ sen Eingangsknoten fließt. Der Emitter von Q21 ist mit ei­ nem Knoten 139 verbunden, an den auch der Emitter von Q22, Kollektor und Basis eines NPN-Transistors Q23 und die Ba­ sis eines NPN-Transistors Q24 angeschlossen sind. Ein Wider­ stand R6 ist zwischen den Emitter von Q23 und Masse geschal­ tet, und ein Widerstand R7 liegt zwischen dem Emitter von Q24 und Masse. Q22 ist mit dem N-fachen der physikalischen Größe von Q21 bemessen, Q24 hat die M-fache physikalische Größe von Q23, und R7 ist auf einen Wert von R6/M dimen­ sioniert. In einer Ausführungsform wurde N gleich 10 und M ebenfalls gleich 10 gewählt. Die Kollektoren von Q22 und Q24 sind gemeinsam an den Ausgangsknoten 141 des Stromspie­ gelverstärkers 125 angeschlossen, so daß die Summe der durch Q22 und Q24 fließenden Ströme gleich I_B26 ist. Wie bisher, so werden auch in der nachstehenden Beschreibung die Basisströme vernachläßigt.

Der Stromspiegelverstärker 125 arbeitet kurz gesagt wie folgt. Der in den Knoten 138 fließende Strom I_C18 ist gleich JI_C19. Dieser in den Knoten 138 fließende Strom I_C18 bewirkt, daß ein gleich großer Strom über die Kollek­ tor-Emitter-Strecke von Q21 in den Knoten 139 fließt und daß ein Strom I_C22, der gleich N·I_C18 ist, über die Kol­ lektor-Emitter-Strecke von Q22 in den Knoten 139 fließt. Der in den Knoten 139 fließende Gesamtstrom (N+1)(I_C18) wird durch den Transistor Q24 verstärkt, so daß dieser Transistor einen Strom I_C24 liefert, der gleich M·(N+1) I_C18 ist.

Der aus dem Knoten 141 gezogene Gesamtstrom ist gleich I_C22+I_C24. Da I_C22 gleich N·I_C18 und da I_C24 gleich M·(N+1) I_C18 ist, läßt sich der aus dem Transistors Q26 gezogene Strom I_B26 folgendermaßen ausdrücken:

I_B26 ≅ N·I_C18+M(N+1)I_C18 ≅ I_C18 [MN+M+N]

Mit I_C18= J·I_C19 ergibt sich:

I_B26 = (I_C19)(J·[M(N+1)+N]).

Ist J = 3, M = 10 und N = 10, erhält man:

I_B26 = (I_C19) [360].

Es sei erwähnt, daß der Multiplikationsfaktor (also die Größe I·Z) für den den Strom I_C19 zur Erzeugung des Stroms I_B26 auch größer oder kleiner gewählt werden kann, je nachdem, welcher Betrag von I_B26 gewünscht wird oder erforderlich ist.

Claims (7)

1. Schaltungsanordnung zur Steuerung des Basisstroms eines Schaltertransistors, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen eine erste Klemme einer Versorgungsquelle und eine mit ihrem anderen Ende an eine zweite Klemme der Versorgungsquelle liegen­ de Last geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Spannungsdifferenz-Fühlschal­ tung

• - eine zwischen dem Emitter des Schaltertransistors (Q26) und einem Schaltungsknoten (121) liegende erste Schaltungseinheit (129), die einen ersten Strom (I_C19) als Maß für die Emitter­ spannung liefert,
• - eine zwischen dem Kollektor des Schaltertransistors (Q26) und dem Schaltungsknoten (121) liegende zweite Schaltungseinheit (131), die einen zweiten Strom (I_C20) als Maß für die Kollek­ torspannung liefert,
• - und eine zwischen dem Schaltungsknoten (121) und der zweiten Klemme (Masse) der Versorgungsquelle (13) liegende Strom­ quelle (123) für die Summe der Ströme (I_C19, I_C20), die in den beiden Schaltungseinheiten (129, 131) fließen, welche zwischen Emitter und Kollektor des Schaltertransistors (Q26) liegen und abfühlen, wann die Differenz zwischen dessen Emitter- und Kollektorspannungen kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, und dann einen mit der Abnahme der Kollektor-Emitter-Spannung abnehmenden Steuerstrom (I_C18) liefern, enthält,

und daß zwischen die Fühlschaltung (129, 131, 123) und die Basis des Schaltertransistors (Q26) ein Stromverstärker (125) zur Verstärkung des Steuerstroms für den Schaltertransistor ge­ schaltet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Stromquelle (123) einen relativ konstanten Strom liefert, der gleich der Summe des ersten und des zweiten Stroms (I_C19, I_C20) ist, so daß der zweite Strom beim Ansteigen des ersten Stroms abnimmt und beim Abnehmen des ersten Stroms zunimmt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet,
daß die Stromquelle (123) einen Referenzstrom (I_K) liefert; daß die Summe des ersten und des zweiten Stroms (I_C19, I_C20) gleich dem Referenzstrom (I_K) ist;
daß bei Abnahme des Verhältnisses des ersten Stroms (I_C19) zum Referenzstrom das Verhältnis des zweiten Stroms (I_C20) zum Referenzstrom zunimmt und daß bei Zunahme des Verhältnisses des ersten Stroms zum Referenzstrom das Verhältnis des zweiten Stroms zum Referenzstrom abnimmt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß
die erste Schaltungseinheit (129) einen ersten Widerstand (R₅) und einen ersten Transistor (Q19) aufweist, dessen Kollek­ tor-Emitter-Strecke in Reihe mit dem Widerstand (R₅) zwischen dem Schaltungsknoten (121) und dem Emitter des Schaltertransistors (Q26) liegt;
die zweite Schaltungseinheit (131) einen zweiten Transistor (Q20) aufweist, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen dem Kollektor des Schaltertransistors (Q26) und dem Schaltungsknoten (121) liegt;
und daß die Stromquelle (123) die Stromsumme (I_C19+I_C20) als Referenzstrom (I_K) zwischen dem Schaltungsknoten (121) und der zweiten Klemme (Masse) der Versorgungsquelle (13) fließen läßt.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Basiselektroden des ersten und des zweiten Transistors (Q19, Q20) mit dem Schaltungsknoten (121) gekop­ pelt sind und daß die Amplitude des Spannungsabfalls längs der Kollektor-Emitter-Strecke des Schaltertransistors (Q26) gleich der Amplitude des Spannungsabfalls am ersten Widerstand (R₅) ist, wenn der Kollektor-Emitter-Strom des ersten Transistors (Q19) gleich dem Kollektor-Emitter-Strom des zweiten Transistors (Q20) ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Referenzstrom (I_K) gleich (r)·(V_BG)/R₃ ist und daß der Spannungsabfall am ersten Widerstand gleich r(V_BG/R₃)(R₅)(I_R5/I_K) ist, wobei r eine Konstante ist und V_BG ungefähr gleich der Bandlücken-Spannung von Silizium ist und wobei R₃ der ohmsche Wert eines Widerstandes R₃, R₅ der ohm­ sche Wert des ersten Widerstandes und I_R5 der durch den ersten Widerstand fließende Strom ist.