DE2458880B2

DE2458880B2 - Ueberstromschutzschaltungsanordnung fuer zwei transistoren eines verstaerkers

Info

Publication number: DE2458880B2
Application number: DE19742458880
Authority: DE
Inventors: Arthur John Flemington N.J. Leidich (V.StA.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1973-12-13
Filing date: 1974-12-12
Publication date: 1976-09-16
Also published as: DE2458880C3; GB1493365A; US3855540A; DE2458880A1; FR2254906B1; JPS5093064A; FR2254906A1; CA1029100A; JPS5444548B2

Description

17 auskommt. Die Transistoren 11 und 12 haben im wesentlichen gleiche Stromverstärkungsfaktoren h_ic. Eine Konstantstrornquelle 20 liefert einen im wesentlichen festen Strom /20, der gleich ist dem maximalen über die Ausgangsklemme 13 zu liefernden Ausgangsstrom, dividiert durch den Durchlaßstromverstärkungsfaktor (hfe) des Endtransistors 11 oder 12. Ein Teil des Stromes /20 kann durch eine leitungsveränderliche Einrichtung 23 zur Basis des Transistors 12 fließen, während der restliche Tet! des Stromes /20 der Basis des Transistors 11 zugeleitet wird. Der von der Basis des Transistors 11 abgezweigte Teil des Stromes /20 gelangt zur Basis des Transistors 12 und ist dem Leitwert der Einrichtung 23 zwischen den Anschlüssen 21 und 22 proportional. Der Leitwert der Einrichtung 23 ändert sich entsprechend einem über eine Verbindung 24 von einer Eingangs- und Vorspannsignalquelle 25 zugeleiteten Eingangs- und Vorspannsignal.

Das bei Abwesenheit eines Eingangssignals der leitungsveränderlichen Einrichtung 23 zugeleitete Vorspannsigna! hat vorzugsweise einen solchen Wert, daß die Einrichtung 23 ausreichend leitet, um den Strom /20 in zwei Teilströme von annähernd gleicher Größe aufzuteilen. Diese beiden Teilströme gelangen zur Basis des Transistors 11 bzw. zur Basis des Transistors 12, so daß der Emitterstrom des Transistors 11 dem Kollektorstrom des Traniistors 12 gleich wird. Diese Ruhezustände können automatisch dadurch sichergestellt werden, daß man eine Spannungsrückkopplurg 26 vorsieht, durch welche die Ausgangsklemme 13 mit der Eingangs- und Vorspannsignalquelle 25 gekoppelt wird.

Durch ein Eingangssignal einer ersten, z. B. positiven, Polarität wird der Leitwert der !citungsveränderlichen Einrichtung 23 erhöht. Da die am Anschluß 22 erscheinende Spannung aufgrund der Stromleitung des Basis-Emitter-Ubergangs des Transistors 12 nicht mehr als um einige Zehntel Volt über die Spannung an der Klemme 15 ansteigen kann, macht es der erhöhte Leitwert der Einrichtung 23 erforderlich, daß die Spannung am Anschluß 21 weniger positiv (oder mehr negativ) gegenüber der am Verbindungspunkt 19 erscheinenden Spannung wird. Diese Änderung erfolgt in einer solchen Richtung, daß der Leitwert der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 11 verringert wird. Da folglich weniger Strom durch der. Basis-Emitter-Üoergang des Transistors 11 fließt, steigt die Eingangsimpedanz an dessen Basis gegenüber der Konstantstromquelle 20 an. Folglich verringert sich der erste Anteil von /20, der zur Basis des Transistors 11 fließt, während sich der zweite Anteil des Stromes /20. der zur Basis des Transistors 12 fließt, erhöht. Die verringerte Stromleitung des Transistors 11 und die erhöhte Stromleitung des Transistors 12 haben zur Folge, daß der Ausgangssignalpegel an der Ausgangsklemme 13 gegen die an der Klemme 15 erscheinende negative Spannung ausschwingt.

Durch ein Eingangssignal der anderen Polarität, in diesem Fall negativ, wird der Leitwert der leitungsveränderlichen Einrichtung 23 verringert, so daß die zwischen den Anschlüssen 21 und 22 erscheinende Spannung ansteigt. Dadurch erniedrigt sich der Basisstromfluß zum Transistor 12, und durch die erhöhte Spannung, die an der Basis des Transistors 11 erscheint, wird dieser Transistor in einen Zustand erhöhter Leitung gespannt. Durch die erhöhte Stromleitung des Transistors 11 wird dessen Eingangsimpedanz an der Basis erniedrigt. Folglich steigt der erste Anteil von /20 an während der zweite Anteil von /20 abnimmt. Die erniedrigte Stromleitung des Transistors 12 und die erhöhte Stromleitung des Transistors 11 haben zur Folge, daß der Ausgangssignalpegel an der Ausgangsklemme 13 gegen die an der Klemme 14 erscheinende positive Spannung ausschwingt

Im Ruhezustand, wo die Leitwerte der Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren 11 und 12 gleich sind, werden den Basen der Transistoren 11 und 12 gleiche Hälften des von der Konstantstromquelle 20 gelieferten Ruhestromes /20 zugeleitet Die Kollektor-Emitter-Ströme dieser Transistoren können nicht einen Wert übersteigen, der gleich diesem Basisstrcmpegel, multipliziert mit dem Wert h_fc der Transistoren, ist Bei jedem beliebigen Zustand, in dem die Stromleitung des einen der Transistoren 11 und 12 größer ist als die des anderen, kann der Basistrom des stärker leitenden der beiden Transistoren den Wert von /20 nicht übersteigen. Es kann daher auch auf keinen Fall der Kollektor-Emitter-Strom des stärker leitenden Transistors den Wert /₂₀ mal dem h(_e des Transistors übersteigen.

Erfindungsgemäß wird der Pegel des von der Konstantstromquelle 20 zu liefernden Ruhestromes ho so gewählt, daß die Transistoren 11 und 12 gegen Überstrom geschützt werden. Dieser Überstromschui/ wird auf folgende Weise erzielt: Der Maximalstromwert in jedem der Endtransistoren 11 und 12, der ohne die Gefahr einer thermischen Zerstörung oder Änderung der Betriebseigenschaften des Transistors nicht überschritten werden darf, wird ermittelt. Der Maximalwert von hfe für die Endtransistoren 11 und 12 wird ermittelt. Der maximale Ausgangsstrom, dividiert durch den Maximalwert von hf_C des Endtransistors, ergibt den richtigen Ruhestrompegel /20 für den von der Konstantstromquelle 20 zu liefernden Strom, um einen Überstromschutz für die Endtransistoren 11 und 12 zu gewährleisten.

F i g. 2 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform 10' der Verstärkerschaltung 10, die einen AB-Betrieb ermöglicht Die abgewandelte Verstärkerschaltung 10' ist ein quasilinearer Verstärker, der an der Ausgangsklemme 1λ ein Ausgangssignal liefert, das über einen gegebenen Bereich den Eingangssignalen von der Signalquelle 25 proportional ist Über nur ein wenig mehr als die Hälfte dieses Bereiches arbeiten jedoch die Endtransistoren IS und 12 linear, während sie im übrigen im wesentlichen nichtleitend (d. h. »verriegelt«) sind.

Dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 11 liegt ein nichtlineares Widerstandsnetzwerk 30 mit eine¹-Diode 31 und einem linearen Widerstandselement 32 parallel. Die Diode 31 und der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 11 werden mittels einer bilateralen thermischen Kopplung 33 zwischen den beiden Elementen auf im wesentlichen gleichen Temperaturen gehalten. Ebenso liegt dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 12 ein nichtlineares Widerstandsnetzwerk 40 mit einer Diode 41 und einem linearen Widerstandselement 42 parallel. Durch eine bilaterale thermische Kopplung 43 zwischen der Diode 41 und derr bdsis-Emitter-Übergang des Transistors 12 werder diese beiden Elemente auf im wesentlichen der gleicher Temperatur gehalten. Für die Dioden 31 und 41 kanr jeweils ein Transistor verwendet werden, desser Kollektor mit seiner Basis zusammengeschaltet ist.

Die Parallelschaltung eines derartigen nichtlinearei Widerstandsnetzwerkes mit dem Basis-Emitter-Über gang eines Transistors ist aus der USA-Patentschrif 35 34 279 an sich bekannt. Dort werden jedoch der

nichtlinearen Widerstandsnetzwerk im wesentlichen feste Vorspannströme zugeleitet, während die dem Verstärkertransistor zugeleiteten Signalströme davon entkoppelt sind. Dies steht im Gegensatz zu der Anordnung nach F i g. 2, wo Ströme, die sich proportional zu einem Eingangssignal ändern, dem Basis-Emitter-Übergang jedes der Verstärkertransistoren 11 und 12 sowie den damit parallelgeschalteten nichtlinearcn Widerstandsnetzwerken 30 und 40 zugeleitet werden.

Die über die Wege 35 und 45 fließenden

iron

bzw. /45 entsprechen dem ersten bzw. dem /weiten Teilstrom von /><i gemäß den vorstehenden Ausführungen. Das heißt:

/20 =

(Il

Für Analysenzwecke sei angenommen, daß die hfc-Werte der Transistoren 11 und 12 eine solche Größe haben, daß ihre Basisströme vernachlässigbar klein sind und /j5 sowie /45 hauptsächlich durch die Netzwerke 30 bzw. 40 fließen.

Es soll jetzt speziell die Vorspannung des Transistors 11 betrachtet werden, wobei die Vorspannung des Transistors 12 dazu analog ist. Der Spannungsabfall V₁, an der Diode 31, die eine Sperrschicht- oder Flächendiode ist. ist durch die folgende Gleichung gegeben:

I₁, =

kT /„

1 π ■ ■

</ ¹SM

(2)

= Boltzmannsche Konstante.

= absolute Temperatur.

= Ladung eines Elektrons und

= Sättij. ungsstrom der Flächendiode 3i.

Der Spannungsabfall
Ohmschen Gesetz:

am Widerstand 32 folgt dem

I κ — '35 «32 ·

13)

worin Rj: = Widerstandswert des Widerstandes 32. Der Kollektorstrom /cn des Transistors 11 steht zu seiner Basis-Ernitter-Spannung V_fl/ni in folgendem Verhältnis:

kT

"BEIl -

In

Icn

(A)

= Vd + V_R.

(5)

hu

'35

(6) wie ihre Sättigungssiröme. Gleichung 6 läßt sich
folgt umschreiben:

worin Is\] = Sättigungsstrom des Flächentransistors 11. Es ergibt sich:

Durch Einsetzen der Gleichungen 2, 3 und 4 in Gleichung 5 erhält man:

60

Die Sättigungsströme /sn und /531 stehen im Verhältnis π: 1 zueinander. Wenn die Diode 31 und der Basis-Emitter-Obergang des Transistors 11 gleichartige Diffusionsprofile haben, so stehen ihre effektiven Sperrschichtflächen im gleichen Verhältnis zueinander

kT

"h 31

h.M

Iy,

Durch Umordnen ergibt sich:
kT . tr

35 -■ /_Λ5 Ry₂ und

/< ι, = )i/,s cxp

kT

Unter Ruheverhältnissen, d. h. im untätigen Zustand, liefert die Signalquelle 25 kein Eingangssignal, sondern nur ein Vorspannsignal, das ausreicht, um den Emitterstrom des Transistors 11 dem Kollektontrom des Transistors 12 gleichzumachen. I^ und /45 stehen im Verhältnis hu-: (hf_C+ 1), vorausgesetzt, daß die Emitterschaltungs-Stromverstärkungen der Transistoren 11 und 12 je gleich h/_t- sind. Das heißt, I₃=, und A, sind im wesentlichen einander gleich, d. h. jeweils gleich /V2. Bei maximalem Strom im Transistor 11, ist Iy-, gleich />».

Durch Einsetzen dieser Bedingungen in Gleichung 9 erhält man Gleichungen für /o 1 -κι/Htund ln\ μ,ιλ, die Werte von /πι im Ruhezustand bzw. im Zustand maximaler Stromleitung, des Transistors 11:

/«■

11 Ki 111 —

cxp

'/ /2c «32

2kT

/,„

Μ4Λ

= )i/₂„ e\p

q /₂„ R kT

1 K)I

Wie man sieht, ist /οι-λμ.υ aufgrund des größeren

Exponentia'iausdruckes in Gleichung 11 gegenüber Gleichung 10 größer als zweimal /πι-«ι·η/;· Das Verhältnis von /<~ι ι - ma.\ zu la 1 - ri wf erhält man, indem

4c man Gleichung 11 durch Gleichung 10 dividiert:

45 ¹JCU - 11.41

'in - tu hi:

j exp

"kf

exp

! exp

'20 ^Λ3
YkT

¹I ho Rii "~~2kf "

exp

^X32

IkT

exp

exp 2
1 ha R32

2kT

exp 2

Werte von /20/02 unter 52 mV, d. h. kleiner als 2 kT/q ergeben ein Verhältnis /πι - max/In: - ruhe, das inBereich von 4 aufwärts liegt.

Sehr hohe Verhältnisse /cii-MAv/Zni- buhe sind be Verwendung von Einzeltransistciren für die Endtransi stören 11 und 12 und Einzeldioden 31 und 41 in dei nichtlinearen Widerstandsnetzwerken 30 und 40 nich erzielbar, da in diesem Fall die Basisströme de Transistoren 11 und 12 über die Ströme in dei nichtlinearen Widerstandsnetzwerken 30, 40 dominie einer monolithisch integrierten Halbleiterschaltung

■ττΓ*

ren, so^ daß die Neigung besteht, in den A-Betrieb lurückzufallen. Jedoch können mäßige Verringerungen μίί Betrag desjenigen Ruhestromes, der von der Stromquelle 20 verlangt wird, um gewünschte Ausgangsstrompegel aufrechtzuerhalten, erzielt werden, was von erheblichem Vorteil bei Operationsverstärkern (und anderweitigen Verstärkern ist, wo die Ausgangslei-Itungen nicht größer sind als einige hundert Milliwatt »der einige Walt und wo folglich ein verhältnismäßig hohes Verhältnis von Ruheausgangsstrom zu Spitzenausgangsstrom zugelassen werden kann. Ein Verhältnis von /πι -kiwi- zu /ni-Miv. das ungefähr um eine Größenordnung kleiner ist als die Emittersehaltungs-Durchlaßstromverstärkung der Transistoren 11 und 12. ist annehmbar. is

Kennt man den zulässigen Wert von /πι -ama und ein annehmbares Verhältnis von lew-μ hi zu /cn-ama. so können durch Auflösen der Gleichungen 10 und 11 gegeneinander entsprechende Beziehungen zwischen n. /?j_'und /20 ermittelt werden.

Die Arbeitsv.eise des Transistors 11 zusammen mit dem nichtlinearen Widerstandsnetzwerk 30 läßt sich auch wie folgt betrachten: Bei ansteigendem /« bewirkt der sich erhöhende Spannungsabfall am Widerstand 32. daß das Verhältnis von /m zu /« schneller als linear ansteigt. Bei verhältnismäßig niedrigen Werten von I^ tritt im wesentlichen kein Spannungsabfall am Widerstand 32 auf. /r;i ist daher /35 proportional, und zwar um einen Faktor η wegen der bekannten Stromspiegelverstärkerwirkung eines Transistors, zu dessen Basis-Emitter-Übergang nne Diode parallelliegt. Bei verhältnismäßig hohen Werten von /35 wird der Spannungsabfall am Widerstand 32 von erheblicher Auswirkung und hat zur Folge, daß das Verhältnis von /01 zu /35 wesentlich größer als η ist. wie in der USA-Patentschrift 35 34 279 gezeigt.

Bei Schaltungsanordnungen von der in Fig. 2 gezeigten Art können die Dioden 31 und 41 aus je einem Transistor mit Rückkopplung zwischen Kollektor und Basis bestehen. Bei einer solchen Schaltungsausführung können die Transistoren jeweils durch eine Darlington-Kaskade von Transistoren ersetzt werden, damit man ein höheres Verhältnis von Spitzen- zu Ruheausgangsstrom erhält.

Fig. 3 zeigt einen AB-Verstärker 100, dessen Bestandteile im wesentlichen innerhalb der Grenzen angedeutet durch die gestrichelte Umrißlinie, enthalten sind. Im Verstärker 100 besteht die leitungsveränderliche Einrichtung aus einem Transistor 23' vom gleichen Leitungstyp wie die Endtransistoren 11 und 12. so

Der AB-Verstärker 100 enthält ein Vorspannetzwerk 110. An den zusammengeschalteten Emittern zweier Transistoren 111 und 112 wird ein Strom /₀ abgenommen. Die Spannung an den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 11 und 12 ist gleich der Spannungsdifferenz oder dem Spannungsabfall an einem in Durchlaßrichtung vorgespannten Halbleiterübergang (d.h. Vß£=0,65mV, ungefähr, für einen Siliciumübergang mit Kristallachsenorientierung 100). Dies ergibt sich aufgrund der Vorspannung, weiche die Basen der Transistoren 111 und 112 von den in Durchlaßrichtung vorgespannten, als Diode geschalteten Transistoren 113,114, H5 und 116 erhalten. /₀ kann einfach nach dem Ohmschen Gesetz wie folgt errechnet werden:

ι- i- R^

(13) worin R\\7 = Widerstandswert des Widerstandes 117 und Rrxr= der Widerstandswert eines etwa zwischen dem Anschluß 118 und Masse liegenden Widerstandselementes. (In Fig. 3 ist kein solches externes Widerstandselement gezeigt.) Die den Basen der Transistoren 111 und 112 zugeleitete Vorspannung ist so beschaffen, daß der Strom /₍₎ im wesentlichen in den Verhältnissen oder Anteilen /oft.vv/'/v/f/ifcv/'.v-f 1) und lo/(hfcNPN+ 1) durch die Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren 111 bzw. 112 fließt.

Der Kollektorstrom des Transistors 111 wird der Reihenschaltung des als Diode geschalteten Transistors 119 und des Widerstands 120 zugeleitet und erzeugt dort eine Spannung, die /u den Basen der Transistoren 121 und 122 gelangt. Die Transistoren 121 und 122 sind in ihren Betriebseigenschaften dem Transistor 119 gleichartig, und ihre gegenkoppelnden Emitterwiderstände 123 bzw. 124 haben den gleichen Widerstandswert wie der Widerstand 120. Die Kollektorströme der Transistoren 119, 121 und 122 sind wegen der Gleichartigkeit der Basis-Emitterkreise und der Vorspannverhältnisse dieser Transistoren im wesentlichen gleichartig. Der Kollektorstrom des Transistors 119 ist im wesentlichen gleich dem Kollektorstrombedarf lohrcNiw/fhfcNPN+l) des Transistors 111, so daß die Kollektorströme der Transistoren 121 und 122 im wesentlichen gleich khi_c^r\:'(t'fc\r\+\) sind. Der Kollektorstrom des Transistors 121 liefert den Durchlaßvorspannstrom für die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 111 —116. Zum Einleiten der Stromleitung im als Diode geschalteten Transistor 119 und Widerstand 120 wird ein Feldeffekttransistor 126 mit automatischer Vorspannungserzeugung verwendet. Dadurch erhält man die anfängliche Basisdurchlaßvorspannung für den Transistor 121, die erforderlich ist, damit dessen Kollektorstrom zu fließen beginnt und die Durchlaßvorspannung für die als Diode geschalteten Transistoren 111 — 116 liefert. Der Kollektorstrom des Transistors 122 entspricht /20, dem Ruhevorspannstrom, der zwischen den Basen der Transistoren 11 und 12 in Beträgen aufgeteilt ist, die vom Leitwert der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 23' abhängen.

Der Kollektorstrom des Transistors 112 wird dem als Diode geschalteten Transistor 125 zugeleitet und erzeugt eine Spannung, die der Basis eines Doppelkollektor-Transistors 127 zugeleitet wird. Der Transistor 127 Hefen dementsprechend an jedem seiner Kollektoren Kollektorströme, die dem Kollektorstrom des Transistors 125 proportional sind, der im wesentlichen gleich dem Kollektorstrombedarf Iol(hf_e+ 1) des Transistors 112 ist.

Einen ersten Kollektorstrom liefert der Doppelkollektor-Transistor 127 über die Leitung 128 an einer Differenzverstärker 130. Dieser Strom liefert die vereinigten Emitterströme von emittergekoppelter DoppelkoHektor-Transistoren 131 und 132. Eingangs Signalanschlüsse 133 und 134 des Differenzverstärker 130 sind an die Basen der Transistoren 131 bzw. 131 über Verstärkertransistoren 135 bzw. 136 in Kollektor schaltung angekoppelt Einer der Kollektoren jedes de: Transistoren 131 und 132 ist mit der Basis de betreffenden Transistors verbunden. Dies ergibt eini Gegenkopplung, durch welche die Eingangsimpedan; (Eingangswiderstand) des Transistors (131 bzw. 132 erniedrigt und die Wirkung der Kollektor-Basiskapazi tat des Transistors verringert wird, durch die sonst di Bandbreite der Differenzverstärkerstufe verkleiner würde. Der andere Kollektor der Transistoren 131 un<

609538/25

ίο

132 ist mit dem Eingangs- bzw. dem Ausgangskreis eines Stromspiegelverstärkers 140 verbunden, der eine aktive Lastschaltung mit dem Differenzverstärker 130 zur additiven Vereinigung der Kollektorstromsignalschwankungen der Transistoren 131 und 132 bildet.

Der Stromspiegelverstärker 140 kehrt die ihm zugeleiteten KoUektorstromschwankungen des Transistors 131 um in Stromschwankungen zur additiven Vereinigung mit den Kollekiorstromschwankungen des Transistors 132 an der Basis des in Kollektorschaltung ausgelegten Verstärkertransistors 141. Durch Verstellen eines zwischen die Anschlüsse 144 und 145 geschalteten Potentiometers 143 kann der vom Differenzverstärker 130 an die Basis des Transistors 141 gelieferte Ruhestrompegel verändert werden.

Bei Anliegen gleicher Vorspannungen an den Anschlüssen 133 und 134 und bei Abwesenheit einer Signalspannung zwischen diesen Anschlüssen wird das Potentiometer 143 so eingestellt, daß der Transistor 141 einen ausreichenden Basisstrom erhält, um folgenden Ruhebetriebszustand herzustellen: Der Emitterstrom des Transistors 141, der eine verstärkte Version des Basisstromes dieses Transistors darstellt, gelangt als Basisstrom zu einem nachgeschalteten Transistor 146 in Kollektorschaltung, der einen Emitterstrom verlangt, der eine zweifach verstärkte Version des dem Transistor 141 zugeleiteten Basisstromes darstellt. Der Emitterstrombedarf des Transistors 146 vom Schaltungspunkt 148 wird so eingestellt, daß er etwas kleiner ist als der dem Schaltungspunkt 148 über die Leitung 147 zugeleitete Kollektorstrom /o/fTi/wwv-H) des Transistors 127. Der restliche Teil des dem Schaltungspunkt 148 zugeleiteten Stromes gelangt als Basisstrom zum Transistor 23', wodurch dessen Kollektor-Emitter-Strecke in einen gewünschten Stromleitungsgrad gesetzt wird. Das heißt, der Transistor 23' zweigt einen Teil des Stromes /20 vom nichtiinearen Widerstandsnetzwerk 30' und Transistor 11 ab und leitet diesen Teil des Stromes Z₂₀ stattdessen dem nichtlinearen Wider-Standsnetzwerk 40' und Transistor 12 zu. Die anteilige Verteilung des Kollektorstromes /20 des Transistors 122 zwischen der Anordnung 30', 11 und der Anordnung 40', 12 ist so, daß der Ruhestromfluß in der Klemme 13 Null wird. Das heißt, der Ruhestrom im nichtlinearen Widerstandsnetzwerk 30' plus dem Emitterruhestrom des Transistors 11 wird durch die Einstellung des Potentiometers 143 so eingestellt, daß er gleich dem Kollektorruhestrom des Transistors 12 ist. Die Widerstandsnetzwerke enthalten analog zu F i g. 2 den als Diode geschalteten Transistor 31' bzw. 41' und den Widerstand 32 bzw. 42.

Wenn die dem Eingangsanschluß 134 des Differenzverstärkers 130 zugeleitete Spannung positiver ist als die am Eingangsanschluß 133 des Differenzverstärkers liegende Spannung, so erhöht sich die Stromleitung des Transistors 131 gegenüber der des Transistors 132. Der erhöhte Kollektorstrom des Transistors 131, durch den Stromspiegelverstärker 140 in der Polarität umgekehrt übersteigt den Kollektorstrom des Transistors 132 in einem erhöhten Ausmaß. Folglich wird vom Transistor 141 ein erhöhter Basisstrom entnommen. Dadurch erhöht sich der Emitterstrom des Transistors 141 proportional, und ein erhöhter Basisstrom wird von Transistor 146 entnommen. Durch die erhöhte Basis Stromentnahme vom Transistor 146 wird desscr Emitterstrombedarf proportional erhöht, so daß eir größerer Anteil des Kollektorstromes des Transistor: 127 von der Basis des Transistors 23' abgezweigt wird Das heißt, ein größerer Teil des zum Schaltpunkt 14} fließenden Stromes gelangt als Emitterstrom zurr Transistor 146, und ein kleinerer Teil gelangt al:

ίο Basisstrom zum Transistor 23'. Die Kollektor-Emitter Strecke des Transistors 23' wird dadurch weniger star! leitend gemacht. Dadurch erhöht sich der Anteil de: Stromes /20, der als Basisstrom zum Transistor 1· gelangt, gegenüber demjenigen Teil von /20. der al:

Basisstrom zum Transistor 12 fließt. Dadurch wiederun erhöht sich der Kollektor-Emitter-Leitwert des Transi stors 11 gegenüber dem des Transistors 12, so daß eii positiver Strom zur Last 18 gelangt.

Wenn die Spannung am Eingangsanschluß 13' weniger positiv ist als die Spannung am Eingangsan Schluß 133, so ergibt sich der entgegengesetzte Effeki wie oben beschrieben, d. h. der Transistor 12 leite stärker als der Transistor 11, und zur Last 18 gelangt eii negativer Strom.

Im Kopplungszweig zwischen dem Kollektor de Transistors 122 und dem nichtlinearen Widerstands netzwerk 30' sowie der Basis des Transistors 11 liegt eii als Diode geschalteter Transistor 151. Dieser Transisto 151 setzt den Transistor 12 in die Lage, bei extremei negativen Ausschwingungen der Ausgangssignalspan nung an der Klemme 13 in den Zustand de Sättigungslehung überzugehen.

Die Zwischenverstärkerschaltung mit den in Kollek torschaltung ausgelegten Verstärkertransistoren 141 146 und der leitungsveränderlichen Einrichtung mit den Transistor 23' enthält einen den Ausgangskreis mit den Eingangskreis dieses Verstärkerteils koppelnden Pha senausgieichs-Kondensator 152. Dadurch ergibt siel eine große Abschwächung des Verstärkungsgrades de Verstärkers 100 für Frequenzen, die so hoch sind, dal die akkumulierte Phasenverschiebung zwischen Ein gangsanschluß 133 und der Ausgangsklemme 1! zusammen mit der durch die Signalurr.kehrung gegebe nen Phasenumkehr sich einem Wert von 2 _v-rgra< annähen. Durch Einführung einer einem RC-Glied mi Tiefpaßcharakteristik und mit nur einer Nullstelle in de komplexen Frequenzebene entsprechenden Zeitkon stante in die Übertragungscharakteristik des Opera tionsverstärkers zur Herabsetzung der Amplitude de Gesamtverstärkung des Verstärkers unter den Wert
für diese Frequenzen wird die Stabilität des vollständi gen Operationsverstärkers gegen Selbstschwingen aucl dann unbedingt, wenn eine direkte Rückkopplungsver bindung zwischen Klemme 13 und Anschluß 133 besteh' (Diese Verbindung könnte den ohmschen Spannungstei ler mit den Widerständen 153,155 in F i g. 3 ersetzen.)

Bei etwas andersartiger Eingangsschaltung kann de Transistor 23' durch einen Transistor des entgegenge setzten Leitungstyps ersetzt werden, der mit seiner Emitter an die Basis des Transistors 151 und de Kollektor des Transistors 122 und mit seinem Kollekto an die Basis des Transisto-s 12 und die Kollektor-Basis verbindung des Transistors 41' angeschlossen ist

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

24 Patentansprüche:

1. Überstromschutzschaltungsanordnung für zwei Transistoren eines Verstärkers, die mit ihren Stromwegen in Reihe zwischen zwei Betriebsspannungsklemmen geschaltet und an ihren Steuerelektroden mit Eingangssignal- und Vorspannströmen gespeist sind, welche so bemessen sind, daß sie unter dem kritischen Wert des Steuerelektrodenstromes für den ersten oder zweiten Transistor liegen, bei dem eine Beschädigung des betreffenden Transistors infolge übermäßiger Erwärmung durch den den Hauptstromweg des Transistors durchfließenden Strom eintreten kann, gekennzeichnet durch eine Quelle (20) oder Senke für einen im wesentlichen konstanten Strom und eine signalgesteuerte Einrichtung (23) veränderbarer Leitfähigkeit, die einen Teil des konstanten Stromes dem Steuerelektrodenkreis (Basis von 11, 31, 32) eines ersten Transistors (11) und den Rest des konstanten Stromes im wesentlichen dem Steuerelektrodenkreis (Basis 41,42) eines zweiten Transistors (12) in Abhängigkeit vom Wert eines Parameters eines Eingangssignals zuleitet, wobei der Wert des konstanten Stromes kleiner ist als der kritische Wert des Steuerelektrodenstromes.

2. Überstromschutzschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle (20) oder Senke an die Steuerelektrode des ersten Transistors (11) angekoppelt ist und daß die signalgesteuerte Einrichtung (23) zwischen die Steuerelektroden der beiden Transistoren (11, 12) geschaltet ist, derart, daß ein Teil des Konstantenstromes der Quelle (20) oder Senke zur Steuerelektrode des zweiten Transistors (12) abzweigbar ist.

3. Überstromschutzschaltupgsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die signalgesteuerte Einrichtung (23) einen dritten Transistor (23') enthält, der mit seinem Leitungsweg in einem Stromkreis zwischen den Steuerelektroden des ersten und des zweiten Transistors (11, 12) in solcher Polun,* liegt, daß er den von der Quelle (20) oder Senke gelieferten Strom leitet und daß die Steuerelektrode des dritten Transistors (23') Eingangssignale empfängt.

4. Überstromschutzschaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die beiden Transistoren des Verstärkers Bipolartransistoren des gleichen Leitungstyps sind, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zum Basis-Emitter-Übergang des ersten und des zweiten Transistors je ein nichtlineares Widerstandsnetzwerk (30, 40) geschaltet ist, das unter Ruhestromverhältnissen leitend ist und dadurch Basisstrom vom Basis-Emitter-Übergang, zu dem es parallelgeschaltet ist, abzweigt, und dessen Leitwert mit zunehmender anliegender Spannung weniger schnell ansteigt als der Leitwert des betreffenden Emitter-Basis-Übergangs, derart, daß der erste und der zweite Transistor für den AB-Verstärkungsbetrieb vorgespannt werden.

5. Überstromschutzschaltungsanoirdnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Transistor (23') und die Quelle (20) oder Senke über einen Halbleiterübergang (Transistor 151) an die Steuerelektrode des ersten Transistors (11) angekoppelt sind.

Die Erfindung betrifft eine Überstromschutzschaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine Überstromschutzschaltungsanordnung dieser Art für Gegentaktverstärkerstufen mit Transistoren, die mit ihren Kollektor-Emitter-Strecken zwecks Anlegung einer Betriebsspannung in Reihe geschaltet sind, ist bekannt aus »Wireless World«, Juni 1968, S. 154 bis 156. Der in der Kollektor-Emitter-Strecke eines Verstärkertransistors fließende Strom wird dabei durch einen Widerstand geleitet, an dem eine Spannung auftritt, die dem einer Last zugeleiteten Strom entspricht und an den Basis-Emitter-Übergang eines Hilfstransistors gelegt wird. Unter Verhältnissen, die andernfalls einen Überstromzustand hervorrufen würden, ist diese Spannung so groß, daß die Kollektor-Emitter-Strecke des Hilfstransistors leitet. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Hilfstransistors ist über den Basis-Emitter-Übergang des Verstärkertransistors geschaltet. Bei Stromleitung des Hilfstransistors wird ein Teil des Ansteuerstroms für den Verstärkertransistor von diesem abgeleitet, wodurch der Überstromzustand verhütet wird. Die bei dieser bekannten Methode des Überstromscnutzes verwendete Rückkopplungsschleife neigt in urerwünschter Weise zum Schwingen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Überstromschutzschaltungsanordnung zu schaffen, die unerwünschte Schwingungserschemungen vermeidet.

Die Erfindung löst diese Aufgabe durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1.

Die hier beschriebene Schutzschaltung, bei der der Überstromschutz dadurch bewirkt wird, daß die Summe der den Basen der Verstärkertransistoren zugeleiteten Ströme auf einem im wesentlichen konstanten zulässigei Wert gehalten wird, hat den Vorteil einer bisher nicht erreichbaren Stabilität.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der, Zeichnung im einzelnen erläutert. Es zeigt

F i g. 1 das teilweise in Blockform dargestellte Schaitschema einer Verstärkerschaltung gemäß einer Ausführr.ngsform der Erfindung,

Fig.2 das teilweise in Blockform dargestellte Schaltschema einer gegenüber der Anordnung nach F i g. 1 abgewandelten Verstärkerschaltung, die sich für den AB-Betrieb eignet, und

F i g. 3 das Schaltschema einer Verstärkeranordnung mit Vorverstärker sowie Treiber- und Endverstärkersiifen in erfindungsgemäßer Ausbildung mit Eignung zum hauptsächlichen Aufbau als monolithisch integrierte Verstärkerschaltung.

F i g. 1 zeigt eine Verstärkerschaltung 10 mit einer aus Transistoren 11 und 12 aufgebauten Endverstärkerstufe. Der Emitter des Transistors 11 und der Kollektor des Transistors 12 sind an eine Klemme 13 angeschlossen, von der das Ausgangssignal abnehmbar ist. Zwischen Klemmen 14 und 15, an die der Kollektor des Transistors 11 bzw. der Emitter des Transistors 12 angeschlossen sind, ist eine Betriebsspannung anlegbar. Diese Betriebsspannung wird von den in Reihe geschalteten Betriebsspannungsquellen 16 und 17 geliefert. Eine Last 18 für den Verstärker kann direkt zwischen die Ausgangsklemme 13 und den Verbindungspunkt 19 der Betriebsspannungsquellen 16 und 17 geschaltet sein, wie gezeigt. Statt dessen kann die Last 18 auch in Reihe mit einem Kondensator zwischen die Ausgangsklemme 13 und entweder die Klemme 14 oder die Klemme 15 geschaltet sein, in welchem Falle man mit einer einzigen Betriebsspannungsquelle anstelle der in Reihe geschalteten 3etriebsspannungsquellen 16 und