DE3587607T2

DE3587607T2 - Zusammengestellte dielektrische mehrleiterübertragungsleitung.

Info

Publication number: DE3587607T2
Application number: DE19853587607
Authority: DE
Inventors: Hermann Sequeira
Original assignee: Martin Marietta Corp
Current assignee: Martin Marietta Corp
Priority date: 1984-12-19
Filing date: 1985-12-12
Publication date: 1994-02-10
Anticipated expiration: 2005-12-13
Also published as: WO1986003891A3; EP0205570B1; EP0205570A1; WO1986003891A2; DE3587607D1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Hochfrequenzübertragungsleitungen und genauer gesagt auf Wellenleiterstrukturen bzw. -aufbauten vom ebenen (planaren) Typ für Anwendungen auf Millimeterwellen.
Übertragungsleitungen für geführte Wellen (Wellenleiter) werden in breitem Umfang verwendet, um den Strom hochfrequenter elektrischer Energie zu leiten bzw. zu kanalisieren. Übliche Beispiele derartiger Übertragungsleitungen sind die Koaxialleitung, der metallische Hohlleiter (hohler metallischer Wellenleiter) und die optische Faser. Alle diese Wellenleitungsstrukturen sind zweckmäßig bei Anwendungen auf lange Verbindungen. In Situationen jedoch, in welchen der Abstand zwischen Sende- und Empfängerpunkt unterhalb weniger Zoll liegt, wie z. B. in einem integrierten Schaltkreis, bieten Übertragungsleitungen vom planaren Typ eine attraktive Alternative zu jenen Typen von Übertragungsleitungen. Eine Vielfalt von ebenen Übertragungsleitungsaufbauten sind möglich.
Bei einem Typ einer planaren Übertragungsleitung spielen metallische Leiter eine primäre Rolle bei dem Wellenleitungsvorgang. Dies schließt die wohlbekannten Mikrostreifenübertragungsleitungen, die Schlitzleitung, die koplanare Wellenleitung und die koplanare Streifenleitung ein. Bei einem anderen Typ einer planaren Übertragungsleitung spielt ein dielektrischer Streifen eine Hauptrolle bei dem Wellenleitungsvorgang. Dies schließt die wohlbekannte dielektrische Streifenleitung und die umgekehrte bzw. invertierte Streifenleitung ein, von denen typische Beispiele jeweils in dem US-Patent Nr. 4,028,643 mit dem Titel "Wellenleitung mit dielektrischem Streifenaufbau" offenbart sind, das für T. Itoh am 7. Juni 1977 ausgegeben wurde bzw. in dem US-Patent Nr. 4,463,330, mit dem Titel "Dielektrischer Wellenleiter", das für T. Yoneyama am 31. Juli 1984 ausgegeben wurde.
Allgemein sparen diese alle beträchtlich Raum und Gewicht ein gegenüber den nicht planaren Formen. Weiterhin sind monolithische und hybride Technologien mit der planaren Ausgestaltung gut kompatibel. Dementsprechend können diese Technologien verwendet werden, um mit einer höheren Produktivität Systeme herzustellen, die eine überlegene Funktionsfähigkeit und gesteigerte Zuverlässigkeit bieten. Wenn sie mit einer Großserienherstellung kombiniert werden, können beträchtliche Kostenersparnisse erzielt werden.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen mehrschichtigen, dielektrischen Plattenaufbau einschließlich einer Substratschicht und einer Führungs- bzw. Leitschicht, wobei die Substratschicht auf ihrer Bodenseite bzw. unteren Seite durch eine metallische Grundebene bzw. Grundplatte begrenzt wird. Ein dielektrischer Ladungs- bzw. Füllstreifen, der auf der Oberseite metallisiert ist, weist die obere Schicht auf und bildet den Rest des Aufbaus. Die Schichten aus dielektrischem Material werden primär im Hinblick auf ihre Dielektrizitätskontanten ausgewählt, um die sich ausbreitende Energie von den Leiterflächen fernzuhalten und dadurch die Leitungsverluste zu reduzieren. Ein derartiger Aufbau ist aus dem Dokument US-A-4,028,643 bekannt. Der Aufbau gemäß Anspruch 1 ist durch die folgenden Merkmale gekennzeichnet:
Die leitfähige Beschichtung auf der Oberseite des dielektrischen Ladungsstreifens erlaubt ein Einmodenausbreiten über ein relativ breites Band hinweg und Strahlungsverluste aufgrund des Ankoppelns der gewünschten Mode an die Substratmoden sind reduziert und die Polarisation der dominanten TM&sub0;&sub1;-Mode ist derart, daß sie die Struktur der Übertragungsleitung relativ unempfindlich auf kleine Abweichungen von der Parallelität zwischen den verschiedenen Zwischenflächen bzw. Lagen macht.
Die Erfindung wird jetzt weiter beschrieben anhand eines veranschaulichenden Beispiels unter Bezug auf die zugehörigen Figuren:
Fig. 1A zeigt eine perspektivische Ansicht einer nach dem Stand der Technik bekannten Mikrostreifenleitung,
Fig. 1B zeigt eine perspektivische Ansicht einer nach dem Stand der Technik bekannten Schlitzleitung,
Fig. 1C zeigt eine perspektivische Ansicht einer nach dem Stand der Technik bekannten koplanaren Wellenleitung,
Fig. 1D zeigt eine perspektivische Ansicht eines nach dem Stand der Technik bekannten koplanaren Streifens,
Fig. 2A zeigt eine perspektivische Ansicht einer nach dem Stand der Technik bekannten, dielektrischen Streifenleitung,
Fig. 2B zeigt eine perspektivische Ansicht einer nach dem Stand der Technik bekannten invertierten dielektrischen Streifenleitung,
Fig. 3 ist eine schematische Veranschaulichung einer geführten Wellenmode in einem platten- bzw. scheibenartigen Wellenleiter gemäß der vorliegenden Erfindung,
Fig. 4 zeigt eine perspektivische Ansicht einer Ausführungsform einer dielektrischen Mehrleiterübertragungsverbundleitung gemäß der vorliegenden Erfindung und
Fig. 5 zeigt eine perspektivische Ansicht einer anderen Ausführungsform der in Fig. 4 dargestellten Übertragungsleitung.
Vor der Betrachtung der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung, sollen zunächst die Einzelheiten und Beschränkungen der aus dem Stand der Technik bekannten Aufbauten diskutiert werden, welche in den Fig. 1A bis 1D und 2A und 2B dargestellt sind.
Die Entwicklung von planaren Wellenleiterstrukturen für auf Millimeter (mm)-Wellen, ist während etwa zwei Dekaden fortgeschritten. Ein wichtiges Konzept bei dem Voranschreiten bzw. Sich Ausbreiten von Energie in einem Wellenleiter ist die Bezeichnung bzw. der Begriff einer Mode. Eine Mode ist die räumliche Verteilung von Energie über den Querschnitt der Leitungsstruktur bzw. des Leitungsaufbaus. Im allgemeinen kann eine Wellenleiterstruktur verschiedene Moden sich ausbreiten ("propagieren") lassen. Jede der Moden hat eine charakteristische Grenzfrequenz, unterhalb welcher sie von der Wellenleiterstruktur nicht getragen wird. Es ist üblich, die Querschnittsmaße der Wellenleitungsstruktur derart zu wählen, daß über den interessierenden Frequenzbereich nur eine einzige Mode getragen bzw. unterstützt wird. Diese Mode ist oft diejenige mit der niedrigsten Grenzfrequenz und wird die dominante Mode genannt und die Grenzfrequenz für die Mode der nächst höheren Ordnung entspricht der nutzbaren Bandbreite für die Wellenleiterstruktur. Dementsprechend ist es üblich, die Aufbauten bzw. Strukturen für die weitestmögliche Bandbreite auszugestalten, welche mit dem oben beschriebenen Einmodenbetrieb konsistent ist.
Eine wichtige Betrachtung bei der Ausgestaltung einer planaren Struktur ist die Natur bzw. die Art und das Verhalten der sogenannten Substratmoden. Dieses sind unerwünschte parasitäre Moden, die, falls man sie sich ausbreiten läßt, schwere Übertragungsverluste bewirken können, insbesondere an Biegungen und Diskontinuitäten des Wellenleiters. Eine derartige Betrachtung muß ihr Augenmerk auf einen großen Bereich von geometrischen Parametern richten, ebenso wie auf den gesamten Betriebsfrequenzbereich. Beispielsweise hat sich jetzt herausgestellt, daß in dem nicht strahlenden Wellenleiter, der in dem oben erwähnten US-Patent 4,463,330 von Yoneyama offenbart ist, kleine Lücken oder Spalte aufgrund von Herstellungsungenauigkeiten zwischen den Metallebenen und den dielektrischen Materialien zu Strahlungsverlusten führen. Dies tritt in erster Linie deshalb auf, weil das elektrische Feld für die dominante Mode im wesentlichen parallel zu den Metallebenen liegt. Es ist wünschenswert, eine Polarisation der dominanten Mode bereitzustellen, so daß das elektrische Feld weitgehend normal (senkrecht) zu den Metallebenen steht. Dies ist mit der nicht strahlenden Leitung nicht möglich.
In ähnlicher Weise hat auch der dielektrische Wellenleiterstreifenaufbau von Itoh, welcher in dem oben erwähnten US-Patent 4,028,643 offenbart ist, ebenfalls seine Grenzen. Zum einen ist seine dominante Mode tatsächlich eine Mischung aus zwei orthogonalen Polarisierungszuständen. Dementsprechend ist eine gewisse Leckage über eine Ankopplung an die parasitären Substratmoden unvermeidbar. Weiterhin nimmt diese Ankopplung stärker zu, wenn man sich tieferen Frequenzen nähert, weil dann der Unterschied zwischen der Leitungsstruktur und dem Bereich außerhalb derselben durch die sich ausbreitende Energie nicht unterschieden werden kann. Zusätzlich hat der Aufbau keinen ihm innewohnenden Mechanismus für das Voranbringen (Sich ausbreiten) von Gleichstromenergie.
Es werden jetzt die Figuren betrachtet. In den Strukturen bzw. Aufbauten, welche in den Fig. 1A bis 1D gezeigt sind, welche eine Veranschaulichung des bekannten Standes der Technik sind, sind die Metallstreifen von primärer Bedeutung bei dem Wellenleitungsvorgang. In der Mikrostreifenleitung gemäß Fig. 1A, ist ein leitfähiger Streifen 10 an einem Dielektrikum 11 montiert, welches auf seiner Bodenseite mit einer metallischen Grundebene 12 beschichtet ist. In der Schlitzlinie gemäß Fig. 1B sind zwei parallele Leiter 13 auf dem Dielektrikum 14 angeordnet. In Fig. 1C ist eine koplanare Wellenleiterkonfiguration dargestellt, in welcher drei parallele Leiter 15 auf einem Dielektrikum 16 angeordnet werden, wobei die beiden äußeren leitfähigen Streifen als Grundebene bzw. Erdebene dienen. In Fig. 1B sind koplanare leitfähige Streifen 17 auf dem Dielektrikum 18 montiert, jedoch erstrecken sich die Kanten der Streifen nicht gemeinsam mit den Kanten der dielektrischen Platten, wie sie in der Schlitzlinie gemäß Fig. 1B vorhanden wären.
Der Mikrostreifenaufbau, der in Fig. 1A dargestellt ist, hat sich als der vielseitigste und als erfolgreich unter den nach dem Stand der Technik unter Verwendung von metallischen Streifen bekannten Konfigurationen herausgestellt. Die Mikrostreifenart der Übertragungsleitung ist in erfolgreicher Weise in Anwendungen bis hinauf zu 60 GHz angewendet worden, jedoch sind selbst bei solchen Frequenzen einige der mit dem Gebrauch verbundenen Probleme offensichtlich. In dem Mikrostreifen werden die Substratmoden durch Auswahl eines dielektrischen Substrates herabgedrückt, welches dünn genug ist. Bei 60 GHz darf eine typische Substratdicke 0,203 mm (0,008 Zoll) nicht überschreiten. Bei höheren Frequenzen müssen noch dünnere Substrate verwendet werden.
Das Erfordernis dünner Substrate birgt wichtige Konsequenzen für die elektrischen und mechanischen Eigenschaften des Mikrostreifenaufbaues in sich. Die Impedanz einer Übertragungsleitung in Mikrostreifenform wird in erster Linie festgelegt durch das Verhältnis der Leiterstreifenbreite W zu der dielektrischen Dicke h, d. h. W/h. Der Wert von W wird am oberen Ende durch das Erfordernis begrenzt, daß er klein im Vergleich zur Wellenlänge der fortschreitenden Energie bei der in Rede stehenden Frequenz ist. Der untere Grenzwert von W wird durch die Genauigkeit und Reproduzierbarkeit festgelegt, womit eine schmale Leitung hergestellt werden kann. Diese Einschränkungen begrenzen ihrerseits den Bereich von Leitungsimpedanzen, die für den Entwerfer des Schaltkreises verfügbar sind. Dementsprechend ist die Vielseitigkeit des Aufbaues begrenzt, wenn sehr dünne dielektrische Substrate verwendet werden.
Ein weiteres ernsthaftes Problem ist der Übertragungsleitungsverlust. Bei Mikrostreifen wird dieser Verlust dominiert durch die Ohmschen Verluste in den metallischen Leitern. Diese Verluste steigen inhärent mit der Frequenz an und werden in der Mikrostreifentechnik so gemacht, daß sie noch schneller ansteigen, wenn dünnere, dielektrische Substrate verwendet werden. Ein drittes Problem bezieht sich auf die Herstellung. Die dünnen Substrate, die erforderlich sind, machen die Handhabung während des Prozesses sehr schwierig. Solche Betriebs- bzw. Herstellungsbedingungen können zu schlechten Herstellungsausbeuten führen.
Ein viertes Problem betrifft die thermischen Eigenschaften des Aufbaues. Ironischerweise führt diese Betrachtung zu dem Schluß, daß das Substrat nicht dünn genug ist. Falls das dielektrische Substrat ein Halbleiter ist, auf welchem tatsächlich ebene Sendequellen integriert sind, so muß die in diesen Quellen erzeugte Wärme abgeführt werden, wenn das Gerät den Betrieb überleben soll. Unglücklicherweise sind die meisten elektrischen Isolatoren auch thermische Isolatoren, wobei Diamant- und Berylliumoxid Ausnahmen sind und dementsprechend wäre die die Wärme erzeugende Einrichtung von einer Wärmesenke thermisch isoliert, wenn das Substrat nicht sehr dünn hergestellt würde.
Es sind mehrere Versuche unternommen worden, um die Wirkung der obigen Nachteile zu vermindern, indem man diese Substrate in Wellenleiterhüllen einsetzt, um Rippenleitungs- und Streifenleitungskonfigurationen mit aufgehängtem Substrat zu bilden. Diese Strukturen sind jedoch durch die Maße der Wellenleiterhüllen begrenzt, in welchen sie aufgenommen sind. Im übrigen trifft man mehr oder weniger einen Kompromiß zwischen den Vorteilen von Größe und Gewicht und das thermische Problem wird außer Acht gelassen. Die Nachteile von Mikrostreifen sind in Pucel, R.A., "Design Consideration for Monolithic Microwave Circuits", IEEE Trans., Band MTT-29, Nr. 6, Seiten 513-534, Juni 1981, beschrieben.
Planare dielektrische Wellenleiter bieten andererseits zweckmäßigere Substrat- und Leiterabmessungen und haben auch geringe Verluste. Es werden jetzt die Fig. 2A und 2B betrachtet. In Fig. 2A ist ein dielektrischer Streifenleiter dargestellt, bei welchem ein dielektrischer Streifen 19 auf einer dielektrischen Platte 20 montiert ist, die auf Ihrer Bodenfläche mit einer metallischen Grundebene 21 beschichtet ist. Ein invertierter Streifenleiter ist in Fig. 2B dargestellt, in welcher ein dielektrischer Streifen 22 sandwichartig zwischen der dielektrischen Platte 23 und der metallischen Grundebene 24 angeordnet ist. Ein Schlüsselmerkmal der planaren dielektrischen Strukturen liegt darin, daß sie sehr geringe Verluste bei Frequenzen haben, bei welchen die Aufbauten bzw. Strukturen gemäß den Fig. 1A bis 1D überhaupt nicht verwendet werden können. Planare dielektrische Wellenleiter sind deshalb bei optischen Frequenzen verwendet worden, welche den Infrarotbereich bis hin zum sichtbaren Bereich überspannen. Dies liegt teilweise an der völligen Abwesenheit von (elektrischen) Leitern oder der relativen Abgelegenheit der Leiteroberflächen von der sich ausbreitenden Energie.
Ein elementarer Weg zum Verständnis des Leitungsvorganges ist in Fig. 3 veranschaulicht. Wenn Licht in einem optisch dichteren Medium auf eine Zwischenfläche bzw. Grenzfläche zu einem relativ dünneren Medium trifft, so tritt totale innere Reflexion weg von der Grenzfläche auf, wenn der Einfallswinkel in dem dichteren Medium einen gewissen kritischen Winkel übersteigt. Dieser kritische Winkel ist charakteristisch für das Paar von Materialien, welche die Grenzfläche bilden. Wenn eine Scheibe aus einem optisch dichten Material, z. B. Glas, sandwichartig zwischen einem optisch dünneren Medium, z. B. Luft, angeordnet ist, so ist Wellenleitung durch totale innere Reflexion weg von beiden Grenzflächen möglich. Das optisch dichtere Medium wird die Führungsschicht genannt. Das angrenzende dünnere Medium wird Überzugs- oder Verkleidungsmaterial genannt. Der Aufbau wird zweckmäßigerweise Platten- oder Scheibenwellenleiter genannt.
Die planaren dielektrischen Aufbauten der Fig. 2A und 2B leiden jedoch unter der inhärenten Einschränkung, daß sie ein Mehrmodensystem bilden, indem sie alle zumindest zwei Moden tragen. Jeglicher Versuch, einen Einmodenbetrieb zu verwirklichen, führt üblicherweise zu einer Mode, die zu schwach durch die Struktur eingegrenzt wird, als daß sie irgendeinen praktischen Nutzen haben könnte. Die sehr schmale Trennung der Abschneidefrequenzen zwischen der dominanten TM&sub0;-Mode und den nächst höheren TE&sub0;-Moden zwingt dazu, daß man entweder eine sehr schmalbandige Wellenleiterstruktur oder eine Doppel- bzw. Zweimodenstruktur akzeptiert. Die Kopplung zwischen diesen beiden Moden kann zu hohem Strahlungsverlust an Diskontinuitäten und Biegungen führen ebenso wie zu einem erhöhten Ankoppeln an die Substratnebenmoden, die in Verbindung mit dem Mikrostreifen und dem dielektrischen Streifenwellenleiter erwähnt worden waren.
Ein zweiter Nachteil der planaren dielektrischen Strukturen ist ihre außerordentliche Empfindlichkeit auf den Zustand der Zwischenfläche bzw. Grenzfläche. Jegliche Rauheit in den Oberflächen der Führungs- oder Hüllmedien oder jegliche Blasen, die während des Verbindungsbzw. Verklebevorganges dazwischen eingeschlossen worden sind, können einen erheblichen Einfluß auf Verluste aufgrund von Zufallsstreuung an diesen Zentren an den Grenzflächen haben.
In Anbetracht des Vorstehenden werden jetzt die Einzelheiten der verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung betrachtet. Es wird zunächst auf Fig. 4 Bezug genommen, in welcher ein Substrat 30, dessen Dielektrizitätskonstante &epsi;s ist und dessen Dicke ds beträgt, an einer Seite, d. h. der Bodenseite, mit einer metallischen Grundschicht 31 plattiert ist. Die andere Seite oder Oberseite des Substrates 30 ist mit einer dielektrischen Führungsscheibenschicht 32 verbunden bzw. verklebt, deren Dielektrizitätskonstante &epsi;g ist und deren Dicke H ist. Ein im Vergleich dazu schmalerer dielektrischer Ladungsstreifen 33 der Breite W, der Dicke dl und der Dielektrizitätskonstanten &epsi;l ist auf die andere Seite oder Oberseite der Führungsscheibe 32 aufgeklebt. Die Ausbreitungsrichtung der elektrischen Energie ist entlang ihrer Längsachse. Die obere Fläche des Ladungs- bzw. Füllstreifens 33 ist mit einer relativ dünnen Metallschicht oder Beschichtung 34 plattiert, welche zumindest ein Drittel der Breite des Ladungsstreifens abdeckt und sich, je nach den Bedürfnissen des Benutzers, gleichförmig, periodisch oder aperiodisch entlang seiner Länge erstreckt.
Die Dielektrizitätskonstante &epsi;g der Führungsschicht 32 ist größer eingestellt sowohl als die Dielektrizitätskonstante es des Substrates 30 als auch größer als die Dielektrizitätskonstante &epsi;l des Streifens 33 aufgrund der Tatsache, daß die sich ausbreitende Energie das Medium mit der höchsten Dielektrizitätskonstante sucht. Die Art und Dicke der metallischen Grundschicht 31 und der metallischen Plattierungsschicht 34 sind nicht kritisch. Ein Wellenleiteraufbau gemäß der in Fig. 4 dargestellten Konfiguration ist mit einer Führungsscheibenschicht 32 aus RT "Duroid" 6010 hergestellt worden, wobei sowohl das dielektrische Substrat 30 als auch der Streifen 33 aus Aluminiumoxid waren. "Duroid" ist ein Warenzeichen der Rogers Corp. für gefülltes Tetrafluorethylen material. Die Dielektrizitätskonstanten und Abmessungen waren die folgenden:
&epsi;g = 10,6 &epsi;&sub0;
&epsi;l = &epsi;s = 9,7 &epsi;&sub0;,
wobei &epsi;&sub0; die Dielektrizitätskonstante des leeren Raumes ist, und
h = 0,635 mm (0,025 Zoll) und
dl = ds = 0,508 mm (0,020 Zoll).
Wenn die Dielektrizitätskonstanten des Substrates 30 und des Streifens 33 gleich sind, El = es, so ist das bevorzugte Verhältnis zwischen den jeweiligen Dicken d&sub5; und d&sub1; des Substrates und des Streifens zu derjenigen der Führungsscheibenschicht h näherungsweise 0,75. In dem oben beschriebenen Beispiel war das Dickenverhältnis aus praktischen Gründen auf 0,8 geändert worden.
Der Leitungsverlust in diesem Wellenleiter wurde bei 94 GHz gemessen und wurde zu nur 15,75 dB/m (0,4 db/Zoll) bestimmt, im Vergleich zu einem Verlust von 98,4 dB/m (2,5 db/Zoll), bei dieser Frequenz für Mikrostreifen, eine Verbesserung von nahezu 6 : 1.
Die Übertragungsleitung gemäß Fig. 4 verbindet die Breitbandeigenschaften des Mikrostreifens und die Charakteristik des geringen Verlustes von planaren dielektrischen Wellenleitern. Wie die planare dielektrische Wellenleitung hat sie keine "Seitenwände", so daß Streuverluste vermindert werden. Ohm'sche Leitungsverluste werden im wesentlichen unter diejenigen in einem äquivalenten Mikrostreifenaufbau reduziert, was den Betrieb bei höheren Frequenzen ermöglicht. Weiterhin nimmt der Betrag, um welchen sie reduziert werden, mit steigender Frequenz zu. In dem dargestellten Beispiel betragen die Leitungsverluste 56% des Mikrostreifenbeitrages bei 75 GHz. Bei 100 GHz betragen sie 33% des Mikrostreifenbeitrages. Dies ist ein bemerkenswertes Ergebnis, da es bekannt ist, daß Leitungsverluste mit steigender Frequenz ansteigen.
Es war bereits darauf hingewiesen worden, daß in den planaren dielektrischen Wellenleitern, einschließlich der streifengeladenen bzw. streifengefüllten Leiter, die dominante TM&sub0;-Mode nicht sehr weit von der TE&sub0;-Mode getrennt ist. Die Hinzufügung von metallischen Leitern 31 und 34 in der dargestellten Art und Weise ist besonders hervorzuheben im Rahmen der vorliegenden Erfindung, insofern, als die Trennung zwischen diesen Moden verbreitert bzw. vergrößert wird und damit einen Einmodenbetrieb über ein breiteres Band hinweg möglich ist. Die tatsächliche Trennung wird bestimmt durch das Verhältnis h/(ds + dl), d. h. ein größeres Verhältnis führt zu einer größeren Aufspaltung zwischen den Moden und damit zu einer größeren Betriebsbandbreite unabhängig von den gewählten dielektrischen Materialien, solange &epsi;s = &epsi;l ist. Die Bedingung für die Modentrennung ist etwas komplizierter aber dennoch berechenbar, wenn &epsi;l ≠ &epsi;l ist. In jedem Fall ist die dominante Mode die TM&sub0;-Mode, deren Polarisation derart ist, daß das elektrische Feld weitgehend rechtwinklig zu den metallischen Leitern steht, wie es erforderlich ist. Dieses ganze Phänomen ist vorher nicht erkannt worden. Außerdem dient der obere Leitungsstreifen 34 als Reflektor, um die sich ausbreitende Energie auf die Region I der dielektrischen Schichten auch bei niedrigen Frequenzen einzugrenzen. Die Substratmoden in den "Flügeln" des Aufbaues (Bereich 2), haben derartige Eingrenzungsmittel nicht. Dementsprechend nimmt die effektive dielektrische Konstante der Flügel mit der Frequenz ab, während sie in dem Bereich unter dem Streifen im wesentlichen konstant bleibt. Dieser Unterschied in den effektiven dielektrischen Konstanten ist es, was die Eingrenzung der sich ausbreitenden Energie hervorruft, die deshalb auch bei niedrigen Frequenzen und bei Gleichstrom gut geführt wird.
Die Dicke des Mikrostreifensubstrates 11 des in Fig. 1 dargestellten, bereits früher bekannten Aufbaues ist begrenzt wegen des Erfordernisses, die Nebenmoden des Substrates zu unterdrücken, wie bereits angedeutet. Die problematischste unter diesen Moden ist die TE&sub0;-Mode für ein geerdete, dielektrische Platte bzw. Scheibe. Der in Fig. 4 dargestellte Aufbau unterdrückt andererseits die Ausbreitung dieser TE&sub0;-Mode und erlaubt damit die Verwendung dickerer Substrate 30 bei einer gegebenen Betriebsfrequenz als dies mit einem vergleichbaren Mikrostreifenleiter möglich wäre. Im Ergebnis werden Verluste an Biegungen des Wellenleiters und an Wellenleiterdiskontinuitäten beträchtlich reduziert.
Wie durch das vorstehende Beispiel veranschaulicht, sind die Abmessungen des Wellenleiters (Fig. 4) beim Frequenzbereich von 75 bis 100 GHz größer als diejenigen eines Mikrostreifenaufbaues (Fig. 1), der für diesen Bereich ausgestaltet ist.
Die Wahl der Dicke h der Leitungsschicht 32, der Dicke ds des Substratdielektrikums 30 und der Dicke dl des Lade- bzw. Füllstreifens 33 wird bestimmt durch die gewünschte Betriebsfrequenz und durch die Dielektrizitätskonstanten &epsi;g, &epsi;s und &epsi;l. Bei einer gegebenen Frequenz führt eine größere Differenz &epsi;g-&epsi;s oder &epsi;gω&epsi;l zu kleineren Werten von h, ds bzw. dl. Wenn beispielsweise &epsi;s = &epsi;l = 6,6 &epsi;o, was BeO entspricht, und &epsi;g = 12,9 &epsi;&sub0; ist, was GaAs entspricht, dann ist h = 0,305 mm (0,012 Zoll) und ds = dl = 0,254 mm (0,010 Zoll), um eine Wellenleiterstruktur von identisch er Funktionsfähigkeit wie derjenigen in dem vorher bezeichneten Beispiel entspricht. Insofern wird also der Vorteil des dickeren Materials teilweise aufgegeben, wenn eine große dielektrische Diskontinuität an den relevanten Zwischenflächen bzw. Grenzflächen vorhanden ist.
Jedes der dielektrischen Elemente 30, 32 und 33 des in Fig. 4 dargestellten Aufbaues kann ein Halbleiter sein. Ein weiteres unerwartetes Ergebnis, das sich aus einer Betrachtung des neuen Aufbaues ergibt, insbesondere wenn Halbleiter verwendet werden, ist ein Verfahren zum Erregen der dominanten Mode. Die konventionelle Shunt- und Serienerregung in Mikrostreifenleitungen ist wohlbekannt. In der vorliegenden Führung bzw. Leitung gemäß der vorliegenden Erfindung existiert jedoch eine weitere Erregungsmethode. Die Erregungsquelle kann an der Zwischenfläche bzw. Grenzfläche 29 zwischen der Führungsschicht 32 und dem Substratdielektrikum 30 oder an der Grenzfläche 31 zwischen der Führungsschicht 32 und dem Streifen 33 angeordnet sein. Die Erregungsquelle sollte so orientiert sein, daß ihre Stromtransportrichtung parallel zur gewünschten Ausbreitungsrichtung der Energie, d. h. parallel zur Längsachse des Streifens verläuft.
Dieses Verfahren der Erregung ist zweckmäßig, weil: (i) Die Grenzfläche 29 oder 31 der natürliche Ort für eine auf einer Halbleiterführungsschicht 32 integrierten Einrichtung ist, und (ii) das Substrat 30 und der Streifen 33 eine Gleichstromisolierung der (elektrischen) Leiter 31 und 34 der Übertragungsleitung von einer solchen Einrichtung bereitstellen. Dies ist ein zweckmäßiges Merkmal, welches zu der Flexibilität hinsichtlich der Gestaltung des Aufbaues hinzukommt.
In vielfacher Hinsicht bildet die Übertragungsleitung gemäß Fig. 4 einen Mikrostreifen nach, wobei die Enge der Anpassung bzw. Nachbildung der Kontrolle des Gestalters bzw. Designers unterliegt. Bei niedrigen Frequenzen ist ihr Verhalten mit der Mikrostreifenleitung identisch. Im Ergebnis kann der Aufbau bzw. die Struktur gemäß der vorliegenden Erfindung als eine Einrichtung für das Ausdehnen der Betriebsfrequenz von Mikrostreifenschaltkreisen betrachtet werden, ohne daß man die Substratdicke ändern muß. Eine 1 ,778 mm (0,07 Zoll) dicke, konventionelle Mikrostreifenkonfiguration ist nur im Bereich von Gleichstrom bis 14 GHz verwendbar, während die dielektrische Verbundscheibe von 1 ,778 mm (0,07 Zoll) gemäß der vorliegenden Erfindung und wie in dem Ausgestaltungsbeispiel oben dargestellt, von Gleichstrom bis hin zu 100 GHz verwendbar ist.
Die charakteristische Impedanz der in Fig. 4 dargestellten Übertragungsleitung wird in erster Linie durch das Verhältnis der Breite W des Füllstreifens 33 zu der effektiven Dicke der Führungsschicht festgelegt (die immer etwas größer ist als die tatsächliche Dicke h), solange die Breite im Vergleich zur Wellenlänge klein ist. Änderungen in der Breite W können auch verwendet werden, um Impedanzanpassung und Frequenzfilterung bereitzustellen. Für Breiten, die mit der Wellenlänge vergleichbar oder größer als diese sind, ist keine komplizierte Feldanalyse erforderlich, um das Impedanzniveau festzulegen, welches von der Betriebsfrequenz abhängt. Diese Änderung braucht jedoch nicht sehr groß zu sein. In dem dargestellten Ausgestaltungsbeispiel wird eine 50 Φ Leitung bei 75 GHz zu einer 64 Φ Leitung bei 100 GHz. Kleinere Veränderungen in der Impedanz bei anderen Ausgestaltungen sind auf Kosten eines höheren Leitungsverlustes möglich.
In dem Aufbau gemäß Fig. 4 breitet sich ein beträchtlicher Energiebetrag in den Führungs- und Substratschichten 32 und 30 aus, wo keine "Seitenwand"-Verluste festzustellen sind. Ein kleinerer Energieanteil befindet sich in dem Füllstreifen 33. Diese Energie ist jedoch einem Seitenwandstreuverlust ausgesetzt. Außerdem sind die Felder an der Kante bzw. am Rand des Leitungsstreifens 34 relativ größer, so daß die Streuverluste größer sein könnten.
Eine Lösung dieses Problems liegt darin, die Seiten des dielektrischen Füllstreifens 33 verjüngt aufeinanderzulaufen zu lassen, so daß sein Querschnitt nicht mehr rechtwinklig ist. Fig. 5 zeigt den speziellen Fall einer symmetrischen, linearen Abschrägung, so daß der Füllstreifen 36 den Querschnitt eines gleichschenkligen Trapezes hat. Die übrige Konfiguration ist ähnlich der zuvor bezüglich Fig. 4 beschriebenen. Der Streifen 36 ruht auf einer Führungsplattenschicht 37, die ihrerseits auf einer dielektrischen Substratschicht 38 befestigt ist. Die Grundebene 39 ist am Boden der Schicht 38 beschichtet, während eine Metallplattlerungsschicht 40 auf der oberen Fläche des (im Querschnitt) sich verjüngenden Füllstreifens 36 gebildet ist. Eine Vielfalt anderer Verjüngungsformen kann ebenfalls für den Streifen 36 verwendet werden, wie z. B. konkave und konvexe kreisförmige, konkave und konvexe hyperbolische, exponentielle Formen etc.
Die Technik des Verjüngens bzw. Abschrägens des Streifens 36 hat einige zusätzliche latente Vorteile: (i) Sie erlaubt einen größeren Bereich von elektrischen Leitungsbreiten und kann verwirklicht werden, ohne daß man das mechanische Problem der Montage von sehr dünnen Streifen mit ihrer Kante auf der Führungsschicht hat, (ii) die abgeschrägten bzw. verjüngt verlaufenden Seiten machen die Diskontinuität bzw. den scharfen Übergang an der Kante des Streifens "weich". Dies hat den Effekt, daß die Energie in Richtung auf das Zentrum des Streifens fokussiert wird. Dieser Fokussierungseffekt wird noch gesteigert, wenn die Verjüngung bzw. Abschrägung derart ist, daß die Neigung an jedem Punkt der Abschrägung relativ zur Vertikalen größer als der kritische Winkel für diese Zwischenfläche ist. Die verjüngt zulaufenden Seiten vergrößern auch die Trennung bzw. den Abstand zwischen den TE&sub0;- und TM&sub0;-Moden über den zuvor beschriebenen Effekt hinaus. Damit ist eine breitere Betriebsbandbreite zulässig. Wahlweise können auch für eine gegebene Betriebsbandbreite die Leitungsverluste noch weiter reduziert werden.
Einer der vermuteten Nachteile ist die Empfindlichkeit der sich ausbreitenden Energie auf Ungenauigkeiten der sich verjüngenden Seiten. Es ist davon auszugehen, daß dies für Leitungen mit großer Impedanz (schmale Leiterbreite) kritischer ist. Jedoch hat eine solche Empfindlichkeit (hier) einen kleineren Einfluß als irgendein entsprechender Effekt in einem zu vergleichenden, planaren dielektrischen Wellenleiter. Die große Bandbreite, die durch den Wellenleiter der vorliegenden Erfindung bereitgestellt wird, macht das Medium ideal geeignet für digitale Übertragung.
Zusätzlich kann eine oder können mehrere der dielektrischen Schichten 30, 32, 33 gemäß Fig. 4 durch ein nicht wechselwirkendes Medium bzw. nicht reziprokes Medium ersetzt werden, einschließlich beispielsweise eines Ferroelektrikums oder eines ferromagnetischen Materials, wie z. B. Bariumtitanat oder einem Ferrit. Die relativ kleinen Volumina, in welchen die sich ausbreitenden Wellen eingeschlossen sind, würden es erlauben, kleinere Beträge an Steuerenergie zu verwenden und dennoch die Dichte der Steuerenergie (Energie/Volumen) auf genügend hohem Niveau aufrechtzuerhalten, um die geleitete Energie zu handhaben. In der Praxis bedeutet dies, daß man kleinere magnetische Feldstärken verwenden kann, um die Hochfrequenzenergie in Einrichtungen, wie z. B. in Ferritfasenschiebern und Modulatoren ebenso wie in Zirkulatoren und Isolatoren zu manipulieren bzw. zu handhaben.
Das Wärmeabfuhrproblem, welches früher bereits erwähnt worden war, kann in wirksamerer Weise beseitigt werden unter Verwendung von Materialien, wie z. B. BeO für das Substratdielektrikum und/oder den dielektrischen Streifen, welche elektrische Isolatoren jedoch thermisch leitfähig sind. Da diese Materialien in direkten Kontakt mit der die Energie erzeugenden Einrichtung gebracht werden können, können sie als kleiner thermischer Widerstandsweg zwischen der Einrichtung und einer Wärmesenke dienen.
Es versteht sich außerdem, daß Halbleitermaterialien als eine der Schichten, wie z. B. als die Füllschicht 33, in dem in Fig. 4 dargestellten Übertragungsleitungsaufbau verwendet werden können. Halbleitermaterialien können als eine oder als mehrere der Schichten verwendet werden. Dies schließt selbst die Führungsschicht 32 ein. Weiterhin können aktive und passive Quellen in den Halbleiter integriert werden. Aktive Einrichtungen sollten so ausgerichtet sein, daß ihr Strompfad kolinear mit der Längsachse der Übertragungsleitung ist, so daß die Energie in effektiver Weise in die Leitung ein- und ausgekoppelt werden kann. Die Wellenleiterstruktur der vorliegenden Erfindung hat also das Potential für die Verwirklichung eines vollständigen Schaltkreises und von Systemfunktionen auf einem einzelnen Halbleiterblättchen bzw. -wafer; mit anderen Worten, sie ist kompatibel mit einer monolithischen Integration.
Damit ist ein Scheiben- bzw. Plattentyp eines Aufbaues für eine Übertragungsleitung für Millimeterwellen dargestellt und beschrieben worden.

Claims

1. Übertragungsleitungsaufbau mit:

(a) einer ersten dielektrischen Schicht (30) einer vorbestimmten Dicke (ds) und einer Dielektrizitätskonstante &epsi;s und mit parallelen oberen und unteren Flächen,

(b) einer leitfähigen Grundebene (31) auf der unteren Fläche der ersten dielektrischen Schicht,

(c) einer zweiten dielektrischen Schicht (32) von vorbestimmter Dicke (h) und Dielektrizitätskonstanten &epsi;g wobei &epsi;g > &epsi;s, und welche parallele obere und untere Flächen hat und mit der Bodenfläche der zweiten dielektrischen Schicht an der Oberseite der ersten dielektrischen Schicht angebracht ist,

(d) zumindest einer länglichen und relativ schmalen, dritten dielektrischen Schicht (33) einer Dicke (dl) und einer Dielektrizitätskonstanten &epsi;l, wobei &epsi;g > &epsi;l, welche parallele Ober- und Unterseiten hat, wobei die Unterseite an der Oberseite der zweiten dielektrischen Schicht angebracht ist, und gekennzeichnet durch

(e) eine leitfähige Beschichtung (34) auf der Oberseite der dritten dielektrischen Schicht (33), wodurch eine Einmodenausbreitung (Propagation) über ein relativ breites Band hinweg möglich ist und Strahlungsverluste aufgrund des Ankoppelns der gewünschten Mode an die Substratmoden und die Leiter reduziert werden, und die Polarisation der dominanten TM&sub0;&sub1; -Mode derart ist, daß sie den Aufbau relativ unempfindlich auf kleine Abweichungen von der Parallelität zwischen den verschiedenen Zwischenflächen bzw. Lagen macht.

2. Übertragungsleitungsaufbau nach Anspruch 1, wobei die erste dielektrische Schicht (30) eine Substratschicht aufweist, die zweite dielektrische Schicht (32) eine Führungsplattenschicht aufweist, welche gemeinsam mit der Substratschicht vorhanden ist, und die dritte dielektrische Schicht (33) eine dielektrische Ladungsstreifenschicht aufweist, die eine Breite hat, welche beträchtlich geringer ist als die Breite der Substrat- und der Führungsschicht.

3. Übertragungsleitungsaufbau nach Anspruch 2, wobei die leitfähige Beschichtung (34) zumindest teilweise die Oberseite der dielektrischen Ladungsstreifenschicht abdeckt.

4. Übertragungsleitungsaufbau nach Anspruch 2, wobei die leitfähige Beschichtung (34) zumindest ein Drittel der Breite der Oberseite der Ladungsstreifenschicht (33) abdeckt.

5. Übertragungsleitungsaufbau nach Anspruch 2, wobei die leitfähige Beschichtung (34) sich gleichförmig, periodisch oder aperiodisch entlang ihrer Länge erstreckt.

6. Übertragungsleitungsaufbau nach Anspruch 2, wobei zumindest eine der Schichten eine Schicht aus einem halbleitenden Material aufweist.

7. Übertragungsleitungsaufbau nach Anspruch 2, wobei zumindest eine der Schichten ein nicht reziprokes Medium aufweist.

8. Übertragungsleitungsaufbau nach Anspruch 2, wobei zumindest eine der Schichten zusätzlich thermisch leitfähig ist.

9. Übertragungsleitungsaufbau nach Anspruch 2, wobei die Breite der Ladungsstreifenschicht (33) wahlweise geändert wird, um eine Impedanzanpassung und Frequenzfilterung bereitzustellen.

10. Übertragungsleitungsaufbau nach Anspruch 2, wobei die Ladungsstreifenschicht (33) ein Paar paralleler Seitenflächen aufweist.

11. Übertragungsleitungsaufbau nach Anspruch 2, wobei die Ladungsstreifenschicht (33) ein Paar nicht paralleler Seitenflächen aufweist.

12. Übertragungsleitungsaufbau nach Anspruch 2, wobei die Ladungsstreifenschicht (33) ein Paar von verjüngt aufeinanderzulaufenden Seitenflächen aufweist.