DE3514981A1 - Verfahren zum verzerrungsfreien digitalen sieben fuer eine abtastvorrichtung und filter fuer eine nach diesem verfahren arbeitende abtastvorrichtung - Google Patents

Description

PRINZ, LEISER, BUNKE & PARTNER

Patentanwälte EiirODean Patent Attorneys -

München η Stuttgart 3 514981

23. April 1985 ch-un

SEDEME

11, rue Simonet

75013 Paris /Frankreich

Unser Zeichen: 3 3265

Verfahren zum verzerrungsfreien digitalen Sieben für eine Abtastvorrichtung und Filter für eine nach diesem Verfahren arbeitende Abtastvorrichtung

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum verzerrungsfreien digitalen Sieben für eine Abtastvorrichtung und ein nach diesem Verfahren arbeitendes Filter. Sie hat auch die Verbesserung von Speichern zum Gegenstand, die Abtastfilter enthalten.

Üblicherweise tastet ein Abtastspeicher in bestimmten und im allgemeinen gleichen Zeitintervallen den Wert eines zu speichernden Analogsignals ab. Dieser Wert wird dann gespeichert entweder in grafischer Form in Druckerspeichern

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oder in digitaler Form in digitalen Speichern. Das Analogsignal am Eingang einer Abtastvorrichtung muß analog so gesiebt werden, daß es keine Frequenzen enthält, die höher sind als die Hälfte der Abtastfrequenz. Auf diese Weise soll das bekannte Phänomen der Verzerrung des Frequenzbands vermieden werden.

Eine Verzerrung des Frequenzbands tritt dann auf, wenn das Frequenzspektrum eines abzutastenden Signals Frequenzen enthält, die höher sind als die halbe Abtastfrequenz. Vereinfacht könnte man sagen, daß das Spektrum des abgetasteten Signals daher den Spektrumteil des abzutastenden Signals, der niedriger als die halbe Abtastfrequenz ist, enthält und zusätzlich den symmetrisch zur halben Abtastfrequenz liegenden Spektrumteil des abzutastenden Signals, der höhere Frequenzen als die halbe Abtastfrequenz umfaßt. Infolgedessen müssen die den Abtastvorrichtungen vorgeschalteten analog wirkenden Filter einen Bandpaß mit einem Durchlaßbereich aufweisen, der von der Frequenz Null bis zu einer Frequenz reicht, die so nahe wie möglich an der halben Abtastfrequenz liegt. Sie müssen darüber hinaus die höheren Frequenzen vollständig sperren.

Außerdem ruft bei den Bandpässen die Phasenverschiebung, die sich mit der durch die Filter eingeführten Frequenz ändert, eine Verzerrung der abzutastenden Signale hervor. Dies ist für den späteren Betrieb der Speicher nachteilig. Bekanntlich wird ein Signal nur dann unverändert durch ein Filter übertragen, falls das Filter im Bereich des Frequenzbands dieses Signals lediglich eine linear von der Frequenz abhängige Phasenverschiebung einführt. Unter dieser Bedingung wird das Signal durch das Filter mit einer gewissen Verzögerung übertragen, die auf eine gleiche Weise auf alle Frequenzen des Spektrums einwirkt. So verhält es sich aber nie, und die Phasenverschiebung ist keine

lineare Funktion der Frequenz. Infolgedessen werden die verschiedenen Spektrumbestandteile des Signals zu einem bestimmten Augenblick mit veränderlichen Verzögerungen übertragen, die von der Frequenz dieser Bestandteile abhängen. Im allgemeinen werden die höheren Frequenzbestandteile stärker verzögert als die niedrigeren Frequenzbestandteile... Daraus ergibt sich, daß zu einem bestimmten Zeitpunkt die Abtastung des gefilterten Signalwerts, vereinfacht gesagt, einem abzutastenden Signalwert entspricht, der um eine der Filterverzögerung gleichen Zeit vor dem Abtastzeitpunkt lag. Für die hohen Frequenzen entspricht diese Abtastung einem Abtastsignal zu einem noch weiter davor liegenden Zeitpunkt. Einfacher gesagt: die niederfrequenten Spektrumbestandteile des Signals zu einem Zeitpunkt t werden zu einem Zeitpunkt t + T abgetastet, wobei T die Filterverzögerung ist, während die höherfrequenten Spektrumbestandteile dieses Signals zum Zeitpunkt t erst zu einem späteren Zeitpunkt als t + T abgetastet werden.

Diese Überlegungen könnten einen zu dem Schluß verleiten, daß die Verwendung eines Tiefpasses trotz der Phasenverzerrungen, die er einführt, ein notwendiges Übel ist. Es muß dazu aber darauf hingewiesen werden, daß man die Abtastfrequenz abhängig von dem einzuspeichernden Analogsignal in einem weiten Frequenzbereich wählen können muß. In der Tat ist ein Abtastspeicher ein Meßinstrument, das sich den Wünschen der Benutzer anpassen läßt. Üblicherweise liegt der Frequenzumfang eines Abtastspeichers in der Größenordnung von 10 . Infolgedessen sollte die Eckfrequenz des verzerrungsfreien Analog-Filters, das der Abtastvorrichtung vorgeschaltet ist, in diesem gleichen Bereich gewählt werden können.

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Wegen der Schwierigkeit und der Kosten der Herstellung ist ein solches Filter daher nur selten in digitalen Signalspeichern enthalten. Wenn die Speicher mit einem solchen Filter ausgerüstet sind, bleiben die mit der Phasenverzerrung verbundenen Signalverzerrungen selbstverständlich erhalten.

Das Verfahren zum Sieben und das Abtastfilter gemäß der Erfindung sollen den genannten Nachteilen abhelfen dadurch, daß die Filtereckfrequenz innerhalb des Spektrumbereichs verschoben wird und daß vor und nach dem Zeitpunkt des Abtastens die Abtastimpulse so wieder zusammengesetzt werden, daß der Abtastwert in Bezug auf den Abtastzeitpunkt des Signals mit einer konstanten Verzögerung versehen ist.

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum verzerrungsfreien Sieben, in dem

- von einem Taktgeber periodisch Impulse ausgesandt werden,

- die Spektrumanteile eines Abtastsignals, die über der halben Frequenz des Taktgebersignals liegen, herausgefiltert werden,

- die Analyseergebnisse im Takt des Taktgebersignals mit Hilfe eines Analog-Digital-Wandlers, der das gesiebte Signal empfängt, abgeliefert werden.

Das Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, daß

- eine Abtastfrequenz, die kleiner ist als die Frequenz der Taktgebersignale, bestimmt wird,

- die Analyseergebnisse, geliefert vom Wandler im Verlauf eines Zeitraums, der doppelt so lange dauert wie eine Abtastperiode, miteinander kombiniert werden.

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Die Erfindung betrifft auch ein verzerrungsfreies Filter für eine Abtastvorrichtung zum Empfang eines Abtastsignals. Das Filter umfaßt einen Analog-Digital-Wandler, der durch periodische Impulse eines Taktgebers gesteuert wird. Mit dem Filter werden bei jedem Taktimpuls Analyseergebnisse gewonnen. Dem Filter ist ein Tiefpaß zum Ausfiltern derjenigen Spektrumanteile des Abtastsignals vorgeschaltet, die über der halben Frequenz des Taktgebersignals liegen.

Das Filter ist gekennzeichnet durch Mittel, die Frequenz der Taktgebersignale über die Frequenz der zu erzeugenden Abtastung zu legen, und durch Mittel zum Bestimmen des Abtastwerts mit Hilfe des Analog-Digital-Wandlers aus einer Mischung von gewonnenen Analyseergebnissen während einer Zeitspanne, die doppelt so lang wie eine Abtastperiode ist.

Die Erfindung wird an Hand der nachfolgenden Beschreibung in Verbindung mit den zugehörigen Zeichnungsfiguren näher erläutert. Die Erfindung soll dadurch aber nicht eingeschränkt werden. Es zeigen:

- Figur 1 eine Abtastvorrichtung nach der Erfindung,

- die Figuren 2 a und 2 b Spektren und Zeitdiagramme von Signalen, wie sie in der erfindungsgemäßen Einrichtung auftreten, und

- Figur 3 eine Variante der erfindungsgemäßen Abtastvorrichtung.

Figur 1 zeigt eine Abtastvorrichtung 1, die mit einem verzerrungsfreien Filter 2 gemäß der Erfindung versehen ist. Das Diagramm A der Figur 2 a zeigt den Vorgang der Frequenzbandverzerrung. Das Festlegen einer Abtastfrequenz f erfordert, daß das Spektrum eines Abtastsignals E keine Spektrumkomponenten enthalten darf, die größer sind als

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eine Eckfrequenz f . Die Eckfrequenz f ist dabei halb so groß wie die Abtastfrequenz f . Das Spektrum von E enthält nun aber solche Bestandteile, sie sind in der Figur 2 a horizontal schraffiert gezeichnet. Beim Fehlen eines verzerrungsfreien Filters tauchen die Bestandteile im Spektrum des abgetasteten Signals wieder auf, und zwar so, als ob sie symmetrisch um die Eckfrequenz f verschoben worden wären; sie sind senkrecht schraffiert. Bei einer Anwendung der Uberlagerungstheorie finden sich die Spektrumbestandteile des Abtastsignals, die knapp unterhalb der Frequenz f liegen, unerwartet wieder und leisten ihren Beitrag zur Verzerrung. Das Abtastergebnis ist daher verfälscht.

Die Abtastvorrichtung gemäß der Erfindung umfaßt üblicherweise einen Analog-Digital-Wandler 3- Der Wandler 3 wird durch periodische Impulse 4- einer Signalfolge H gesteuert. Die Signalfolge H gibt ein Taktgeber 5 ab, der einen Oscillator enthalten kann. Das abzutastende Signal E wird an den Wandler 3 mit Hilfe eines Tiefpasses 6 übertragen, der diejenigen Spektrumanteile des Signals E unterdrückt, die über der halben Frequenz des Signals H liegen. Ein erstes Kennzeichen der Erfindung ist, daß die Frequenz f, des Taktgebersignals H über der gegebenenfalls gewünschten Abtastfrequenz f_ö liegt. Das Diagramm B in Figur 2 a zeigt, daß die Frequenz f, etwa fünf mal so hoch ist wie die Frequenz f . Wie man später noch sehen wird, ist f, in der erfindungsgemäßen Abtastvorrichtung konstant, f kann abhängig von dem Signal, das man abzutasten versucht, variieren. In einem Ausführungsbeispiel ist f, in der Größenordnung von 30 Megahertz und die Abtast-Nennfrequenz der Abtastvorrichtung begrenzt auf 15 Megahertz.

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Die Kurve B in Figur 2 a zeigt die Spektralempfindlichkeit des Filters 6. Von den Spektralanteilen des Signals E werden nur diejenigen durch dieses Filter übertragen, die unterhalb der Eckfrequenz des Filters liegeni Diese Eckfrequenz selbst liegt knapp unterhalb der halben Taktfrequenz f, . Interessanterweise verursacht das Filter keine Phasenverzerrungen bei den Spektralanteilen des Signals E, die unterhalb der halben Abtastfrequenz f liegen. Wie auch immer dieses Filter realisiert wird, beispielsweise durch ein Tschebyscheff-Filter, erfahren tatsächlich die Phasen der tiefen Frequenzen des übertragenen Signals nicht die stärksten Drehungen. Man kann sogar in Betracht ziehen, daß bei solchen Filtern für Frequenzen, die unterhalb dem Fünffachen ihrer Eckfrequenz f^/2 liegen, sich die Phasendrehung linear mit der Frequenz ändert. Infolgedessen unterliegen die verwendbaren Bestandteile des Signals E, die man bei der Abtastung wiederzufinden versucht, unter diesem Gesichtspunkt keiner Änderung.

Im Zeitdiagramm U in Figur 2 b ist das Signal E dargestellt und auch die mit dem Wandler 5 gewonnenen Analyseergebnisse, sie sind durch Punkte 7 symbolisiert. Die analoge Darstellung der Ergebnisse 7. darf nicht vergessen lassen, daß die Ergebnisse in Wirklichkeit vom Wandler $ in digitaler Form zur Verfügung gestellt werden. Diese Darstellung bietet sich jedoch als bequem zum Erläutern des folgenden an.* Die Ergebnisse 7 werden bei der Signalfrequenz H gewonnen und sind also voneinander durch ein Taktintervall T-, getrennt. Das Taktintervall T. ist der Kehrwert der Taktgeberfrequenz f, . Im Diagramm U sind die gewonnenen Ergebnisse während zwei aufeinanderfolgenden Abtastperioden T dargestellt. Die Periode T_ ist der Kehrwert der benützten Abtastfrequenz. Was letztlich von der erfindungsgemäßen Abtastvorrichtung gefordert wird, ist das Erzeugen von Abtastwerten zu den

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Zeitpunkten t_n_^, t_Q, t_n+/p und so weiter, jeweils voneinander getrennt durch gleiche Zeiträume T . Das zweite Kennzeichen der Erfindung ist also das Mischen der mit dem Wandler 3 zwischen den Zeitpunkten t . und t y, gewonnenen Gruppe von Ergebnissen 7 um den wirklichen Abtastwert des Signals E zum Zeitpunkt t zu ermitteln. Bei einem einfachen Ausführungsbeispiel besteht dieses Mischen aus einer Addition der Gruppe dieses verschiedenen Ergebnisse. Ohne im einzelnen auf die Realisierung einer solchen Addition einzugehen, werden im folgenden die Auswirkungen beschrieben.

Zum Ersten bewirkt die Mischung das Bilden eines Filters mit einer Sperrfrequenz bei der halben Abtastfrequenz f_/2. Diese Eigenschaft ist im Diagramm 0 der Figur 2 a gezeigt, dort geht die Durchlaßkurve des digitalen Filters, das durch diese Mischung gebildet wird, bei der Frequenz f_e/2 durch Null. Eine einfache Erklärung dazu zeigt das Diagramm U der Figur 2b. Angenommen, daß das Signal E zwischen dem Zeitpunkt % * und dem Zeitpunkt t /. eine konstante Komponente enthält, die mit einer reinen Sinuskurve der Frequenz f_o/2 überlagert ist - deren Periode also zweimal T ist - , dann stellt man fest, daß der von dieser reinen Sinuskurve beigesteuerte Anteil Null wird, wenn man den

Werte;
Mittelwert aller/wahrend dieser Zeitspanne 2 T nimmt. Tatsächlich ist ja der Mittelwert einer Sinuskurve über einer Periode dieses Signals Null. Die Sperrfrequenz des realisierten Filters ist festgelegt durch die Zeitspanne, während der man die über den Wandler 3 gewonnenen Ergebnisse 7 zum Mischen sammelt. Aufgrund des Diagramms U kann man auf die.gleiche Weise feststellen, daß es eine weitere Sperrfrequenz für alle Spektrumkomponenten gibt. Die Frequenz dieser Sperrfrequenz ist ein Vielfaches der Hälfte der verwendeten Abtastfrequenz. Das numerische Filter, das

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aus einer solchen Kombination gebildet ist, hat zwischen jeder Sperrfrequenz einen von Null verschiedenen FiItergewinn. Man kann ausrechnen, daß die Maxima dieser FiItergewinne zwischen jedem Vielfachen der Sperrfrequenz nach einer Kurve K abnehmen. Die Kurve K ist gestrichelt gezeichnet und weist, von der ersten Filtersperrfrequenz ausgehend, eine Neigung von 12 dB pro Oktave auf. Im folgenden wird gezeigt, daß die von den Bestandteilen des Signals E, die sich zwischen zwei aufeinanderfolgenden Vielfachen der halben Abtastfrequenz befinden, zur Verzerrung vernachlässigbar sind.

Zum Zweiten wird Juan, was die Phase der verschiedenen Spektrumbestandteile betrifft, bemerken, daß das Zurückhalten der mit dem Wandler 3 gewonnenen Ergebnisse bis zum Zeitpunkt t + T es erlaubt, den einzelnen Spektrumbestandteilen Rechnung zu tragen. Es sind diejenigen Spektrumbestandteile, die nahe an der halben Abtastfrequenz liegen und daher am meisten verzögert werden. Unter diesem Gesichtspunkt ist die Verzögerung T ein Faustpfand für die Beseitigung der Störungen, die an den Phasenverschiebungen Schuld sind. Die Verzögerung T wird beim Ermitteln des..-wahren Abtastwerts eines Signals E zu einem Zeitpunkt t eingeführt, sie ist unabhängig von dem jeweils in Betracht gezogenen Spektrumbestandteil konstant. Die Mischung der Ergebnisse 7 kann daher verstanden werden als ein Integral des Signalwerts E während einer Zeitspanne 2 T₀.

Dies unterscheidet die erfindungsgemäße Abtastvorrichtung von den üblichen Abtastvorrichtungen, bei denen bei jedem Abtastvorgang der Momentanwert des gesiebten Signals abgetastet wird, ohne die späteren Veränderungen dieses Signals bis zur folgenden Abtastung in Rechnung zu stellen. Tatsächlich hat man erkannt, daß gerade die späteren Veränderungen charakteristisch für die am stärksten verzögerten Spektrumbestandteile sind.

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Das verzerrungsfreie Digital-Filter 2 der Erfindung umfaßt im wesentlichen eine Speichereinrichtung 8 zum Speichern der Ergebnisse, die vom Wandler 3 während einer Zeitdauer gewonnen wurden, die gleich einer Abtastperiode ist. Die Speichereinrichtung 8 enthält einen Addierer 9 mit einer ersten Gruppe von Eingängen 10. Die mit dem W_andler 3 hei jedem Taktgebersignal gewonnenen Analyseergebnisse werden diesen Eingängen 10 in binärer Form zugeführt. Über eine zweite Gruppe von Eingängen 11 empfängt der Addierer 9 Binärwerte, die in einem Zwischenspeicher 12 enthalten sind. Der Zwischenspeicher 12 wird zu Beginn jeder Abtastperiode auf Null zurückgestellt durch ein periodisches Signal mit der Abtastfrequenz. Dieses periodische Abtastsignal setzt den Zwischenspeicher über seinen Setzeingang BAZ mit dem ersten Impuls des Signals H des Zeitgebers 4. Das erste Ergebnis 7 das in den Addierer 9 gelangt, wird trotzdem zum Zwischenspeicher 12, der mit diesem Addierer verbunden ist, übertragen. Beim zweiten Impuls des Taktgebers 4 erscheint das zweite Untersuchungsergebnis an den Eingängen 10 des Addierers 9 · Das erste Ergebnis wird durch die Ausgänge des Zwischenspeichers 12 an den Eingängen 11 des Addierers 9 dargestellt. Auf ein Zeitgebersignal wird die Summe dieser beiden ersten Untersuchungsergebnisse an den Zwischenspeicher 12 übertragen. Das geht so weiter bis zum letzten Ergebnis 7 das vor einem zweiten Abtastimpuls gewonnen wird. In diesem Moment enthält der Zwischenspeicher 12 einen Digitalwert, der die Summe der während einer Abtastperiode T gewonnenen Untersuchungsergebnisse darstellt.

Die Ausgänge des Zwischenspeichers 12 sind übrigens parallel mit Eingängen eines ersten Speicherregisters 13 verbunden. Bei jedem Abtastimpuls übernimmt das R_egister 13 den Inhalt des Zwischenspeichers 12. Anders ausgedrückt, beim Eintreffen

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des zweiten Impulses der Abtastfrequenz enthält das Register 12 die zwischengespeicherten Ergebnisse, die zwischen dem ersten und dem zweiten Abtastimpuls gewonnen wurden. Der Zwischenspeicher 12 wird dann wieder auf Null zurückgesetzt. Um zu vermeiden, daß das Register 13 den Inhalt des Zwischenspeichers 12 in dem Augenblick übernimmt, in dem es auf Null gesetzt wird, kann der Abtastimpuls zum Setzeingang RAZ des Registers 12 mit einer leichten Verzögerung übertragen werden. Das gilt auch für die Takte, die dem Addierer 9 und dem Register zum Durchführen der Speicherung zugeführt werden. Die Auswahl der Schaltkreise, die diese Verzögerungen bewirken, hängt von der Technologie jedes der Elemente 9* 12 und ab. Ihre Verwendung ist gegebenenfalls eine Aufgabe eines Fachmanns, der die logischen Schaltkreise kennt.

Das Register 13 steht in Verbindung mit einem zweiten Speicherregister 14 , das identisch mit dem.Register 13 ist. Bei jedem Abtastimpuls wird der Inhalt des Registers in das Register 14 geschoben. Die Register 13 und 14 bilden ein Schieberegister mit einem Zwischenausgang, nämlich dem Ausgang des Registers 13 · Der Ausgang des Registers 13 und der Ausgang des Registers 14 sind mit dem Eingang eines Summierers 15 verbunden, der mit der Ab-feastfrequenz die Addition der Inhalte der Register 13 und 14 ausführt. Auf diese Weise wird der Inhalt des Registers 13 und der Inhalt des Registers 14 in den Summierer 15 übertragen, wenn der erste vorangehende Abtastimpuls der Impuls t„ _Λ des Diagramms U der Figur 2 b - nämlich beim Erscheinen des Abtastimpulses t . - ist. Der Summierer 15 gibt also an seinen Eingängen 16 zum Zeitpunkt t ^ ein binäres Signal S ab, das den wahren Abtastwert des Signals E zum Zeitpunkt t darstellt. Der Vorteil des Schieberegisters 13 /14 ist, daß der

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Inhalt der zwischen den Zeitpunkt t und t ,. gesammelten Ergebnisse gespeichert gehalten werden kann, um die zugehörige Abtastung zum Zeitpunkt t . zu gewinnen. Die Schieberegister müssen übrigens ebenfalls die gesammelten Ergebnisse enthalten, die vom Wandler 3 zwischen den Zeitpunkten t_n+/i und ^_n+O geliefert werden.

In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die Abtastfrequenz durch ein Herunterteilen des Signals H des Taktgebers 5 in einem Teiler 17 erhalten. Infolgedessen ist die Abtastfrequenz ein Bruchteil der Zeitgeberfrequenz. Man kann mit Hilfe von einfachen logischen Schaltkreisen eine Frequenzteilung zum Gewinnen eines zweiten Impulssignals 18 aus einem ersten Impulssignal 4 erreichen, wobei bestimmte Impulse 19 unterdrückt würden. Dies muß wohlgemerkt nicht so sein, das Abtastsignal 18 kann ^N vielmehr auch irgendein unabhängiges Signal sein. Die Frequenz des Abtastsignals muß kleiner sein als die Frequenz des Signals H. Sie darf nicht höher gewählt werden als etwa die Hälfte der Zeitgeberfrequenz.

Für den Fall, daß man einen Frequenzteiler 17 vorsieht, ist es bekannt, den Teilerfaktor mittels eines Befehls N zu steuern. Der Befehl N kann ein mechanisches Signal sein, das auf Kippschaltungen wirkt, die im Teiler 17 enthalten sind, der Befehl kann aber auch ein zusätzliches elektronisches Signal sein. Wichtig ist, daß das Signal 18 ein Bruchteil des Signals H ist. Nebenbei stellt man fest, daß der Lösungsvorschlag nach der Erfindung den Vorteil mit sich bringt, daß die Abtastfrequenz gesteuert und in ihrem Wert den Bedürfnissen angepaßt werden kann, das heißt, an das Abtastsignal, das man untersucht. Wenn eine Zahl 2 der kleinste Teilerfaktor ist, dann trägt der darauffolgende Teilerfaktor, die Zahl 3, eine Verminderung von 50 % der

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Abtastfrequenz bei. Der folgende Teilerfaktor, die Zahl 4, steuert nur noch eine Verminderung von 33 % bei. Durch ein weiteres Vergrößern des Teilerfaktors kann die Wahl der Abtastfrequenz immer feiner bestimmt werden in dem Maß, wie sie sich von der Nominal-Abtastfrequenz entfernt. In einem ganz einfachen Ausführungsbeispiel enthält der Teiler 17 nur Teilerfaktoren durch zwei, was eine Änderung der Abtastfrequenz um eine Oktave zur Folge hat.

Man bemerkt, daß durch die Dimensionierung die erste Sperrfrequenz des Filters 2 stets auf dem Wert der halben Abtastfrequenz liegt. Die Abtastfrequenz wird durch die Teilung der Taktfrequenz des Taktgebers oder direkt erhalten. Man verwirklicht also auf diese einfache Weise ein Filter, dessen Eckfrequenz steuerbar ist (Diagramm D der Figur 2 a), wobei ein gleicher allgemeiner Verlauf beibehalten wird. Die Kurve K mit einer Neigung von 12 dB pro Oktave ergibt sich unabhängig von der Abtastfrequenz. In der Tat wird die völlige Sperrung der Spektrumkomponenten bei der halben Abtastfrequenz dadurch erhalten, daß man mit Hilfe der Schieberegister 13/14 und des Summierers die Summe der durch den Wandler 3 gewonnenen Untersuchungsergebnisse errechnet, und zwar während einer Zeit, die doppelt so lang ist wie die Abtastperiode.

Es soll darauf hingewiesen werden, daß es wahrscheinlich von Nutzen ist, den gemessenen Abtastwert zu normieren, indem man ihn durch die Zahl der zum Gewinnen der Abtastung in Betracht gezogenen Untersuchungsergebnisse dividiert. Man ersetzt ga eine Abtastung zu einem Zeitpunkt t durch die Summe der Untersuchungsergebnisse zwischen den Zeitpunkten t y. und t /.· Aus diesem Grund kann der Summierer zusätzlich eine Teilerstufe durch 2n enthalten. Dabei ist η das Verhältnis zwischen der Zeitgeberfrequenz und der

Abtastfrequenz. Unter diesen Bedingungen muß die Normierung eine Funktion dieses Teilverhältnisses sein, es ist auch ratsam, sie von dem selben Befehl N abhängig zu machen, der den Teiler 17 steuert. In der Tat ist die Normierung nur in dem Maß gerechtfertigt, wie man die bei einer ersten Frequenz erhaltenen Abtastwerte mit den bei einer zweiten Frequenz erhaltenen Abtastwerten miteinander vergleicht. Trotzdem sind für eine einzelne Abtastfrequenz die Abtastwerte untereinander gleich. In diesem Fall ist eine Normierung gar nicht nötig.

Die Figur 5 zeigt eine Variante der erfindungsgemäßen Abtastvorrichtung, in der die Mischung der Untersuchungsergebnisse zum Gewinnen eines Abtastwerts nicht durch eine reine Addition aller dieser Ergebnisse gebildet wird, sondern durch eine Gewichtung, die diese Ergebnisse abhängig von dem Zeitpunkt steuert, zu dem diese Ergebnisse mit Rücksicht auf den Zeitpunkt, auf den sich die Abtastung bezieht, ausgesandt werden. Das Zeitdiagramm V von Figur 2·. zeigt ein solches Gewichtungsbeispiel zwischen den Zeitpunkten t y. und t_n+2 · Für d-ie ^zum Zeitpunkt t vorgenommene Abtastung werden die Untersuchungsergebnisse durch einen ansteigenden Koeffizient gewichtet, solange sie zwischen den Zeitpunkten t ,. und t ausgesandt werden. Sie werden durch einen abnehmenden Koeffizienten gewichtet, solange sie zwischen den Zeitpunkten t und t . ausgesandt werden. Andererseits steigt der Koeffizient für die zum Zeitpunkt t . vorgenommene Abtastung für die ausgesandten Ergebnisse zwischen den Zeitpunkten t und t . an und fällt zwischen den Zeitpunkten t ,. und t +2 ab. Diese Gewichtungen bewirken, daß sich die Antwortkurve des verzerrungsfreien digitalen Filters verändert. Die Gewichtungen werden abhängig von einer zureichenden Antwortkurve berechnet.

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Der Gewichtungskoeffizient, der die Untersuchungsergebnisse steuert, muß von einem Ergebnis zum anderen verändert werden. Die Gewichtungen, die eine Gewichtung der Ergebnisse bewirken und über den Wandler 3 geliefert werden, sind unmittelbar hinter dem Wandler 3 vor dem digitalen Filter angeordnet. Der Gewichtungskoeffizient dieser Gewichtungsschaltkreise ändert sich von Ergebnis zu Ergebnis in einer monoton ansteigenden Folge während derjenigen Zeitperiode T₀ die dem Zeitpunkt t vorausgeht, auf den sich die Abtastung bezieht. Die Folge fällt während der Periode T , die dem Zeitpunkt t folgt, ab. Um den Abtastwert, der sich auf den Zeitpunkt t /. bezieht, gewinnen zu können, ist es nötig, die Gewichtungen zu verdoppeln und jeden von ihnen einer Speichereinrichtung zuzuführen, die identisch mit der Speichereinrichtung 8 ist. Tatsächlich findet zwischen den Zeitpunkten t und t . das Gewichten der Ergebnisse statt. Für einen Abtastwert, der sich auf einen Zeitpunkt

t bezieht, wird dabei monoton abfallend, und für eine η ' ⁷

Abtastung, die sich auf einen Zeitpunkt t_n+<1 bezieht, monoton ansteigend gewichtet.

seine Ergebnisse an

Zwangsläufig liefert der Wandler 3 / zwei Gewichtungseinrichtungen 20 und 21 parallel ab. Jede dieser beiden Gewichtungseinrichtungen wird durch das Signal H des Zeitgebers 5 gesteuert. Die Koeffizienten der Gewichtungseinrichtungen ändern sich zyklisch im Takt der halben Abtastfrequenz. Sie werden während eines Zeitabschnitts, der gleich der Abtastperiode ist, gegeneinander phasenverschoben. Sie liefern die gewichteten Untersuchungsergebnisse an Speichereinrichtungen ab, die jeweils einen Addierer 9' und ein Speicherregister 12 oder einen Addierer 9¹ und ein Speicherregister 12' enthalten. Die beiden Setzsignale, die die Speicherregister 12 und 12' auf Null stellen, nämlich die Impulse Ip und Jp, entsprechen den Impulsen mit der Abtastfrequenz, die paarweise

und gegeneinander verschoben von einem Phasenschieber

22 geliefert werden. Er erhält das Signal mit der Abtastfrequenz und liefert zwei Signale mit der halben Abtastfrequenz ab; die abgelieferten Signale sind um eine Zeitdauer, die gleich der Abtastperiode ist, gegeneinander verschoben. Der Phasenschieber 22 umfaßt insbesondere eine Kippschaltung IK 23, deren Ausgänge Q und Q ihren Schaltzustand jedesmal dann wechseln, wenn ein Impuls mit der Abtastfrequenz einem ihrer Steuereingänge CK zugeführt wird. Er enthält im übrigen ein paar von Torschaltungen ET 24 und 25, die einerseits jeweils mit den Ausgängen Q und Q der Kippschaltung

23 und andererseits mit dem Steuereingang der Kippschaltung 23 verbunden sind. Die Torschaltungen ET geben Signale Iy. und Io ab. Zwei Zeitkreise 26 und 2? verzögern die Impulse I. und J,. und erzeugen zwei Setzimpulse Ip und Jp , um die Speicherregister 12 und 12' auf Null zu stellen. Zwei Speicherregister 28 und 29 sind an die Ausgänge der Speicherregister 12 und 12' angeschlossen. Sie übernehmen den Inhalt der Register 12 und 12' nach Maßgabe der Signale I^ und J,,. Ihre parallel geschalteten Ausgänge geben das Signal S ab, das die Abtastwerte darstellt. Die Verzögerungsschaltungen 26 und 2? sind dazu da, daß die Register 28 und 29 den Inhalt der Speicherregister 12 und 12' übernehmen, bevor sie durch die geweiligen Impulse Io und Jp auf Null gesetzt werden. Man sieht, daß bei dieser Anordnung die Schieberegister-Gruppe 13/14 nicht erforderlich ist, da es feststeht, daß jede Speichereinrichtung 9/12 und 9'/12' während einer Zeit arbeitet, die doppelt so lang ist wie die Abtastperiode.

Die Gewichtungseinrichtungen können von irgend einer bekannten Art sein. Insbesondere können sie beide eine Gruppe von Kodierungsmatrizen enthalten, um den Wert

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eines Untersuchungsergebnisses, der ihnen als Adresse eingegeben wird, zu gewichten. Von einem Zeitgeber-Signalimpuls zum anderen geht man von einer Matrizengruppe jeder Gewichtungseinrichtung zur nächsten. Am Ende einer Abtastperiode kehrt man zurück zur ersten Matrizengruppe.

Claims (10)

PRINZ, LEISER, BUNKE .& Patentanwälte European Pateni' "Attorneys " örV/nni München Stuttgart 3 5 I 4 9 8 23. April 1985 SEDEME 11, rue Simonet 75013 Paris /Frankreich Unser Zeichen: S 3265 Patentansprüche

1. Verfahren zum verzerrungsfreien Filtern, in dem

- periodische (f, ) Impulse (4) eines Taktgebersignals

(H) ausgesendet (5) werden,

- Spektrumbestandteile eines abzutastenden Signals (E), die oberhalb der halben (f, /2) Taktgeberfrequenz liegen, gefiltert (6) werden,

- Untersuchungsergebnisse (7) im Takt des Taktgebersignals mittels eines Analog-Digital-Wandlers (3), der das gefilterte Signal erhält, abgegeben werden, dadurch gekennzeichnet, daß

- eine Abtastfreguenz (f ) kleiner als die Taktgeberfrequenz festgelegt wird,

- die vom Wandler im Verlauf einer Zeitspanne (t _Λ , t ..) , die doppelt so lang ist wie die festgelegte Abtastperiode, abgegebenen Ergebnisse miteinander kombiniert (2) werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Kombination die zu kombinierenden üntersuchungsergebnisse kumuliert (8) werden.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Kombination die zu kombinierenden üntersuchungsergebnisse abhängig von dem Zeitpunkt, zu dem die Ergebnisse eintreffen, gewichtet (20, 21) werden.

4. Rückwirkungsfreies Filter (2) für eine Abtastvorrichtung (1) mit einem Analog-Digital-Wandler (3), das von periodischen (f,) Impulsen (4) eines Taktgebers (5) zum Gewinnen von Ergebnissen (7) bei jedem Taktgeberimpuls gesteuert wird und einen vorgeschalteten Tiefpaß (6) zum Unterdrücken von Spektrumanteilen des abzutastenden Signals, die oberhalb der halben (f,/2) Taktgeber frequenz liegen, umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß es Mittel (17) zum Verlegen der Frequenz der zu bildenden Abtastvorrichtung in einen Bereich unterhalb der Taktfrequenz umfaßt, und dadurch, daß es Mittel zum Bestimmen des jeweiligen Abtastwerts aus einer Kombination der aus dem Wandler während einer Zeitspanne, die doppelt so lang ist wie die Abtastperiode, gewonnenen Ergebnisse umfaßt.

5. Filter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Kombinieren Mittel (9, 12) zum Speichern der zu kombinierenden Untersuchungsergebnisse umfaßt.

6. Filter nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Kombinieren Mittel (20, 21) zum Gewichten der zu kombinierenden Ergebnisse abhängig vom Zeitpunkt des Eingangs der Ergebnisse umfassen.

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7. Filter nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Kombinieren eine Speichereinrichtung (8) zum Speichern der während einer
Zeit, die gleich der Abtastperiode (T ) ist, gewonnenen Ergebnisse, eine Gruppe von zwei mit dieser Speichereinrichtung in Kette geschalteten Registern (13, 14) jeweils zum Speichern der Ergebnisse jeweils zu einer
ersten (t _Λ ... t ) und einer zweiten (t ... t ..,) aufeinanderfolgenden Zeitperiode und einen Summierer (15), der mit den beiden Registern verbunden ist, zum Bestimmen des jeweiligen Werts eines Abtastsignals zu dem Zeitpunkt (t ), der durch das Ende der ersten und den Anfang der zweiten die beiden aufeinanderfolgenden Perioden
bildenden Periode markiert, umfassen.

8. Filter nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastfrequenz mit Hilfe von Teilern (7) durch eine Teilung des Signals durch die Taktgeberfrequenz bestimmt ist.

9. Filter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß
die Teiler zum Ändern der Abtastfrequenz steuerbar (N)
sind.

10. Filter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Teiler zum ,
steuerbar sind.

die Teiler zum Ändern der Eckfrequenz (f ) des Filters