DE1278622B - Verfahren und Schaltungsanordnung zum Ausfiltern einer vorbestimmten Frequenz aus einem Frequenzgemisch - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. Cl.:

H03h

Deutsche Kl.: 21 g - 34

Nummer: 1 278 622

Aktenzeichen: P 12 78 622.0-35 (J 30995) Anmeldetag: 4. Juni 1966 Auslegetag: 26. September 1968

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Ausiiltern einer vorbestimmten Frequenz aus einem auf ein begrenztes Band beschränkten Frequenzgemisch durch Rückkopplung.

Bei einem bekannten Verfahren dieser Art wird der Amplitude des zu analysierenden Frequenzgemisches zunächst die Amplitude eines Rückkopplungssignals addiert, anschließend wird das daraus resultierende Summensignal verzögert, verstärkt und gefiltert und dann als Rückkopplungssignal zurückgekoppelt. Bei diesem bekannten Filterverfahren ist die Ausgangsspannung abhängig vom Kopplungsfaktor der Rückkopplung. Ist dieser Kopplungsfaktor sehr niedrig, dann ist die Ausgangsspannung sehr klein, die Filterung arbeitet mit hoher Dämpfung. Ist dagegen der Kopplungsfaktor unter sonst gleichen Voraussetzungen größer, dann gelangen auch Störspannungen an den Ausgang. Die Filterung ist dann nicht mehr schmalbandig.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren der eingangs genannten Art so auszugestalten, daß bei möglichst geringer Dämpfung ein möglichst schmales Band ausgefiltert wird.

Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß das Frequenzgemisch zweikanalig mit einer Verzögerung in einem der beiden Kanäle gegenüber dem anderen nach der vorbestimmten Frequenz digitalisiert einer iterativen Rückkopplung unterworfen wird und daß die sich so ergebenden Digitalspannungen beider Kanäle addiert werden. Bei dem erfinderischen Verfahren kann der der iterativen Rückkopplung eingeprägte Kopplungsfaktor vergrößert werden, ohne daß dadurch die Bandbreite wesentlich vergrößert wird. Der Kopplungsfaktor kann, wie weiter unten noch an Hand der Figuren näher erläutert wird, sogar fast die Größe Eins haben.

Digitalisierung eines Analogsignals zum Zwecke der Filterung ist aus der USA.-Patentschrift 3 177 349 an sich bekannt. Die Digitalisierung erfolgt dabei aber nicht nach einer vorbestimmten Frequenz, und es ist auch keine Rückkopplung vorgesehen. Die Digitalisierung dient vielmehr dazu, das eingespeiste Frequenzband in einzelne Stufen eines Registers frequenzgequantelt zu speichern, um diese Speicherung dann nach bestimmten, hier nicht bedeutungsvollen Kriterien abzufangen.

Das erfinderische Verfahren läßt sich so betreiben, daß die erzielte Ausfiltrierung völlig unabhängig von der Phasenlage des eingespeisten Frequenzgemisches ist. Eine dementsprechende Weiterbildung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerung eine orthogonale Phasenverschiebung ist.

Verfahren und Schaltungsanordnung zum
Ausfiltern einer vorbestimmten Frequenz aus
einem Frequenzgemisch

Anmelder:

International Business Machines Corporation,
Armonk, N.Y. (V. St. A.)

Vertreter:

Dr. H. K. Hach, Patentanwalt,

6950 Mosbach, Hirschstr. 4

Als Erfinder benannt:
Ralph Bernstein, Rt)ckville, Md.;
Winslow Rodeck Remley, Bethesda, Md.;
Montgomery County, Md. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:
V. St. ν. Amerika vom 15. Oktober 1965
(496 413)

Die iterative Rückkopplung läßt sich sehr einfach verwirklichen, indem der Amplitude des digitalisierten Signals eine Rückkopplungsgröße zuaddierl wird, aus der durch Multiplikation mit einem Rückkopplungsfaktor kleiner als Eins, die auf einen nachfolgenden Wert des digitalen Signals anzuwendende Rückkopplungsgröße gewonnen wird.

Man kann das erfinderische Verfahren so ausgestalten, daß eine Ausgangsspannung erzielbar wird, in der die Phasenabhängigkeit des Eingangssignals zu der bestimmten Frequenz eliminiert ist. Eine dementsprechende Weiterbildung ist dadurch gekennzeichnet, daß im Anschluß an die iterative Rückkopplung die Amplitude des digitalen Signals quadriert wird und daß dann die so quadrierten digitalen Signale beider Kanäle addiert werden.

Durch die vorbestimmte Frequenz, mit der das Frequenzgemisch digitalisiert wird, wird gleichzeitig die Frequenz bestimmt, die das Filter passieren kann, die also ausgefiltert wird. Es ist also bei dem erfinderischen Verfahren sehr einfach möglich, die Abstimmung des Filters zu verändern, nämlich durch Ändern der vorbestimmten Frequenz. Diesen Umstand macht sich eine bevorzugte Weiterbildung der Erfindung zunul/e. die dadurch gekennzeichnet ist.

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daß die Frequenz, nach der das Frequenzgemisch digitalisiert wird, gewobbelt wird.

Es ist bei der digitalen Datenverarbeitung bekannt, eine zweikanalige Verarbeitung im Multiplexverfahren auf eine Schaltstrecke zu vereinigen. Die eine Schaltstrecke steht dann alternierend für die Verarbeitung des einen und dann für die Verarbeitung des anderen Kanals zur Verfügung. Dieses bekannte Prinzip kann auch beim erfinderischen Verfahren angewendet werden, so daß gemäß einer Abänderung des erfinderischen Verfahrens die zweikanalige Verarbeitung durch Multiplexbearbeitung auf einer Schaltstrecke erfolgt.

Das Verfahren nach der Erfindung läßt sich schaltungstechnisch sehr einfach verwirklichen. Eine dementsprechende Schaltungsanordnung ist gekennzeichnet durch zwei gleiche, je einen Analogdigitalumsetzer diesem nachgeschaltet einen iterativ rückkoppelnden Integrator und diesem nachgeschaltet eine Digitalspannungen quadrierende Schaltung aufweisende Ka- ^₀ näle, von denen der eine Kanal unter Vorschaltung eines orthogonal arbeitenden Phasenschiebers und der andere unmittelbar dem Schaltungseingang und einer ausgangsseitigen Digitalspannungen addierenden Schaltung zwischengeschaltet ist und durch einen eine Schaltfrequenz der vorbestimmten Frequenz erzeugenden Schaltfrequenzgenerator, der an die beiden Analogdigital umsetzer diese tastend angeschlossen ist. Entsprechendes gilt auch für die multiplex arbeitende Abänderung des erfinderischen Ver- !ahrens. Eine bevorzugte Schaltungsanordnung zur Ausübung dieser Abänderung ist dadurch gekennzeichnet, daß eingangsseitig ein'Analogdigitalumsetzer vorgesehen ist. der von einem eine Schaltfrequenz der vorbestimmten Frequenz erzeugenden Generator nach dieser Frequenz und nach einer dazu orthogonal phasenverschobenen Frequenz getastet ein multiplexes digitales Ausgangssignal erzeugt und daß ein multiplex arbeitender Integrator mit einem Digitalspeicher dem Analogdigitalumsetzer nachgeschaltet ist und daß dem Integrator ein multiplex arbeitenler Absolutwertdetektor und diesem eine demultipiexierende Schaltung und dieser eine Digitalspannungen addierende Schaltung nachgeschaltet ist.

Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnungen näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt

I i g. 1 im Blockschaltbild ein erstes bevorzugtes Alisführungsbeispiel der Erfindung,

F i g. 2 und 3 Diagramme zur Erläuterung der Betriebsweise dieses Ausführungsbeispiels,

F i g. 4 ein zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung und

F i g. 5 und 6 Diagramme zur Erläuterung der Betriebsweise des Ausführungsbeispiels nach F i g. 4.

Im folgenden werden der Kürze halber und zum Zwecke der Unterscheidung die durch Kästen in den Zeichnungen angegebenen Schaltungen zum Teil nach ihren Funktionen bezeichnet, z. B al» Addierci Integrator. Summierer, Multiplizierer und Quadrierer. Damit sind also bekannte Schaltungen gemeint. (>o in denen die Amplituden der eingespeisten Digitalspannung bzw. Spannungen der durch die Bezeichnung der betreffenden Schaltung gekennzeichneten Operation unterworfen werden.

An "Hand der F* ig. 1 werden nun die Grundzüge <>s der Erfindung erläutert. Ein Eingangssignal, bestehend aus einem Frequenzspektrum, wird in das Bandpaßfilter 10 eingespeist, und der gefilterte Ausgang erscheint am Ausgang 45 eines Addierers 44. Der Ausgang liegt in Form eines periodischen Zuges digitaler Nummern vor. Die Amplituden der digitalen Nummern werden dabei bestimmt durch die Amplitude der Frequenzkomponente f_T des Eingangssignals. Das Bandpaßfilter 10 ist ein übliches Filter, daß das Eingangssingal auf ein Frequenzband begrenzt, das die Demodulationsfrequenz /_r im mittleren Bereich enthält. Die Einzelheiten dieses Bandpaßfilters 10 sind nicht kritisch, und in einigen Anwendungsfällen kann dieses Bandpaßfilter auch entfallen. Um dabei Zweideutigkeiten der Demodulation zu vermeiden, wird die Bandbreite des Bandpaßfilters so eng gewählt, daß die höchste durchgelassene Frequenz niedriger als das Doppelte der durchgelassenen niedrigsten Frequenz ist. Der Ausgang des Bandpaßfilters 10 ist an einen Analog-Digital-Umformer 14 und an einen breitbandigen Phasenschieber 12, der die Phase um 90 schiebt, angeschlossen. Alle Schaltelemente des Phasenschieberkreises im Anschluß an den Phasenschieber 12 sind mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet wie die entsprechenden Elemente in dem anderen Zweig ohne Phasenschieber und mit einem angehängten »P« gekennzeichnet. Die mit gleichen Bezugsziffern bezeichneten Teile entsprechen einander, z. B. ,entspricht der Umformer 14 P dem Umformer 14.

Der Phasenschieber 12 muß dazu geeignet sein, die Phase aller Signalkomponenten des Eingangssignals, die das Bandpaßfilter 10 passieren, um 90 in der Phase zu verschieben. Phasenschieber dieser Art sind bekannt, und zwar aus dem Aufsatz von O. G. ViI lard, Jr. »Cascade Connection of 90 Phase Shift Networks«, veröffentlicht in »Proceedings of the IRE«. Bd. 40. Nr. 3. S. 334 bis 337 (März Γ952). Die Analog-Digital-Umformer 14 und 14 P sind übliche Kreise, die die an den Leitungen 13 und 13P eingespeisten Signale in digitale Signale umwandeln mit einer Schaltfrequenz MT. die von dem Generator 16, im folgenden auch Schaltfrequenzgenerator genannt, bestimmt wird.

Der Schaltfrequenzgenerator 16 kann ein üblicher Frequenzgenerator oder ein entsprechender Schaltkreis sein. In einer Ausführungsform der Erfindung muß jedoch der Schaltfrequenzgenerator 16 in der Lage sein, eine Ausgangsfrequenz zu erzeugen, die zwischen den Frequenzen Λ'. T und Y T gewobbelt ist — das Spektrum, über daß das Filter analysiert wird, wobei X und Y positive reelle Zahlen sind. Um die Ausgänge der Umformer 14 und 14P integral zusammenzufassen, werden diese in Integratoren 30 bzw. 3OP eingespeist. Die Integratoren 30 und 3OP weisen digitale Summierer 32 bzw. 32P auf zum Addieren eines Ausgangssignals aus dem zugehörigen L'mformer mit einem gewichteten Summensignal, das weiter unten beschrieben wird. Die digii.tien Summierer 32 und 32 P sind ausgang.»- seitig an je einen digitalen Speicher 34 b/.v\. 34P angeschlossen, die wiederum über je einen digitalen Multiplizierer 36 bzw. 36P an den zugehörigen digitalen Summierer 32. 32 P angeschlossen sind, so daß unabhängige Rückkopplungsschleifen, bestehend aus den Elementen 32, 34. 36 einerseits und 32 P, 34P. 36 P andererseits entstehen. Die Rückkopplungsschleifen speichern und koppeln das gewichtete Summensignal, das oben erwähnt wurde, zurück. Die Speicher, Multiplizierer und Summierer können übliche Schaltkreise sein, z. B. Verschieberegister,

die die angegebenen Rechenoperationen durchzuführen gestatten. Die Reihenfolge dieser Rechenoperationen kann geändert werden, z. B. kann die Multiplikation vor der Speicherung vorgenommen werden. Die Speicherzeit und die Zeitfolge der Multiplikation und der Summierung kann über die Schaltfrequenz des Schaltfrequenzgenerators 16 oder auf andere Weise gesteuert werden.

Die Integratoren 30 und 3OP sind ausgangsseitig an Quadrierer 40 bzw. 4OP angeschlossen, deren Ausgänge in einen Addierer 44 eingespeist werden. Auch die Quadrierer 40 und 40 7' sowie der Addierer 44 können übliche digitale Schaltkreise sein.

Betrieb bei einer bestimmten Frequenz

15

Bei der nun folgenden Beschreibung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 wird ein Eingangssignal /(/) am Eingangsanschluß 8 eingespeist, für welches gilt

Ht) = Re[Ae""' '*»] (I) ^1υ

id = (2.Ύ / ) mit »/« gleich Frequenz des Eingangssignals,
; = Zeit,

A = Amplitude des Eingangssignals. ""^

Φ = Phasenwinkel, der den Winkel angibt, um den die Schaltpunkte von den Amplituden maximal abweichen (s. Fig. 2),
»Re [ ]« zeigt an, daß nur der reelle Teil des Klammerausdrucks gemeint ist.

Es sei angenommen, daß die Frequenz des Eingangssignals /(/) innerhalb des Durchlaßbereiches des Bandpaßfilters 10 liegt, dann tritt das Eingangssignal Hi) am Anschluß 11 auf und wird in dem Umformer 14 umgeformt. Die entsprechenden Umschaltpunkte sind in F i g. 2 angezeigt, und zwar für ein hypothetisches Eingangssignal der Frequenz 1 T. Die Umschaltungen liegen an den Zeitpunkten OT. IT. 2 T usw., wobei die Schaltzeit, wie ersichtlich, um den Phasenwinkel Φ φ neben dem Maximum der Amplitude liegt.

Gemäß F i g. I wird das Eingangssignal /(Z) am Anschluß 11 in dem Phasenschieber 12 um 90 in der Phase verschoben und erscheint als verschobenes Signal am Anschluß 13P in der Form

Der Einfachheit halber wird im folgenden nur die Weiterverarbeitung des nicht phasenverschobenen Signals gemäß Gleichung 1 beschrieben, weil die des phasenverschobenen Signals gemäß Gleichung 2 identisch ist.

Das Signal /(/) am Anschluß 13 wird umgeformt in dem Umformer 14 mit der Schaltfrequenz 1 T. Nach der Umformung und Digitalisierung entsteht am Anschluß 15 ein digitales Ausgangssignal. Dieses digitale Ausgangssignal hai einen Wert, der der Amplitude von /(Z) gemäß Gleichung (. ausgerechnet mit ζ = N T mit N =■ 0, 1, 2, 3 ... entspricht, so daß 7(0) den Wert von /<z) zur Zeit ζ = 0, 7(1) den Wert zur Zeit Z = T, 7(2) den Wert zur Zeit ζ = 2 Tusw. hat.

Mit diesen Bezeichnungen ist der Ausgang am Anschluß 15 nach der ersten Schaltung zur angenommenen Zeit

7(0) = Re[A e'⁽" '*']. (3)

Die digitale Nummer 7(0) wird in dem Integrator 30 zur Zeit ζ = 0 eingelesen und dort in dem Summierer 32 an einem vorher ausgewichteten Summensignal aus dem Speicher 34 addiert. Angenommen jedoch, daß /(()) die erste digitalisierte Nummer ist, dann liegt kein gewichtetes Signal in dem Speicher 34 vor, so daß /(0) während der Periode Tin den Speicher eingespeist wird. /(()) wird dann mit einem Faktor »K«, der kleiner ist als Eins, in dein Multiplizierer 36 multipliziert, wodurch ein neues gewichtetes Summensignal entsteht, das in dem Summierer 32 der nächsten Nummer 7(1) addiert wird. In entsprechender Weise wird für die folgenden Nummern /(/V) fortgefahren. so daß der Ausgang RdV) am Ausgangsanschluß 37 sich auf Grund folgender Gleichungen ergibt:

RH)) = Re[Acⁱ⁰~\

K(I) Re[Ac^i<p(c'"'^T \ K)\

R(2) = Re[A e'*(e""² ' + K c""¹ ' " + K²)]

R β) = Re[Ac^J<*ie'"'^3T + Ke""¹' "

+ κ² e""³' -'Vk-')]

R(N) = Re[Ae^J0(c>"'^iXn

+ Ke""^tsr''' +... + K^v)j .

Der obengenannte Ausdruck für R(N) kann in folgender Weise vereinfacht werden:

ν
R(N) = ReAc^iΦΣ K"c'"^iSI ""

R(N) = ReAe^{il0 +} "^Nr)ZlKc '')". (4) Wenn man in Gleichung 4 den Ausdruck

.V

Σ χ"

— Λ
1 -Λ-

einsetzt, dann ergibt sich fur ilen Ausgang 37 des Integrators

R(N) = Re

Γ/1 e""

V/ +Φ)

7-1Te'⁷'''"⁷; J

Wenn N sehr groß ist. nähert sich K^tN ^" Null, weil K kleiner als Eins ist, und es ergibt sich für R(N) gemäß Gleichung6 eine gute Annäherung wie folgt:

R(N) = Re

/(ω,ν/' + ΦΙ

~\ 1—τ,- Γντ

[ 1 λ e '"'

Diese Annäherimg kann mau umschreiben 111

_D .._M A cos (<;NT + Φ) - K cos {«>NT+ Φ- >; T) R(N) = .-.^--^--—-.^ , .

Entsprechend ergibt sich für den Ausgang R_p(N) des phasenverschobenen Zweiges am Integrator 3OP auf der Leitung 37P

Die digitalen Nummern R(N), R_p(N) werden dann in den Quadrierer 40 bzw. 4OP quadriert und anschließend in dem Addierer 44 addiert, so daß sich für den Ausgang F(N) am Ausgangsanschluß 45 folgender Ausdruck ergibt:

F(N) = R(Nf ₊ R_P(N)² =

(10)

In Gleichung 10 ist F(N) eine digitale Nummer, die periodisch mit den Zeitintervalls T wechselt. Der Ausgang gemäß Gleichung 10 ist unabhängig vom Phasenwinkel Φ des Eingangssignals. Diese Phasenabhängigkeit gemäß dem Phasenwinkel Φ wurde durch die Quadrierung und Summierung gemäß den Gleichungen 8, 9 bzw. 10 eliminiert.

Wenn die Schaltfrequenz l/T mit der Frequenz >>/« des Eingangssignals übereinstimmt, dann erreicht der Ausgang F(N) ein Maximum, wie sich aus folgender Gleichung ergibt:

20

F(N) =

(1 -K)² *

(11)

id T = η 2 .τ .

wobei η eine ganze Zahl ist und

Das Eingangssignal wird linear verarbeitet bis zur Quadrierung in den Quadrierern 4OP und 40. Da die Verarbeitung linear ist, kann die Superpositionstheorie angewendet werden, und deshalb arbeitet die Filteranordnung auch, wenn am Eingangsanschluß 8 verschiedene Signalkomponenten unterschiedlicher Frequenzen vorliegen.

Jeder Zweig der Schaltung gemäß Fig. 1. also der phasenschiebende Zweig bis zum Anschluß 37P und der nicht phasenschiebende Zweig bis zum Anschluß 37 ist ein linearer Resonanzkreis mit einer übertragungsfunktion (PTF). für die gilt:

PTF =

_ 1

¹-2 a: cos".·,

(12)

Als Filtergleichung ergibt sich dann nach den Rechnungen, die in dem Aufsatz von W. R em ley. »The Coherent Memory Spectrum Analyzer With Loop Gain K < 1«. veröffentlicht in »Proc. of the IRE«. Bd.50. Nr.9. S. 1984 und 1985 (September 1962). angegeben sind, mit Hj, als äquivalenter Bandbreite so folgender Ausdruck:

<■» vorliegen, für die also <·>T = η2π gilt, wobei η eine ganze Zahl ist. Um diese Mehrdeutigkeiten auszuschalten, dient das Bandpaßfilter 10, daß das Band, wie in F i g. 3 a ersichtlich, auf einen Frequenzbereich zwischen den Werten 7/8 Tund 14/8 T begrenzt. Es kann natürlich auch ein höheres Band ausgewählt werden.

Die äußere Form der Kurve gemäß Fig. 3a ist hier nur beispielsweise angegeben und nur zum Zwecke der Erläuterung. Der Ausgang der Filteranordnung kann, wie sich aus Gleichung 13 ergibt, sehr hoch getrieben werden. Bei entsprechenden Filteranordnungen nach dem Stande der Technik kann man den Ausgang nicht in dieser Weise hochtreiben, weil der Rückkopplungsfaktor K nicht hochgetrieben werden kann. Dies wird erst durch die digitale Ausgestaltung der Schaltung ermöglicht.

Wobbeibetrieb gemäß Fi g. 1

Bei der bis jetzt angegebenen Erläuterung gemäß F i g. 1 wurde davon ausgegangen, daß die Schaltfrequenz konstant den Wert l/T hat und daß die Speicherzeit in den Integratoren 30 und 3OP konstant den Wert T hat. Eine Filteranordnung mit konstanten Werten von T gestattet es, nur eine bestimmte Frequenz IT zu analysieren. Die Filteranordnung nach der Erfindung ist jedoch weiter anwendbar und arbeitet mit einer gewobbelten Schaltfrequenz, in der T periodisch sich zwischen zwei Grenzwerten verändert. Demzufolge wird T eine Funktion der Zeil gemäß T{t). die zwischen den Grenzwerten T₁ und T„ hin und her pendelt, und die demzufolge die Filteranordnung aus Eingangsfrequenzen im Frequenzbereich 1 T„ bis 1 T₁ abstimmt.

In den Fi g. 3b. 3c und 3d ist der Ausgang F(N) Tür eine gewobbelte Schaltfrequenz 1 TU) und eine Speicherzeit TU) angegeben. Die Wobbelung erfolgt in dem Schaltfrequenzgeneralor 16. In den Fi g. 3b, 3c und 3d ist wie in Fi g. 1 der Eingang durch das Bandpaßfilter 10 begrenzt. Fig. 3b zeigt den Ausgang, wenn der Eingang eine Komponente der Frequenz 1 T enthält. Fig. 3c zeigt den Ausgang, wenn das Eingangssignal eine Komponente der Frequenz 5(4T) enthält, und entsprechend zeigt F ig. 3d den Ausgang, wenn das Eingangssignal eine Komponente der Frequenz 6 (47) enthält.

Die Art und Weise, wie die Schallfrequenz T(O zwischen den Werten T) und T₁ gewobbelt wird, ist variabel. Es besteht jedoch eine obere Grenze für die Wobbeifrequenz, da die Filteranordnung genügend Zeit haben muß. um sich auf eine neue Schaltfrequenz einzustellen. Diese obere Grenze ist abhängig vom Wert des Faktors K. Der Wechsel der Schaltfrequenz

di
soll die folgende Ungleichung

Wie aus Gleichung 13 ersichtlich, ist die Filtergleichung eine Funktion des Verstärkungsfaktors K der Rückkopplungsschleife, die durch die Multiplizierer 36 und 36P bedingt ist. Aus Gleichung 13 ist auch ersichtlich, daß. je näher K dem Wert Eins liegt, um so enger die entsprechende Rechleckbandbreite Hj, wird, oder daß die Auflösung des Filters um so höher wird.

Fig. 3a zeigt den Ausgang F(S) in Abhängigkeit von der Frequenz des Eingangssignals »/« gemäß Gleichung 11. Aus Fig. 3a ist ersichtlich, daß die (>s erfüllen, oder einfacher Ausgangsamplitude ein Maximum hat für die Eingangsfrequen/ I 7. Is ist auch ersichtlich, daß entsprechende Amplituden für alle Vielfache von L T

dt

dTU)

(I-K)¹ TU)²

(1 - K)- . Ungleichung A

Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel müssen also die Wobbelungen, die auf T(I) angewendet werden, die Ungleichung A erfüllen. Wenn T(l) linear gewobbell wird, kann K konstant sein. Wenn T(I) exponentiell (z. B. nach einer logarithmischen Frequenzskala) gewobbelt wird, dann sollte K auch laufend mit verändert werden, um die Ungleichung A zu erfüllen.

Ausführungsbeispiel gemäß F i g. 4

10

F i g. 4 zeigt eine bevorzugte Ausgestaltung der Schaltung nach der Erfindung. Die Schaltung gemäß F i g. 4 unterscheidet sich gegenüber der gemäß Fi g. 1 in mehrfacher Hinsicht. Speziell werden nach F i g. 4 die Eingangssignale nur einer Analog-Digital-Umformung unterworfen, so daß statt der gemäß F ig. 2 vorgesehenen zwei Umformer 14, 14P hier nur ein Umformer erforderlich ist. Außerdem ist an Stelle der Quadrierer gemäß Fi g. 1 ein Absolutwertdetektor 62 vorgesehen. Außerdem ist nach F ig. 4 kein 90-Phasenschieber entsprechend dem Phasenschieber 12 vorgesehen. Statt dessen ist eine Verzögerung um T/4 vorgesehen. Weitere Unterschiede und die sich daraus ergebenden Unterschiede in der Betriebsweise ergeben sich aus der nun folgenden Beschreibung der F ig. 4.

Dem Eingangsanschluß 108 folgt ein Bandpaßfilter 110, das dem Bandpaßfilter 10 aus Fi g. 1 entspricht. Am Ausgang ist ein Addierer 144 vorgesehen, der mit seinem Ausgangsanschluß 145 dem Addierer 44 aus .Fig. 1 entspricht. Das Bandpaßfilter 110 ist an einen Analog-Digital-Umformer 51 angeschlossen, der sich von dem Umformer 14 dadurch unterscheidet, daß er nach zwei Schaltfrequenzen der Frequenz l/T umformt, wobei die eine Schallfrequenz der anderen um 7/4 Sekunden folgt. Die Schaltfrequenzen werden in einem Generator 53 erzeugt.

Der Generator 53 erzeugt zwei Ausgänge, einen ersten Ausgang mit der Frequenz 1 T und einen zweiten Ausgang mit der Frequenz l/T. aber verzögert um T 4 Sekunden gegenüber dem ersten Ausgang. Bei einer bevorzugten Ausgestaltung des Generators 53 erzeugt eine Generatorstufe eine Frequenz von 4 T. die zwei in Serie geschaltete Flip-Flop-Generatoren treibt. Der Ausgang der zweiten Flip-Flop-Schaltung hat die Frequenz 1 T und ist der erste Ausgang des Generators 53. Der zweite Ausgang des Generators 53 wird von dem zweiten Flip-Flop-Generalor abgeleitet, dessen Ausgang zu diesem Zweck über eine Verriegelungsschaltung an den einen Eingang einer UND-Schaltung gelegt wird. Der andere Eingang der UND-Schaltung wird von der Generatorschaltung mit einer Frequenz 4 7 beaufschlagt. Das Ausgangssigna] der UND-Schaltung wird an die Vcrriegclungsschallung zur Rückschaltung zurückgeschaltet. Der zweite Ausgang der UND-Schaltung hat die Frequenz IT und ist um T 4 Sekunden gegenüber dem ersten Ausgang des Generators 53 verzögert und dient als zweiter Ausgang des Generators 53. Andere Ausgestallungen des Generators 53 fto sind möglich.

Das Ausgangssignal am Anschluß 55 des Umformers 51 liegt in multiplexer Form vor. Der Multiplexbetrieb wird durch bekannte zeitliche Multiplextechniken bewerkstelligt Eine solche Betriebsweise (15 ergibt sich automatisch aus der Art. wie die Schaltungen von den Punkten A bis D im Konverter 51 vorgenommen' werden. Da jedoch zwei Serien von Schaltungen, die nicht verzögerte und die verzögerte, angewendet werden, die um T/4 auseinanderlicgen, wird der Ausgang des Umformers 51 automatisch über die Zeit multiplex.

Der multiplexe Ausgang des Umformers 51 gelangt in einen Integrator 57, der ähnlich wie der Integrator 30 aus Fig. 1 arbeitet, mit der Ausnahme, daß er auf einer Zeitbasis das verzögerte und das nicht verzögerte Signal verarbeitet. An den Integrator 57 ist ein üblicher digitaler Speicher 60 angeschlossen.

Der Speicher 60 ist erforderlich, weil der Integrator 57 im multiplexen Betrieb arbeitet. Da die Integration eine Addition eines jeden neuen Eingangssignals mit einem gewichteten Summensignal erfordert, muß das gewichtete Summcnsignal des verzögerten Signals gespeichert werden, während das verzögerte Signal arbeilet und umgekehrt.

Der Speicher 60 weist einen konventionellen Speicher, wie z. B. den Speicher 34 aus Fi g. 1 auf, der abwechselnd das multiplex bearbeitete Signal speichert, das gerade nicht bearbeitet wird.

Der Speicher 60 weist außerdem einen Steuerkreis auf, der mit dem Generator 53 zusammenwirkt und den multiplexen Betrieb des Integrators 57 steuert. Eine Schaltungsmöglichkeit für den Integrator 57 und den Speicher 60 besteht darin, einen Integrator entsprechend dem Integrator 30 aus Fig. 1 mit einem dem Speicher 34 entsprechenden Speicher parallelgeschalte'ten zusätzlichen Speicher 60 zu verwenden. Der Eingang des dem Summierer 32 entsprechenden Summierers weist dann Schaltmittel zum Umschalten von einem Speicher auf den anderen auf.

Der Integrator 57 ist an einen Absolutwertdetektor 62 angeschlossen, dessen Ausgang an einen Demultiplexer 64 angeschlossen ist, in dem die multiplexen Signale, das verzögerte und das nicht verzögerte, in Synchronismus gebracht werden, so daß sie an den Ausgangsanschlüssen 65 und 65 D ohne zeitlichen Versatz auftreten. Diese Signale gelangen dann in die beiden Eingänge des Addierers 144.

Wirkungsweise der Schaltung nach F ig. 4

Die Filteranordnung nach F i g. 4 eliminiert nicht vollständig die Phasenabhängigkeit wie bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1, jedoch in einem großen Maß. Bei beiden Ausführungsbeispielen wird auf das zu filtrierende Eingangssignal eine Schaltfrequenz mit derselben Frequenz wie die Frequenzkomponente, die durch das Filter aufgedeckt werden soll, angewendet. Unter Bezugnahme auf F i g. 2 wird daran erinnert, daß, wenn nur eine Schaltfrequenz auf eine eingespeiste Cosinuswelle der Frequenz Z₇ und der Amplitude A angewendet wird, eine Möglichkeit bestehl, daß die Schallung am Nulldurchgang dieser Welle angreift. Wenn ein Eingangssignal vorliegt, derart, daß die Frequenzkomponente f_T im Nulldurchgang geschaltet wird, dann deckt die Filteranordnung diese Frequenzkomponente nicht auf. Der willkürliche Abstand der Maximumamplitude A und der Nullamplitude, in der die Schaltung angreift, ist als Phasenwinkel Φ bezeichnet. Um die Abhängigkeit der Filteranordnung von diesem Phasenwinkel Φ zu beseitigen, ist nach F i g. 1 die 90 Verschiebung und die anschließende Quadratur vorgesehen. Das sich durch Quadratur und anschließende Addition ergebende Ergebnis lag am Ausgang 45 vor und ist vom Phasenwinkel Φ unabhängig.

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Die Schaltung nach F i g. 4 eliminiert nicht vollständig die Phasenahhängigkeit, weil nur eine Verzögerung von T/4 anstatt einer Verzögerung von .τ/2 vorgesehen ist und weil an Stelle der Quadratur eine Absolutwertbildung in dem Absolutwertdetektor 62 vorgenommen wird. Die Folgen dieser Abänderungen ergeben sich aus der nun folgenden Beschreibung der Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 4.

Ein Eingangssignal am Eingangsanschluß 108 entspricht der Gleichung 1, und der Ausgang am An-Schluß 58 des Integrators 57 für das nicht verzögerte Signal entspricht der Gleichung 7, die wie folgt geschrieben werden kann:

R(N) =

A cos (ω NT +Φ) Y-K cosmT

(14)

In entsprechender Weise ist der Ausgang Rn(N) für das verzögerte Signal auf dem Anschluß 58 zu schreiben als

Rn(N) =

A cos(o>(NT-

1 - K cos o, T

Die beiden Signale gemäß den Gleichungen 14 und 15 liegen am Ausgang des Integrators 57 zeitmultiplex vor. Aber dieser multiplexe Betrieb hat keinen Einfluß auf den Ausgang F(N) der Filteranordnung. Die Absolutwerte der Signale gemäß den Gleichungen 14 und 15 werden in dem Absolutwertdetektor 62 ermittelt und demultiplexiert in dem Demultiplexer 64. Für den Ausgang des Addierers 144" auf dem Ausgangsanschluß 145 gelten demzufolge folgende Beziehungen:

F(N)=\R(N)\+\R_D(N)\. (16)

F(W) =

IA cos (o, NT+Φ)\ +1A cos («> NT- TiA) + Φ)

1 - K cos ο) Τ

(17)

40

Mit A cos (<»t + Φ) ist gleich Eingangssignal

ο, = 2nj\

f = Frequenz,

A = Amplitude,

Φ = Phasenwinkel zwischen dem Schaltpunkt und der Maximalamplitude der Eingangssignalkomponente der Frequenz l/T,

T = Schaltperiode,
t = NT, mitJV = 0, 1,2,3....

Aus Gleichung 17 ist ersichtlich, daß der Filterausgang bei der Anordnung nach Fi g. 4 nicht vollständig von dem Phasenwinkel Φ unabhängig ist, wie dies beim Ausgang gemäß Fig. 1 entsprechend der Gleichung 11 der Fall ist. Obwohl der Filterausgang nicht vollständig unabhängig vom Phasenwinkel ist, ist jedoch der Fehler, der dadurch eingeführt wird, in den meisten Fällen akzeptabel, in welchen Fällen die Schaltung gemäß F i g. 4 vorteilhafter anzusehen ist.

F i g. 5 zeigt auf der Ordinate die Amplitude des numerischen Wertes gemäß Gleichung 17 als Funktion der auf der Abszisse aufgetragenen Eingangssignalfrequenz für verschiedene Werte von Φ. Die obere Kurve X ist der maximale Wert des numerischen Wertes für jeden Wert von Φ, die untere Kurve Y der Minimalwert. Die Amplitude des numerischen Wertes liegt irgendwo zwischen dem Maximum und dem Minimum, je nachdem, welchen Wert Φ zufällig hat.

Wenn das Durchlaßband des Bandpaßfilters IO zwischen 7/(8T) und 14/(8 7) liegt, dann liegt der numerische Wert auf dem schraffierten Gebiet gemäß F i g. 5. Die Variationen des numerischen Wertes sind, verglichen mit Gleichung 17, sehr klein, so daß unabhängig von der Abhängigkeit durch den Winkel Φ eine sehr gute Filterwirkung erzielt wird.

T/4 ist als Verzögerung bevorzugt. Man kann natürlich auch eine andere Verzögerung anwenden, aber in einem solchen Fall ergibt sich eine größere Phasenabhängigkeit am Ausgang. Es kann jede Verzögerung zwischen Null und T exklusiv der Werte Null und T und exklusiv des Wertes T/2 angewendet werden. Die Verzögerung 7/4 ist jedoch bevorzugt, weil sich dabei eine minimale Phasenabhängigkeit ergibt.

Bei der Schaltung nach Fi g. 4 ist ein Absolutwertdetektor vorgesehen. Die Erfindung ist auch in anderer Weise anwendbar. Zum Beispiel kann man an Stelle dessen alle negativen Werte positiv machen. Die Quadrierer nach Fig. 1 machen alle negativen Werte positiv, aber sie quadrieren außerdem die Amplitude. Demzufolge kann man hier alle bekannten Schaltmittel anwenden, die negative Werte positiv machen, ohne dabei die Amplitude zu verändern.

Die Schaltung nach Fi g. 4 kann auch gewobbelt werden. Im Falle des Wobbeibetriebes ist für den Wert »T« in Gleichung 17 die Funktion T{t) einzusetzen. T(t) kann über ein Frequenzband z. B. von 7/(8 T) bis 14/(8 T) gewobbelt werden. Bei einem solchen Wobbeibetrieb ergibt sich auch eine entsprechende Variation des Wertes A. F ig. 6a zeigt ein hypothetisches Frequenzspektrum eines Eingangssignals. Dieses Spektrum enthält die Frequenzen /,, /,, /₃ innerhalb der durchgelassenen Bandbreite, über die T(t) variiert wird. Das Eingangsspektrum enthält außerdem eine Frequenz /₄, die außerhalb dieses Bandes liegt.

Fi g. 6b zeigt den Ausgang F(N) der Filteranordnung als Funktion der Zeit bei Wobbeibetrieb, bei einem Eingangssignal entsprechend Fig. 6a. Die Zeitspanne, innerhalb der T(t) zwischen den Werten (8T)/7 und (8T)/14 variieren kann, ist die Wobbeizeit ST. Der Ausgang F(N) der Filteranordnung ist gemäß Fig. 6b periodisch mit der Periode ST und weist Ausgangsamplituden entsprechend den Frequenzen /,, /₂. /3 auf. Die Frequenz J₄ erscheint dagegen nicht am Ausgang.

In Abänderung der dargestellten Ausführungsbeispiele kann man den Ausgang glätten durch einen Integrator im Anschluß an den Addierer 44 bzw. 144. In Abänderung des in Fig. 1 dargestellten Ausfiih- . rungsbeispiels kann man an Stelle der Phasenverschiebung um .t/2 auch eine Verzögerung um 774 vornehmen.

Claims (9)

Patentansprüche:

1. Verfahren zum Ausfiltern einer vorbestimmten Frequenz aus einem auf ein begrenztes Band be_: schränkten Frequenzgemisch durch Rückkopplung, dadurch gekennzeichnet, daß das Frequenzgemisch zweikanalig (14 P, 3OP; 14,30) mit einer Verzögerung (12) in einem der beiden Kanäle gegenüber dem anderen nach der vorbestimmten Frequenz (16) digitalisiert einer iterativen Rückkopplung (30) unterworfen wird und

daß die sich so ergebenden Digitalspannungen beider Kanäle addiert (44) werden.

2. Verfahren nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerung (12) eine orthogonale Phasenverschiebung ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 und/oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei der iterativen Rückkopplung der Amplitude des digitalisierten Signals eine Rückkopplungsgröße zuaddiert (32) wird, aus der durch Multiplikation (36) mit einem Rückkopplungsfaktor (k) kleiner als Eins, die auf einen nachfolgenden Wert des digitalen Signals anzuwendende Rückkopplungsgröße gewonnen wird.

4. Verfahren nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß im Anschluß an die iterative Rückkopplung die Amplitude des digitalen Signals quadriert (40) wird und daß dann die so quadrierten digitalen Signale beider Kanäle addiert (44) werden.

5. Verfahren nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz, nach der das Frequenzgemisch digitalisiert wird, gewobbelt wird.

6. Abänderung des Verfahrens nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zweikanalige Verarbeitung im Multiplexverfahren auf einer einzigen Schaltstrecke (51,57.62) erfolgt (F ig. 4).

7. Schaltungsanordnung zur Ausübung des Verfahrens nach Anspruch 1 und 2. gekennzeichnet durch zwei gleiche, je einen Analogdigitalumsetzer (14, 14P) diesem nachgeschaltet einen iterativ rückkoppelnden Integrator (30, 30P) und diesem nachgeschaltet eine Digitalspannungen quadrierende Schaltung (40,40P) aufweisende Kanäle (14 bis 40; 14 P bis 40 P), von denen der eine Kanal (14 bis 40) unter Vorschaltung eines orthogonal arbeitenden Phasenschiebers (12) und der andere unmittelbar dem Schaltungseingang (11) und einer ausgangsseitigen Digitalspannungen addierenden Schaltung (44) zwischengeschaltet ist und durch einen eine Schaltfrequenz der vorbestimmten Frequenz erzeugenden Schaltfrequenzgenerator (16), der an die beiden Analogdigitalumsetzer (14,14P) diese tastend angeschlossen ist.

8. Schaltungsanordnung zur Ausübung des Verfahrens nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß eingangsseitig ein Analogdigitalumselzer (51) vorgesehen ist, der von einem eine Schaltfrequenz der vorbestimmten Frequenz (l/T) erzeugenden Generator (53) nach dieser Frequenz (l/T) und nach einer dazu orthogonal phasenverschobenen Frequenz (1/7 + T/4) getastet ein multiplexes digitales Ausgangssignal erzeugt und daß ein multiplex arbeitender Integrator (57) mit einem Digitalspeicher (60) dem Analogdigitalumsetzer (51) nachgeschaltet ist, und daß dem Integrator (57) ein multiplex arbeitender Absolut werldetektor (62) und diesem eine demultiplexierende Schaltung (64) und dieser eine Digitalspannungen addierende Schaltung (144) nachgeschaltet i?i.

In Betracht gezogene Druckschriften:
USA- Patentschriften Nr. 2 997 650, 3 177 349;
»Proceedings of the Institute of Radio Engineers« (»Proc. IRE«), Vol. 40, Nr. 3, S. 334 bis 337 (März 1952), und Vol. 50, Nr.

9, S. 1984 und 1985 (September 1962);

»Proceedings of the Institution of Electrical Engineers« (»Proc. IEE«), Vol. 112, Nr. 6, S. 1187 bis 1196 (Juni 1965).

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

809 618/421 9.

Bundesdruckerei Berlin