DE1616497B2 - Uebertragungseinrichtung zum senden von digitalen informationenvon einem sender zu einem empfaenger - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine übertragungseinrichtung zum Senden von digitalen Informationen von einem Sender zu einem Empfänger unter Verwendung von phasenmodulierten Signalen.

Zur Übertragung von digitalen Informationen sind Ubertragungseinrichtungen bekannt, die nach dem sogenannten Impulslageverfahren arbeiten. Bei diesem Verfahren wird die Information durch den Abstand eines oder mehrerer Impulse von einem Bezugsimpuls dargestellt. Dieser Abstand bedeutet einen zeitlichen Unterschied im Auftreten der einzelnen Impulse.

Die Zeit, die ein Signal bzw. eine elektromagnetische Welle zum Zurücklegen des Weges vom Sender zum Empfänger benötigt, ist nicht konstant. Zeitunterschiede ergeben sich durch unterschiedliche Ausbreitungswege, durch Reflexionen an bestimmten Schichten in der Atmosphäre, durch Reflexionen an Bodenerhebungen und Gebäuden usw. Diese Zeitunterschiede werden vom Sender als Änderungen in der übertragenen Information erfaßt und führen damit unmittelbar zu Ubertragungsfehlern.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine übertragungseinrichtung zu schaffen, bei der Ubertragungsfehler dieser Art nicht vorkommen können. Zur Lösung dieser Aufgabe muß eine Verschlüsselung der Nach- ri<%ht und eine Modulation gefunden werden, in der die Information zeitunabhängig enthalten ist. Zur prinzipiellen Lösung dieser Aufgabe schlägt die Erfindung eine Modulation vor, bei der die Information durch die Phasenverschiebung zwischen Signalen unterschiedlicher Frequenz, die nur um wenige Hertz auseinanderliegen, steckt. Wegen dieses im Vergleich zu ihrer Grundfrequenz nur geringen Frequenzunterschiedes erfahren diese Signale während ihrer Ausbreitung praktisch identische Phasenverschiebungen, so daß Ubertragungsfehler minimal und vernachlässigbar sind. Zeitunterschiede, die die Signale während des Weges vom Sender zum Empfänger erfahren, bleiben ohne Wirkung und haben keinen Einfluß auf die übertragung der Information.

Im einzelnen sieht die Erfindung vor, daß sowohl der Empfänger wie auch der Sender miteinander synchronisierte Signalgeneratoren enthalten, der Sender durch logische Netzwerke gesteuerte Phasenschieber enthält, die Netzwerke mehrere Informationssignale liefern, die jeweils um den gleichen Frequenzabstand f_c voneinander getrennt sind und jedes Signal während eines Sendeintervalls in seiner Phasenlage gegenüber der Phasenlage des frequenzmäßig benachbarten Signals verschoben ist, die logischen Netzwerke nach Maßgabe von ersten Bits der digitalen Information die Phasenschieber steuern, um die Phasenlage des zweiten Informationssignals F_n gegenüber dem ersten Informationssignal f„,_t zu verschieben und um dann nach Maßgabe zweier Bits der digitalen Information die Phasenlage des dritten Informationssignals/^ gegenüber dem zweiten Signal f,_h zu verschieben usw., und daß die Signale in dem Empfänger getrennt und während eines Sendeintervalls hinsichtlich ihrer Phasenlage mit dem in der Frequenz unmittelbar benachbarten Signal unter Bildung von die übertragene digitale Information darstellenden Ausgangssignalen verglichen werden.

Bei einer auf diese Weise ausgebildeten übertragungseinrichtung bildet jedes Signal das Bezugssignal für das nächstfolgende benachbarte Signal. Dies bedeutet, daß ein bestimmtes Signal mit einer bestimmten Frequenz den Bezugspunkt für die Phasenverschiebungen sämtlicher folgender Signale mit anderen Frequenzen bildet. Diese folgenden Signale werden demnach nacheinander in der Phase moduliert. Ein Signal wird immer dann in seiner Phasenlage moduliert, nachdem das vorhergehende Signal in seiner Phasenlage moduliert worden ist und damit den Bezugspunkt für die Phasenmodulation des nächstfolgenden Signals bildet. Dies bedeutet auch, daß zwischen den einzelnen Signalen keine Lücken frei bleiben und ein bestimmtes Frequenzband damit hoch ausgenutzt wird.

Der Abstand zwischen sich folgenden Signalen beträgt z. B. 40 Hz.

Zweckmäßige Weiterbildungen des obengenannten Erfindungsgedankens bilden den Gegenstand von Unteransprüchen.
Am Beispiel der in der Zeichnung gezeigten Schaltbilder und Schaubilder wird die Erfindung weiter erläutert. In der Zeichnung ist

F i g. 1 ein Blockschaltbild des Senders der übertragungseinrichtung,
F i g. 2 ein Diagramm, das die Phasenverschlüsselung der digitalen Information im Sender gemäß F i g. 1 zeigt,

F i g. 3 ein Blockschaltbild des Empfängers der erfindungsgemäßen übertragungseinrichtung und
F i g. 4 ein Schaltbild einer Multiplizierschaltung, die im Epfänger gemäß F i g. 3 verwandt wird.

Zu der in F i g. 1 gezeigten Schaltung gehört ein Register 10, in dem eine Vielzahl von Bits gespeichert sein soll, die z. B. nacheinander von einer Eingangsleitung erhalten werden. 4 Bits können am Ausgang des Registers parallel abgenommen werden; sie sind mit X₁, X₂, x₃, X₄. bezeichnet. Das Register 10 kann ein Schieberegister sein, von dem die erwähnten 4 Bits auf einen Ausgabeimpuls hin ausgegeben werden. Obwohl nur 4 Bits erwähnt sind, kann eine größere Zahl mit dem vorliegenden System gleichzeitig übertragen werden.

Die Ausgabeimpulse werden von einem Impulsgenerator 12 erzeugt. Er gibt periodische Impulse mit einer festen Folgefrequenz ab; während der Periodenzeit kann eine Vielzahl von Bits übertragen werden. Als eine geeignete Folgefrequenz für diese Ausgabeimpulse kann 25 Hz angesehen werden; sie wird im folgenden mit/j,, bezeichnet und ist die Zeitbasis des Systems. Diese Frequenz wird von einem Frequenz-Normal 14, z. B. einem quarzgesteuerten Oszillator der bekannten Art, abgeleitet. Der Ausgang dieses Normals wird mit einer Frequenzteiler- und Vervielfacherschaltung 16 verbunden, die mit Kaskadenschaltungen von Flip-Flops und nicht linearen Vervielfacherschaltungen der bekannten Art arbeitet. Zusätzlich zu dem Signal mit der Frequenz f_hi erzeugt die Schaltung 16 Signale der Frequenzen/_c, J₁, J₂, /₃ und f_s. f_c ist eine Frequenz, die um einige Größenordnungen höher ist als f_br Vorzugsweise sollte diese Frequenz -ein Vielfaches von f_hl sein, da sie dann günstig mit der Schaltung 16 erzeugt werden kann. Mithin soll f_c gleich mf_ht sein, wobei m eine ganze Zahl ist. Ein geeigneter Wert für /_c ist 1000 Hz, das ist die 40. Harmonische zu f_h gleich 25 Hz.

Die Frequenz /s sollte so gewählt werden, daß sich Ausgangssignale in einem Frequenzbereich ergeben, der für Anwendung in einem Radiosender oder anderen Einrichtungen, die nachher beschrieben werden, ge-

eignet ist.f_s soll gleich nf_hi sein. Die restlichen Signale haben Frequenzen f_x, f₂ und /₃, die jeweils um die Frequenzf_bt auseinanderliegen. Entsprechend gilt:

/3 =/s + 3/_b,

Da somit alle benutzten Frequenzen in Beziehung zu/_h( stehen, kommt in ,einer Periode von/^ eine bestimmte Anzahl von Wellen oder Halbwellen dieser Frequenzen vor. Diese Bedingung erleichtert die Verarbeitung im Empfanger, bei der — wie später beschrieben — zusammengehörende Signale gefunden werden müssen.

Die information wird übertragen durch vierfache Phasenumtastung, was mit den mehrfach vorhandenen Phasenschiebern 20, 22, 24, 26, 28 und 30 erreicht wird, die hintereinandergeschaltet sind. Durch sie läuft das Signal mit der Frequenz f_c, so daß seine Phasenlage stufenweise verändert wird. Die Phasenschieber 20 und 26 bestehen aus Widerstands-Kondensator-Netzwerken und bewirken eine Phasenschiebung von 45°l·^- Radiant). Die Phasenschieber 22 und 28 mögen Verstärker sein, die eine Stufe mit der Verstärkung Null haben, die elektronisch ein- und ausgeschaltet wird, je nachdem, ob das anliegende Bit »1« oder »0« ist. Diese Verstärker bilden also Phasenschieber, die die Phasenlage um 180° ändern bei einem Bit »1« und die Phasenlage nicht ändern beim Bit »0«. Die Phasenschieber 24 und 30 sind ähnliche Verstärkerschaltungen, die Stufen mit Widerstands-Kondensator-Netzwerken haben, die eine Phasenverschiebung von 90°

bewirken, wenn die Stufen

eingeschaltet sind. Die Phasenlage wird also beim Bit »1« um 90° gedreht, indem der Verstärker beim Bit »1« elektronisch eingeschaltet wird und beim Bit »0« abgeschaltet wird. Elektronische Schalter, die durch digitale Signale gesteuert werden und die einen aus einer Vielzahl von Verstärkern ein- oder ausschalten, sind in der Technik bekannt und werden daher nicht näher beschrieben. Es können natürlich auch andere Arten von digital gesteuerten Phasenschieberschaltungen, wie sie z. B. in der Vervielfacherschaltung 16 enthalten sind, benutzt werden. Zum Beispiel kann die Frequenz f_c in allen acht möglichen Phasenlagen erzeugt werden. Dann werden nur Torschaltungen vorgesehen, die die gewünschten Phasen entsprechend den zu übertragenden Daten auswählen.

Die Bits X₁ und x₃ steuern die 180°-Phasenschieber 22 und 28. Die 90°-Phasenschieber 24 und 30 werden durch die Ausgänge von zwei Addierschaltungen, die Halbaddierer 32 und 34, gesteuert. Der Halbaddierer 32 bildet die Summe von X₁ und X₂, während der Halbaddierer 34 die Summe von X₃ und X₄. ausgibt.

Die Phasendifferenz zwischen Signalen mit benachbarten Frequenzen wird als Informationsmehge für 2 Bits benutzt. Diese Phasendifferenz sei Δ &_k. Dieser Winkel wird in jede der vier Phasenpositionen gebracht, nämlich 45, 135, 225 und 315°

£L JiL
4"' 4

5.-T

und

»0«»0«, »1«»1« und »0«»l«. F i g. 2 stellt die beschriebene Beziehung der Phasenverschlüsselung graphisch dar.

Aus der vorangegangenen Beschreibung und aus F i g. 2 folgt, daß die absolute Phasenlage des Signals am Ausgang des Phasenschiebers 30 durch die folgende Gleichung dargestellt werden kann:

-j + (x₄ 0x₃) -J ,

Der Phasenwinkel des Signals von Phasenschieber wird dargestellt durch

Durch den Einsatz von zusätzlichen Gruppen von Phasenschiebern, die Phasenschieber für 45, 180 und 90° ähnlich den Phasenschiebern 26, 28 und 30 einschließen würden, können zusätzliche Paare von Bits gleichzeitig mit den Bits X₁ bis x₄ während jeder Ubertragungszeit übertragen werden.
Die Mischstufen 36, 38, 40 und 42 sind vorgesehen, um die Signale der Frequenz f_c am Eingang der hintereinandergeschalteten Phasenschieber 20 bis 30 und an den Ausgängen jeder Gruppe von Phasenschiebern (am Ausgang von Phasenschieber 24 und Phasenschieber 30) mit Signalen von Frequenzen, die um die Frequenz f_bt auseinanderliegen, zu überlagern. Die unteren Seitenbandausgänge 42, 36, 38 und 40 werden über die Filter 44, 46, 48 und 50 geführt. Diese Frequenzen werden J]₁, /_ni(, f„_t und /₀₍ genannt. Eine Frequenz f_s—f_c wird für die Synchronisierung im Empfänger, wie später beschrieben, benutzt. Die übrigen Frequenzen an den Ausgängen der Filter werden durch folgende Gleichungen dargestellt:

L₁ =/i,+ 2/_ft/,

entsprechend den Werten der benachbarten Bits von Es sei erwähnt, daß diese Frequenzen durch die gegebene Frequenz f_bt getrennt werden und stufenweise in der Phasenlage verändert sind.

Die Signale/J₁, f„_h, f„_t und /_Of werden in einem linearen Additionsnetzwerk 52, z. B. einer Widerstandsmatrix, zusammengeführt. Das sich ergebende Signal wird dann im Verstärker 54 verstärkt und vom Sender 56 übertragen, der z. B. ein Hochfrequenzradiosender ist, der die Signale mit der Antenne 58 über ein Radioband abstrahlt. Für den Fall, daß die unteren Seitenbänder der Mischstufen 38 bis 42 alle in einem Frequenzbereich liegen, der weit entfernt von den oberen Seitenbändern ist, kann ein Filter im Verstärker 54 oder unmittelbar vor diesem Verstärker benutzt werden, um alle Frequenzen bis auf die unteren Seitenbänder zu unterdrücken. Selbstverständlich können ebenso die oberen wie die unteren Seitenbänder benutzt werden.

Der Empfängerteil des Systems ist in F i g. 3 dargestellt. Ein Empfänger 60 empfängt die Signale, die vom Sender 56 (Fig. 1) übertragen werden. Der Empfänger 60 kann ein Hochfrequenznachrichtenempfänger sein, der an die Antenne 62 angeschlossen ist. Das gesamte Eingangssignal s(t) am Ausgang des

Empfängers enthält alle Signale, die über das Radioband übertragen werden; das sind /_([, f_mt, f„_t und/_0[. Dieses Eingangssignal soll allgemein während jeder

Ubertragungszeit ( das ist -γ-) dargestellt werden als:

J ftf

s(t) =

A_v ist die Amplitude jedes Signals und'/„ die Frequenz, das sind im erwähnten Fall die Frequenzen f_u, f_mt, /„, und /_0[, und Φ_υ ist der Phasenwinkel jedes der erwähnten Signale.

Ein Frequenznormal 64, welches ähnlich dem Frequenznormal 14 (F i g. 1) ist, gibt Signale an die Frequenzteiler- und Vervielfacherschaltung 66 ab, die ebenfalls ähnlich der Schaltung 16 in F i g. 1 aufgebaut ist. Diese Schaltung erzeugt eine Vielzahl von Signalen mit der gleichen Frequenz wie die Ausgangssignale der Schaltung 16. Diese Signale haben die Frequenzen f„_r, f„,_r und f_Or. Ein weiteres Signal . besteht aus Impulsen und hat die Folgefrequenz qf_br und wird z. B. von den binären Frequenzteilern in Schaltung 66 erzeugt. Die Frequenz f_br ist die gleiche wie die Frequenz f_bt, die im Senderteil des Systems erzeugt wird, q ist das Verhältnis der Geschwindigkeit, mit der Daten übertragen werden (gesamte Anzahl von Bits pro Sekunde) zur Zahl der Ubertragungszeiten pr$ Sekunde. Entsprechend ist im behandelten Beispiel q gleich 4, und qf_b ist 100 Hz.

Die Frequenzteiler- und Vervielfacherschaltung 66 erzeugt auch die Frequenz/_Or, deren Periodendauer gleich der Ubertragungszeit ist. Es ist zu verlangen, daß die Ubertragungszeit während des Empfanges (Demodulation) die gleiche ist, wie die Ubertragungszeit während des Sendens (Modulation). Daher ist das Synchronisiersystem 68 vorgesehen. Dieses System nimmt sowohl die Frequenz f_hr, die im Empfänger erzeugt wird, als auch die übertragenen Frequenzen f„_H und /, auf, wobei die letzteren aus dem Eingangssignal 's(r) durch Verwendung der Filterschaltung 70 erhalten werden. Das Synchronisiersystem 68 enthält Mischschaltungen, die die Signale der Frequenzen f„,_t und/,_r einander, überlagern, so daß ein Ausgangssignal mit e'iner Frequenz gleich der Differenzfrequenz zwischen f„_h und /₍₍ erhalten wird. Es sei daran erinnert, daß diese Differenzfrequenz gleich f_bt ist.

Eine phasenstarre Rückkopplungsschaltung, die z. B. einen variablen Frequenzoszillator und einen Phasendetektor zur Kontrolle einer der erzeugten Frequenzen erfaßt, ist auch in dem Synchronisiersystem 68 enthalten. Der variable Oszillator soll auf die Frequenz f_br (25 Hz) eingestellt sein. Der Ausgang dieser phasenstarren Ausgangsschaltung wird im Phasendetektor mit dem Ausgang des Mischsystems, in dem f„,_t und f,_t überlagert werden, verglichen. Der Phasendetektor gibt ein Fehlersignal ab entsprechend der Phasendifferenz zwischen f_br und f_bl. Die phasenstarre Rückkopplungsschaltung wird mit diesem Signal gesteuert und gibt so an ihrem Ausgang eine Frequenz f_br ab, die phasenstarr mit f_bt ist. Auf diese Weise ist die Ubertragungszeit während des Empfangs mit der Ubertragungszeit während des Sendens synchronisiert. Das Ausgangssignal des Synchronisiersystems 68 ist daher ein Signal mit der Frequenz f_br, das synchronisiert ist mit dem Signal/,,,.

Ein Impulsgenerator 70 formt das Signal/^ aus dem Synchronisiersystem 68 in einen kurzen Impuls, der am Ende der Ubertragungszeit erscheint. Der' Impuls soll z. B. aufhören beim positiven Nulldurchgang des Signals f_br. Da Schaltungen zur Impulsformung an einem bestimmten Punkt der Periode einer Wechselspannung bekannt sind, soll sie hier nicht im einzelnen beschrieben werden. Der Ausgang des Impulsformers wird aucn auf eine Verzögerungsschaltung 72 gegeben, die einen kurzen Impuls am Anfang jeder Ubertragungszeit erzeugt. Es mag wünschenswert sein, den Impulsformer 70 und Verzögerungsschaltung 72 in einer Schaltung zu vereinen, die einen Impuls abgibt, der während des positiven Nulldurchgangs des Signals f_br erscheint. Die Anstiegsflanke dieses Impulses wird dann gerade vor dem Ende der Ubertragungszeit und die Hinterflanke am Beginn der nächsten Ubertragungszeit liegen. Die Impulse, die dann entsprechend der ansteigenden und absteigenden Flanke erzeugt werden, müssen dann an Stelle der Ausgangsimpulse des erwähnten Impulsgenerators 70 und der Verzögerungsschaltung 72 benutzt werden.

Unter den Signalen, die im gesamten Eingangssignal s(i) enthalten sind, befinden sich die phasenmodulierten Informationssignale mit den Frequenzen /_Of, /_Π( und f„,_t. Diese Signale können während einer Ubertragungszeit durch die folgenden drei Gleichungen dargestellt werden:

s_Ol = A_Ot sm(27if_Oit+0_k),
s„, = A_n, sm(2xf_nit+0_k-l),
s,„₍ = A,„_csm(2xf_mtt+e_k-2).

Die Phasenwinkel dieser drei Signale können durch die übertragung verschoben sein, z. B. durch gleichzeitigen Empfang über mehrere Wege oder durch Fading. Hierdurch kann z. B. das Signal s₀₍ nach dem Empfang durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

S₀₁ = ^_Or(sin2.-i/_O(+0_fc).

Dabei ist 0_k = 0_k — A_k. wobei A_k die Phasenverschiebung durch die übertragung zwischen Sender und Empfänger darstellen soll. Wie oben erklärt, ist die Information in der Phasendifferenz Δ Φ zwischen den empfangenen Signalen enthalten, die in ihrer Frequenz zueinander benachbart liegen, wobei die Phasendifferenz in bezug auf die Zeitbasis definiert ist. Die Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen s_Ol und s„_; kann aus den absoluten Phasenwinkeln nach der folgenden Gleichung abgeleitet werden:

ΔΦ, = (Φ*-Φ*-ι)·

Dabei ist ΔΦ_Ιί die Phasendifferenz zwischen den Signalen s_Of und s„_t, und Φ_]ί und Φ^_ι sind die absoluten Phasenwinkel dieser Signale während einer Ubertragungszeit. Die durch die übertragung verursachte Phasenverschiebung ist für die beiden Signale s_Ot und s„_: im wesentlichen gleich wegen ihrer benachbarten Frequenzen. Damit ist die durch die übertragung bedingte Phasenverschiebung A_k-₁ für das Signal s„_t im wesentlichen gleich A_k. Der Differenzwinkel ΔΦ_ίί ist daher gleich der Differenz zwischen den absoluten Phasen winkeln der Signale s_Ot und s„_;. Diese Beziehung kann mathematisch ausgedrückt werden mit:

Danach kann also die Information aus dem Differenzwinkel Δ 0_k abgeleitet werden.

Eine Vielzahl von Phasenvergleichern 74, 76, 78, 80, 82 und 84 sind vorgesehen, um die Phasenwinkel der empfangenen Informationssignale s,„_t, s„_t und s_0[ festzustellen. Die Phasenvergleicher 74 und 76 sind mit der Bezeichnung MS und MC versehen, um darzustellen, daß diese Phasenvergleicher 74 und 76 die Sinus- und Kosinusvergleicher in Verbindung mit dem s„,-Signal.sind. Die anderen Phasenvergleicher 78, 80, 82 und 84 sind mit NS, NC, OS und OC bezeichnet, um auf die gleiche Weise ihre Wirkungsweise als Sinus- und Kosinusphasenvergleicher für die Signale s„_t und s„_t darzustellen. Die Signale mit den Frequenzen/,, ,/„_r und/_Or aus der Frequenzteiler- und Vervielfacherschaltung 66 werden den Phasenvergleichern für die Signale der entsprechenden Frequenzen zugeführt. Die Phasenschieber 86, 88 und 90 sind erforderlich, um die Signale aus der Frequenzteiler- und Vervielfacherschaltung 66 um 90° i-yj zu drehen, bevor sie den Kosinusphasenvergleichern 76, 80 und 84 zugeführt werden.

Die Phasenvergleicherschaltungen können in der bekannten Art aufgebaut sein, die die zugeführten Signale vervielfachen und integrieren. Der Vervielfacher kann ein Diodenvervielfacher sein, und der Integrator kann eine KC-Schaltung, nachgeschaltet dem Vervielfacher, sein. Dieser Integrator wird gelöscht z/B) durch Entladen seiner Kapazität zu Beginn der Ubertragungszeit mit dem Ausgangsimpuls der Verzögerungsschaltung 72. Hierfür können Dioden über die Kapazität geschaltet sein, die während des Impulses aus der Verzögerungsschaltung 72 in Durchlaßrichtung vorgespannt sind. Ein Diodenpaar, jeweils in verschiedener Richtung gepolt, kann benutzt werden, um sicherzugehen, daß die Kapazitäten in den Phasenvergleichern entladen werden, unabhängig von der Polarität, die sie während der Ubertragungszeit erhalten haben.

Der Ausgang der Phasenvergleicher entspricht den Sinus- und Kosinuskomponenten der Informationssignale. Dabei wird eine Sinuskomponente definiert als die Komponente, die mit dem empfangenen Informationssignal in bezug auf das entsprechende Signal von Schaltung 66 in Phase ist. Die Kosinuskomponente ist zu dem empfangenen Informationssignal in bezug auf das entsprechende Signal von Schaltung 66 um 90° phasenverschoben. Zum Beispiel gibt der Sinusphasenvergleicher 82 für das Signal s_Ot am Ausgang ab:

• τ Ys_or = J s(t) sin (2TIf₀)Ut.

Das ergibt über die Ubertragungszeit von 0 bis T 4 A₀ cos <P_k. Auf ähnliche Weise bestimmt der Kosinusphasenvergleicher 84 die Kosinuskomponente des Phasenwinkels des Signals s_ot, die dargestellt werden kann durch die Gleichung:

Sinus- und Kosinuskomponenten des Phasenwinkels Φ_Λ_2 des s„„-Signals.

Eine Vielzahl von Abfrageschaltungen 92, 94, 96, 98, 100 und 102 ist vorgesehen, um die Ausgänge der Phasenvergleicher am Ende der Phasenvergleichszeit, die im gewählten Beispiel der Ubertragungszeit entspricht, abzufragen. Diese Abfrageschaltungen können analoge Torschaltungen sein, die durch den Ausgangsimpuls des Impulsgenerators 70 geöffnet werden.

Wenn sie geöffnet sind, geben diese Abfrageschaltungen Signale an Schaltungen ab, die Ausgangssignale ableiten, die dem Sinus und Kosinus der Phasendifferenzwinkel zwischen den Informationssignalen, das sind ΔΦ_ί und A0_k_₁, entsprechen.

Der Kosinus des Phasendifferenzwinkels Δ Φ\ wird mit Hilfe der zwei Multiplizierschaltungen 104 und 106 dargestellt. Eine geeignete Multiplizierschaltung ist in Fig. 4 gezeigt. Die Multiplizierschaltung 104 ist mit den Ausgängen der Abfrageschaltungen 98 und 102 verbunden. Die Abfrageschaltung 102 schaltet das Signal Yc_or durch und die Abfrageschaltung 98 das Signal Yc„_r Das Signal Yc_nr kann dargestellt werden durch eine Gleichung ähnlich der, wie sie für Yc_or verwendet wurde:

Yc„_r = A_n sin 0_k_y.

Die Multiplizierschaltung 104 gibt also ein Ausgangssignal ab, das dem Produkt von Yc_or und Yc_nr entspricht. Die zweite Multiplizierschaltung 106 ist mit den Ausgängen der Abfrageschaltungen 96 und 100 verbunden, die die Signale Ys_or und Ys„_r durchschalten. Das Signal Ys„_r kann durch die folgende Gleichung dargestellt werden:

^{= A C0S}

Das Ausgangssignal der Multiplizierschaltung 106 entspricht dem Produkt von Ys_nr und Ys_or. Die Ausgänge der Multiplizierschaltungen 104 und 106 werden in einer Addierschaltung 108, die linear, also z. B.

mit Widerständen, aufgebaut sein soll, addiert zum Ausgangssignal z₄. Dieses Signal z₄ entspricht dem Kosinus der Phasendifferenz zwischen den Signalen s„ und s₀₍, das ist Δ 0_k. Die folgenden Gleichungen geben wieder, wie die Multiplizierschaltungen 104 und 106 und der Addierer 108 dieses Ausgangssignal erzeugen:

Durch Anwendung trigonometrischer Gleichungen kann man ableiten, daß

Za =

Yc_or = J s(t) cos (2πf₀)dt.

Die Kosinuskomponente Yc_or ist während der Ubertragungszeit gleich A₀ sin <P_k. In gleicher Weise bestimmen die Phasenvergleicher 78 und 80 die Sinus- und Kosinuskomponenten des Phasen winkeis 0_k-i des s„₍-Signals und die Vergleicher 74 und 76 die ist, da Δ 0_k gleich Δ Φ_λ ist.

Ein Ausgangssignal, das dem Sinus der Phasendifferenz zwischen den Signalen s_ot und s„_t entspricht, wird von effiem zweiten Paar von Multiplizierschaltungen 110 und 112 erzeugt. Deren Ausgänge Werden mit einer Subtraktiprisschaltung 116 verbunden, die aus einem lineärehiiWiderstandsnetzwerk einschließlich eines Verstärkers !bestehen soll. Der Verstärker ergibt eine ^Phasenumkehr. für eines der angelegten Eingangssignale, so daß durch Addition der Eingangssignal der Subtraktionsschaltung das Ausgangssignal der Differenz zwischen beiden Eingängen entspricht. Die Multiplizierschaltung 110 ist verbunden mit den Abfrageschaltungen 98 und 100, die die erwähnten Ausgangssignale Yc„_r und Ys_nr erzeugen. Die Multi-

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.-_ y _v _ γ γ

plizierschaltung 112 liegt an den Abfrageschaltungen Bits zwischen aufeinanderfolgenden Ubertragungs-96 und 102 mit den Ausgängen Ys_nr und Yc_or. Die zeiten im Register gespeichert. Die einstellbare VerProdukte dieser Signale an den Ausgängen der Multi- zögerungsschaltung sollte benutzt werden, um sicherplizierschaltungen werden voneinander subtrahiert zustellen, daß Ausleseimpulse nicht mit Einschreibdurch die Subtraktionsschaltung 116, an der das 5 impulsen der Verzögerungsschaltung 72 zusammen-Ausgangssignal z₃ entsteht. Die Multiplizierschal- fallen.

tungen 110 und 112 und die Subtraktionsschaltung In F i g. 4 ist die Multiplizierschaltung dargestellt,

116 führen daher den folgenden Rechnungsgang durch: die für jede der in Fig. 3 erwähnten Schaltungen

verwendet werden kann. Die Schaltung umfaßt vier

ίο Diodenteiler 150,152,154 und 156. Jede dieser Schal-

Durch Anwendung trigonometrischer Gleichungen tungen ist gleich aufgebaut und umfaßt wiederum eine

erhält man .- . . Vielzahl von Dioden 158, 160, 162 und 164, die alle

ΐ · m bis auf eine durch die Widerstände 166, 168 und 170

^sm JC* überbrückt sind. Die Widerstände sollten alle den

15 gleichen Widerstandswert haben. Die Diodenspan-

mit Δ 0_k = Δ Q_k. nungsteiler 150 und 154 die so gepolt sind, daß sie

Auf ähnliche Weise werden die Signale Z₁ und z₂ Strom in gegensätzlichen Richtungen durchlassen, sind erhalten, die dem Sinus und Kosinus der Phasen- miteinander verbunden. Die Teiler 156 und 152, die differenz zwischen den Signalen s„ und s_m entsprechen. auf gleiche Weise gegensätzlich gepolt sind, sind eben-Hierfür sind die Multiplizierschaltungen 120,122,124 20 falls miteinander verbunden. Ein Ausgangswiderstand und 126 vorgesehen. Die Multiplizierschaltungen 120 172, der eine Mittelanzapfung bei 174 besitzt, verbindet und 122 geben Ausgangssignale an die Addierschal- die Verbindungspunkte der zusammengeschalteten tung 128 ab. Die Addierschaltung 128 erzeugt das Teilerschaltungen 150, 154 und 156, 152. Die Aus-Ausgangssignal Z₁. Das Signal Z₁ wird von der Sub- gangs wicklungen 176 und 178 von zwei Eingangstraktionsschaltung 130 erzeugt, die an die Multiplizier- 25 Übertragern 180 und 182 sind verbunden über die schaltungen 124 und 126 angeschlossen ist. Die Schal- Enden der Teilerschaltungen 150, 156 und 152, 154, tungen 120, 122 und 128 führen Rechengänge durch die nicht miteinander in Verbindung stehen. Die Punkte ähnlich denen für das Signal z₄, während die Multi- an den Enden und an den Mittelanzapfungen 184 und pliaierschaltungen 124 und 126 und die Subtraktions- 186 der Wicklungen 176 und 178 geben an, daß diese schaltung 130 die Gleichungen darstellen, um das 30 Wicklungen entgegengesetzt zueinander gepolt sind. Signal Z₁ zu erzeugen, wie sie für das Signal z₃ be- Die Sekundärwicklung 190 eines zweiten Eingangsschrieben wurden. Übertragers 192 ist mit den Mittelanzapfungen 184

Die Ausgänge Z₁, z₂, z₃ und z₄ werden durch die und 186 der Ausgangswicklungen 176 und 178 vertriggerbaren Flip-Flops 132, 134, 136 und 138 in bunden. Die Mittelanzapfung 194 der Sekundärdigitale Form gebracht, wodurch die Bits X₁, X₂, X₃ 35 wicklung 190 ist mit der Mittelanzapfung 174 des und x₄ entstehen. Diese Flip-Flops werden getriggert Ausgangswiderstandes 172 verbunden. Die Polung durch ein negatives Signal, um ein »1«-Bit abzugeben. der übertrager 180, 182 und 192 ist, wie durch die Das Triggern der Flip-Flops kann durch bekannte Punkte angegeben, derart, daß sich für die Eingangs-Diodennetzwerke erfolgen. spannungen e_x und e₂ während jeder Halbwelle gegen-

In F i g. 2 ist dargestellt, daß Sinus und Kosinus 40 sätzliche und gleichsinnige Beziehungen ergeben. Zum

der Winkel Δ 9_k und Δ Θ_Ιί_₁, die durch die Ausgänge Z₁ Beispiel haben die Spannungen e_x und e₂ in der ersten

bis z₄ dargestellt werden, durch ihre Polarität die Halbwelle in der Schleife, die mit dem Diodenteiler

Wertigkeit der Bits festlegen. Zum Beispiel muß X₄ 150 gebildet wird, gleiche Richtung und gegensätzliche

ein »O«-Bit sein, wenn z₄ positiv ist, da z₄ dem Kosinus Richtung in der Schleife mit dem Teiler 152. In der

des Winkels Δ 0_k entspricht. Demnach ergibt x₄ ein 45 folgenden Halbwelle sind die Dioden in den Teilern

»1«-Bit, wenn z₄ negativ ist. z₄ ist das zweite des Paars 154 und 156 leitend und die Dioden in den Teilern 150

von Bits entsprechend der Phasenkodierung dieser und 152 in entgegengesetzter Richtung vorgespannt.

Bits bei der übertragung. In ähnlicher Weise ergibt Z₃, Damit haben die Signale in der Schleife, die den Teiler

das eine Funktion des Phasendifferenzwinkels ist, daß 154 umfaßt, gleiche Richtung, während sie in der

das Bit x₃ »0« ist, wenn z₃ positiv, und »1«, wenn z₃ 50 Schleife mit dem Teiler 156 gegensätzliche Richtung

negativ ist. haben.

Ein Register 140 ist vorgesehen, um die während Wenn im Betrieb die Höhe der Spannung an den jeder Ubertragungszeit übermittelten Bits zu speichern Teilern in Durchlaßrichtung ansteigt, wird die Diode und serienweise in eine übertragungsleitung auszu- 158, die nicht durch einen Widerstand überbrückt lesen. Es kann ein Schieberegister sein, dem Schiebe- 55 ist, anfänglich Strom führen, da die Spannung über impulse mit der Frequenz qf_br über die einstellbare die restlichen Dioden 160, 162 und 164 nicht hoch Verzögerungsschaltung 142 zugeführt werden. Das genug ist, um diese Dioden in leitenden Zustand Register wird zum Auslesen der Flip-Flops 132 bis 138 zu bringen, zumal da sie durch die Widerstände 166, durch ein Signal angeregt, das von der Verzögerungs- 168 und 170 überbrückt sind. Mit weiterem Anschaltung 72 zugeführt wird. Da die Impulse von der 60 steigen der Spannung werden die Dioden 160, 162 Verzögerungsschaltung 72 nach der Abfrage der und 164 nacheinander Strom führen, da die anliegende Phasenvergleicher erscheinen, müssen die Flip-Flops Spannung hoch genug ist. Die Widerstände 166, 132 bis 138 die in der unmittelbar davorliegenden 168 und 170 sind so bemessen, daß wenigstens eine Ubertragungszeit gesendeten Bits gespeichert haben. der Dioden im quadratischen Teil ihrer Kennlinie Demnach kann die Information also dann in das 65 arbeitet. Entsprechend wird sich die Kennlinie des Register übernommen werden. Die Daten werden aus gesamten Diodenteilers mit steigender Spannung dem Schieberegister mit den Impulsen der Frequenz einem quadratischen Verlauf nähern. Die Multiplizier- qf_br nacheinander entnommen. Daher werden die schaltung nach F i g. 4 arbeitet daher über einen

weiten Bereich, was die Amplitude des Eingangssignals betrifft, im Gegensatz zu den herkömmlichen Dioden-Multiplizierschaltungen, die auf kleine Amplituden der Eingangssignale beschränkt sind. Die Schaltung führt einen Rechnungsgang nach der folgenden Gleichung durch:

(e_l + e₂f - fa - e₂f =-4e_;i?2 = <?o-

Die Ausgangsspannung e₀ kann am Ausgangswiderstand 172 abgenommen werden. Aus F i g. 4 geht hervor, daß die Schleife mit den Teilern 150 und Spannungen abgibt, die am Widerstand 172 während einer Halbwelle der Eingangssignale anstehen, während die Schleife mit den Teilern 154 und 156 Spannungen erzeugt, die an diesem Widerstand während der anderen Halbwelle der Eingangssignale anstehen.

Claims (4)

Patentansprüche: 20

1. übertragungseinrichtung zum Senden von digitalen Informationen von einem Sender zu einem Empfänger unter Verwendung von in der Phasenlage modulierten Signalen, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl der Empfänger wie auch der Sender miteinander syno ironisierte Signalgeneratoren (16 und 66) entnalten, der Sender durch logische Netzwerke (10, 32 und 34) gesteuerte Phasenschieber (20 bis 30) enthält, die Netzwerke mehrere Informationssignale (f_mt, f„_t, und f_Ct) liefern, die jeweils um den gleichen Frequenzabstand f_c voneinander getrennt sind und jedes Signal während eines Sendeintervalls in seiner Phasenlage gegenüber der Phasenlage des frequenzmäßig benachbarten Signals verschoben ist, die logischen Netzwerke (10, 32 und 34) nach Maßgabe von ersten Bits der digitalen Information die Phasenschieber (20 bis 30) steuern, um die Phasenlage des zweiten Informationssignals/,, gegenüber dem ersten Informationssignal f_m< zu verschieben und um dann nach Maßgabe zweier Bits der digitalen Information die Phasenlage des dritten Informationssignals f_Ci gegenüber dem zweiten Signal/„₍ zu verschieben usw., und daß die Signale in dem Empfänger getrennt und während eines Sendeintervalls hinsichtlich ihrer Phasenlage mit dem in der Frequenz unmittelbar benachbarten Signal unter Bildung von die übertragene digitale Information darstellenden Ausgangssignalen verglichen werden.

2. übertragungseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger-Signalgenerator (66) über Phasenschieber (86, 88, 90) an Korrelatorschaltungen (76, 80, 84) angeschlossen ist, um entsprechend den empfangenen phasenverschobenen Informationssignalen eine Vielzahl von Signalen zu erzeugen und die Korrelatorschaltungen (76,80,84) entsprechenden Signale miteinander in Beziehung setzen, um Ausgangssignale zu erzeugen, die Funktionen der Phasenbeziehungen zwischen diesen sind.

3. übertragungseinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Korrelatorschaltungen (74 bis 84) vorgesehen sind, von denen jede auf eine andere der vom Empfänger erzeugten Signale und auf die übertragenen Informationssignale gleicher Frequenz anspricht, um Ausgangssignalpaare zu erzeugen, die den jeweiligen Sinus und Kosinus der Phasendifferenz zwischen vom Empfänger erzeugten Signalen gleicher Frequenz und den übertragenen Informationssignalen darstellen, und daß weitere logische Schaltungen (92, 94...) bei den Ausgangssignalpaaren wirksam sind, die den Signalen und Tönen entsprechen, die in der Frequenz benachbart sind, um Ausgangssignale zu erzeugen, die Funktionen des jeweiligen Sinus und Kosinus der Phasendifferenz zwischen übertragenen Informationssignalen sind.

4. übertragungsvorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren logischen Schaltungen (92,94...), die bei den Ausgangssignalpaaren wirksam sind, zwei Vervielfacherschaltungen (104, 106...) umfassen, die über Abfrageschaltungen (96,98,100,102) an die entsprechende der Korrelationsschaltungen angeschlossen sind, um die Sinus- und Kosinus-Ausgangssignale, die dem Signal mit einer dieser Frequenzen entsprechen, einzeln an verschiedene der Vervielfacherschaltungen anzulegen, und um die Sinus- und Kosinus-Ausgangssignale, die dem Signal entsprechen, das eine der Frequenz des Informationssignals benachbarte Frequenz hat, auch einzeln an verschiedene der Vervielfacherschaltungen anzulegen, und Additionsschaltungen (108, 128) an die Vervielfacherschaltungen angeschlossen sind, um die Ausgangssignale der Vervielfacherschaltungen additiv zu kombinieren.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen