DE3429721A1

DE3429721A1 - Verfahren und einrichtung fuer aufzug-gleichstrom-antriebsmotor-stabilisierung

Info

Publication number: DE3429721A1
Application number: DE19843429721
Authority: DE
Inventors: Matti Hyvinkää Kähkipuro
Original assignee: Elevator GmbH
Current assignee: Elevator GmbH
Priority date: 1983-08-17
Filing date: 1984-08-13
Publication date: 1985-03-07
Also published as: FI72016C; JPH0785671B2; JPS6091886A; US4684856A; GB2146141A; FI832946A; FI72016B; FR2550897A1; BR8404053A; GB8419723D0; FR2550897B1; FI832946A0; GB2146141B

Description

Verfahren und Einrichtung für Aufzug-Gleichstromantriebstnotor-Stabilisierung

Diese Erfindung betrifft ein Verfahren für die Aufzug-Gleichstromantriebsmotor-Drehzahlregelungsstabilisierung, einschließlich Drehzahlregler, bei welchem Drehzahl- und Stromdaten als Feedback-Informationen verwendet werden.

Gleichstrommotoren sind üblich als Aufzug-Antriebsmotoren, weil ihre Drehzahl regelbar ist und sie vibrationsfrei sind. Jedoch ist es durch komplizierte Theorie äußerst schwierig, ein zuverlässiges Drehzahlregelungssystem für qualitativ hochwertige Gleichstrommotoren vor· zusehen, wobei sich Geschwindigkeitsabweichungen von den Instruktionen ergeben, die durch den Drehzahlregler vorgesehen werden. Derartige Abweichungen schließen ein: eine zu geringe Beschleunigungsrate, zeitweilige Over-

speed (Übergeschwindigkeit), sowie Geschwindigkeitsfluktuationen im Anschluß an die Beschleunigungsphase und wenn der Aufzug an einem Stockwerk angehalten wird.

Bei gewöhnlichen Etagenwohnhäusern gewährleistet die herkömmliche Technik ein ν angemessenes Arbeiten, weil die Aufzüge verhältnismäßig langsam sind. Geschwindigkeitsregelungsfehler kommen jedoch bei Hochgeschwindigkeitsaufzügen häufiger vor, was der Grund für die ziemlich schlechte Leistung herkömmlicher Aufzüge ist. Wenn der Aufzug schnell ist, ist seine Fahrt unbequem und ruckartig; um weiche, glatte Fahrt zu erreichen, muß die Geschwindigkeit reduziert werden.

Diese Erfindung ist vorgesehen, um die mit der Geschwindigkeitskontrolle von Hochgeschwindigkeitsaufzügen verbundenen Probleme zu vermeiden. Charakteristisch für die Methode für die Aufzug-Gleichstromantriebstnotor-Geschwindigkeitssteuerungsstabilisierung ist, daß der Stromregler mit Hilfe eines idealen Integrators approximiert wird. Das dadurch erreichte mathematische Modell wird für die Bestimmung der Zeitkonstanten und die Verstärkung der Steuersystemgeschwindigkeitsschleife oder --schleifen benutzt, und diese Systemparameter werden mit entsprechenden kurzen Sollgeschwindigkeitsakzentuierungen kompensiert, um ein praktisch verzögerungsfreies Steuerungssystem hervorzubringen. Als Ergebnis davon wird die Steuersignalerzeugung vereinfacht, weil die reale Geschwindigkeit der Steuerspannung dicht folgt.

. Darüber hinaus wird genaues Anhalten erreicht, das - abgesehen davon, daß es für die Insassen angenehmer ist die Anwendung eines schmaleren "Stoppfensters" gestattet, wodurch größere Anhaltegenauigkeit sichergestellt wird.

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3*29721

Unter Stoppfenster ist ein Bereich zu verstehen, der sich zu beiden Seiten einer Stockwerksebene erstreckt, in welchem der Aufzug anhalten kann, ohne irgendeine Korrektur zu benötigen. Folglich kann der Aufzug nicht außerhalb dieses Fensters anhalten; falls er es versucht, fährt er mit Schleichbewegung, bis er das korrekte Fenster findet.

Es ist kennzeichnend für eines der Anwendungsgebiete dieser Erfindung, daß der ideale Integrator von der Stromreglerübertragungsfunktion her vorgesehen ist, welche mit Hilfe der Laplace-Transformation auf einer Ebene s hervorgerufen wird, wobei aus der angewandten Mathematik bekannte Methoden Anwendung finden.

Ferner ist es für eine der Anwendungen dieser Erfindung kennzeichnend, daß die Schaltung, welche die Nennbemessungs-Akzentuationen bewirkt, auf der Grundlage der Übertragungsfunktion einer herkömmlichen Schaltung mit Hilfe der Laplace-Transformation dadurch vorgesehen ist, daß die Schaltungsparameter mit denjenigen verglichen werden, die aus den Geschwindigkeitsregelungs-Approximationen erzielt werden.

Es ist kennzeichnend - für einen auf dieser Erfindung basierenden Drehzahlregler, daß der Regler einen Stromkreis für das Akzentuieren des Sollwertes aufweist. Im Grunde ist diese Schaltung von der herkömmlichen Operation/Verstärkungs-Art, welche Phasenkompensation einschließt, so daß der Ausgang eine kapazitive Phasenvoreilung aufweist, verglichen mit der Eingabe. Die Akzentuationsschaltung weist verschiedene Akzentuationschaltungen auf, deren Anzahl der Anzahl der Zeitkonstanten des zu kompensierenden Geschwindigkeitsreigelungssystems entspricht. We,nn die Eingabe, oder der Sollwert, sich

·" 7 —

ändert, erzeugen diese Schaltungen die Akzentuationssignale, wodurch die Aufzuggeschvrindigkeit den Steuersignalen praktisch ohne jede Verzögerung folgt.

Ferner ist es für einen auf dieser Erfindung basierenden Regler kennzeichnend, daß die Sollwert-Akzentuationsschaltung zwei abgeleitete Akzentuationsschaltungen gleicher Größe sowie eine integrierende Äkzentuationsschaltung aufweist.

Ein anderer erfindungsgemäßer Regler ist dadurch gekennzeichnet, daß er ein "double-backed" Geschwindigkeits-Feedback-System aufweist und daß der Sollbemessungs-Akzentuationsstromkreis zwei abgeleitete Akzentuationsstromkreise verkörpert.

Die Erfindung wird nunmehr unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen anhand von Beispielen näher erläutert, und zwar zeigt

Fig. 1 Kurven für die Steuersystem-Sollgeschwin

digkeit und die tatsächliche Realgeschwindigkeit eines Aufzuges bei Verwendung eines herkömmlichen Geschwindigkeitssteuerungsystemes,

Fig. 2a eine optimale Antriebskurve,

Fig. 2b die Antriebskurve eines mit einem Kriech-

verzögerungsscystem ausgerüsteten Aufzuges, 30

Fig. 3 das Blockschaltbild eines herkömmlichen Geschwindigkeitssteuerungssystemes,

Fig. 4 ein Blockschaltbild,das für die Analyse eines erfingsgemäßen Geschwindigkeits-

steuerungssystemes geeignet ist,

Fig. 5 die Geschwindigkeitssteuerungssignal-Akzentuationsschaltung,

Fig. 6 die Geschwindigkeitskurve eines Aufzuges, als Beispiel benutzt, sowie die Regleraus

gangsspannung ,

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel des erfindungsge-

mäßen Steuerungssystems, 10

Fig. 8 eine weitere Anwendung der Erfindung,

Fig. 9 eine alternative Schaltung der in Beispiel 2

erläuterten Regler-Analyse, während 15

Fig. 10 die Amplitudenkurve des Bode-Diagramms

einer Geschlossengeschwindigkeitsschleifentransmissionsfunktion des Beispiels 2 wiedergibt.
20

In Fig. 1 fällt die Aufzug-Geschwindigkeitskurve (2) hinter der Steuerungssystemkurve (1) in der Beschleunigungsphase (ansteigende Kante) ab, wobei die Differenz eine Konstante (3) ist. Wenn die ßeschleunigungsphase vorüber ist und sich die Geschwindigkeit stabilisiert hat, ist das Steuerungssystem nicht in der Lage, die Änderung sofort zu erkennen. Stattdessen schwankt die wirkliche Aufzugsgeschwindigkeit mit abnehmender Amplitude um den korrekten Wert wegen der spezifischen Trägheit des Steuerungssystemes. Die gleiche Situation wiederholt sich, wenn der Aufzug angehalten wird. Während der Abbremsung bleibt die Realgeschwindigkeitskurve (2) etwas höher als die Steüerungssystemkurve (1), und Schwankungen treten auf.

Die Fig. 2a zeigt einen optimalen Fall der in Fig. 1 beschriebenen Situation. Die Geschwindigkeit fällt auf Null in dem Augenblick, wenn der Aufzug den korrekten Haltepunkt findet, so daß die Kurven (1) und (2) in die Kurve (5) eintauchen. Die Fig. 2b läßt den erlittenen Zeitverlust erkennen, wenn die optimale Antriebskurve nicht erreicht wird. Die Schleichfahrt (6) bedeutet Zeitvergeudung, und die Probleme bei der Beschleunigung sind auch nicht überwunden.

Das in Fig. 3 abgebildete herkömmliche Geschwindigkeitssteuerungssystem zeigt das Problem, wie ein analytisch richtiges System, Stromregler (7)? Thyristorzündungsstromkreis (8) und Thyristorbrücke (9) vorzusehen ist, um den Zustand des Systems in jedem Augenblick genau-'ZU-kennen, was eine Voraussetzung für eine sinnvolle Modifizierung der spezifischen Werte des Systems ist. Das Geschwindigkeitssteuerungssystem (l6) besteht aus einem sogenannten PI-Regler (Proportional Integral), der als solcher perfekt regelbar ist. Darüber hinaus zeigt Fig. 3 die Aufzug-Anlage, einschließlich Antriebsmotor (10), Tachometer (11), Antriebsscheibe (12), Aufzugskabine (13) und Gegengewicht (14). Auf diese Bezugszeichen wird nachstehend Bezug genommen. VM bedeutet ein Transformator.

Beispiel 1

Dieses Beispiel sieht eine Methode für die Stabilisierungsberechnungen vor.

Fig. 4 zeigt ein Modell für ein Geschwindigkeitssteuerungssystem, das auf der vorliegenden Erfindung basiert.

Ein besonderes Merkmal in Fig. 4 besteht darin, daß die gesamte Stromreglerschleife mit dem Integrator (17) approximiert wird. Hierdurch wird es möglich, ein einfaches Modell zu entwickeln. Außerdem ist diese Art von Approximierung besonders genau bei Aufzügen, weil die Stromreglerzeitkonstanten in der Größenordnung von 10 ms sind, während die Geschwindigkextsschleifenzeitkonstanten in der Größenordnung von 300 ms vorgesehen sind.

Nunmehr wird die Übertragungsfunktion für Fig. 4 entwickelt. Wie aus der Operationsverstärker-Theorie bekannt ist, ist die Übertragungsfunktion (= Gl) des Reglers (16) folgende:

Kl (1 + s*Tl)

Gl = (1)

Bei dieser Gleichung bedeutet s die Laplace-Transformation, Kl bedeutet Regleranschlußverstärkung und Tl ist die Regleransrfhlußzeitkonstante. In Gleichung 1:

Kl = 1/(R2*C1) (2)

Tl = R1*C1 (3)

Rl, R2 und Cl sind Reglerstromkreiskomponenten in Übereinstimmung mit Fig. 4.

In Fig. 4 ist die Übertragungsfunktion (G2)der gesamten Offenschleife ohne Rückkopplung wie folgt:

K2 (1 + s*Tl)
G2 = (4)

s* s

wobei

K2 = Kl K3 (5)

.' 3*29721

Gemäß der Steuerungssystemtheorxe erhält man die Geschlossensystemübertragungsfunktion (= G3) wie folgt:

G3 = G2/(l + G2«k4) (6)

Die Gleichung (k) wird in die Gleichung (6) eingesetzt Nach Kürzung erhalten wir:

G3 = K2*(l + s*Tl)/(s*s + s*K2*k4*T1 +K2*k4) (7)

Nunmehr werden die Nullpunkte der Gleichung (7)

untersucht:

s*s + s*K2*k4*T1 + Κ2*Κ4 = 0 (8)

Die Wurzeln sind:

si, s2 = (K2*k4*T1)/2 +(-) SQR (A) (9) SQR = Quadratwurzel

wobei

A = (Κ2*Κ2*Κ4*Κ4*Τ1*Τ1)/^ - Κ2*κ4 (10)

Gemäß der Steuerungssystemtheorxe wird kein quadratischer Ausdruck in dem System hervorgerufen werden, wenn die Verstärkung K genügend gering ist, so daß die Gleichung (10) Null entspricht. Dies ist eine notwendige Vorbedingung für die Eliminierung von Transits. Man erhält die sogenannte kritische Verstärkung: Nach Kürzung erhält man:

K2*k4*T1*T1 = k (11)

man:

Wenn man die Gleichung (5) berücksichtigt, erhält

κι*κ3*κ4·τι*τι = k (12)

Auf der Grundlage des obenaufgeführten Vorbringens werden die Konstanten Kl und Tl bestimmt durch die Steuerungssystemkomponenten Rl, R2 und C. Die Komponenten K3 und Κ4 werden bestimmt durch die Aufzugsantriebsmotor- und Schwungrad-Charakteristika. Diese können ziemlich einfach berechnet werden, nachstehend sollen diese Konstanten jedoch durch einfache Messungen ermittelt werden.

Durch Messen der Spannung U2 in den Figuren 4 und 6 mit der Beschleunigungsrate a erhält man die Spannung Ua. Da K3 das Verhältnis von Spannung und Beschleunigungs· rate ist, folgt:

K3 = a/Ua (13)

Nunmehr wird die Konstante K 4 untersucht. Wenn die Aufzugsgeschwindigkeit nominal V ist, ist die Tachometerausgangs spannung (18) in Fig. 4 dann Ub. Hierdurch ergibt sich:

Kk = Ub/Vn (1%)

Wenn die Gleichungen (13), (14), (2) und (3) in die Gleichung (12) eingesetzt werden, erhält man nach Kürzung:

Cl = (4*R2 Ua*Vn)/(Ub*Rl*Rl*a) (15)

Die Gleichung (15) liefert eine Regel, gemäß der der Steuerungssystemkapazitätswert ermittelt wird, wenn andere Systemkonstanten bekannt sind. Wenn eine Lösung entsprechend Gleichung (15) benutzt wird, wird der Nenner der Geschlossensteuerungssystemübertragungsfunktion zwei gleiche Zeitkonstanten einschließen, weil die Verstärkung kritisch abgestimmt ist.

Die Nenner-Zeitkonstante erhält man aus Gleichung (9)· Da die Verstärkung so groß ist, daß der Quadratwurzelausdruck gleich Null ist, ergibt der umgekehrte Wert des ersten Teils der Gleichung die erforderliche Zeitkonstante. Diese Zeitkonstante soll mit T2 bezeichnet werden. Man erhält:

T2 = 2/(K2*k4*T1) (16)

Falls die Gleichungen (5), (2), (3), (13) und (l4) in die Gleichung (16) eingesetzt werden, erhält man:

T2 = (2*R2*Ua*Vn)/(a*Rl*Ub) (17)

Auf der Grundlage von Gleichung (7) erhält man die endgültige Geschlossenschleifenübertragungsfunktion des Steuerungssystems unter Anwendung der kritischen Verstärkung wie folgt:

G^ = K5(l + s*Tl)/((l + s*T2)(l + s*T2)) (18)

K5 ist eine Geschlossensystemverstärkung, und ihr Wert beeinflußt die nunmehr in Betracht gezogene Systembemessung nicht; daher wird er nicht näher behandelt. Die Zeitkonstanten dieser übertragungsfunktion erhält man aus den Gleichungen (3) und (17)·

- Ik -

Als nächstes soll dargestellt werden, wie die aus Gleichung (18) erreichte Übertragungsfunktion so vorgesehen werden kann, daß sie den Steuerungssysteminstruktionen ohne Verzögerung und Übergang durch entsprechendes Akzentuieren der Instruktionen folgt.

Die in Fig. 5 dargestellte Akzentuationsschaltung soll nunmehr behandelt werden. Die Akzentuationsschaltung wird so verwendet, daß die Geschwindigkeitssteuerungsspannung (19)ι die vom Operationsverstärker (21) her in die Fig. k hinein kommt, zunächst über die in Fig. 5 dargestellte Akzentuationsschaltung geleitet wird.

Unter Anwendung der Operationsverstärkertheorie erhält man die Übertragungsfunktion der Schaltung in Fig. 5 wie folgt:

G5 = (1 + s*T3)(l + s*T*O/(l + s*T5) (19) 20

wobei

T3 = R10*c4 (20)

Tk = R13*C5 (21)

T5 = R15*C6 (22)

Die voraufgeführten Übertragungsfunktionen und Zeitkonstanten sind gültig, falls der Widerstand R12 genügend schwach ist, im Vergleich zu RIO. Dies dient als Grundlage für die Bemessung. Der Widerstand R12 wird nur benötigt, um die interne Stabilität des Operationsverstärkers (20) aufrechtzuerhalten. Ähnlich muß Rl4 schwach sein, verglichen mit RlJ. Ferner muß RIO gleich sein mit RIl, und RI5 muß R13 entsprechen. Diese

Gleichheiten bestimmen den Verstärkungsausdruck der Übertragungsfunktion (19) als eins.

Die Zeitkonstanten der Akzentuationsschaltung müssen so gewählt werden, daß

T3 = Τ4 = T2 und T5 = Tl (23)

Auf der Grundlage des obigen Vorbringens wird angegeben, daß die Zeitkonstanten der Gleichung (19) diejenigen der Gleichung (18) kürzen. Auf diese Weise wird eine gute Fähigkeit erreicht, den durch diese Erfindung vorgeschlagenen Anweisungen zu folgen.

Es sei nunmehr ein numerisches Beispiel angenommen, um darzustellen, wie eine Stabilisierung erreicht wird. Die Fig. 6 zeigt die gemessene Geschwindigkeitskurve und Geschwindigkeitsregelungssystem-Ausgangsspannung U2 eines zu stabilisierenden Aufzuges. Für die Messung muß der Aufzug mit 50 % Last in Betrieb sein. Eine Tangente tg wird an der gemessenen Geschwindigkeitskurve gezogen. Mit der Tangente ist es möglich, die Beschleunigungsrate des Aufzuges zu ermitteln. Es sei angenommen, daß die Meßwerte folgendermaßen sind: dv = 2 m/s und dt = 2 see.

Jetzt kann die Beschleunigungsrate berechnet werden, welche 1 m/s*s ist. Ferner sind die Meßwerte Ua = 5 V und Ub = 20 V_t während die nominale Geschwindigkeit des Aufzuges k m/s ist. Die Widerstände R2 und Rl in Fig. ^, welche das Steuerungssystem erkennen läßt, werden expe-

ijO rimentell ausgewählt, so daß der Aufzug glatt und weich fährt. Die Verstärkung muß jedoch so groß wie möglich sein. Wenn beispielsweise R2 100 kOhm ist, soll Rl so stark wie möglich sein. Messungen und Experimente sollen durchgeführt werden, wobei ein_nichtoptimales Steuerungs-

System angewendet wird, weil das optimale System in diesem Stadium noch nicht bekannt ist. Angenommen, daß der Wert von Rl 500 kOhm ist, kann man nunmehr den Kondensator Cl berechnen, unter Benutzung der Gleichung (15), wobei man erhält:

Cl = (4*100k*5V**O/(20V*500k*50Ok) = 1,6 Mikrofarad

Als nächstes werden die Zeitkonstanten der Akzentuationsschaltung der Fig. 5 ermittelt. Die Widerstände RIO, RlI, RI3 und RI5 in der Akzentuationsschaltung sind anfänglich von gleicher Größe, zum Beispiel 100 kOhm. Danach wird Tl berechnet, unter Benutzung der Gleichung (3):

Tl = 1,6e-6*5OOE3 - 0,8 see

Dies ergibt einen Kondensator-CÖ-Wert von 8 Mikrofarad. Nun wird die Zeitkonstante T2 ermittelt, unter Benutzung der Gleichung (17):

T2 = (2*100k*5V*4)/(l*5OOk*2OV ) = 400 msec

Hieraus erhält man Ck = 0,^ Mikrofarad und C5 = 0\.k Mikrofarad.

Damit wurde ein Steuerungssystem vorgesehen, das auf der Erfindung basiert. Es sei darauf hingewiesen, daß es ratsam ist, den Stromregler so zu bemessen, daß keine Übergänge (Transits) auftreten, selbst wenn Starkstrom verwendet wird.

Die Fig. 7 zeigt eine Auslegung und Bemessung, welche dem oben angegebenen Beispiel entspricht. Es sei darauf hingewiesen, daß der Wert der Widerstände R12 und

in Fig. 5 mit 2 kOhm angegeben ist, was in Übereinstimmung mit dem Prinzip der oben vorgebrachten Auslegung ist. Die Bemessung für die Komponenten r6 , R7, Re, R^t und C3 in Fig. 7 wurde nicht angegeben, weil es nun für einen Fachmann offenkundig ist, wie man ihren V7ert ermittelt; außerdem liegt es außerhalb des Umfangs dieser Erfindung. Die Aufzugsgeschwindigkeitssteuerungsspannung U^ wurde ebenfalls ermittelt, unter Anwendung einer bekannten Methode.

Beispiel 2

Ein weiteres Beispiel für eine Anwendung dieser Erfindung sei gegeben . Es wird in Fig. 8 veranschaulicht. Die Fig. 8 unterscheidet sich von der Fig. 7 dadurch, daß die Tachometer-Feedback-Verbindung verdoppelt ist über die Widerstände R17 und R22. Durch die doppelte Feedback-Verbindung wurde der Akzentuationskondensator C6, der in Fig. 5 dargestellt ist, überflüssig. Diese Tatsache wird nachstehend bewiesen. Es ist vorteilhaft, in dem Sinne, daß die durch c6 ermittelte Zeitkonstante groß ist, weshalb die Stabilität der Kompensation in bezug auf Kondensatortoleranz und Temperaturabhangigkext gering ist. Folglich ist die in Fig. 8 präsentierte Lösung der Lösung in Fig. 7 überlegen.

Zunächst wird die Übertragungsfunktion der Schleife, die durch die erste Geschwindigkeits-Feedback-Verbindung vorgesehen ist, in Fig. 8 dargestellt, analysiert. 30

Ohne die Feedback-Verbindung zu berücksichtigen, ist die Übertragungsfunktion einer Offenschleife (= g6) wie folgt:

Go = k6/s (24)

wobei
Κ6 = (K3*Rl6)/R17 (25)

Nunmehr wird die Übertragungsfunktion einer Geschlossenschleife ermittelt, unter Anwendung des in Gleichung (6) benutzten Prinzips: 10

G7 = (k6/s)/(1 ₊(k6*k4)/s) (26)

Diese Gleichung kann wie folgt gekürzt werden: G7 = K7/(l + s*t6) (27)

wobei

K7 = 1/K4 (27a)

Es ist zu erkennen, daß, da der Regler l6a in dem inneren Geschwindigkeitssteuerungskreis von der Widerstands-Feedback-Art ist, die geschlossene Schleife nunmehr nur eine Zeitkonstante einschließt und nicht mehr irgendeine Integrationsbedingung, wie bei Fig. 4. Dies erleichtert die Bemessung des Akzentuationskreises, wie noch erkennbar sein wird.

Es wird nunmehr eine Gleichung abgeleitet, um die Zeitkonstante Τ6 zu ermitteln. Aus den Gleichungen (27) und (26) erhält man:

Τ6 = 1/(Κ4*Κ6) (28)

en
Wenn man die Gleichung (25), (13) und (14)

berücksichtigt, erhält man:

Τ6 = (Ua*Vn*Rl7)/(a*Ub*Rl6) (29)

Dies ist die gewünschte Gleichung für die Zeitkonstante.

Die äußere Geschwindigkeitssteuerungsschleife wird wie folgt stabilisiert. Die Feedback-Verbindung R21, C8 des Reglers l6b ist so dimensioniert, daß die Zeitkonstante R21*c8, durch diese gebildet, gleich Τ6 ist. Auf diese Weise gleichen sich die zwei Konstanten aus. Nun verbleiben in der äußeren Geschwindigkeitssteuerungsschleife die Integrationsbedingung von Verstärker l6b und die Zeitkonstante T7, durch die Feedback-Verbindung vom Verstärker l6c gebildet:

T7 = C7*R19 (29a)

Eine Situation, die Figo 9 entspricht, wird erreicht. Angenommen, daß R20 = R19, ist die Verstärkung des Verstärkers l6c eins.

Als nächstes wird die Übertragungsfunktion der Geschlossenschleife in Fig. 9 ermittelt.

Κ8 = K7*K9/(R22*C8) (30)

wobei
30

K9 = R17/R18 (30a)

Die offene Übertragungsfunktion der Schleife ist: g8 = k8/s*(1+s*T7) (3D

Dies führt zur Übertragungsfunktion der Geschlossenschleife:

G9 = g8/(1+g8*k4) (32)

G9 = k8/(s*(1+s*T7)+K8*kO (33)

G9 = (k8/T7)/(s*s+s/T7 + Κ8·Κ4/Τ7) (3²O

Nun werden die Nullpunkte des Nenners untersucht:

si,2 = -1/(2*T7) + (-) SQR(1/(4*T7*T7-)-K8*kVT7) (35)

SQR = Quadratwurzel

Das Abstimmen (Tuning) ist kritisch, wenn der Quadratwurzel-Ausdruck Null entspricht:

l/4*T7*T7 - k8*k4/T7 = 0 (36)

oder:

4*Κ8·Τ7*Κ4 = 1 (37)

Die Gleichungen (Ik), ('27a), (29a), (30) und (30a) werden in die Gleichung (37) eingesetzt, wodurch man erhält:

C8 = 4*R19*C7*R17/(R22*R18) (38)

Wenn der Kondensator C8 mit Hilfe der Gleichung (38) berechnet wird, erhält man eine Verstärkung, welche die kritische Abstimmung (Tuning) ergibt. 30

Für die endgültige Ermittlung der Geschwindigkeitssteuerungsschleife benötigt man die Übertragungsfunktion der Geschlossenschleife bei kritischer Verstärkung. Dies kann aus der Gleichung (3^) abgeleitet werden, wenn man berücksichtigt, daß zwei gleiche Zeitkonstanten in dem

- 21 Nenner erhalten werden. Es ergibt sich:

GlO = KlO/ (1+s*t8)*(1+s*t8) (39)

Die Zeitkonstante der Gleichung (39) kann nunmehr der Gleichung (35) entnommen werden:

Τ8 = 2*T7 CtO)

Damit wurde der Wert des Kondensators C8 ermittelt, welcher kritische Verstärkung erreicht, sowie die Übertragungsfunktion der endgültigen Geschwindigkeitsschleife und ihre Zeitkonstanten. Als nächstes soll erklärt werden, wie man eine geeignete Akzentuation der Geschwindigkextsinstruktion bewerkstelligt, um eine verzögerungsfreie Übereinstimmung zu erreichen. Die Fig. 8 zeigt die korrekte Kompensationsschaltung, um die Verstärker (20) und (21) herum vorgesehen. In diesem Fall ist die Kompensation von zwei Zeitkonstanten ausreichend. Die Kompensation ist richtig, wenn:

C9*R29 = C1O*R28 = Τ8 (kl)

Damit ist die theoretische Analyse des Beispiels 2 vollständig.

Nunmehr soll eine numerische Lösung in bezug auf Beispiel 2 vorgesehen werden. Es sei angenommen, daß die gemessenen Werte für den Aufzug die gleichen sind wie bei der numerischen Lösung in bezug auf Beispiel 1. Die Widerstände Rl6 und Rl? können ziemlich frei gewählt werden. Angenommen, daß Rl6 = 300 k und R17 = 100 k, erhält man die Zeitkonstante der ersten Schleife aus Gleichung (29):

- 22 Τ6 = (5V*4m/s*lOOk)/(lm/(s*s)*2OV*3OOk) =0,33 sec

Ferner: Rl8 = Rl9 = R20 = 100 kOhm. Diese Widerstände können frei gewählt werden. Der Kondensator C7 wird groß genug festgelegt, so daß die mechanische Resonanz des Aufzuges keine Vibrationen hervorruft.

Dieser Wert wird experimentell ermittelt. C7 =1,0 Mikrofarad. Die Gleichung (29a) ergibt:

T7 = l,0Mikrofarad*100k0hm = 100 msec

Unter Benutzung der Gleichung (40) ist die Zeitkonstante der Geschwindigkeitsschleife:

Τ8 = 200 msec

Die Kompensationskreiswiderstände sollen sein: R24 = R29 = R26 = R28 = 100 kOhm. Somit ist auf der Grundlage der Gleichung (kl) der Wert der Kondensatoren C9 und ClO ein (1) Mikrofarad. Als nächstes wird der Wert des Kondensators C8 ermittelt. Vor diesem kann R22 frei gewählt werden. Es wird angenommen, daß R22 = 100 kOhm. Dies wird auf der Basis der Gleichung (38) durchgeführt:

C8 = 4*100k*lMikrofarad*100k/(100k*100k) =4,0

Mikrofarad

Wenn man C8 erhalten hat, muß R21 gewählt werden, so daß Τ6 = c8*R21. Dies ergibt:

R21 = T/C8 = 0,33 see /4,0 Mikrofarad = 82 kphm

Damit ist die gewünschte Dimensionierung vollständig.

Nunmehr soll eine Einzelheit der Erfindung untersucht werden, unter Verwendung der Fig. 10, welche die Übertragungsfunktion-Bode-Diagramm-Amplitudenkurve (22) und ihre asymptotische Darstellung in Übereinstimmung mit Beispiel 2 zeigt. Darüber hinaus zeigt Fig. 10 den typischen Bereich mechanischer Resonanz eines phasenfreien Aufzuges, wobei die folgende Übertragungsfunktion vorgesehen ist:

GH = 1/ (1 + s*0,2) (1 + s*0,2) (k2)

Die Fig. 10 läßt erkennen, daß die endgültige Übertragungsfunktion des Steuerungssysteraes so abgestimmt werden muß, daß adäquate Dämpfung für den mechanischen Resonanzbereich sichergestellt wird. Es ist in der Grössenordnung von ^tO dB.

Für einen Fachmann ist offenkundig, daß die verschiedenen Anwendungen der Erfindung nicht auf diese Beispiele beschränkt sind, sondern im Rahmen der beigefügten Patentansprüche variieren können.

Claims

Zipse&Habersack J. *."^:' ^J -,]^:" Q 1 Patentanwälte

Kemnatenstraße 49, D-8000 München 19 beim Europäischen Patentamt

Telefon (089) 17 0186, Telex (07) 81307 zugelassene VÄtjßt« q «7 ο

Elevator GmbH 11. Aug. 1984

CH-6340-Baar KN 04

VERFAHREN UND EINRICHTUNG FÜR AUFZUG -GLEICHSTROMANTRIEBSMOTOR-STABILISIERUNG

Patentansprüche

Verfahren für Aufzug-Gleichstromantriebsmotor-Drehzahlregelungsstabilisierung, bei welchem Stromdaten und Drehzahldaten als Feedback-Informationen verwendet werden, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromregler mittels eines idealen Integrators (17) approximiert wird, daß das dadurch erreichte mathematische Modell für die Ermittlung der Zeitkonstanten (T2) und Verstärkung der Drehzahlregelungsschleife oder -schleifen benutzt wird und daß diese Systemparameter mit Kurzinstruktionsakzentuationen (T3» T^l, T5) kompensiert werden, um praktisch verzögerungsfreie Übereinstimmung mit den Kontrollsignalen zu bewerkstelligen.
2. Verfahren nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der ideale Integrator (1?) von der
Stromreglerübertragungsfunktion (g4) vorgesehen ist, welche mit Hilfe der Laplace-Transformation auf der Ebene s hervorgerufen wird, unter Anwendung von Methoden, die
aus der angewandten Mathematik bekannt sind.

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3. Verfahren nach den Patentansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die die Instruktionsakzentuationen bewirkende Schaltung auf der Grundlage der Übertragungsfunktion (G5) einer bekannten Grundschaltung mittels Laplace-Transformation durch Vergleichen von Stromkreisparametern mit denjenigen, die man von Drehzahlregelungsapproximationen her erhält j dimensioniert ist.
^. Auf zug-Gleichstromantriebsmotor-Drehzahlregelungseinrichtung, auf dem Verfahren nach Patentanspruch 1 basierend, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelungseinrichtung eine Schaltung aufweist, welche die Instruktionen akzentuiert, wobei diese Schaltung im Grunde aus der herkömmlichen operativen Verstärkerart besteht, mit Phasenkompensation, so daß der Schaltungsausgang eine kapazitive Phasenvoreilung, verglichen mit dem Schaltungseingang, aufweist, wobei der Akzentuationsstromkreis verschiedene Akzentuationsstromkreise verkörpert bzw. umfaßt, wobei die Anzahl davon der Anzahl der Zeitkonstanten (T2) der zu kompensierenden Drehzahlregelungseinrichtung entspricht, daß, wenn der Eingang, oder die Instruktion, sich ändert, diese Stromkreise Akzentuationen (T3» T^, T5) hervorrufen, wodurch die Aufzug-(15)-Geschwindigkeit den Änderungen in der Steuerspannung (U^) praktisch ohne Verzögerung folgt.
5· Drehzahlregler nach Anspruch 4, mit einem einfachen Geschwindigkeits-Feedback,sowie drei zu kompensierenden Zeitkonstanten, dadurch gekennzeichnet, daß der Instruktionsakzentuationsstromkreis zwei abgeleitete bzw. prozessabhängige Akzentuationsstromkreise gleicher Größe sowie einen integrierenden Akzentuationskreis aufweist .
6. Drehzahlregler nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß der Segler einen doppelten Geschwindigkeits-Feedback-Stromkreis einschließt und daß der Instruktionsakzentuationsstromkreis zwei abgeleitete Akzentuationsstromkreise umfaßt.