DE3429061A1

DE3429061A1 - Schaltungsanordnung zur demodulation und a/d-umwandlung winkelmodulierter signale

Info

Publication number: DE3429061A1
Application number: DE19843429061
Authority: DE
Inventors: Richard Claxton Palmer
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1983-08-08
Filing date: 1984-08-07
Publication date: 1985-02-28
Also published as: IT1206461B; JPS6057727A; GB8420028D0; JPH0588571B2; KR850002182A; GB2144936B; US4593266A; GB2144936A; IT8422202A0; KR930001747B1; FR2550671B1; FR2550671A1

Description

ROA 79 508 Ks/Ri

U.S. Serial No. 521,453

Filed: August 8, 1983

RCA Corporation New York, N.Y., V.St.v.A.

Schaltungsanordnung zur Demodulation und A/D- Umwandlung winkelmodulierter Signale

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Demodulation und zur Analog/Digital-Umwandlung eines winkelmodulierten Signals.

Mit der Entwicklung schnell arbeitender integrierter Digitalschaltungen besteht immer häufiger der Bedarf, Analogsignale zum Zwecke der Verarbeitung in Digitalform umzuwandeln, weil Digitalschaltungen naturgemäß weniger anfällig gegenüber der Alterung von Bauteilen sind. Unter den hierzu geeigneten Analog/Digital-Wandlern (A/D-Wandler) gibt es viele, welche die Amplitude zeitlich variierender Signale in eine Pulscodemodulation (PCM) umwandeln, die anschließend in digitaler oder binärer Weise zu verarbeiten ist. Wenn das Analogsignal jedoch ein winkelmoduliertes Signal ist, z.B. in Frequenzmodulation (S¹M) oder Phasenmodulation (PM), und ein demoduliertes PCM-Signal gewünscht wird, dann ist es unbequem, zunächst das analoge FM- oder PM-Signal in ein PCM-Signal umzuwandeln und dieses dann zu demodulieren. Wünschenswert ist daher eine "integrale) Demodulatorschaltung, welche die Umwandlung einer FM- oder PM-Modulation in Digitalsignale in einem bewerkstelligt.

In der US-Patentschrift 3 548 328 ist ein sogenannter "digitaler PM-Diskriminator" beschrieben, der ein FM-Signal begrenzt und die Periode dieses Signals zur Steuerung eines Zählers verwendet. Im einzelnen werden während jeder Periode des FM-Signals Impulse eines Taktsignals gleichmäßiger Frequenz gezählt und hinsichtlich ihrer Relation zu einem festen Zählwert interpretiert, um in normierter Form ein PCM-Signal zu bilden, das repräsentativ für die im IM-Signal enthaltene Information ist. Ein IM-Diskriminator solchen Typs benötigt normalerweise ein Taktsignal, dessen Frequenz um mindestens zwei Größenordnungen höher als diejenige des IPM-Signals ist, damit eine Demodulation mit vernünftiger Auflösung erzielt werden kann. Dies hat zwei Nachteile, zum einen die Erzeugung örtlicher EF-StO-rungen und zum anderen die erforderliche hohe Arbeitsgeschwindigkeit der Zähler usw., die der Taktfrequenz entsprechen muß. Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, die Nachteile der Verwendung eines hochfrequenten Taktsignals zu vermeiden.

Die wesentlichen Merkmale einer erfindungsgemäßen Anordnung, welche die gestellte Aufgabe löst, sind im Patentanspruch 1 beschrieben. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den UnteranSprüchen gekennzeichnet.

Die erfindungsgemäße Anordnung zur Demodulation und A/D-Umwandlung winkelmodulierter Eingangssignale arbeitet nach dem Prinzip, daß aufeinanderfolgende Nulldurchgänge des Eingangssignals mit festen BezugsZeitpunkten vergleichen werden. Die Anordnung enthält eine Vielzahl von Verzögerungselementen mit sukzessiv längeren Verzögerungszeiten und eine Vielzahl von Koinzidenzdetektoren. Das Eingangssignal, welches ein mit einem Informationssignal winkelmoduliertes Analogsignal ist, wird.einem Impulsgenerator zugeführt, der so getriggert wird, daß er einen schmalen Ausgangsimpuls konstanter Dauer sowohl für positive als auch für negative Nulldurchgänge erzeugt. Die Impulse vom

Impulsgenerator werden auf die Verzögerungselemente und auf einen Eingang jedes der Koinzidenzdetektoren gegeben. Die verzögerten Ausgangssignale der Verzögerungselemente werden zweiten Eingängen zugeordneter Koinzidenzdetektoren angelegt. Die Koinzidenzdetektoren sind mit einem Decoder verbunden, der feststellt, welcher Koinzidenzdetektor ein Ausgangssignal abgibt, und der eine digitale Darstellung liefert, die der Information entspricht, welche dem Eingangssignal aufmoduliert ist.
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Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Figuren 1,4 und 5 zeigen teilweise in Blockform und teilweise im Detail jeweils einen FM/Digital-Wandler gemäß der Erfindung;

Figuren 2 und 3 zeigen die zeitliche Aufeinanderfolge von Zuständen an verschiedenen Punkten der Anordnung nach Fig. 1;

Fig. 6 zeigt einen in integrierter Schaltungstechnik, ausgeführten Teil des Wandlers nach Fig. 5·

Man stelle sich eine Schaltung vor, die aus einem Impulsgenerator und einem mit zwei Eingängen versehenen UND-Glied besteht, wobei der Ausgang des Impulsgenerators direkt mit dem ersten Eingang des UND-Gliedes und über ein Verzögerungselement mit dem zweiten Eingang dieses Gliedes verbunden ist. Es sei angenommen, daß die vom Generator gelieferten Impulse eine konstante Breite haben, die im Vergleich zur Periode zwischen den Impulsen schmal ist, und daß die Perioden zwischen den Impulsen unregelmäßig sind. Jedesmal wenn zwei aufeinanderfolgende Impulse erscheinen, deren zeitlicher Abstand gleich der Verzögerungszeit des Verzögerungselementes ist, verläßt der erste Impuls dieses Paars das Verzögerungseiement koinzident mit

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der Erzeugung des zweiten Impulses. In diesem Fall empfangen also beide Eingänge des UND-Gliedes jeweils einen Impuls, so daß dieses Glied für die Dauer der Koinzidenz einen Ausgangsimpuls abgibt. Der Ausgang des UND-Gliedes liefert daher eine Anzeige dafür, daß die letzten beiden Impulse einen Abstand voneinander hatten, der gleich der festen Verzögerungszeit des Verzögerungselementes ist. Die Kombination des Verzögerungselementes und des UND-Gliedes ist ein Detektor für zwei durch eine definierte Zeitperiode voneinander getrennte Impulse. Mit dem Impulsgenerator kann eine Anzahl η solcher Kombinationen von Verzögerungselement und UND-Glied verbunden werden, wobei die verschiedenen Verzögerungselemente, der Reihe nach betrachtet, eine schrittweise größer werdende Verzögerungszeit haben.

Wenn die Anzahl η z.B. gleich 256 ist, dann können 256

Ο Q

oder 2 verschiedene Impulsperioden durch die 2 UND-Schaltungen erfaßt (d.h. gefühlt) werden. Durch Verbindung der 2 Ausgänge der UND-Glieder mit einer Decodierschaltung kann ein PCM-Oode aus aufeinanderfolgenden 8-Bit-Wörtern erzeugt werden, deren jedes die Periode zwischen den jeweils letzten beiden Impulsen darstellt. Wenn der Impulsgenerator ein monostabiler Multivibrator ist, der auf die Nulldurchgänge eines analogen (z.B. begrenzten) Signals anspricht, dann liefert der Ausgang der Decodierschaltung eine Binärdarstellung der Augenblicksperioden zwischen den NuI!durchgängen des Signals.

In den verschiedenen Figuren der Zeichnungen sind Elemente mit praktisch gleichen Funktionen mit jeweils denselben Bezugzahlen bezeichnet.

In der Anordnung nach Fig. 1 wird ein analoges winkelmoduliertes Signal über einen Eingangsahschluß 10 auf den Eingang eines nachtriggerbaren Monovibrator (monostabiler Multivibrator) 11 gekoppelt. Das erwähnte Signal sei ein FM~Signal, das zuvor verstärkt und begrenzt worden sein

kann. Der Monovibrator 11 erzeugt für jeden Nulldurchgang des Eingangssignals (oder für jeden Übergang des begrenzten FM-Signals) einen schmalen Impuls. Die Impulse vom Monovibrator 11 werden auf Verzögerungselemente 12 und auf jeweils einen Eingang zugeordneter UND-Glieder 13 gegeben. Jedes der Verzögerungselemente 12 ist ausgangsseitig mit dem zweiten Eingang eines jeweils zugeordneten Exemplars der UND-Glieder 13 verbunden. Die Ausgänge der UND-Glieder 13 sind an zugeordnete Eingänge eines Decoders 14 angeschlossen. Die Ausgangsimpulse vom Monovibrator 11 können außerdem einem Verriegelungs-Steuereingang C-r des Decoders 14- zugeführt werden. Es kann nämlich zweckmäßig sein, im Decoder Halte- oder Verriegelungsschaltungen für den Ausgang vorzusehen, um das POM-Ausgangssignal an der Klemme 15 zwischen den einzelnen Nulldurchgängen stabil zu halten.

Für die Dauer zwischen den Nulldurchgängen des Eingangssignals gibt es einen Mindeswert -¹T_n^_n= Tq. Diese Mindest- dauer definiert die Verzögerungszeit des ersten Verzögerungselementes, das mit T"q bezeichnet ist. Das "nächstgrößere" Verzögerungselement 1^_x, hat eine Verzögerungszeit von Tq+ -T, wobei T"der Wert eines Verzögerungs-Teilschrittes ist, der im allgemeinen wesentlich kleiner als Tq ist und die Auflösung der Anordnung definiert. Jedes nachfolgende Verzögerungselement bringt eine um den Teilschritt T größere Verzögerung, bis zum η-ten Verzögerungselement CT _n» dessen Verzögerungszeit T ₀+nTgleich der maximalen Dauer T" zwischen den Nulldurchgängen des

HIcLjC

Eingangssignals ist.

Eine alternative Anordnung für die Verzögerungselemente besteht darin, ein Verzögerungseiement mit einer Verzögerungszeit Tq in Eeihe mit dem Ausgang des Monovibrators zu schalten, so daß die parallelen Verzögerungselemente nur die Zusatz-Verzögerungszeiten R-Tzu bewirken brauchen, wobei E dem Ε-ten Verzögerungselement entspricht. Die Brei-

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" " " * 3*29061

te der vom Monovibrator erzeugten Impulse ist entsprechend der jeweiligen Konstruktion des Decoders bemessen. Im allgemeinen muß jedoch die Impulsdauer mindestens gleich der Hälfte des Verzögerungs-Teilschrittes T sein, ansonsten besteht die Gefahr, daß die UND-Glieder Impulse verpassen, weil sie für eine Erfassung zu kurz sind.

Jedes der Erfassungssignale, die von den UND-Gliedern 13 auf den Eingang des Decoders 14- gegeben werden, ist einer Anzahl R zusätzlicher Verzögerungs-Teilschritte zwischen aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen und somit einem Zeitwert zuzuordnen. Die tatsächliche Periode zwischen den Nulldurchgängen ist T _Q+R T. Die Mindestverzögerung ITq läßt sich ebenfalls ausdrucken durch eine bestimmte Anzahl S von Teilverzögerungen CT , so daß man für die Periode zwischen den NuI!durchgängen den Ausdruck (S+R) !J" schreiben kann.

Im Palle eines frequenzmodulierten Eingangssignals ist das einen M-Träger modulierende Informationssignal durch die Augenblicksfrequenz des FM-Signals repräsentiert. Da die Periode zwischen Nulldurchgängen eines Signals dem Kehrwert der Augenblicksfrequenz des Signals entspricht, ist es der Kehrwert des Ausdrucks (S+R), der die Information des FM-Signals repräsentiert. Wenn das vom Decoder gelieferte Ausgangssignal das demodulierte Informationssignal darstellen soll, muß der Decoder Signale liefern, die den Kehrwerten von (S+R) entsprechen, wobei R die Ordnungszahl desjenigen UND-Gliedes (R-tes Glied) ist, welches gerade ein Erfassungssignal erzeugt. Die Kehrwerte von (S+R) stellen das demodulierte Signal mit einem Skalenfaktor Λ/Τ und einer Skalenverschiebung dar, die der Hälfte der Differenz zwischen 3"_max und 3*'_miri entspricht.

Im Falle eines phasenmodulierten Eingangssignals (PM-Signal) ist das einen Träger modulierende Informationssignal durch die Augenblicksphase des PM-Signals repräsentiert.

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"" ." " «29061

Das über die Zeit genommene Integral der Differenz zwischen einerseits dem Kehrwert der Periode zwischen Nulldurchgängen (Augenblicksfrequenz) und andererseits der Trägerfrequenz ist diejenige Größe, die das Informationssignal repräsentiert. Der Decoder 14- muß also Signale liefern, die das Integral der Differenz zwischen der Augenblicksfrequenz und der Trägerfrequenz sind, wenn der Ausgang des Decoders das demodulierte Informationssignal darstellen soll.
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Im nun folgenden restlichen Teil dieser Beschreibung wird ein FM-Demodulator und A/D-Wandler erläutert. Ein PM-Demodulator und A/D-Wandler kann in ähnlicher Weise konstruiert werden.

Der Decoder, der zur Erzeugung der Kehrwerte von (S+R) benötigt wird, kann eine programmierbare Baugruppe aus Logikbausteinen sein, wie sie unter der Kurzbezeichnung PLA (Programmed logic array) bekannt ist. Alternativ kann der Decoder 14· durch Kombination eines Prioritätscodierers 16 und eines Pestwertspeichers (ROM) 17 realisiert sein. Der Prioritätscodierer erzeugt für 2 Eingangsanschlüsse einen aus η Bits bestehenden PCM-Ausgangscode und liefert im vorliegenden Pail die Binärdarstellung der Zahl R. Das PGM-Ausgangssignal des Prioritätscodierers wird dann an die Adresseneingänge des Pestwertspeichers 17 gelegt, der so programmiert ist, daß er an seinem Ausgang eine Binärdarstellung liefert, die dem Kehrwert der Summe des Wertes an den Adressen eingängen und des Wertes S entspricht.

Außerdem kann der Speicher nichtlinear programmiert sein, um Nichtlinearitäten im Signal oder gewisse Nichtlinearitäten im System zu kompensieren.

Die Arbeitsweise der Anordnung-sei nachstehend anhand der Figuren 2 und 3 beschrieben. In der Fig. 2 stellt die Wellenform A ein begrenztes PM-Signal dar, in welchem die Pegelübergänge Nulldurchgängen entsprechen. Der Einfachheit

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tf V -

- 12 halber sind eine Maximalperiode T_mn-v ¹^*³- ^eine Minimalperiode T ·_η zwischen jeweils zwei Nulldurchgängen direkt nebeneinander dargestellt, obwohl eine solche Situation in der Praxis wegen Begrenzungen der Bandbreite unwahrscheinlich ist.

Das Signal der Wellenform A wird dem Monovibrator 11 (Pig. 1) angelegt, der auf die Übergänge dieses Signals anspricht und dabei jeweils Impulse konstanter Dauer erzeugt, wie es die Wellenform B zeigt. Das Signal der Wellenform B wird allen Verzögerungselementen 12 zugeführt. Die Ausgangssignale der Verzögerungselemente Tq, CT\ und ¥ ρ sind in dieser Reihenfolge durch die Wellenformen G, D und E dargestellt. Man erkennt, daß die Verzögerungsele~ mente ihrer Reihe nach die angelegten Signale um zunehmend längere Perioden verzögern. Die Wellenform K entspricht dem Ausgang des Verzögerungselementes CT_n, das eine Signalverzögerung von T Q+n T bewirkt. Der zum Zeitpunkt T_Q auftretende Übergang der Wellenform A bewirkt einen Impuls P- in der Wellenform B, der auf die Verzögerungselemente gegeben wird und diese Elemente zu unterschiedlichen Zeiten verläßt, z.B. als Impuls P-_R am Ausgang des R-ten Verzögerungselementes, wie es die Wellenform P zeigt. Zum Zeitpunkt T^= T _mn = T_π+ώΤ verläßt der Impuls P-,. das Verzögerungs-

XIi 3,[X. yJ I X-i

element T (Wellenform K). Zum gleichen Zeitpunkt T- erscheint ein zweiter Übergang in der Wellenform A, wodurch der nächste Impuls Pp in der Wellenform B erzeugt wird. Der Impuls P₂ und der vom Verzögerungselement T kommende Impuls P- erscheinen gleichzeitig und veranlassen damit das mit diesem Verzögerungselement CT_n gekoppelte UND-Glied, seinen Ausgangszustand zu ändern und eine Erfassung zu registrieren. Es sei bemerkt, daß die Impulse P^g* wie sie in den Wellenformen G, D, E, P, G, H, I und J dargestellt sind, vorher aus den jeweils zugeordneten Verzögerungselementen ausgetreten sind, während das Signal der Wellenform B, das auf jeweils einen Eingang jedes der UND-Glieder gegeben wird, niedrig war, so daß die mit den

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letzterwähnten Verzögerungseiementen gekoppelten UND-Glieder daran gehindert wurden, Erfassungssignale zu liefern.

Ils Antwort auf das Erfassungssignal, das von dem mit dem Verzögerungsei em ent 'T _n gekoppelten UND-Glied kommt, liefert der Decoder ein Signal, das sich auf die Zahl η 'bezieht. Wäre der Impuls P₂ vor dem Zeitpunkt IL erschienen, wie es gestrichelt in der Wellenform B in Pig. 2 dar- -]O gestellt ist, wäre er in Koinzidenz mit einem verzögerten Impuls von irgendeinem mittleren Verzogerungselement, z.B. mit dem Impuls ÜL_R in der Wellenform F.

Der Impuls P₂ verläßt die verschiedenen Verzögerungsele-

Ί5 mente als Impulse PpR* ^ⁿ weiterer Übergang in der Wellenform A nach einer Zeit Ύ _m^_n= ^₀ ¹^Bt einen Impuls P^ in der Wellenform B erscheinen. Der Impuls P^ erscheint gleichzeitig mit einem das Verzögerungselement Tq verlassenden Impuls P₂^. J°a-^S ^m^ cLem Verzögerungsei em ent Tq gekoppelte UND-Glied fühlt diese Koinzidenz, und der Decoder 14- liefert an seinem Ausgang einen Binärwert, der sich auf die Mindestverzögerung bezieht, d.h. auf Null Teilverzögerungen. Es sei darauf hingewiesen, daß beim Erscheinen des Impulses P^ die durch alle nachfolgenden Verzögerungsstufen laufenden P₂-Impulse noch nicht an den jeweiligen Ausgängen verfügbar sind. Pern er sei auf den Fall hingewiesen, daß drei Nulldurchgänge (Übergänge der Wellenform A) dicht hintereinander erscheinen und drei aufeinanderfolgende Impulse (P₂, P^ und P^) in der Wellenform B verursachen. In diesem !Fall ist es möglich, daß zwei Impulse C^^R ^^er W^eIQenform j? u^ ρ ^_eJ. Wellenform

C) gleichzeitig miteinander an getrennten Verzögerungselementen austreten, und zwar zur „-selben Zeit, wie der dritte Impuls (P^ in der Wellenform B) erscheint. In diesem Fall gibt es eine Doppel er fas sung, nämlich zum einen die Koinzidenz von P^ und P^. und zum anderen die Koinzidenz von P^ und ^2R* ^wot)ei <Ü^e zweite Erfassung ein fehlerhaftes Er-

gebnis bringt. Wie dieses Problem vermieden wird, wird weiter unten in Verbindung mit der Schaltung nach Fig. 4 beschrieben.

In einer alternativen Ausführungsform kann die Doppelerfassung jedoch auch zum Vorteil ausgenutzt werden. Durch geeignete Bemessung der Breite des Monovibrator-Impulses im Vergleich zur Periode T kann erreicht werden, daß benachbarte Erfassungsschaltungen gleichzeitig ansprechen.

Man betrachte den Pail, daß die Impulse rechteckig sind und eine Breite von 3 ί"Λ haben. Die Impulse aus aufeinanderfolgenden Verzögerungselementen haben dann zwischen sich einen Abstand von jeweils T/4-· Ein späterer Impuls aus dem Monovibrator kann sich daher mit verzögerten Impulsen aus einander benachbarten Verzögerungselementen überlappen. Das R-te Erfassungsglied spricht für sich allein nur dann an, wenn die Vorderflanke des späteren Impulses in einem Bereich von -T/4 bis + T/4 relativ zur Vorderflanke des aus dem R-ten Verzögerungselement kommenden Impulses erscheint. Erscheint die Vorderflanke des späteren Impulses im Bereich von - T/4 und -3 T/4 relativ zur R-ten Verzögerung, dann werden sowohl das R-te als auch das (R-i)-te Erfassungsglied aktiviert. Liegt die Vorderflanke des späteren Impulses im Bereich von + T/4 bis +3 .T/4 relativ zur R-ten Verzögerung, dann werden sowohl das R-te als auch das (R+i)-te Erfassungsglied erregt. Wenn man den Decoder so auslegt, daß er ein gleichzeitiges Erscheinen von Erfassungssignalen aus benachbarten Erfassungsgliedern in der richtigen Weise interpretiert, dann läßt sich die Auflösung der aus η Gliedern bestehenden Anordnung auf das Auflösungsvermögen einer (2n-i)-gliedrigen Anordnung erhöhen .

In der Fig. 3 stellt die mit FM bezeichnete oberste Wellenform ein willkürliches frequenzmoduliertes Signal dar, in welchem die Perioden zwischen aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen linear größer und dann kleiner werden. Es sei

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angenommen, daß die erste, mit Tq bezeichnete Periode die Minimalperiode sei. Diese Periode J"_Q entspreche zehn Verzögerungsteilschritten, d.h. 'T^q=IO-T', und die Perioden zwischen den Nulldurchgängen ändern sich in Stufen von jeweils 5 T'· Das modulierende Signal für ein FM-Signal, dessen Perioden in symmetrischer Weise linear zunehmen und dann abnehmen, ist hyperbolisch und proportional zu Λ/T .Dieses Signal ist mit der gestrichelten Linie in der Fig. 3 dargestellt und als "modulierendes Signal" bezeichnet.

Die in der Zeile E der Pig. 3 eingetragenen Zahlen geben an, um wieviel zusätzliche Einheiten von T die Periode zwischen aufeinanderfolgenden NuI!durchgängen größer ist als die Minimalperiode. Unmittelbar unterhalb der Zeile R ist die Summe der Anzahl R der zusätzlichen Einheiten (d.h. der Verzögerungs-Teilschritte) und der festen Anzahl S = 10 der auf die Minimalperiode 'Tq (feste Verzögerungszeit) anfallenden Einheiten angegeben. Der Kehrwert der Summe (R+S) ist jeweils in der darunterstehenden Zeile eingetragen, die mit 1/(R+S) bezeichnet ist. Diese Werte, multipliziert mit einer willkürlichen Konstanten vom Wert 500,sind graphisch durch die mit"PCM analog" bezeichnete Wellenform eingezeichnet und stellen das mit dem Ska^enfaktor 500 bemessene Ausgangssignal des Decoders für die Wellenform FM dar, das dem A/D-Wandler anzulegen ist. Man erkennt, daß das modulierende Signal der Hüllkurve des aus aufeinanderfolgenden Abfragewerten bestehenden Signals "PCM analog" gut angenähert ist. Das Signal "PCM analog" ist etwas nach rechts verschoben, weil die einer bestimmten Periode entsprechenden Signale während der nächstfolgenden Periode erzeugt werden. Außerdem ist eine leichte Frequenzverzerrung vorhanden, weil die Dauer eines bestimmten Abfragewertes durch die nachfolgendePeriode bestimmt wird. Diese Verzerrung kann dadurch reduziert werden, daß man die PCM-Aus gangs daten mit einer konstanten Geschwindigkeit erzeugt und jeden Wert über mehrere Werte

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- 16 interpoliert oder "mittelt".

Die Pig. 4· zeigt eine Variation des in Fig. 1 dargestellten Wandlers, die eine besondere Anordnung zum Bewirken der abgestuften Verzögerungen enthält. Das umzuwandelnde M-Signal wird über einen Anschluß 10 auf einen impulserzeugenden Monovibrator 11 gegeben. Das Ausgangssignal des Monovibrators wird über eine Verbindung 20 an ein Verzögerungselement 21, an UND-Glieder 23 und an einen Decoder 25 gelegt. Das Verzögerungselement 21 bewirkt eine Verzögerung iTq, die gleich der Minimalperiode zwischen Nulldurchgängen des M-Signals ist. Der Ausgang des Elementes 21 ist mit dem Eingang eines logischen Schalfcgliedes 22a verbunden, bei dem es sich z.B. um einen einfachen Puffer oder ein ODER-Glied oder ein UND-Glied mit zusammengeschalteten Eingängen oder dergleichen handelt und das eine definierte Verzögerung zwischen seinem Eingang und seinem Ausgang bewirkt (wie sie traditionell als Laufzeit oder Schaltverzögerung bekannt ist).

Ähnliche Glieder 22b bis 22n sind in Kaskade mit dem Glied 22a verbunden, und jedes von ihnen hat die gleiche Laufzeit. Die Laufzeit der Elemente 22a, 22b, usw. in dieser Anordnung ist der Verzögerungs-Teilschritt (Teilverzögerung) T , der die Auflösung des Wandlers bestimmt. Wegen der Kaskadenschaltung der Glieder 22 bringt jedes der aufeinanderfolgenden Glieder jeweils eine zusätzliche Verzögerung für die dem Element 21 angelegten Impulse. Die Verzögerungen, die an den Ausgängen des Elementes 21 und der Glieder 22a, 22b und 22n wirksam sind, betragen in dieser Reihenfolge T_Q1 T₀ + T , 3~₀+2 T und T_Q+nT .

Die erwähnten Laufzeiten oder Schaltverzögerungen hängen davon ab, in welcher Technik die betreffenden Elemente hergestellt sind. Emittergekoppelte Schaltungen mit Bipolartransistoren haben z.B. Laufzeiten von weniger als einer Nanosekunde. Bei CMOS-Schaltungen sind Laufzeiten von 10ns (Hochgeschwindigkeitstechnik) und 30ns (Standard-

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techi)ik) typisch. In beiden Fällen lassen sich die Geschwindigkeiten ändern, indem man die Versorgungspotentiale für die Schaltung ändert oder interne oder externe Kapazitäten in oder an den Gliedern variiert, so daß sich das Auflösungsvermögen der Schaltung in gewisser Weise programmieren oder anpassen läßt. In der Fig. 4· ist die Programmierbarkeit der Laufzeiten durch die variable Versorgungsquelle 28 angedeutet. Bei Integration auf einem einzigen Siliziumblock lassen sich die Laufzeiten recht gleichmäßig halten, so daß eventuelle Laufzeitunterschiede von Glied zu Glied innerhalb weniger Prozent bleiben.

In der Anordnung nach Fig. 4· sind zwischen den die Impuls koinzidenz fühlenden UND-Gliedern 23 und dem Decoder 25 jeweils ODER-Glieder eingefügt. Die ODER-Glieder dienen dazu, falsche Ergebnisse zu verhindern, wenn die Gesamtheit der von den Gliedern 22 bewirkten Teilverzögerungen, d.h. die gesamte Zusatzverzögerung, größer ist als die Minimalzeit zwischen Nulldurchgängen. Ist die gesamte Zu-Satzverzögerung nämlich größer als das Mindestintervall ^" min ^zwi^sclle:n Null durchgängen, dann ist es möglich, daß zwei aufeinanderfolgende Impulse, die durch zwei Nulldurchgänge mit einem Abstand nahe T_1n^_n erzeugt werden, gleichzeitig auf dem Weg durch die Verzögerungselemente 22 sind. Beim Erscheinen des nächsten Impulses bewirken die beiden in den Verzögerungselementen vorhandenen Impulse, daß zwei der UND-Glieder 23 gleichzeitig Erfassungssignale abgeben. Da jedoch der letzte Impuls, der in die Verzögerungselemente eingeführt wird, das richtige Erfassungssignal produziert, sind Maßnahmen zu treffen, um das durch den früher eingeführten, noch durch die Verzögerungselemente laufenden Impuls produzierte Erfassungs signal außer Kraft zu setzen. Eine solche Maßnahme kann darin bestehen, dafür zu sorgen, daß alle diejenigen der zum Decoder 25 gegebenen Eingangssignale, deren zugeordnete Verzögerungen gleich oder größer sind als die Verzögerung des dem Monovibrator am nächsten liegenden Exem-

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plars der durch Koinzidenz erregten UND-Glieder, ebenfalls Erfassungssignale produzieren. Das heißt mit anderen Worten, die Decodereingänge aller derjenigen Erfassungsschaltungen, die der ersten, eine Impulskoinzidenz fühlenden Schaltung vorangehen, werden auf niedrigem Logikpegel gehalten, und die von allen nachfolgenden Erfassungsschaltungen kommenden Decoder-Eingangssignale werden auf hohen Logikpegel gezwungen.

In der Anordnung nach Fig. 4 wird jedes Eingangssignal des Decoders (mit Ausnahme des letzten) in ODER-lunktion mit dem jeweils nachfolgenden Erfassungssignal verknüpft. Das Erfassungssignal des ersten, eine Koinzidenz fühlenden UND-Gliedes gelangt also durch ODER-Verknüpfung auch auf alle nachfolgenden Decodereingänge und bringt sie auf hohen Logikpegel. Der Decoder 25 ist in diesem lall so ausgelegt, daß er am Ausgang PCM-Wörter liefert, die jeweils dem ersten der auf hohem Logikpegel befindlichen Decodereingänge entsprechen (der Ausdruck "erster" bezieht sich hier auf die Position und nicht auf die Zeit). Es sei jedoch erwähnt, daß der lall gleichzeitigen Vorhandenseins zweier Impulse in der Kette der Verzögerungselemente nicht vorkommen kann, wenn die Mindestperiode zwischen NuI!durchgängen größer ist als die Hälfte der Maximalperiode zwischen Null durchgängen des IM-Signals. Wenn diese Bedingung erfüllt ist, ist es nicht notwendig, die Schaltungsanordnung zur Außerkraftsetzung im Wandler vorzusehen.

Gemäß der lig. 4- ist der PCM-Ausgang 26 des Decoders 25 mit einem Interpolator 27 verbunden, der durch ein Taktsignal 0 mit einer festen Irequenz gesteuert wird, die größer sein mag als die Irequenz des IM-Trägers. Der Interpolator 27 gewichtet und kombiniert jeweils eine Anzahl der vom Decoder gelieferten Einzelwerte (z.B. vier) und bildet daraus Mittelwerte, die mit fester Irequenz an seinem Ausgang JO geliefert werden. Die Interpolation kann

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linear, kubisch, oder gemäß irgendeiner anderen polynomischen Funktion erfolgen. Näheres über Interpolation läßt sich aus der Arbeit von E.E. Crochiere u.a. "Interpolation and Decimation of Digital Signals - A Tutorial Review" entnehmen, veröffentlicht in Proc. IEEE, Band 69, Nr. 3» März 1981. Der Interpolator liefert Probenwerte mit fester Frequenz zur nachfolgenden synchronen Verarbeitung und bewirkt, daß die von den Ausgangs-Probenwerten des Decoders definierte Hüllkurve geglättet und die Übertragungsfunktion für den Ausgang linearisiert wird.

In der Fig. 5 ist eine weitere Ausführungsform der Erfindung dargestellt, bei welcher die Verzögerungs-Teilschritte durch eine Widerstandsleiter erzeugt vrerden, an deren Anzapfungspunkten 4-1, 42... Kondensatoren angeschlossen sind. Dieses Leiternetzwerk entspricht den Verzögerungselementen 22 in Fig. 4. Die Verzögerung pro Abschnitt der Leiter ist durch RC-Zeitkonstante bestimmt. Wenn es sich bei den Kondensatoren C um Typen handelt, die durch Spannungssteuerung variabel sind, dann lassen sich die Verzögerungs-Teilschritte durch Änderung einer an die Kondensatoren gelegten Gleichvorspannung Vjustieren. Das RC-Netzwerk ist mit seinem Wellenwiderstand (Zq) 43 abgeschlossen, um Reflexionen zu verm eiden.

Ein Verzögerungselement 40 mit einer Verzögerungszeit Tq ist zwischen einen Monovibrator 11 und das RC-Netzwerk 22 geschaltet und kann aus einer Anzahl ähnlicher, in Kaskade geschalteter RC-Netzwerke bestehen. Das Verzögerungselement 40 kann auch durch einen Multivibrator fester Verzögerung und einen zweiten Monovibrator gebildet sein, oder durch eine spannungsgesteuerte Widerstands/Kapazitäts-Schaltung, wie sie in Fig. 5b dargestellt ist. Bei dieser Schaltung wird als spannungsgesteuerter Widerstand der Kanalwiderstand eines Feldeffekttransistors (FET) 49 verwendet, dessen Widerstandswert abhängig von den Vorspannungen zwischen Gate-, Source- und Drainelektroden ist.

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Widerstandsänderungen werden durch Verstellung der Gatespannung des Feldeffekttransistors bewirkt. Der spannungsgesteuerte Widerstand sorgt für eine variable Verzögerung 'jf_n, womit der Wandler/Demodulator auf verschiedene Träger oder Modulationsbedingungen abgestimmt werden kann.

In der Anordnung nach Fig. 5a sind die eine Impulskoinzidenz erfassenden Detektoren einzelne Feldeffekttransistoren 44, deren Gateelektroden mit jeweils einem zugeordneten Abgriffpunkt am RC-Verzögerungsnetzwerk verbunden sind und deren Sourceelektroden gemeinsam über einen Inverter 49 mit dem Monovibrator 11 gekoppelt sind. Die Drainelektroden der Feldeffekttransistoren sind mit Eingangsanschlüssen des Decoders 47 verbunden, und der Decoder 47 ist in diesem Fall so ausgelegt, daß er auf Erfassungssignale in Form von Eingangsströmen anspricht.

Es sei angenommen, daß die Feldeffekttransistoren Bauelemente mit N-Kanal und vom Anreicherungstyp sind, die einen Drain-Souree-Strom leiten, wenn eine positive Gate-So ure e-Spannung angelegt wird. Wenn das Ausgangspotential des Monovibrators niedrig ist, d.h. während des Intervalls zwischen Impulsen, dann ist das Ausgangspotential des Inverters 49 hoch. Beim Anlegen dieses hohen Potentials an die Sourceelektroden der Feldeffekttransistoren 44 bekommt jeder Transistor eine negative Gate-^Souree-Spannung, so daß er daran gehindert wird, Drainstrom zu leiten. Beim Erscheinen des nächsten Impulses wird der Ausgang des Inverters niedrig, und der vorhergehende Impuls dringt aus einem der Verzögerungselemente und bewirkt eine positive Gate-So ure e-Spannung am zugeordneten Transistor, der daraufhin ein Erfassungs-Stromsignal an den Decoder 47 liefert. Wenn die Sourceelektroden der Feldeffekttransistoren 44 mit den Eingangsanschlüssen des Decoders verbunden wären und der Monovibrator an die Drainelektroden der Feldeffekttransistoren angeschlossen wäre, könnte der Inverter 49 entfallen. Bei einer solchen Anordnung haben die Feldeffekt-

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transistoren eine zum Leiten von Drainstrom führende Drainvorspannung nur dann, wenn ein Impuls vom Monovibrator geliefert wird. Somit leitet nur ein Feldeffekttransistor, der einen Gateimpuls aus seinem zugeordneten Verzögerungselement gleichzeitig mit einem vom Monovibrator gelieferten Impuls empfängt, und liefert ein Erfassungssignal an den Decoder.

Die Fig. 6 zeigt bildlich, wie das .RC-Netzwerk und die Erfassungs-Feldeffekttransistoren der Anordnung nach Fig. 5 iß integrierter Bauweise realisiert werden können. Gemäß der Fig. 6 sind die Widerstände R aus einer durchgehenden Polysilizium-Elektrode 51 gebildet, die über einem Dielektrikum auf einem Halbleiterblock hergestellt ist.

Das Polysilizium (oder eine andere geeignete hochschmelzende Elektrode) ist leicht dotiert, so daß sie nur wenig leitet, d.h. ihr ohmscher Widerstand ist hoch. Die Elektrode 51 hat eine ihr eigene verteilte Kapazität 55 über ihre Länge, bedingt durch das Dielektrikum und den Halbleiterblock, auf dem die Elektrode hergestellt ist. Der ohmsche Widerstand 56 kann ebenso wie die verteilte Kapazität über die Länge der Elektrode gleichmäßig gemacht werden, so daß sich der Aufbau über eine Einheitslänge betrachten läßt, wie eine Anordnung aus konzentrierten Elementen mit in Kaskade geschalteten Längswiderständen und mit Querkonden-, satoren an den Verbindungspunkten der Kaskade. Angrenzend an die Polysiliziumelektrode 51 sind im Siliziumblock Draindiffusionen 53 und Sourcediffusionen 52 gebildet, derart, daß das Polysilizium als Gateelektrode für einzelne PeIdeffekttransistoren dienen kann. In der Fig. 6 sind entlang der Polysiliziumelektrode einige Paare von Source- und Draindiffusion en dargestellt, deren jedes mit der Polysiliziumelektrode einen Feldeffekttransistor bildet. Der ohmsche Widerstand für die Verzögerungselemente ist bestimmt durch den Abstand der Feldeffekttransistoren längs der Gateelektrode (Polyzilizium 51). Die Kapazität ist hauptsächlich bestimmt durch die Dicke des Dielektrikums

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und das Verhältnis zwischen Breite und Länge der Elektrode 51.

Die einzelnen Sourcediffusionen sind über einen niederohmigen Leiter 50, dear auch ein Ende der Polyziliziumelektrode 51 kontaktiert, mit dem Monovibrator verbunden. Die einzelnen Drain diffusion en sind über jeweils einen niederohmigen Leiter 54- ^mit dem Decoder verbunden.

Eine weitere Möglichkeit zur Realisierung der Verzögerungs-Teilschritte besteht darin, das Phänomen akustischer Oberflächenwellen auszunutzen, indem man von einem Medium, über welches sich solche Wellen fortpflanzen, an geeigneten Stellen Signale abzapft und auf eine Koinzidenz-Erfassungsschal-

Ί5 tung gibt. Als Fortpflanzungsmedium können hierzu die herkömmlichen Materialien für akustische Verzögerungsleitungen verwendet werden, ebensogut aber auch. Silizium. Wenn man das Phänomen akustischer Oberflächenwellen bei Silizium ausnutzt, dann können die Erfassungsschaltung und der Decoder auf ein und demselben Halbleitersubstrat integriert werden.

Claims

Patentansprüche

1. Schaltungsanordnung zur Demodulation und Analog/Digital-Umwandlung von Analogsignalen, die durch ein In-

10 formationssignal winkelmoduliert sind, mit einem Impulserzeuger, der auf die in einer bestimmten Richtung gehenden Nulldurchgänge der Analogsignale anspricht, um Impulse zu erzeugen, die schmal im Vergleich zur Periode zwischen den Nulldurchgängen sind, gekenn-

zeichnet durch:

eine solche Auslegung des Impulserzeugers (11), daß er auch auf die in der anderen Richtung gehenden Nulldurchgänge der Analogsignale anspricht, um die Impulse auch in diesen Fällen zu erzeugen;

20 eine auf die Impulse ansprechende Verzögerungseinrichtung (12) zur Lieferung einer Vielzahl verzögerter

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Ebenbilder jedes der Impulse, wobei die Verzögerungszeiten der Ebenbilder in vorbestimmten Teilschritten abgestuft sind;

eine Vielzahl von Koinzidenzdetektoren (13)* deren jeder auf die vom Impulserzeuger gelieferten Impulse und auf jeweils ein zugeordnetes Exemplar der verzögerten Ebenbilder anspricht, um ein Erfassungssignal zu erzeugen, wenn das betreffende Ebenbild gleichzeitig mit einem aus dem Impulserzeuger kommenden Impuls erscheint;

einen Decoder (14), der auf die Erfassungssignale von den Koinzidenzdetektoren anspricht, um Digitaldarstellungen entsprechend dem Informationssignal zu erzeugen.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Digitaldarstellung der Augenblicksphase oder der Augenblicksfrequenz des durch aufeinanderfolgende Nulldurchgänge definierten Analogsignals entspricht.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungseinrichtung (12) eine Anzahl η von Verzögerungselementen ((Tq- ¹J^_n) aufweist, deren Eingänge zum Empfang der Impulse parallelgeschaltet sind und an deren Ausgängen die verzögerten Ebenbilder der Impulse verfügbar sind, und daß ein erstes Exemplar (Tq) der Verzögerungselemente eine Verzögerungszeit "3"o» ein zweites Exemplar (T"-), eine Verzögerungszeit '^q+ *** und jedes R-te Exemplar einer Verzögerungszeit T +(R-I)T" hat, wobei R eine ganze Zahl und T den vorbestimmten Verzögerungs-Teilschritt darstellt.

4·. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulserzeuger (11) einen monostabilen Multivibrator enthält, der auf die Nulldurchgänge anspricht, um

für jeden Nulldurchgang des Analogsignals einen Impuls zu erzeugen.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Decoder durch eine programmierbare Logikbaugruppe (25) gebildet ist, die auf die Erfassungssignale anspricht und so programmiert ist, daß sie am Ausgang (26) ein Digitalsignal liefert, welches der Augenblicksphase oder Augenblicksfrequenz entspricht, die durch die von den jeweiligen Erfassungssignalen angezeigte Dauer zwischen Nulldurchgängen bestimmt ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Decoder (16) folgendes aufweist:

einen Prioritätscodierer (16), der auf die Erfassungssignale anspricht, um eine Binärzahl zu erzeugen, die repräsentativ für den ein Erfassungssignal liefernden Koinzidenzdetektor ist;

eine Speichereinrichtung (17)_? die einen mit dem Prioritätscodierer gekoppelten Adressen eingang hat und so programmiert ist, daß sie an einem Ausgangsanschluß für jede durch ein Erfassungssignal angezeigte Dauer zwischen Nulldurchgängen einen Wert liefert, welcher der durch diese Dauer bestimmten Augenblicksphase oder Augenblicksfrequenz des Analogsignals entspricht.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungseinrichtung eine Zahl (n-i) gleichartiger Verzögerungselemente (21, 22a... 22n) enthält, die in Kaskade geschaltet sind und deren erstes mit dem Impulserzeuger (11) gekoppelt ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß die gleichartigen Verzögerungselemente (21, 22a..., 22n) jeweils logische Verknüpfungsglieder sind und daß der Verzögerungs-Teilschritt die Laufzeit eines solchen Gliedes ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß die Yerzögerungszeit der gleichartigen V er zögerungs elemente einstellbar (28) ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Interpolator (27), der auf ein Abfrage-Steuersignal (0) fester Frequenz anspricht, um die vom Decoder (25) gelieferte Digitaldarstellung abzufragen und Abfragewerte entsprechend gewichteten Summen der Digitaldarstellung erzeugt.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Koinzidenzdetektoren (13) UND-Glieder sind.