DE2743099A1 - Schaltungsanordnung mit transistoren - Google Patents

Schaltungsanordnung mit transistoren

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DE2743099A1 DE19772743099 DE2743099A DE2743099A1 DE 2743099 A1 DE2743099 A1 DE 2743099A1 DE 19772743099 DE19772743099 DE 19772743099 DE 2743099 A DE2743099 A DE 2743099A DE 2743099 A1 DE2743099 A1 DE 2743099A1
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Description

Prof. Dr. Dr. hana List Graz (Oesterreich)
Schaltungsanordnung mit Transistoren
SK/be 37 665
16·8·77 9098U/0173
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit Transistoren.
Eine derartige Schaltungsanordnung kann als ein
elektronischer Komparator verwendet werden. Der allgemeine Ausdruck "Komparator" ist hier deswegen verwendet, weil man die Arbeitsweise der Erfindung dazu ausnützen kann, viele Arten von Vergleichen auszuführen. Es kann z.B. ein Vergleich zweier Spannungen, zweier Widerstände, zweier Impedanzen usw. durchgeführt werden.
Spannungskomparatoren sind bekanntlich Verstärker mit zwei Differenzeingängen. Die zwei Spannungen, die verglichen werden sollen, werden an die zwei Differenzeingänge geschaltet und die Polarität der Ausgangsspannung zeigt die Polarität der Differenz der Eingangsspannungen an. Der Ausgang des Komparators muss ein Signal liefern, das für die Betätigung von Schaltern, Logik-Elementen usw. ausreichend ist. Es ist daher notwendig, dass eine Verstärkung des Ausgangssignals aus dem Komparator erfolgt. Diese Verstärkung muss so gross sein, dass auch das kleinste Eingangssignal, welches noch erkannt werden soll, eine Ausgangsspannung hervorruft, die gross genug ist, um nachfolgende Elemente steuern zu können. Wenn z.B. TTL-Gates gesteuert werden sollen, sind 4 bis 5 Volt Ausgangsspannung beim kleinsten Eingang erforderlich.
Es ist bekannt, dass unerwünschte Effekte auftreten können, wenn sich die Grosse der Ausgangsspannung zwischen den zwei logischen Grenzwerten befindet. Uebergangserscheinungen und verstärktes Rauschen am Eingang können Schwingungen verursachen, so dass anstelle eines glatten Ueberganges des Ausganges des Komparators von einem ersten Zustand zum anderen eine ganze Folge von Impulsen auftreten kann. Je langsamer der Eingang durch das Nullniveau gesteuert wird, desto grosser ist die Gefahr solcher Erscheingungen.
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In vielen Fällen gibt es eine einfache Lösung
dieses Problems. Eine geringe Mitkopplung zwischen Ausgang und Eingang stellt einen schnellen Nulldurchgang sicher. Hysterese-Erscheinungen jedoch verringern das Auflösungsvermögen des Einganges. Wenn es notwendig sein sollte, diese Hysterese durch höhere Verstärkung zu kompensieren, dann wird das Rauschen am Ausgang auch verstärkt. Wenn daher ein sauberes Umschalten erforderlich ist, kann nur ein beschränktes Auflösungsvermögen erhalten werden.
Die Verwendung von Spannungskomparatoren mit einleitend genannten Zweckbestimmungen als Elemente von umfangreicheren Schaltungen ist gut bekannt. Der Vergleich zweier Widerstände oder zweier Impedanzen wird z.B. mit Hilfe von Komparatorbrücken durchgeführt. Solche Komparatorbrücken werden von einer Spannungs- oder Stromquelle aus gespeist, und das Signal am Brückenausgang wird dann noch verstärkt.
Falls eine Gleichsapnnungsquelle zur Speisung
verwendet wird, wirkt der Differenzverstärker selbst als Komparator und die Polarität der Ausgangsspannung entpsrictt der Verstimmungsrichtung der Brücke. Wenn die Brücke mit Wechselstrom gespeist wird, muss dem Verstärker noch ein Diskriminator nachgeschaltetsein, damit ein Ausgangssignal mit Phaseninformation erzielt wird.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die bei der Anwendung von Komparatoren auftretenden Probleme zu beseitigen. Gleichzeitig soll auch eine Vereinfachung der diesbezüglichen elektronischen Schaltung erzeilt werden.
Die genannte Aufgabe wird bei der erfindungs-
gemässen Schaltungsanordnung dadurch gelöst, dass sie einen Differenzverstärker enthält, welcher zwischen einem stabilen und einem astabilen Zustand umschaltbar ist.
Bei dieser Schaltungsanordnung können einige ungewöhnliche Eingangs- bzw. Ausgangseigenschaften erzielt werden. Diese sind z.B. eine sehr hohe Empfindlichkeit und die
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Erzeugung von eindeutigen Ausgangsimpulsen, sogar wenn das
Eingangssignal im Rauschen versunken ist.
Nachstehend werden Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein erstes Beispiel eines Differenzverstärkers,
der zwischen einem stabilen und einem astabilen
Zustand umschaltbar ist.
Fig. 2 ein zweites Beispiel eines Differenzverstärkers,
der zwischen einem stabilen und einem astabilen
Zustand umschaltbar ist.
Fig. 3 den Differenzverstärker nach Fig. 1, an dessen
Ausgang ein elektronischer Schalter angeschlossen ist,
Fig. 4 eine Schaltung , welche durch Erweiterung der
Schaltung nach Fig. 3 entstanden ist, und
Fig. 5 und 6 noch zwei Erweiterungen der Schaltung nach Fig.3
Die Schaltungen nach den beiden Fig. 1 und 2 verwenden einen Feldeffekt-Transistor Q^, dessen Kanal zwischen die beiden Ausgänge des Differenzverstärkers geschaltet ist. Es ist klar, dass dieser Kanal einen Widerstand darstellt,
dessen Wert vom Potential das Gates abhängt. Dieser Widerstand bestimmt den Verstärkungsgrad des Verstärkers. Die Schaltung aus Fig. 1 enthält RC-Glieder R1ZC1 und R2,C2, welche eine Mitkopplung bewirken.
Wenn der Widerstand des Feldeffekt-Transistors Q3 klein ist, sind die Ausgänge des Verstärkers miteinander
niederohmig verbunden und die Verstärkung des Verstärkers ist sehr klein. Wenn der Widerstand des Kanals des Transistors Q3 gross ist, ist die Verstärkung sowie die Mitkopplung auch gross, so dass die ganze Schaltung astabil wird. Sie steuert dann in eine der zwei möglichen Richtungen gegen Sättigung aus. Die
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Kollektoren der Transistoren Q, und Q sind über Widerstände R3 und R. an eine der Klemmen der Speisequelle angeschlossen.
In Fig. 2 wird ein zweites Paar von Transistoren Q4,Q zur Erzielung der Mitkopplung verwendet, das mit den Emittern des ersten Transistorpaares kreuzgekoppelt ist.
Wenn der Feldeffekt-Transistor Q3 in der Schaltung nach Fig. 1 weggelassen wäre, würde daraus ein astabiler Multivibrator resultieren. Der Feldeffekt-Transistor Q3 verhindert jedoch, dass die Schaltung schwingt, da sein Gate die Ausgangssteuerung unterbricht, bevor die Sättigung erreicht wird, nachdem diese Schaltungen einen Impuls erhalten hatte, der den astabilen Zustand derselben verursachte. Mit anderen Worten, der Gate-Impuls, der den Verstärker vom stabilen in den astabilen Zustand schaltet, ist nicht breit genug, um die Ausgänge bis zur Sättigung auszusteuern.
Im Gegensatz zur Schaltung von Fig. 1 würde
die Schaltung nach Fig. 2 ohne den Feldeffekt-Transistor Q3 nicht schwingen, sondern sie würde einfach bis zur Sättigung aussteuern. Der Feldeffekt-Transistor Q3 kann entweder aus einem externen Impulsgenerator gespeist werden, wobei die erzeugten Impulse eine passende Breite und Frequenz aufweisen, oder die Schaltung kann auch selbsterregend gemacht werden, in einer Weise, die später noch beschrieben wird.
Es ist nun klar, dass die beiden Ausgänge des
Differenzverstärkers eine Folge von Impulsen liefern. BeL einem Differenzeingang liefert der eine Ausgang positive und der andere negative Impulse. Wenn die Polarität des Eingangssignales umgekehrt ist, ist die Polarität der Ausgangsimpulse auch umgekehrt. Solange die Breite und die Frequenz der Impulse, die dem Gate des FET Q3 zugeführt werden, innerhalb bestimmter Grenzen liegen, die später noch definiert sein werden, wird zu jedem Gate-Impuls ein einziger Ausgangsimpuls erzeugt. Das gilt auch dann, wenn am Eingang nur Rauschen auftritt.
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Die Ausgangspolarität wird durch die Summe der
Eingangs- und der Rauschspannung bestimmt, zu einem Zeitpunkt, in welchem der Verstärker vom stabilen in den astabilen Zustand übergeht. Wenn der Eingang Null ist, treten am Ausgang statistisch verteilte Impulse auf, die durch das Rauschen verursacht werden.
Bei diesen Schaltungsanordnungen sind folgende Eigenschaften festgestellt worden:
1. Pro Gate-Impuls wird ein einziger Ausgangsimpuls nur erzeugt und dieser ist unabhängig von der Amplitude des Einganges.
2. Impulse mit gleicher Polarität treten nicht gleichzeitig an den beiden Ausgängen auf.
3. Die Amplitude eines kontinuierlichen Eingangssignales muss nur grosser als der Spitzenwert der Rauschsapnnung sein, um ein homogenes Ausgangssignal zu erzielen. Homogenes Ausgangssignal heisst, dass alle Impulse am Ausgang die gleiche Polarität haben.
4. Wenn der Eingang Null ist, ist die mittlere Frequenz von Impulsen einer bestimmten Polarität an den beiden Ausgängen gleich gross.
Bei der Eigenschaft 4. wird angenommen, dass die Schaltung selbst vollkommen symmetrisch ist, oder dass allfällige Asymmetrien kompensiert worden sind.
Es dürfte klar sein, dass diese Schaltungsanordnung eine hohe Empfindlichkeit trotz einer geringen Verstärkung aufweist. Denn die kleinste Eingangsspannung hat bereits einen Einfluss auf die statistische Verteilung der Ausgangsimpulse. Auch wenn nur Rauschen am Eingang auftritt, gibt es keinen "Unsicherheitsbereich" am Ausgang, wo mehrfache Impulse auftreten oder einzelne Impulse ausfallen würden.
Eine andere Ausgangscharakteristik der vorliegenden Schaltungsanordnung wird nun erläutert, die aber nur gilt, wenn das Gate des Feldeffektransitors Q., von einem exter-
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nen Impulsgenerator gesteuert wird. Nehmen wir an, dass der Impulsgenerator Impulse mit einer konstanten Impulsbreite liefert. Die Amplitude der Ausgangsimpulse kann dann leicht variiert werden, wenn das Eingangssignal sehr klein ist. Der Grund dafür ist leicht zu erklären: Wenn zufällig die Summe der momentanen Eingangs- und Rauschspannung zu einem Zeitpunkt sehr nahe an Null liegt oder exakt Null ist, in welchem der Verstärker vom stabilen in den astabilen Zustand übergeht, dann "zögert" die Schaltung und wartet auf ein bestimmtes Signal um zu "entscheiden", in welche Richtung das Aussteuern erfolgen soll. Daher ist die Zeitspanne, die notwendig ist, um eine bestimmte Amplitude der Ausgangsimpulse zu erreichen, nicht konstant. Wenn der das Gate steuernde Impuls eine gegebene Breite hat, dann ist die Zeit für die Aussteuerung konstant. Ein Ausgangsimpuls, der erst nach einem "Zögern" erzeugt wird, hat dann eine etwas kleinere Amplitude. Diese Amplitudenänderung ist jedoch ohne Bedeutung, falls der Ausgang einen elektronischen Schalter steuert, denn erst dieser liefert die endgültigen Ausgangsimpulse. Eine derartige Schaltungsanordnung ist in Fig. 3 gezeigt. Ein zusätzlicher Vorteil dieser Schaltungsanordnung liegt darin, dass die Aussteuerung nur so gross sein braucht, um den Schalter definiert steuern zu können. Infolgedessen kann die Impulsbreite für das Gate des FET Q-. auf einen Minimalwert gebracht werden.
In Fig. 3 bilden die Transistoren Q^ und Q_
zusammen mit einer Stromquelle I und den angeschlossenen passiven Elementen R,,R ,R-,R ,R ,R ,C. und C2 einen Differenzverstärker mit Mitkopplung R-C, und R C„. Der Transistor Q ist ein FET-Schalter, dessen Gate auf eine Quelle (nicht dargestellt) geschaltet ist, die negative Impulse erzeugt. Die Emitter von Transistoren Q, und Q_ des genannten elektronischen Schalters sind auf eine Vorspannung gelegt, die durch einen Span nungsteiler Rg#Rq erzeugt wird. Diese Vorspannung ist so einge-
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stellt, dass sie den Kollekt-orspannungen der Transistoren Q, und Q gleicht oder etwas grosser als diese ist, wenn sich der Verstärker im stabilen Zustand befindet. Während jedes negativen Impulses am Gate des Transtistors Q ist der Verstärker im astabilen Zustand. Wenn die Transistoren Q, und O_ des Schal
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ters Silizium-Transistoren sind, brauchen die Kollektoren der Transistoren Q1 und Q2 nur mit etwa 0,7 V ausgesteuert zu werden, um einen Impuls an einem der Ausgänge zu erzeugen. Die negativen Impulse auf das Gate des Transistors Q3 brauchen nur so breit eingestellt zu werden, dass die Schaltung diese Aussteuerung sicher erreicht.
Fig. 4 zeigt eine derartige Erweiterung der
Schaltung von Fig. 3, dass diese Schaltung selbstschwingend ist.
Die Transistoren Q, und Q des Differenzverstärkers sind ein abgestimmtes Paar von Transistoren, vorzugsweise ein integriertes Paar. Sie werden hier als bipolare Transistoren gezeigt, können aber auch ein abgestimmtes Paar von Feldeffekt-Transistoren sein. Die Werte der passiven Schaltungs elemente C1, C2, R 1 R2R2R2R11 und R12 Sind SO 9ewählt' dass die Schaltung symmetrisch ist. Der Transistor Q ist wiederum ein Feldeffekt-Transistor. Widerstände R5 und R6 sorgen für eine Vorspannung für das Gate des Transistors Q3, wenn ein die ursprüngliche Schaltung nun erweiternde Transistorschalter Q. nicht leitend ist. Diese Vorspannung ist derart, dass der Kanal des Transistors Q3 leitend ist. Wenn der Transistorschalter 0IO leitend ist' ändert sich die Vorspannung, so dass der Kanal des FET Q3 einen hohen Widerstand hat. Der Transistorschalter Q^O viird von einem weiteren Transistor Q gesteuert, der seinerseits von einem Zeitglied R10C3 und einem Schalter Qg gesteuert wird.
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Die Widerstände Rg, Rg sorgen wiederum für die
Vorspannung der Emitter der Transistoren Q^ und Q-, des erstgenannten Schalters. Diese Vorspannung ist etwas höher als die Kollektor-Spannungen der Transistoren Q, und Q^, wenn sich der Verstärker im stabilen Zustand befindet. Daher sind die Transistoren Q und Q_ normalerweise gesperrt und deren Kollektoren und die zwei Ausgänge der Schaltungsanordnung haben Potential +U . Der Transistor QQ ist daher nicht leitend und der Kondensator C^ wird über den Widerstand R,Q aufgeladen. Wenn das Potential gegenüber Masse etwa 1,4 V negativ wird, ist der Transistor Qg leitend. Als Folge davon wird auch der Transistor Q,-leitend und der Verstärker geht in den astabilen Zustand über, was ein Aussteuern bewirkt. Dies bedeutet, dass entweder der
Transistor Q oder Q_ leitend wird, was von der Richtung der ο /
Aussteuerung abhängig ist. Einer der Ausgänge wird dabei negativ, der Transistor Q- leitet und der Kondensator C3 wird entladen.
Die Transistoren Qg und Q1 werden dabei nicht
leitend, der Verstärker geht in den stabilen Zustand zurück und ein neuer Zyklus beginnt. Negative Impulse erscheinen daher an den Ausgängen.
In Fig. 4 sind die Ausgänge so ausgelegt, dass
sie mit CMOS-Logik kompatibel sind. Andere Ausgangsniveaus können selbstverständlich durch leichte Aenderungen erzielt werden.
In Fig. 4 wird die gleiche Art von Mitkopplung
wie in Fig. 1 gezeigt. Es ist klar, dass die gleiche Massnahme zur Erzielung der selbsterregten Schwingungen auch in Zusammenhang mit der Schaltung aus Fig. 2 oder mit jeder anderen Schaltung von Differenzverstärkern verwendet werden kann, die von einem stabilen in einen astabilen Zustand geschaltet werden können.
Die Unterschiede zwischen den Eigenschaften der nach der vorliegenden Erfindung ausgeführten Schaltung und den
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bisher bekannten, durch Impulse gesteuerten Komparatoren bzw. Diskriminatoren können wie folgt zusammengefasst werden:
1. Die bekannten Schaltungen benötigen eine hohe Verstärkung, um den Vergleich von sehr kleinen Eingangssignalen durchführen zu können.
2. Die damit verbundene Verstärkung des Rauschens bewirkt unerwünschte Ausgangsimpulse mit Undefinierter Lage und veränderlicher Breite der Amplitude, die von Null bis zum Kennwert variieren.
3. Fenster-Diskriminatoren zeigen solche Nachteile an den beiden Seiten des Fensters.
4. Die Schaltungen, die nach dem Prinzip dieser Erfindung aufgebaut sind, geben dagegen Ausgangssignale ab, deren Lage klar definiert ist, wobei die Impulsbreite und Impulsamplitude konstant sind, so dass sie für eine sichere Steuerung von Logikbausteinen verwendet werden können.
5. Der Wechsel der Impulse von einem Ausgang zum ander, der bei einer Aenderung des Einganges entsteht, erfolgt in einer statistischen Weise. Infolgedessen kann das Rauschband dazu verwendet v/erden, eine Art von Fenster zu erzeugen, das besonders in der schnellen Regelung wertvoll ist. Ausserhalb des Fensters erfolgt die Regelung entweder in die eine oder andere Richtung. Die Schaltung kann so ausgelegt werden, dass sich die Regelungsrichtung innerhalb des Fensters kontinuierlich verschiebt und der statistischen Verteilung der Ausgangsimpulse folgt. So kann Rauschen auch von Vorteil sein. Wenn erforderlich ist, kann das Rauschband auch bewusst vergrössert werden, um das Steuerfenster zu verbreitern.
6. Die Schaltungen, die nach dem Prinzip dieser Erfindung arbeiten, können entweder von einem externen Taktgenerator gesteuert werden, oder so ausgelegt werden, dass sie selbst schwingend sind. Wenn sie von einem Taktgenerator betrieben
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werden, sind eine Mindest-Impulsbreite und eine maximale Impulsfrequenz die einzigen Beschränkungen. Der Taktimpuls muss breit genug sein, damit auch nach einem maximalen "Zögern" die erforderliche Aussteuerung erfolgt. Der Zeitraum zwischen zwei Impulsen muss gross genug sein, dass der Verstärker in den stabilen Zustand zurückkehren kann. Innerhalb dieserGrenzen wird von jedem Taktimpuls nur ein einziger Ausgangsimpuls erzeugt. Kleine Aenderungen der Impulsamplitude, verursacht durch "Zögern", können, wenn es notwendig ist, durch Schalter an den Ausgängen beseitigt werden (Fig. 3). Wenn die Schaltung selbstschwingend gemacht wird, gibt es keine Schwankungen der Impulsamplitude an den Ausgängen des Differenzverstärkers, da das Ende jedes Impulses durch ein vorgewähltes Amplituden-Niveau getriggert wird. Der einzige Effekt des "Zögerns" bei so einer selbstschwingenden Schaltung ist, dass die mittlere Impulsfrequenz etwas sinkt, wenn das Eingangssignal kleiner als der Spitzenwert des Rauschens ist.
Es wurde bereits vorher erwähnt, dass unter der
Annahme einer vollkommen symmetrischen Schaltung und der Situation, dass beide Eingänge auf Null sind, eine statistisch gleichmassige Verteilung der Impulse auf beide Ausgänge auftritt. Es dürfte nun klar sein, dass die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung auch als eine Brücke verwendet werden kann.
Fig. 5 zeigt die gleiche Schaltung wie Fig. 3
aber mit einem zusätzlichen Paar von Kondensatoren C4,C5, die zwischen Masse und den Basen der Transistoren Q, und Q2 geschaltet sind. Die beiden Eingänge sind über Widerstände R„, R^2 auf Masse gelegt. Sobald eine Ungleichheit der Kondensatoren C4, C5 entsteht, verschiebt sich die statistische Verteilung der Impulse zwischen den beiden Ausgängen und kann sogar ein derartiges Ausmass erreichen, dass Impulse nur mehr an einem Ausgang auftreten.
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Fig. 6 zeigt das gleiche Kondensatorpaar C.,Cr(
dieses ist jedoch zwischen die Ausgänge des Differenzverstärkers geschaltet.
Es dürfte klar sein, dass diese Schaltungsanordnung als eine Brücke mit eigener Einspeisung und gleichzeitig als Diskriminator verwendet werden kann. Auch sollte es klar sein, dass jede Art von Unsymmetrie, egal ob sie durch ungleiche Widerstände oder ungleiche Impedanzen verursacht wird, von dieser Schaltung diskriminiert werden kann. Es ist auch möglich, eine Unsymmetrie in den passiven Elementen der Schaltung durch eine Eingangsspannung zu kompensieren.
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Claims (16)

  1. Patentansprüche
    \\J Schaltungsanordnung mit Transistoren, dadurch gekennzeichnet, dass sie einen Differenzverstärker enthält, welcher derart ausgeführt ist, dass er zwischen einem stabilen und einem astabilen Zustand umschaltbar ist.
  2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Transistoren (0,,Q2) die der Differenzverstärker enthält, bipolare Transistoren sind.
  3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Transistoren, die der Differenzverstärker enthält, Feldeffekt-Transistoren sind.
  4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3,
    dadurch gekennzeichnet, dass zwischen die Kollektoren der bipolaren Transistoren (Q^Q2) oder die "drains" der Feldeffekt-Transistoren ein Feldeffekt-Transistor (Q3) geschaltet ist.
  5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der astabile Zustand des Differenzverstärkers durch Mitkopplung der einzelnen Elektroden der Transistoren des Differenzverstärkers erreichbar ist.
  6. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass zur Mitkopplung RC-Glieder (R,,C,; R2'C2* verwendet sind, welche zwischen den Kollektoren der bipolaren Transistoren (Q1JQ2) des Differenzversträkers und ihren Basen oder zwischen den Drains der Feldeffekt-Transistoren und ihren Gates geschaltet sind.
  7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass zur Mitkopplung eine zusätzliche Transistorschaltung verwendet ist.
  8. 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die zusätzliche Transistorschaltung zwischen den Kollektoren der bipolaren Transistoren (Q11Q2) des
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    8098U/0173
    ORIGINAL INSPECTED
    Differenzverstärkers und ihren Basen oder zwischen den Drains der Feldeffekt-Transistoren und ihren Gates geschaltet sind.
  9. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch
    gekennzeichnet,dass die zusätzliche Transistorschaltung zwischen den Kollektoren der bipolaren Transistoren (Q,,Q,) des Differenzverstärkers und ihren Emittoren oder zwischen den Drains der Feldeffekt-Transistoren und ihren Sources geschaltet sind.
  10. 10. Schaltunganordnung nach den Ansprüchen 1
    bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass sie als Spannungskomparator verwendbar ist, wobei eine Spannungsdifferenz an den Eingängen des Fifferenzverstärkers Impulse an den Ausgängen desselben hervorruft.
  11. 11. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass sie als Komparatorbrücke verwendbar ist, wobei eine Differenz von Werten zwischen zwei passiven Elementen dieser Brücke Impulse mit Polaritätsinformation an den beiden Ausgängen der Brücke hervorruft.
  12. 12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass an den Differenzverstärker ein elektronischer Schalter (Q,,Q_) angeschlossen ist.
    D /
  13. 13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass sie derart ausgeführt ist, dass sie selbstschwingend ist.
  14. 14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass an das Gate des Feldeffekttransistors (Q-) ein weiterer Transistorschalter (Q10) angeschlossen ist, welcher seinerseits durch einen noch weiteren Transistor (Qg) und durch ein Zeitglied (R10#C3) sowie durch einen Schalter (Qg) steuerbar ist.
  15. 15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen die Basen der jeweiligen Transistoren (Q1 und Q-) des Differenzverstärkers und die Masse je ein Kondensator (C4,C5) geschaltet ist, und dass die beiden
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    Eingänge des Differenzverstärkers über Widerstände (R ,R) auf Masse gelegt sind.
  16. 16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen die Ausgänge des Differenzverstärkers ein in Serie geschaltetes Kondensatorpaar (0,,Ct-) zwischengeschaltet ist, dass der Mittelpunkt dieser Kondensatorkombination (C4,C5) auf Masse gelegt ist, während die Eingänge des Differenzverstärkers über Widerstände (R-i-i'Ri2* geerdet sind.
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DE19772743099 1977-09-24 1977-09-24 Schaltungsanordnung mit transistoren Withdrawn DE2743099A1 (de)

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DE19772743099 DE2743099A1 (de) 1977-09-24 1977-09-24 Schaltungsanordnung mit transistoren
GB7838023A GB2005101A (en) 1977-09-24 1978-09-25 Improvements in or relating to comparator circuit arrangements
FR7827369A FR2404338A1 (fr) 1977-09-24 1978-09-25 Montage a transistors, notamment utilisable comme comparateur electronique.

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Application Number Priority Date Filing Date Title
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DE2743099A1 true DE2743099A1 (de) 1979-04-05

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