DE3346745A1

DE3346745A1 - Geraet zum wiedergeben eines aufgezeichneten digitalen unipolaren signals

Info

Publication number: DE3346745A1
Application number: DE19833346745
Authority: DE
Inventors: Masaro Yamato Kanagawa Moriyama; Kohei Sagamihara Kanagawa Sasamura
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1982-12-24
Filing date: 1983-12-23
Publication date: 1984-07-05
Also published as: GB8334044D0; FR2538590A1; GB2135856A; JPS59117718A; KR840007295A; US4528601A; CA1200598A; GB2135856B

Description

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VICTOR COMPANY OF JAPAN, LTD., Yokohama, Japan

Gerät zum Wiedergeben eines aufgezeichneten digitalen unipolaren Signals

Die Erfindung bezieht sich auf ein Gerät nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Ein bekanntes Verfahren zum Übertragen eines digitalen Signals ist das Teileinschwingverfahren (partial response system). Bei diesem Teileinschwingverfahren wird die Übertragungskennlinie des Übertragungskanals berücksichtigt. Dabei wird die Amplitude eines codierten Signals festgestellt (gemessen), dessen codierte Darstellung (digitale Darstellung) von der codierten Darstellung des übertragenen codierten Signals abweicht und das in weitgehend fehlerfreiem Zustand empfangen wird. Die codierte Darstellung des empfangenen codierten Signals wird wieder in die ursprüngliche codierte Darstellung des empfangenen codierten Signals umgesetzt.

Bei einer magnetischen Aufzeichnung und Wiedergabe erfolgt jedoch eine starke Amplitudenverzerrung im Hochfrequenzbereich. Da ferner der Magnetkopf der Wiedergabeeinrichtung differenzierend wirkt, erfolgt eine starke Dämpfung im Niederfrequenzbereich, der nahe bei der Frequenz null (Gleichstrom) liegt. Bei einem herkömmlichen magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät wird daher das Teileinschwingverfahren zum Aufzeichnen und Wiedergeben digitaler Signale angewandt. Dabei wird ein digitales Signal in einer codierten Darstellung aufgezeichnet, die der magnetischen Aufzeich-

nungs- und Wiedergabekennlinie angepaßt ist. Ferner erfolgt die Wiedergabe der digitalen Signale anhand eines Vergleichs der Amplitude des wiedergegebenen Signals, und zwar unabhängig von Schwankungen der Amplitude des wiedergegebenen Signals, die hauptsächlich durch eine ungleichmäßige magnetische Beschichtung, Oberflächenunregelmäßigkeiten auf der magnetischen Schicht und Magnetband-Gleichlauf Schwankungen verursacht werden, und ferner unabhängig von einer starken Abnahme der Amplitude des wiedergegebenen Signals, d.h. einem Signalausfall, der hauptsächlich durch Staubteilchen und dergleichen, die auf der magnetischen Oberfläche haften, verursacht wird.

Bei diesem herkömmlichen magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät wird beispielsweise ein analoges Audiosignal, das aufgezeichnet werden soll, einer Pulscodemodulation (PCM) unterzogen und in ein unipolares digitales Signal moduliert. Das unipolare digitale Signal wird über einen Umsetzer einem 1-Bit-Verzögerungselement (oder einem 2-Bit-Verzögerungselement) zugeführt, in dem es um eine Bitübertragungsperiode verzögert wird.

Das verzögerte unipolare digitale Signal wird zum Umsetzer zurückgeführt und dort einer Modulo-2-Addition (Exklusiv-ODER-Verknüpfung) mit dem anschließend zugeführten Eingangsbit unterzogen und in ein unipolares digitales Signal umgesetzt, das aufgezeichnet werden soll. Dieses unipolare digitale Ausgangssignal des Umsetzers wird in einem Aufzeichnungsverstärker verstärkt und dann durch einen magnetischen Aufzeichnungskopf aufgezeichnet .

In der Wiedergabeeinrichtung wird das aufgezeichnete unipolare digitale Signal durch einen magnetischen Wiedergabekopf vom Magnetband wiedergegeben. Das vom Wiedergabekopf wiedergegebene Signal hat eine Impulsform, deren Polarität positiv ist, wenn der Aufzeichnungsstrom von negativer zu positiver Polarität übergeht, und eine negative Polarität, wenn der Aufzeichnungsstrom von positiver
zu negativer Polarität übergeht, und zwar aufgrund des differenzierenden Ubertragungsverhaltens der
Wiedergabeeinrichtung, das hauptsächlich durch
die Wicklung des magnetischen Wiedergabekopfes
bestimmt wird. Das durch den Wiedergabekopf wiedergegebene Signal wird in einem Wiedergabever-

stärker verstärkt und dann einem Entzerrer zugeführt. Der Entzerrer gleicht hochfrequente Komponenten aus, die während der magnetischen Aufzeichnung und Wiedergabe gedämpft werden. Der Entzerrer setzt ferner die codierte Darstellung des wiedergegebenen Signals in eine bipolare Darstellung

nach dem Teileinschwingungsverfahren um und führt das bipolare Signal einer (selbsttätigen) Schwellenwertregelschaltung zu. Die Schwellenwertregelschaltung setzt das bipolare Ausgangssignal des

Entzerrers in ein unipolares Signal um, indem sie die Amplituden "+1" und "-1" des bipolaren Signals in die Amplitude "+1" umsetzt und die Amplitude
"0" des bipolaren Signals als Amplitude "0" beibehält. Selbst wenn die Amplitude des wiedergegebenen Signals bei der Durchführung des Vergleichs

schwankt, erzeugt die Schwellenwertregelschaltung ein Bezugssignal (eine Steuerspannung), das eine
geeignete Zeitkonstante aufweist und den Amplitudenschwankungen folgt, so daß der Amplitudenver-

gleich mit optimal eingestellten Schwellenwerten

erfolgt. Die Schwellenwertregelschaltung erzeugt daher ein digitales Signal, das in das bei der Aufzeichnung gebildete ursprüngliche unipolare Signal zurückgeformt ist.
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Bei der Wiedergabe des auf dem Magnetband aufgezeichneten Signals durch den Magnetkopf wird mitunter eine Verzerrung hoher Frequenzkomponenten des wiedergegebenen Signals und eine Dämpfung der Amplitude des wiedergegebenen Signals aufgrund von Signalausfällen bewirkt. Für derartige Signalausfälle gibt es hauptsächlich zwei Gründe. Ein kurzzeitiger oder augenblicklicher Signalausfall, bei dem die Amplitude des wiedergegebenen Signals während einer verhältnismäßig kurzen Zeit abnimmt, wird durch Fremdteilchen, z.B. Staubteilchen, die auf der Magnetschicht haften, verursacht. Ein permanenter Signalausfall, bei dem die Amplitude des wiedergegebenen Signals während einer verhältnismäßig langen Zeit abnimmt, wird durch eine ungleichmäßig aufgebrachte Magnetschicht und Kratzer in der Magnetschicht bewirkt.

Wegen der erwähnten Signalausfälle, der Amplitudenschwankungen im wiedergegebenen Signal aufgrund anderer Ursachen, wie BandgleichiaufSchwankungen, und des durch den Wiedergabeverstärker erzeugten Rauschens treten im wiedergegebenen Signal Amplitudenschwankungen mit langer Periode auf, so daß auch die Amplitude der Tonspannung schwankt. Ferner nimmt die Amplitude des wiedergegebenen Signals aufgrund eines Signalausfallε sehr stark ab. Die Zeit, während der die Amplitude des wiedergegebenen Signals abnimmt, hängt von den Abmessungen der Staubteilchen und Kratzer auf der Magnet-

schicht oder der Staubteilchen auf der Oberfläche des Magnetkopfes in dessen Luftspalt und der Lauf<~ geschwindigkeit des Magnetbandes ab. Wenn ein Signalausfall durch kleine Staubteilchen verursacht wird, kann die Amplitude des wiedergegebenen Signals während einer Zeit abnehmen, die der Dauer eines Bit entspricht.

Bei dem erwähnten herkömmlichen Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät enthält die Schwellenwertregelschaltung zwei Vergleicher. Das bipolare Signal wird jeweils einem Eingang der beiden Vergleicher zugeführt. Ferner wird ein Bezugssignal, das durch Zweiweggleichrichtung des bipolaren Signals und anschließende Glättung durch eine Glättungsschaltung mit einer durch einen Kondensator und einen ohmschen Widerstand bestimmten Zeitkonstanten gebildet wird, den beiden anderen Eingängen der beiden Vergleicher zugeführt. Daher kann diese Schwellenwertregelschaltung einem Signalausfall folgen, bei dem die Amplitude des wiedergegebenen Signals während einer Zeit abnimmt, die im Vergleich zur maximalen Folgefrequenz (2-Bit-Übertragungsperiode) des wiedergegebenen Signals hinreichend lang ist. Dagegen kann die bekannte Schwellenwertregelschaltung nicht einem augenblicklichen Signalausfall folgen, der innerhalb einer 1-Bit-Übertragungsperiode auftritt.

Außerdem erfolgt die Entzerrung der Kurvenform im Entzerrer unabhängig von der Amplitude des wiedergegebenen Signals. Bei einem Amplitudenausfall und auch bei einer Wiedergabe mit gleichbleibender Amplitude kann daher der Vergleich der Amplituden des Eingangsbezugssignals und des bipolaren

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Eingangssignals nicht in der normalen Weise in den beiden erwähnten Vergleichern durchgeführt werden. Der Hauptgrund hierfür ist die Unbeständigkeit oder Unvereinbarkeit der magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabe-Frequenzgänge aufgrund des für das Magnetband verwendeten magnetischen Materials oder die Unbeständigkeit oder Unvereinbarkeit des Wiedergabefrequenzgangs des Magnetkopfes in einem Mehrspurmagnetband-Aufzeichnungs- und -Wiedergabegerät, bei dem eine gleichzeitige Aufzeichnung und Wiedergabe in mehreren Spuren des Magnetbandes erfolgt. Dies ist einer der Gründe, warum ein Codierungsfehler bei dem Amplitudenvergleich in der Schwellenwertregelschaltung auftritt.

Sodann wird bei der erwähnten Schwellenwertregelschaltung das Bezugssignal durch einen Bezugssignalgenerator in der Schwellenwertregelschaltung erzeugt. Dieser Bezugssignalgenerator besteht aus zwei Schaltern, denen gegensinnige Ausgangssignale eines Differenzverstärkers der Schwellenwertregelschaltung zugeführt werden und deren Schaltzustand durch ein Taktsignal gesteuert wird, aus zwei Dioden, die die Ausgangssignale der Schalter gleichrichten, und aus einer Glättungsschaltung, die einen Kondensator und einen ohmschen Widerstand zum Glätten des gleichgerichteten Ausgangssignals der Dioden aufweist. Bekanntlich haben Dioden jedoch eine nichtlineare Spannungs-Strom-Kennlinie im Durchlaßbereich, wobei nur im Bereich unterhalb von 0,6 Volt eine weitgehende Linearität besteht. Wenn daher die Amplitude des wiedergegebenen Signals so eingestellt wird, daß das Bezugssignal in dem weitgehend linearen Bereich der Diodenkenn-

linie gebildet wird, ist es schwierig, den Amplitudenvergleich durch Amplitudenvergleicher mit ausreichend hohem Signal/Rausch-Verhältnis (Störabstand) durchzuführen. Wenn dagegen die Amplitude des wiedergegebenen Signals so eingestellt wird, daß das Bezugssignal im nichtlinearen Bereich der Kennlinien der Dioden gebildet wird, wird die Amplitude des Bezugssignals um den Durchlaßspannungsabfall der Dioden verringert. Dies bedeutet, daß die Amplitude des Bezugssignals gegenüber der des bipolaren Eingangssignals verfälscht wird, so daß es nicht möglich ist, einen genauen Amplitudenvergleich durchzuführen.

Außerdem hängt die Fehlerrate bei einem magnetischen Mehrspur-Aufzeichnungs- und -Wiedergabegerät, bei dem die Aufzeichnung und Wiedergabe gleichzeitig in mehreren Spuren erfolgt, die parallel zueinander beispielsweise in Längsrichtung des Magnetbandes verlaufen, bei der Wiedergabe von den Unterschieden in der Aufzeichnungs- und Wiedergabekennlinie der Spuren und der Kennlinie des Aufzeichnungskopfes in dem Gerät, in dem die Aufzeichnung tatsächlich erfolgte, und der Kennlinie des Wiedergabekopfes in einem anderen Gerät, in dem die Wiedergabe erfolgt, ab. Daher müssen die Amplituden der wiedergegebenen Signale mit äußerster Sorgfalt eingestellt werden. Diese Einstellung der Amplituden des wiedergegebenen Signals kann beispielsweise durch Einstellung der Verstärkung eines in der Eingangsstufe des Entzerrers enthaltenen Verstärkers bewirkt werden.

Ferner ist in dem erwähnten magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät ein Glättungskondensator mit hoher Kapazität in dem Bezugssignalgenerator erforderlich. Darüber hinaus müssen die beiden Schalter in dem Bezugssignalgenerator Hochpräzisionsschalter sein. Es ist jedoch schwierig, derartige Hochpräzisionsschalter in Form einer integrierten Schaltung (IC) herzustellen. Es besteht daher die Schwierigkeit, den Bezugssignalgenerator in Form einer integrierten Schaltung herzustellen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Gerät der gattungsgemäßen Art anzugeben, das eine Wiedergabe mit höherer Genauigkeit und geringerem Aufwand ermöglicht.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet.

Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben .

Bei dem erfindungsgemäßen Wiedergabegerät wird der Spitzenwert des Ausgangssignals eines Entzerrers abgetastet und festgehalten, um ein Bezugssignal durch Spannungsteilung des abgetasteten und festgehaltenen Signals zu erzeugen, und die Amplitude des Bezugssignals mit der Amplitude eines Signals verglichen, das dem gleichen Bit entspricht und durch Verzögerung des Ausgangssignals des Entzerrers gebildet wird, um ein unipolares digitales Signal zu erzeugen. Durch das erfindungsgemäße Wiedergabegerät läßt sich das aufgezeichnete digitale Signal in stabiler Weise auch dann von einem Aufzeichnungsträger wiedergeben,

wenn ein Signalausfall auftritt, sei es aufgrund einer ungleichmäßig auf dem Aufzeichnungsträger aufgebrachten Magnetschicht oder aufgrund kleiner Staubteilchen, die am Aufzeichnungsträger haften, weil es möglich ist, selbst eine augenblickliche Abnahme der Amplitude des wiedergegebenen bipolaren Signals wiederzugeben, wenn diese augenblickliche Abnahme durch den Signalausfall verursacht wird. Wenn es sich daher bei dem Aufzeichnungsträger um ein Magnetband handelt, ist die Magnetbandaustauschbarkeit unter Wiedergabegeräten sichergestellt. Auch wenn die·Erfindung bei einem Mehrspur-Auf ze ichnungs- und -Wiedergabegerät angewandt wird, das einen feststehenden Magnetkopf mit mehreren Luftspalten aufweist und die Aufzeichnung und Wiedergabe der digitalen Signale gleichzeitig in mehreren Spuren durchführt, die in Abtastrichtung des magnetischen Aufzeichnungsträgers verlaufen, um die Übertragungsbitfrequenz zu verringern, ist es möglich, Unvereinbarkeiten in den Signalen auszugleichen, die aus mehreren Spuren abgespielt werden, so daß die Austauschbarkeit der Spuren sichergestellt ist. Das heißt, es ist möglich, eine Kompatibilität unter mehreren verschiedenen Aufzeichnungs- und Wiedergabegeräten sicherzustellen, so daß ein Magnetband, das mit dem einen Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät bespielt worden ist, fehlerfrei durch ein anderes Aufzeichnungsund Wiedergabegerät abgespielt werden kann.

Ferner kann das erfindungsgemäße Wiedergabegerät eine Taktkomponente extrahieren, nachdem ein Spitzenwert oder Mittelwert des bipolaren Ausgangssignals des Entzerrers konstant geregelt worden ist.

Im Gegensatz zu dem bekannten Wiedergabegerät ist

es daher nicht erforderlich, die Amplitude des wiedergegebenen Signals einzustellen bzw. abzugleichen, und dennoch kann ein stabiler Amplitudenvergleich durchgeführt werden. Da ferner eine die Taktkomponente extrahierende Schaltung auch ein Zittern des wiedergegebenen Signals ausgleicht, ist es auch möglich, ein wiedergegebenes digitales Signal zu erzeugen, in dem das Zittern beseitigt ist.
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Bei dem erfindungsgemäßen Gerät können ferner

Schwellenwerte so eingestellt werden, daß sie einen Amplitudenbereich begrenzen, in dem das wiedergegebene unipolare digitale Signal am Ausgang einer Amplitudenvergleichsschaltung wechselstrommäßig als null betrachtet werden kann, wobei die digitalen Daten in diesem Amplitudenbereich als logisch "0" diskriminiert werden. Selbst wenn ein Verkettungsphänomen aufgrund von Überschwingungen und dergleichen in dem Amplitudenbereich auftritt, in dem das bipolare Signal wechselstrommäßig als null angesehen wird, und zwar aufgrund einer unzureichenden Kurvenformentzerrung im Entzerrer, kann .*·*, das digitale Signal stabil und genau, unabhängig

von einem derartigen Verkettungsphänomen, wiedergegeben werden.

Praktisch alle Schaltungsanordnungen in dem erfindungsgemäßen Wiedergabegerät bestehen aus digitalen Schaltkreisen, so daß die gesamte Schaltung

als monolithische integrierte Schaltung (IC) hergestellt werden kann. Die Herstellung der gesamten Schaltung in Form einer monolithischen integrierten Schaltung hat den Vorteil, daß die Abmessungen des Gerätes und seine Kosten verringert und die

Zuverlässigkeit des Gerätes erheblich verbessert werden kann.

Die Erfindung und ihre Weiterbildungen werden nachstehend anhand der Zeichnung bevorzugter Ausführungsbeispiele näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer beispielhaften Aufzeichnungseinrichtung, durch die ein digitales Signal auf einem Magnetband aufgezeichnet wird, das in einem erfindungsgemäßen Wiedergabegerät abgespielt werden soll,

Fig. 2(A) bis 2(D) den zeitlichen Verlauf von Signalen zur Erläuterung der Wirkungsweise des Blockschaltbildes nach Fig. 1 und des Ausgangssignals eines in der Wiedergabeeinrichtung enthaltenen Entzerrers,

Fig. 3 ein Blockschaltbild, das den grundsätzlichen Aufbau eines erfindungsgemäßen Wiedergabegeräts darstellt,

Fig. 4 ein Beispiel des Verlaufs eines wiedergegebenen Signals für den Fall, daß ein Signalausfall auftritt,

Fig. 5 den Verlauf eines normal wiedergegebenen Signals und eines wiedergegebenen Signals, das erzeugt wird, wenn ein Signalausfall auftritt, um die beiden Signalverläufe miteinander zu vergleichen,

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Wiedergabegeräts,

Fig. 7(A) bis 7(H) den Verlauf von Signalen zur Erläuterung der Wirkungsweise des erfindungsgemässen Wiedergabegeräts,

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Wiedergabegeräts,

Fig. 9 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Impuls-Spannungs-Umformers in der Schaltungsanordnung nach Fig. 8,

Fig. 10(A) und 10(B) den Verlauf von Signalen zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 9 und

Fig. 11 ein konkretes Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Wiedergabegeräts.

Nach Fig. 1 wird ein aufzuzeichnendes unipolares digitales Signal, wie es in Fig. 2(A) dargestellt ist, einem Eingangsanschluß 11 zugeführt. Dieses unipolare digitale Signal wird durch Pulscodemodulation (PCM) beispielsweise eines analogen Audiosignals gebildet. Die in Fig. 2(A) oberhalb des Signalverlaufs dargestellten Zahlen stellen den Wert der Bits der ursprünglichen Daten dar. Das digitale Eingangssignal wird über einen Umsetzer 12 einem 1-Bit-Verzögerungselement (oder einem 2-Bit-Verzögerungselement) 13 zugeführt, in dem es um eine Bitübertragungsperiode verzögert wird. Das verzögerte digitale Ausgangssignal des 1-Bit-Verzögerungselements 13 wird zum Umsetzer 12 zurückgeführt und darin einer Modulo-2-Addition (Ex-

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klusiv-ODER-Verkniipfung) mit dem folgenden 1-Bit-Eingangssignal unterzogen, so daß der Umsetzer 12 ein unipolares digitales Signal erzeugt, wie es aufgezeichnet werden soll. Dieses unipolare digitale Ausgangssignal des Umsetzers 12 ist in Fig. 2(B) dargestellt. Das unipolare digitale Ausgangssignal des Umsetzers 12 wird dem 1-Bit-Verzögerungselement 13 und einem Aufzeichnungsverstärker 14 zugeführt. Der Aufzeichnungsverstärker 14 erzeugt ein Signal, wie es in Fig. 2(C) dargestellt ist, und führt dieses Signal einem Aufzeichnungsmagnetkopf 15 zu, der es auf einem Magnetband 16 aufzeichnet. Mit anderen Worten, das in Fig. 2(A) dargestellte digitale Signal wird in ein Signal mit einer codierten Darstellung umgeformt, wie sie in Flg. 2(C) dargestellt ist, und zwar nach dem Teileinschwingverfahren, und dann auf dem Magnetband 16Γ aufgezeichnet.

Das mit dem digitalen Signal in der oben beschriebenen Weise bespielte Magnetband 16 wird im allgemeinen in einem Wiedergabegerät abgespielt, wie es in Fig. 3 als Blockschaltbild dargestellt ist. Das auf dem Magnetband 16 aufgezeichnete Signal wird durch einen Wiedergabekopf 17 wiedergegeben. Das wiedergegebene Signal hat einen Impulsverlauf, der bei einem Übergang des Aufzeichnungsstroms von einem negativen zu einem positiven Wert einen positiven Wert und bei einem Übergang des Aufzeichnungsstroms von einem positiven zu einem negativen Wert einen negativen Wert annimmt, und zwar aufgrund des differenzierenden Übertragungsverhaltens der Wiedergabeeinrichtung, das auf dem differenzierenden Übertragungsverhalten des magnetischen Aufzeichnungskopfes 17 beruht. Das durch den Wiedergabekopf 17 wiedergegebene Signal wird

in einem Wiedergabeverstärker 18 verstärkt und dann einem Entzerrer 19 zugeführt. Der Entzerrer 19 bewirkt eine Kompensation von Hochfrequenzkomponenten, die während der magnetischen Aufzeichnung und Wiedergabe gedämpft werden. Der Entzerrer

19 erzeugt das in Fig. 3(D) dargestellte bipolare Signal, um die codierte Darstellung des wiedergegebenen Signals nach dem Teileinschwingverfahren bzw. einem Pseudo-Mehrstufencode in eine bipolare Darstellung umzusetzen.

Das bipolare Signal nimmt drei verschiedene Werte an, denen "+1", "0" und "-1" zugeordnet werden kann, wie es in Fig. 2(D) dargestellt ist, und wird einer (selbsttätigen) Schwellenwertregelschaltung 20 zugeführt. Die Schwellenwertregelschaltung 20 setzt das bipolare Ausgangssignal des Entzerrers 19 in ein unipolares Signal um, indem sie die Werte "+1" und "-1" des bipolaren Signals in den Wert "+1" des unipolaren Signals umsetzt und den Wert "0" des bipolaren Signals als Wert "0" des unipolaren Signals beibehält. Selbst wenn die Amplitude des wiedergegebenen Signals bei der Diskriminierung der Signal amplitude schwankt, erzeugt die Schwellenwertregelschaltung

20 ein Bezugssignal (eine Steuerspannung), das eine geeignete Zeitkonstante aufweist und den Amplitudenschwankungen folgt, so daß der Amplitudenvergleich mit auf optimale Werte eingestellten Schwellenwerten durchgeführt wird. Die Schwellenwertregelschaltung 20 gibt über einen Ausgangsanschluß 21 ein digitales Signal ab, das in das bei der Aufzeichnung gebildete ursprüngliche unipolare digitale Signal zurückgeformt ist.

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Aufgrund von Amplitudenschwankungen im wiedergegebenen Signal, die durch Signalausfälle und Bandgleichlaufschwankungen sowie Rauschen des Wiedergabeverstärkers 18 verursacht werden, hat die Hüllkurve des wiedergegebenen Signals den in Fig.4 dargestellten Verlauf. Dabei sind einer stationären Amplitude E des wiedergegebenen Signals Amplitudenschwankungen überlagert, die über eine lange Periode auftreten, während mit E die Amplitudenschwankung der Rauschspannung bezeichnet ist. Ferner nimmt die Amplitude des wiedergegebenen Signals sehr stark bis auf einen Wert E. ab, wenn ein Signalausfall auftritt. Der Signalausfall kann bewirken, daß die Amplitude des wiedergegebenen Signals in einer Periode abnimmt, die der eines Bit entspricht, wie es durch die gestrichelte Linie I in Fig. 5 dargestellt ist. Die durchgezogene Linie II stellt den Verlauf des bipolaren Signals dar, das erzeugt wird, wenn die Amplitude des wiedergegebenen Signals stationär bzw. beständig ist.

Erfindungsgemäß ist die Schwellenwertregelschaltung 20 so ausgebildet, daß sie der Wirkung eines augenblicklichen Signalausfalls zu folgen vermag, der innerhalb einer Bitübertragungsperiode auftritt. Nachstehend werden AusfUhrungsbeispiele der Erfindung anhand der Fig. 6 bis 11 beschrieben.

Bei dem ersten Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Wiedergabegeräts nach Fig. 6 wird das wiedergegebene bipolare Ausgangssignal des Entzerrers 19, der in Fig. 3 dargestellt ist, einem Eingangsanschluß 22 zugeführt. Ein möglicher Verlauf des wiedergegebenen bipolaren Signals a ist in Figur 7(A) für den Fall dargestellt, daß die Amplitude bei der Wiedergabe beständig ist. Wenn dagegen

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ein Signalausfall auftritt, hat das wiedergegebene bipolare Signal b den in Fig. 7(B) als durchgezogene Linie dargestellten Verlauf. Das bipolare Eingangssignal a oder b wird über einen Trennverstärker 23 einer Taktkomponentenextrahierschaltung 24, Schaltern SW- und SWp sowie einer Verzögerungsschaltung 28 zugeführt. Der Trennverstärker 23 hat einen niedrigen Ausgangswiderstand, um Kondensatoren C. und Cp über die Taktkomponentenextrahierschaltung 24, die Verzögerungsschaltung 28 und die Schalter SW₁ und SW_? hinreichend aufzuladen. Bei dem Trennverstärker 23 kann es sich jedoch auch um einen herkömmlichen Verstärker mit einer vorbestimmten Verstärkung handeln.

Die Taktkomponentenextrahierschaltung 24 besteht aus einer Zweiweg-Gleichrichterschaltung und einem Resonanzkreis. Als Zweiweg-Gleichrichterschaltung können die verschiedensten Gleichrichterschaltungen verwendet werden, z.B. ein Brückengleichrichter mit Dioden. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Zweiweg-Gleichrichterschaltung so ausgebildet, daß sie die Amplitude des bipolaren Eingangssignals a oder b mit positiven und negativen Schwellenwerten vergleichen und eine unipolare Impulsfolge erzeugen kann, indem sie eine Periode (Zeitspanne), in der das bipolare Eingangssignal a oder b größer als der positive Schwellwert, und eine Periode, in der das bipolare Eingangssignal a oder b kleiner als der negative Schwellwert ist, als logischen Wert "0" betrachtet. Diese unipolare Impulsfolge wird dem Resonanzkreis zugeführt. Bei dem Resonanzkreis, der in der Taktkomponentenextrahierschaltung 24 enthalten ist, kann es sich um einen LC-Schwingkreis handeln. Bei Verwendung

einer integrierten Schaltung als Resonanzkreis, kann auch ein Gyrator, Bandpaßfilter oder dergleichen verwendet werden, sofern die erforderliche Gute Q erzielbar ist. Das den Resonanzkreis anregende 'Signal kann eine unipolare Impulsfolge, wie im vorliegenden Ausführungsbeispiel, oder eine analoge Spannung sein, die durch Zweiweggleichrichtung gebildet wird.

Die Taktkomponente einer Bitübertragungsperiode, die aus dem bipolaren Eingangssignal a oder b in der Taktkomponentenextrahierschaltung 24 abgeleitet wird, wird einem Taktgenerator 25 zugeführt, in dem die Taktkomponente in ein Taktsignal mit einer vorbestimmten Folgeperiode (I-Bit-Übertragungsperiode) umgesetzt wird. Der Taktgenerator besteht aus einer Vergleichsschaltung, die einen Ausgangsanschluß Q für eine positive Phasenlage und einen Ausgangsanschluß Q für eine gegensinnige Phasenlage aufweist, und aus einem Kondensator C₃. Der Kondensator C„ bewirkt eine Integration und Einstellung der Phasenlage, so daß die positiven und negativen Spitzenwerte (+1 und -1) im bipolaren Ausgangssignal des Trennverstärkers 23 mit einer Vorderflanke (Q) und einer Rückflanke (Q) im Ausgangstaktsignal des Taktgenerators 25 zusammenfallen. Das an einem Ausgangsanschluß Q des Taktgenerators 25 auftretende Taktsignal wird einem Takteingang CK eines durch zwei dividierenden Frequenzteilers 26 zugeführt. Dagegen wird das am Ausgangsanschluß Q des Taktgenerators 25 auftretende Taktsignal c, das in Fig. 7(C) dargestellt ist, einem Takteingang CK eines D-Flipflop 31 (Verzögerungs-Flipflop) und dem Takteingang CK eines D-Flipflop 32 zugeführt.

Da die maximale Folgefrequenz des bipolaren Eingangssignals a oder b zwei BitUbertragungsperioden entspricht, dividiert der Frequenzteiler 26 die Frequenz des Ausgangssignals der Taktkomponentenextrahierschaltung 24, deren Resonanzfrequenz auf eine BitUbertragungsperiode eingestellt ist, durch zwei. Am Ausgangsanschluß Q des Frequenzteilers 26 tritt daher ein Steuersignal d gemäß Fig. 7(D) auf, das eine 2-Bit-Übertragungsperiode aufweist.

Dagegen wird ein Steuersignal d mit der zum Steuersignal d gegensinnigen Phasenlage am Ausgangsanschluß Q des Frequenzteilers 26 erzeugt. Das Steuersignal 5 steuert das Schalten des Abtast- und Halteschalters SVL und eines Multiplexschalters SW₄. Das Steuersignal d steuert das Schalten des Abtast- und Halteschalters SW_? und eines Multiplexschalters SW₃. Der eine Kontakt des Schalters SW. und der eine Kontakt des Schalters SW _ sind mit dem Ausgangsanschluß des Trennverstärkers 23 verbunden. Ferner ist der andere Kontakt des Schalters SW₁ mit dem einen Kontakt des Schalters SW₃ und der andere Kontakt des Schalters SW _ mit dem einen Kontakt des Schalters SW. verbunden. Der andere Kontakt des Schalters SW₀ und der andere Kontakt des Schalters SW₄ sind mit einem Eingangsanschluß des Trennverstärkers 27 verbunden, der einen hohen Eingangswiderstand aufweist. Ein Verbindungspunkt zwischen den Schaltern SW. und SW₃ ist über einen bidirektionalen Kondensator C. , der sich sowohl auf positive als auch auf negative Spannungen auflädt und entlädt, mit Masse verbunden. Außerdem ist ein Verbindungspunkt zwischen den Schaltern SW₂ und SW₄ über einen bidirektionalen Kondensator C_ mit Masse verbunden.

Die Schalter SVL bis SW. sind elektronische Schalter und so ausgebildet und steuerbar, daß sie abwechselnd betätigt werden und sowohl positive als auch negative Spannungen durchlassen. Es ist daher möglich, die Kondensatoren C, und C„ sowohl auf positive als auch auf negative Spannungen aufzuladen und zu entladen. Diese Ausbildung ist gewählt, weil das bipolare Eingangssignal nicht immer abwechselnd die Werte "+1" und "-1" oder die Werte "+1", "0" und "-1" annehmen kann. Das heißt, die Ausbildung ist so gewählt, daß die Erfindung auch dann anwendbar ist, wenn das Signal in eine codierte Darstellung umgesetzt worden ist, in der das bipolare Signal ständig den Wert "+1" und "+1" oder den Wert "-1" und "-1" nacheinander aufweist. Ein anderer Grund für diese Ausbildung besteht darin, daß die Signalspannung, die durch die Schalter SW. bis SW abgetastet und in den Kondensatoren C₁ und Cp festgehalten (gespeichert) wird, einen leicht positiven oder negativen Wert annimmt, und zwar selbst in einem Bereich, in dem das Signal wechselstrommäßig praktisch null sein sollte, wenn der Verlauf des wiedergegebenen Signals aufgrund einer Nebensymbolstörung eine Überschwingung aufweist.

Der Zweck der Entzerrung des Verlaufs des digitalen Signals besteht nicht in einer korrekten Wiedergabe der Kurvenform des gesendeten Signals oder der Kurvenform des aufgezeichneten Signals. Vielmehr besteht der Zweck der Kurvenformentzerrung in der Bildung eines optimalen Verlaufs des empfangenen Signals, so daß die ausgesendeten codierten Signale richtig diskriminiert werden können. Das Teileinschwingverfahren bzw. der Pseudo-

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Mehrstufencode wird in an sich bekannter Weise zur zwangsläufigen Ausnutzung der Nebensymbolstörung angewandt, und die Polarität der kleinen Spannung in dem Bereich, in dem die abgetastete und festgehaltene Signalspannung wechselstrommäßig praktisch gleich null sein sollte, liegt in den meisten Fällen nicht fest.

Nachstehend wird der Abtast- und Haltebetrieb der Schalter SW₁ bis SW. und der Kondensatoren C. und Cp beschrieben. Es sei angenommen, daß die Schalter SW- bis SW₄ geschlossen (eingeschaltet) sind, wenn die Steursignale d und d den logischen Wert "0" aufweisen, und daß die Schalter SW₁ bis SW₄ geöffnet (ausgeschaltet) sind, wenn die Steuersignale d und d den logischen Wert "1" aufweisen. Mit dieser Annahme ist während einer Bitübertragungsperiode, in der das Steuersignal d den logischen Wert "0" und das Steuersignal d den logisehen Wert "1" aufweist, der Schalter SW. eingeschaltet und der Schalter SWp ausgeschaltet. Der Kondensator C₁ lädt sich daher auf das bipolare Ausgangssignal a oder b des Trennverstärkers 23 auf. Da ferner der Schalter SW₃ ausgeschaltet und der Schalter SW₄ eingeschaltet ist, wird der Spitzenwert des bipolaren Signals a oder b aus der unmittelbar vorausgehenden Bitübertragungsperiode, auf den der Kondensator Cp aufgeladen war, unter Entladung dieses Kondensators über den Schalter SW₄ dem Trennverstärker 27 zugeführt.

Außerdem ist während einer Bitübertragungsperiode, in der das Steuersignal d den logischen Wert "1" und das Steuersignal d den logischen Wert "0" aufweist, der Schalter SW₁ ausgeschaltet und der

Schalter SW_? eingeschaltet. Der Kondensator C_? wird daher auf das bipolare Signal a oder b aufgeladen. Da ferner der Schalter SW₃ eingeschaltet und der Schalter SW. ausgeschaltet ist, wird der Kondensator C. , der in der unmittelbar vorausgehenden Bitübertragungsperiode auf den Spitzenwert des bipolaren Signals a oder b aufgeladen wurde, über den Schalter SW„ entladen, wobei dieser Spitzenwert dem Trennverstärker 27 zugeführt wird.

Danach wiederholt sich die beschriebene Wirkungsweise abwechselnd für den Fall, daß das Steuersignal d den logischen Wert "0" und das Steuersignal d den logischen Wert "1" und daß das Steuersignal d den logischen Wert "1" und das Steuersignal d den logischen Wert "0" aufweist in ähnlicher Weise abwechselnd.

Bei einem positiven Spitzenwert des bipolaren Signals a oder b, der den logischen Wert "1" darstellt, geht der logische Wert des Steuersignals d von "0" auf "1" über, und bei einem negativen Spitzenwert des bipolaren Signals a oder b, der den logischen Wert "1" darstellt, geht das Steuersignal d von "1" auf ¹¹O" über. Der Schalter SW.

wird daher vor dem Auftreten des positiven Spitzenwertes des bipolaren Signals a oder b eingeschaltet, so daß der Kondensator C₁ auf die vor dem positiven Spitzenwert des bipolaren Signals a oder b vorhandene Spannung aufgeladen wird. Im Anschluß an den positiven Spitzenwert des bipolaren Signals a oder b wird der Schalter SW. ausgeschaltet und der Schalter SW„ eingeschaltet, so daß die positive Spitzenspannung, auf die sich der Kondensator CL aufgeladen hat, bestrebt ist, sich über den Schalter SW_Q zu entladen. Da jedoch

der Schalter SW₄ ausgeschaltet ist und der Trennverstärker 27 einen hohen Eingangswiderstand aufweist, gibt es für die positive Spitzenspannung, auf die sich der Kondensator C- aufgeladen hat, keine Entladestrecke. Mit anderen Worten, über den Trennverstärker 27 fließt nur ein äußerst schwacher Strom, und der Kondensator C. bleibt auf die positive Spitzenspannung aufgeladen. Die positive Spitzenspannung des bipolaren Signals a oder b wird daher wegen des niedrigen Ausgangswiderstands des Trennverstärkers 27 weitgehend verlustfrei über den Trennverstärker 27 einem veränderbaren Widerstand VFL zugeführt.

In ähnlicher Weise bleibt der Kondensator C_ auf die negative Spitzenspannung des bipolaren Signals a oder b aufgeladen, so daß diese negtive Spitzenspannung über den Trennverstärker 27 dem veränderbaren Widerstand VFL zugeführt wird. Die Schalter SW₁ und SW _ werden so gesteuert, daß der eine eingeschaltet ist, während der andere ausgeschaltet ist, und umgekehrt. Das heißt, sie werden gegensinnig ein- und ausgeschaltet. Auch der Schalter SW₃ wird gegensinnig zum Schalter SW. und der Schalter SW₄ gegensinnig zum Schalter SW_ ein- und ausgeschaltet. Die positive Spitzenspannung, auf die der Kondensator C. aufgeladen bleibt, und die negative Spitzenspannung, auf die der Kondensator Cp aufgeladen bleibt, werden daher abwechselnd über den Trennverstärker 27 dem veränderbaren Widerstand VR₁ zugeführt. Über einen verstellbaren Abgriff des veränderbaren Widerstands VR wird ständig ein Bezugssignal e abgegriffen, das in Fig. 7(E) dargestellt ist. Dieses Bezugssignal e wird durch Spannungsteilung der positiven oder

negativen Spitzenspannung des bipolaren Signals a oder b in jeder Bitübertragungsperiode gebildet.

Mit anderen Worten, die in jeder Bitübertragungsperiode aus dem bipolaren Eingangssignal a oder b abgetastete und festgehaltene Spannung wird durch den veränderbaren Widerstand VR. heruntergeteilt und über den Abgriff als Bezugssignal e abgenommen. Das Bezugssignal e wird dem umkehrenden Eingang eines Vergleichers 29 und dem nichtumkehrenden Eingang eines Vergleichers 30 als Schwellenwert zugeführt, der zur Codediskriminierung des bipolaren Signals a oder b verwendet wird. Das Spannungsteilerverhältnis des veränderbaren Widerstands VR- wird durch eine Öffnungsrate im Augendiagramm (Augenmuster) bestimmt, das durch die Kurvenformentzerrung gebildet wird, doch kann der veränderbare Widerstand VR₁ auch durch einen Belastungskreis mit festen ohmschen Widerständen ersetzt werden, wenn das optimale Spannungsteilerverhältnis bekannt ist.

Das in der Verzögerungsschaltung 28 verzögerte bipolare Signal a oder b wird dem nichtumkehrenden Eingang eines Vergleichers 29 und dem umkehrenden Eingang eines Vergleichers 30 zugeführt. Die Verzögerungsschaltung 28 dient zum Ausgleich einer Zeitverzögerung des Bezugssignals e, das am Abgriff des veränderbaren Widerstands VR₁ auftritt, nachdem das bipolare Ausgangssignal a oder b des Trennverstärkers 27 einer Signalverarbeitung unterworfen wurde, die das Abtasten und Festhalten (Speichern) umfaßt. Die Verzögerungsschaltung 28 ist daher so ausgelegt, daß sie das Signal um etwa die Hälfte einer Bitübertragungsperiode verzögert.

Wenn diese Verzögerungszeit fest eingestellt werden kann, kann die Verzögerungsschaltung 28 daher durch Ladungsübertragungselemente ersetzt werden, z.B. einen Eimerkettenspeicher (BBD) und ein Ladungsverschiebeelement (CCD). Ferner kann die Verzögerungsschaltung 28 als Phasenschieber mit einem Operationsverstärker und einem Kondensator ausgebildet sein. Es ist jedoch zweckmäßig, die Verzögerungsschaltung 28 so auszulegen, daß sie keine Kurvenformverzerrung im verzögerten bipolaren Signal bewirkt.

Der Vergleicher 29 vergleicht die Amplitude des bipolaren Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung 28 mit der Amplitude des Bezugssignals e.

Der Vergleicher 29 erzeugt ein Signal mit dem logischen Wert "1", wenn das bipolare Signal größer als das Bezugssignal e ist, und ein Signal mit dem logischen Wert "0", wenn das bipolare Signal kleiner als das Bezugssignal e ist. Das Ausgangssignal des Vergleichers 29 wird einem Dateneingang und einem Löscheingang des Flipflop 31 zugeführt.

-**· Auch der Vergleicher 30 vergleicht die Amplitude

des bipolaren Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung 28 mit der Amplitude des Bezugssignals e. Der Vergleicher 30 erzeugt ein 1-Signal, wenn das bipolare Signal kleiner als das Bezugssignal e ist, und ein 0-Signal, wenn das bipolare Signal größer als das Bezugssignal e ist. Das Ausgangssignal des Vergleichers 30 wird einem Dateneingang und einem Löscheingang des Flipflop 32 zugeführt. Ein bipolares Signal f, das in Fig. 7(F) dargestellt ist, wird durch die Verzögerungsschaltung 28 erzeugt, wenn das bipolare Signal b dem Eingang 22 zugeführt wird. In diesem Falle hat das Bezugs-

signal e den durch die durchgehende Linie in Fig. 7(E) dargestellten Verlauf. In Fig. 7(E) ist der Verlauf des bipolaren Signals f als gestrichelte Linie dargestellt. In diesem Falle wird das in Fig. 7(G) dargestellte Signal erzeugt, wenn die Ausgangssignale der Vergleicher 29 und 30 jeweils eine ODER-Schaltung durchlaufen haben.

Das am Ausgang Q des Taktgenerators 25 auftretende Taktsignal c wird dem Takteingang der Flipflops

31 und 32 zugeführt. Da die Flipflops 31 und 32 jeweils so ausgebildet sind, daß sie die Eingangssignale festhalten bzw. speichern, die ihrem Dateneingang zugeführt werden, wenn der logische Wert des Taktsignals 5 von "0" auf "1" übergeht, behalten die Ausgangssignale der Flipflops 31 und

32 den logischen Wert "1" über zwei Bitübertragungsperioden bei, wenn ein Signal, das den logischen Wert "1" über zwei Bitübertragungsperioden beibehält, den Dateneingängen der Flipflops 31 und 32 zugeführt wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel werden die den Dateneingängen der Flipflops 31 und 32 zugeführten Signale jedoch auch den Löscheingängen der Flipflops 31 und 32 zugeführt.

Infolgedessen werden die Flipflops 31 und 32 jeweils in einem Zustand gelöscht, in dem die Ausgangssignale der Vergleicher 29 und 30 den logischen Wert "0" annehmen, so daß digitale Signale, die durch Impulsfolgen gebildet sind, in Form des gewünschten einen Bits gebildet werden. In Fig.

7(G) sind die Positionen bzw. Zeitpunkte, die den Vorderflanken (ansteigenden Flanken) des Taktsignals c entsprechen, unter dem Signalverlauf angedeutet.

■ · Λ

- 31 -

Die unipolaren digitalen Ausgangssignale der Flipflops 31 und 32 werden jeweils einer logischen
Schaltung 33 zugeführt. Bei dieser logischen
Schaltung 33 kann es sich um eine ODER-Schaltung
handeln. Wenn die logische Schaltung 33 als ODER-Schaltung ausgebildet ist, enthält deren digitales Ausgangssignal in einer Periode, in der der logische Wert "1" ist, ein Zittern. Dies erklärt sich dadurch, daß die Zeitpunkte eines Übergangs der

Ausgangssignale der Flipflops 31 und 32 von "0"

auf "1" durch das Taktsignal c des Taktgenerators 25 und die Zeitpunkte eines Übergangs der Ausgangssignale 31 und 32 von "1" auf "0" durch die
Ausgangssignale der Vergleicher 29 und 30 gesteuert werden, die den logischen Wert "0" annehmen
und die Flipflops 31 und 32 löschen. Dagegen
dämpft der Resonanzkreis in der Taktextrahierschaltung 24 das in dem bipolaren Eingangssignal
enthaltene Zittern. Daher ist es wünschenswert,

daß das durch die logische Schaltung 33 erzeugte
und am Ausgangsanschluß 34 auftretende digitale
Signal lediglich durch die Taktsignale c und c
des Taktgenerators 25 diskriminiert wird.

Wenn daher die logische Schaltung 33 aus einer

ODER-Schaltung mit zwei Eingängen und einem monostabilen Multivibrator besteht, der durch die Vorderflanke (Anstiegsflanke) eines Ausgangssignals
der ODER-Schaltung ausgelöst wird, gibt der monostabile Multivibrator ein digitales Signal h, wie es in Fig. 7(H) dargestellt und in dem das Zittern unterdrückt ist, über den Ausgangsanschluß 34 ab. Dieses digitale Signal h hat einen Kurvenverlauf, bei dem die logischen Werte "1" und "0" den Werten des ursprünglichen digitalen Signals entsprechen.

Selbst wenn daher das dem Eingangsanschluß 22 zugeführte bipolare Signal b einen augenblicklichen Signalausfall aufweist, der beispielsweise durch kleine Staubteilchen, die auf dem Magnetband haften, und dergleichen verursacht wird, werden die Spitzenwerte des Signalverlaufs, der eine geringere Amplitude aufgrund des Signalsausfalls aufweist, abgetastet und festgehalten. Das abgetastete und festgehaltene Signal wird zur Bildung des Bezugssignals e einer Spannungsteilung unterzogen, und dann wird die Amplitude des bipolaren Signals f mit der Amplitude des Bezugssignals e in den entsprechenden Bitpositionen verglichen. Daher ist es möglich, ein genau reproduziertes digitales Signal h durch Steuerung der Impulsbreite und Impulsposition des unipolaren digitalen Signals zu erzeugen, das durch Verwendung des aus der Taktkomponente abgeleiteten Taktsignals c gebildet wird.

Wenn die logische Schaltung 33 aus einem monostabilen Multivibrator besteht, der durch eine Rückflanke ausgelöst wird, dann sollten die Q-Ausgangssignale der Flipflops 31 und 32 der logischen Schaltung 33 zugeführt werden. Ferner könnte die logische Schaltung 33 aus einer ODER-Schaltung und einem D-Flipflop bestehen, so daß die logische Schaltung 33 freizügig hergestellt werden kann. Wenn die logische Schaltung 33 aus einer ODER-Schaltung und einem D-Flipflop besteht, kommt man mit einer geringeren Anzahl von Verknüpfungsgliedern bzw. Toren in der logischen Schaltung 33 aus.

In dem in Fig. 8 dargestellten Blockschaltbild des zweiten AusfUhrungsbeispiels des erfindungs-

gemäßen Wiedergabegeräts sind diejenigen Teile, die mit den in Fig. 6 dargestellten übereinstimmen, mit gleichen Bezugszahlen versehen, so daß ihre Beschreibung entfallen kann. Das bipolare Signal a oder b wird vom Eingangsanschluß 22 über eine ■Wechselstrom-Dämpfungsschaltung einem Verstärker 36 in einer Amplitudenregelschaltung 35 zugeführt. Diese Dämpfungsschaltung weist einen ohmschen Widerstand R., einen Kondensator C und einen veränderbaren ohmschen Widerstand FL· auf. Das im Verstärker 36 verstärkte bipolare Signal wird einem Spitzenwertdetektor 37 zugeführt, der die positiven und negativen Spitzenwerte des bipolaren Signals feststellt und die Amplitude des bipolaren Signals mit voreingestellten positiven und negativen Schwellenwerten vergleicht. Der Spitzenwertdetektor 37 erzeugt einen unipolaren negativen Puls, der während einer Periode, in der das bipolare Eingangssignal größer als der positive Schwellenwert, und während einer Periode, in der das bipolare Eingangssignal kleiner als der negative Schwellenwert ist, den logischen Wert "0" und während aller übrigen Perioden den logisehen Wert "1" annimmt, und zwar bei jedem Spitzenwert des bipolaren Eingangssignals.

Der negative Ausgangspuls des Spitzenwertdetektors 37 wird einem Puls/Spannungs-Umformer 38 als Spitzenwertsignal zugeführt. Dort wird der negative Puls in eine Spannung mit einem Betrag umgeformt, der von der Anzahl der Impulse pro Zeiteinheit abhängt. Die Ausgangsspannung des Puls/Spannungs-Umformers 38 wird einem veränderbaren ohmschen Widerstand Rp als Steuerspannung zugeführt, um den Widerstandswert des Widerstands R₂ zu steuern.

Der Puls/Spannungs-Umformer 38 kann einen einfachen Schaltungsaufbau aufweisen, wie er beispielsweise in Fig.9 dargestellt ist. Nach Fig. 9 ist ein Eingangsanschluß 43 mit der Basis eines PNP-Transistors Q₁ und dessen Kollektor mit der Basis eines NPN-Transistors Q„ verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₁ ist ferner über eine Parallelschaltung aus einem Kondensator C₄ und einem ohmschen Widerstand R_c mit Masse verbunden. Der Emit-

ter des Transistors Q» ist mit der Anode einer Diode D über einen Ausgangsanschluß 44 als offener Emitterausgang verbunden. Die Kathode der Diode D ist mit Masse verbunden. Der ohmsche Innenwiderstandswert der Diode D ändert sich mit dem Verlauf der Spannung-Strom-Kennlinie der Diode in Durchlaßrichtung und bildet den veränderbaren Widerstand Rp, der in Fig. 8 dargestellt ist.

Der Kondensator C₄ ist ein Lade- und Entladekondensator. Die Entladezeitkonstante des Kondensators C₄ wird durch die Kapazität des Kondensators

C. und den Widerstandswert des Widerstands R_c be-4 5

stimmt. Wenn diese Entladezeitkonstante zu klein gewählt wird, ändert sich der Innenwiderstandswert der Diode D von Augenblick zu Augenblick, und dies hat eine unerwünschte Welligkeit der Ausgangsspannung des Verstärkers 36 zur Folge. Wenn die Entladezeitkonstante dagegen zu groß gewählt wird, ändert sich die Ausgangsspannung in Abhängigkeit von der Anzahl der negativen Eingangsimpulse, die dem Eingangsanschluß 43 zugeführt werden, extrem langsam, so daß sich nicht die gewünschte Puls/ Spannungs-Umformerkennlinie erzielen läßt. Unter Berücksichtigung dieser Umstände ist die Entladezeitkonstante so gewählt, daß sie beispielsweise etwa das Zehnfache der maximalen Folgeperiode der negativen Eingangsimpulse beträgt.

ft * + * r·

- 35 -

Das Spitzenwertsignal (der· negative Puls), das dem Eingangsanschluß 43 zugeführt wird, weist normalerweise den logischen Wert "1" auf und nimmt den logischen Wert "0" nur dann an, wenn der Spit- · zenwert festgestellt wird, wie es in Fig. 10(A)

dargestellt ist. Wenn der logische Wert des Spitzenwert signals "1" ist, wird der Transistor Q₁ ausgeschaltet (gesperrt), dagegen wird er eingeschaltet, wenn der logische Wert des Spitzenwert- signals "0" ist. Wenn der Transistor Q₁ eingeschaltet ist, fließt von einem Eingangsanschluß, fim, der mit einer Betriebsspannung +V verbunden ist,

ein Strom über den Emitter und Kollektor des Transistors Q₁ durch den Widerstand R₅, und der Kondensator C. lädt sich auf den Mittelwert des Kollektorstroms des Transistors Q₁ auf. Die Ladespannung des Kondensators C₄ hat den in Fig. 10(B) dargestellten Verlauf. Diese Ladespannung wird der Basis des Transistors Q_ zugeführt, so daß über den Emitter des Transistors Qp ein Strom

durch die Diode D fließt. Demzufolge ändert sich der Durchlaßspannungsabfall der Diode D in einem Bereich von beispielsweise 0,2 Volt bis 1 Volt annähernd linear. Die durch die Dämpfungsschaltung aus dem veränderbaren Widerstand R₂ und dem Widerstand R₁ bewirkte Dämpfung ändert sich in Abhängigkeit von diesem Innenwiderstand der Diode D mit deren Spannungsabfall in Durchlaßrichtung ebenfalls etwa linear. Nach Fig. 8 sperrt der Kondensator C den Gleichstrom. Die Amplitudenregelschaltung 35 bewirkt daher eine derartige Regelung, daß die positiven und negativen Spitzenwerte des bipolaren Eingangssignals a oder b konstant werden. Das Ausgangssignal der Amplitudenregelschaltung 35 wird der Taktkomponentenextrahier-

- 36 -

schaltung 24, den Schaltern SW., SW_ und der Verzögerungsschaltung 28 zugeführt. Bei dem herkömmlichen Gerät muß die Amplitude des wiedergegebenen Signals bei Wiedergabe mit stationärer bzw. beständiger Amplitude nachgestellt bzw. abgeglichen werden, und zwar wegen der Unterschiede in der magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabe-Amplitudenkennlinie, die von dem für das Magnetband verwendeten magnetischen Material abhängen, oder wegen der Unterschiede in der Aufzeichnungs- und Wiedergabe-Amplitudenkennlinien des Magnetkopfes in dem Mehrspur-Magnetband-Aufzeichnungs- und -Wiedergabegerät. Und zusätzlich muß ein Abgleich im Hinblick auf einen Signalausfall erfolgen, wie es bereits erwähnt wurde. Aufgrund der Verwendung der Amplitudenregelschaltung 35 entfällt jedoch ein Amplitudenabgleichvorgang bezüglich des wiedergegebenen Signals bei Wiedergabe mit stationärer bzw. beständiger Amplitude. Ferner kann die Taktkomponente in äußerst stabilem Zustand abgeleitet werden, weil der Taktkomponentenextrahierschaltung 24, der aus den Schaltern SW₁ bis SW. und den Kondensatoren C, und Cp gebildeten Abtast- und Halteschaltung sowie den Vergleichern 29 und 30 über die Verzögerungsschaltung 28 das bipolare Signal mit konstanter Amplitude zugeführt wird. Mithin können stabile Taktsignale erzeugt und auch ein stabiler Amplitudenvergleich durchgeführt werden.

Das bipolare Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 28 wird einer Diskriminierungssteuerschaltung 39 zugeführt, in der das digitale Signal selbst dann richtig diskriminiert und wiedergegeben wird, wenn die Kurvenformentzerrung schlecht

ist. Die Diskriminierungssteuerschaltung 39 enthält einen ohmschen Widerstand R₃, einen veränderbaren ohmschen Widerstand VR₂ und einen ohmschen Widerstand R₄, die in Reihe zwischen einem Eingangsanschluß für eine negative Betriebsspannung -V und einem Eingangsanschluß für eine positive Betriebsspannung +V liegen, sowie Vergleicher 40 und 41. Die Widerstände R₃, R₄ und VR_ bilden eine Schwellenwerterzeugungsschaltung. Von einem ^ 10 Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R₄ und VR„ wird eine positive Schwellenspannung +L. abgenommen und dem umkehrenden Eingang des Vergleichers 40 zugeführt. An einem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R₃ und VRp wird eine negative Schtfellenspannung -Lp abgenommen und

dem nichtumkehrenden Eingang des Vergleichers 41 zugeführt.

Der Vergleicher 40 vergleicht das bipolare Ausgangssignal f der Vergleicherschaltung 28, das beispielsweise in Fig. 7(F) dargestellt ist und dem nichtumkehrenden Eingang des Vergleichers 40 zugeführt wird, mit der Amplitude der positiven Schwellenspannung +L-, die in Fig. 7(F) dargestellt ist. Wie Fig. 7(F) zeigt, enthält das bipolare Signal f eine augenblickliche Abnahme der Signalamplitude, die durch den augenblicklichen Signalabfall bewirkt wird. Der Vergleicher 40 erzeugt ein Signal, das während einer Periode, in der die Amplitude des bipolaren Signals f grosser als die positive Schwellenspannung +L. ist, den logischen Wert "1" und während der übrigen Perioden den logischen Wert "0" hat. Das Ausgangssignal des Vergleichers 40 wird dem Löscheingang des Flipflop 31 zugeführt.

- 38 -

Dagegen vergleicht der Vergleicher 41 die Amplitude des bipolaren Signals f, das seinem nichtumkehrenden Eingang zugeführt wird, mit der negativen Schwellenspannung L„ nach Fig. 7(F). Der Vergleicher 41 erzeugt während einer Periode, in der das bipolare Signal f kleiner als die Schwellensp^xinung -L» ist, ein Signal mit dem logischen Wert "1" und während der übrigen Perioden ein Signal mit dem logischen Wert "0". Das Ausgangssignal des Vergleichers 41 wird dem Löscheingang des Flipflop 32 zugeführt.

Die Taktzeitpunkte, in denen das wiedergegebene bipolare Signal a oder b extrahiert bzw. abgeleitet wird, wird durch die Taktsignale des Taktgenerators 25 in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Taktkomponentenextrahierschaltung 24 bestimmt. Die Taktzeiten jedes Bits werden durch Vergleichen des Signals f mit dem Bezugssignal e in Zeitpunkten, die den positiven und negativen Spitzenwerten des Signals f entsprechen, bestimmt. Mit anderen Worten, das Signal f kann während anderer Perioden als der Periode (dem Datendiskriminierungszeitschlitz),.in der jedes Bit gebildet wird, jede beliebige Form annehmen. Somit kann, da die (selbsttätige) Amplitudenregelschaltung 45 einen konstanten Amplitudengang aufweist, die Abnahme im Hochfrequenzbereich des wiedergegebenen Signals aufgrund eines Signalausfalls nicht wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel kompensiert werden. Selbst wenn jedoch die Amplitude aufgrund eines Signalsausfalls abnimmt, treten Spitzen in den Zeitpunkten auf, wo sie auftreten sollten. Wie Versuche gezeigt haben, wird die Fehlerrate nicht erhöht, selbst wenn ein Abfall im Hochfrequenzbereich vorhanden ist.

«I #

ψ Λ +, * Λ % οι, * *

- 39 -

Andererseits wird die Kurvenformentzerrung, die im Entzerrer 19 nach Fig. 3 durchgeführt wird, generell zur Erhöhung des Signal-Rausch-Verhältnisses im Diskriminierungspunkt durchgeführt, so daß der Codierungsfehler minimal wird. Wegen der Übertragungskennlinie bei der Aufzeichnung und Wiedergabe oder beim Aussenden und Empfangen kann jedoch ein Überschwingen auftreten, wenn das Signal-Rausch-Verhältnis im Diskriminierungspunkt auf ein Maximum eingestellt wird. Wenn daher eine derartige Kurvenformentzerrung durchgeführt wird, tritt ein Verkettungsphänomen aufgrund der Überschwingung in einem Bereich auf, in dem die Amplitude des bipolaren Signals a oder b wechselstrommäßig null sein sollte, so daß es schwierig wird, die Amplitude des bipolaren Signals, die den logischen Wert "0" darstellt, zu diskriminieren.

Bei diesem Ausführungsbeispiel werden die Schwellenspannungen +L₁ und -L„ in den positiven und negativen Bereichen, in denen die Amplitude des bipolaren Signals als wechselstrommäßig null diskriminiert wird, durch den veränderbaren Widerstand VR_? so eingestellt, daß zwangsläufig der logische Wert "0" diskriminiert wird. Das heißt, bei diesem Ausführungsbeispiel werden die Ausgangssignale der Vergleicher 40 und 41 jeweils den Löscheingängen der Flipflops 31 und 32 zugeführt, so daß die Flipflops 31 und 32 an ihrem Ausgang Q jeweils ein 0-Signal erzeugen, und zwar unabhängig von den Eingangsdaten, wenn die Ausgangssignale der Vergleicher 40 und 41 den logischen Wert "0" annehmen. Mithin können selbst dann, wenn das Verkettungsphänomen aufgrund der

Überschwingung in einem Bereich auftritt, in dem das bipolare Signal wechselstrommäßig null sein sollte, die den logischen Wert "0" darstellenden digitalen Signale durch Nachstellung des veränderbaren Widerstands VR₂ richtig erzeugt werden.

Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel kann der logische Wert des bipolaren Signals in anderen Perioden als derjenigen Periode, in der die Diskriminierung erfolgt, grundsätzlich als "0" angenommen werden. In der Praxis können jedoch die Zeitpunkte, in denen die Spitzenwerte auftreten, aufgrund der Nebensymbolstörung verschoben sein, und aus diesem Grunde sind die Flipflops 31 und 32 so ausgelegt, daß sie nur dann kippen, wenn ihnen ein Signal zugeführt wird, das größer als ein vorbestimmter Schwellenwert ist.

Bei diesem Ausführungsbeispiel kann das digitale Signal h daher selbst dann genau wiedergegeben werden, wenn das bipolare Eingangssignal einer unvollkommenen Kurvenentzerrung unterzogen worden ist.

Fig. 11 zeigt ein konkretes Schaltbild des zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Wiedergabegeräts nach Fig. 8. In Fig. 11 sind diejenigen Bauteile, die den in Fig. 8 dargestellten entsprechen, mit den gleichen Bezugszahlen versehen, so daß sie nicht erneut beschrieben werden. Das wiedergegebene bipolare Ausgangssignal des (nicht dargestellten) Entzerrers wird einem Eingangsanschluß 50 und von dort einem Anschlußstift (2) einer integrierten Schaltung (IC) 58 über einen veränderbaren ohmschen Widerstand 51, einen Kon-

densator 52 und eine RC-Schaltung 53 zugeführt. Die RC-Schaltung 53 besteht aus ohmschen Widerständen 54 und 57, einem Kondensator 56 und einem veränderbaren ohmschen Widerstand 55. Der veränderbare Widerstand 55, der Kondensator 56 und der Widerstand 57 liegen in Reihe zwischen dem Anschlußstift (i) und einem Anschlußstift (l) der IC 58. Ein Halbleiterchip vom Typ RPT82, der von der Precision Monolithics Incorporated (USA) hergestellt wird, kann als IC 58 verwendet werden.Der

Chip RPT82 ist eine monolithische integrierte

.ν**» Schaltung, die in entzerrenden Zwischenverstärkern

in Fernsprechleitungen verwendet wird, und zwar in dem sogenannten T-1-PCM-Übertragungssystem, das in den USA seit 1961 angewandt wird. Da die Übertragungsfrequenz des Τ-1-Systems 1,544 Mb/s beträgt und der Chip RPT82 mit dieser Übertragungsfrequenz arbeitet, muß der Schaltungsaufbau geringfügig abgewandelt werden, bevor der Chip RPT82 für die magnetische Aufzeichnung und Wiedergabe verwendet werden kann.

Die IC 58 bildet eine Verstärkungsregel- und Taktgeneratorschaltung 42, die in Fig. 8 dargestellt ist. Die (automatische) Verstärkungsregel- und

Taktgeneratorschaltung 42 enthält den Verstärker 36, den Spitzenwertdetektor 37, den Puls-Spannung s-Umformer 38, die Taktkomponentenextrahierschaltung 24 und den Taktgenerator 25. Ein NPN-Transistor Q in der IC 58, dessen Basis und Kollektor mit dem Anschlußstift(T) der IC 58 verbunden sind, ist ein veränderbarer Widerstand, der dem veränderbaren Widerstand R„ nach Fig. 8 und der Diode D nach Fig. 9 entspricht. Die RC-Schaltung 53 bildet einen äußeren Schaltungsteil, der

den Widerstand R₁ und den Kondensator C nach

1 ο

Fig. 8 aufweist. Außerdem ist der Kondensator C₃ in der IC 58 eingebaut, weil der Kondensator C₃ des Taktgenerators 25 eine kleine Kapazität in der Größenordnung von 12 pF aufweist. Eine Parallelschaltung aus einer Spule 59, einem Kondensator 60 und einem ohmschen Widerstand 61, die zwischen einem Anschlußstift (l4) der IC 58 und einem Betriebsspannungsanschluß für 4,3 Volt liegt, bildet den Resonanzkreis in der Taktkomponentenextrahierschaltung 24.

An den Anschlußstiften (ll) und (Γ2) der IC 58 abgegebene Signale werden jeweils einem Vergleicher 62 zugeführt, der sie in Impulse umformt. Die Ausgangsimpulse des Vergleichers 62 werden J-K-Flipflops 63 und 64 als ein Signal zugeführt, das dem zuvor beschriebenen Signal vom Ausgang Q des Taktgenerators 25 entspricht. Ein Chip vom Typ SN74LS109, der von der Firma Texas Instruments Inc. (USA) hergestellt wird, kann für die Flipflops 63 und 64 verwendet werden. Das Signal vom Ausgang Q des Flipflop 63 wird einer Treiber-IC zugeführt, bei der es sich um einen Chip vom Typ D169 handeln kann, der von der Firma Siliconix, Inc. (USA) hergestellt wird. Das Signal vom Ausgang Q des Flipflop 63, das der IC 65 zugeführt wird, wird in dem Maße verstärkt, wie es zur Aussteuerung einer IC 70 erforderlich ist, die vier Feldeffekttransistoren (FETs) 66 bis 69 enthält, und in seiner Frequenz durch zwei dividiert. Die IC 65 entspricht daher dem durch zwei dividierenden Frequenzteiler 26 nach Fig. 8.

Die FETs 66 bis 69 der IC 70 entsprechen den Schaltern SW₁ bis SW₄ nach Fig. 8. Als IC 70 kann beispielsweise der von der Firma Signetics Corp. (USA) hergestellte Chip vom Typ SD5000 verwendet werden. Die Schaltzustände der FETs 66 und 69 werden durch das Q-Ausgangssignal der IC 65 und die Schaltzustände der FETs 67 und 68 durch das Q-Ausgangssignal der IC 65 gesteuert. Das Ausgangssignal der IC 70 wird dem veränderbaren Widerstand VR über einen Operationsverstärker 71 zugeführt, der einen dem Trennverstärker 27 entsprechenden Spannungsfolger bildet. Das durch den veränderbaren Widerstand VR- in der Spannung heruntergeteilte Signal wird den Operationsverstärkern (Vergleiehern bzw. Komparatoren) 29 und 30 in einer IC zugeführt.

Als IC 72 kann beispielsweise der von der Firma Harris Semiconductor Products Division (USA) hergestellte Chip HA4905 verwendet werden, der die Vergleicher 29, 30, 40 und 41 aufweist. Außerdem wird das an einem Anschlußstift (δ) der IC 58 auftretende Ausgangssignal des Verstärkers 36 einem Operationsverstärker 75 über eine Filterschaltung zugeführt, die einen Kondensator 73 und einen ohmschen Widerstand 74 aufweist. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 75 wird der IC 70 zur Steuerung der Schalter zugeführt, und das verstärkte Ausgangssignal wird dem nichtumkehrenden Eingang des Operationsverstärkers 71 und der Verzögerungsschaltung 28 über einen ohmschen Widerstand 76 zugeführt. Die Verzögerungsschaltung 28 besteht aus Kondensatoren 77 und 79 und einer Spule 78. Das verzögerte Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 28 wird der IC 72 zugeführt.

Die Ausgangssignale der Vergleicher 29 und 30 in der IC 72 werden jeweils dem Anschluß D der Flipflops 31 und 32 über ohmsche Widerstände und 81 zugeführt. Außerdem werden die Ausgangssignale der Vergleicher 40 und 41 jeweils dem Löscheingang CLR der Flipflops 31 und 32 über ohmsche Widerstände 82 und 83 zugeführt. Außerdem wird, da der Löscheingang CLR des Flipflop 64 auf Masse liegt, ein durch Umkehrung der Phasenlage des dem Voreinstellungseingang P des Flipflop 64 zugeführten Ausgangssignals des Operationsverstärkers 62 gebildetes Signal am Ausgang Q~ des Flipflop 64 erzeugt. Das Q-Ausgangssignal des Flipflop 64 wird den Takteingängen der Flipflops 31 und 32 zugeführt. Das Flipflop 64 entspricht daher einer Umkehrstufe, so daß das Q-Ausgangssignal des'Flipflop 64 dem Q-Ausgangssignal des zuvor beschriebenen Taktgenerators 25 entspricht.

Die Q-Ausgangssignale der Flipflops 31 und 32 werden einer ODER-Schaltung 84 mit zwei Eingängen zugeführt, und das Ausgangssignal dieser ODER-Schaltung 84 wird dem Auslöseeingang eines monostabilen Multivibrators 85 zugeführt. Die logische Schaltung 33 wird durch die ODER-Schaltung 84 und den monostabilen Multivibrator 85 gebildet, und der monostabile Multivibrator 85 hat einen Kondensator 86 mit einer Kapazität in der Größenordnung von 1500 pF zur Bestimmung der Zeitkonstante.

Das zuvor beschriebene digitale Signal h wird am Ausgang der logischen Schaltung 33 abgenommen.

Die Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. So können die Schalter SW. bis SW. als elektronische Schalter

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ausgebildet sein, die eingeschaltet werden, wenn der logische Wert der Steuersignale d und 3 "0" ist, und die ausgeschaltet werden, wenn der logische Wert der Steuersignale d und d "1" ist. In diesem Falle sollten die Verbindungen der Ausgänge Q und Q des Frequenzteilers 26 mit den Eingängen der elektronischen Schalter gegenüber der bei den zuvor beschriebenen AusfUhrungsbeispielen angewandten Verbindung vertauscht werden- Im allgemeinen werden Feldeffekttransistoren als elektronische Schalter verwendet, wie es in Fig. 10 dargestellt ist, wenn die elektronischen Schalter sowohl mit positiven als auch mit negativen Signalen betrieben werden sollen. Die elektronischen Schalter können jedoch auch aus Dioden und bipolaren Transistoren hergestellt sein. Bei Ausbildung der elektronischen Schalter in Form einer integrierten Schaltung ist es vorteilhaft, Transistoren, Dioden und dergleichen zu verwenden, doch sind hier Vorspannungen erforderlich. Bei Herstellung der Schalter SW. bis SW₄ aus Transistoren und Dioden können die komplementären Ausgangssignale d und d des Frequenzteilers 26 nicht nur zur Steuerung der Schalter SW₁ bis SW₄, sondern auch zur Bildung einer Vorspannung oder eines Vorstroms verwendet werden.

Die Amplitudenrege!schaltung 35 kann so ausgebildet sein, daß sie den positiven oder negativen Spitzenwert oder den Mittelwert des bipolaren Eingangssignals a oder b konstant hält. Wenn der Wiedergabeverstärker 18 als begrenzender Verstärker ausgebildet ist, wird das Ausgangssignal als unipolares Signal und nicht als bipolares Signal wiedergegeben. Wenn dann das unipolare Signal

ein digitales Signal, z.B. ein Signal ohne Rückkehr zu null und ohne Taktkomponente, ist, sollten eine Differenzierschaltung und eine Zweiweggleichrichterschaltung in Reihe mit einer Eingangsstufe und einer Ausgangsstufe des Entzerrers 19 geschaltet und die Frequenz zur Bildung einer Taktkomponente verdoppelt werden, bevor dieses unipolare Signal dem Eingangsanschluß 22 zugeführt wird, um die Erfindung anzuwenden.

Ferner kann der Frequenzteiler 26 als R-S-Flipflop (rücksetzbares und setzbares Flipflop), als D-Flipflop (Verzögerungsflipflop) und dergleichen Schaltungen ausgebildet sein, die eine Frequenzteilung durch zwei ermöglichen. Außerdem können die veränderbaren Widerstände VR. und VR- durch feste Widerstände ersetzt werden.

Bei den beschriebenen Ausführungsbeispielen ist das wiedergegebene Signal ein bipolares Signal, weil die Erfindung auf ein Teileinschwingsystem (bei einem Pseudo-Mehrstufencode) angewandt wird, bei dem die Werte 1, 0, -1 vorgesehen sind. Die Erfindung kann jedoch auch bei einem Partialeinschwingsystem verwendet werden, bei dem beispielsweise die Werte 1, -1, 1 oder 1, 2, 1 verwendet werden, so daß das wiedergegebene Signal ein unipolares Signal ist.

Außerdem kann als Aufzeichnungsträger, von dem das aufgezeichnete Signal abgetastet und wiedergegeben wird, nicht nur ein magnetischer Aufzeichnungsträger, z.B. ein Magnetband oder eine Magnetplatte oder Magnetfolie, sondern auch ein optischer Aufzeichnungsträger verwendet werden, von dem das aufgezeichnete Signal optisch abgetastet wird.

Weitere Abwandlungen der beschriebenen Ausführungsbeispiele liegen ebenfalls im Rahmen der Erfindung.

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Claims

Poienicnrwälie **

ieW u. Reicliel

Parkstraße 13
BCOO Frankfurt a.M.1

10565 VICTOR COMPANY OF JAPAN, LTD., Yokohama, Japan

Patentansprüche

Λ1Λ Gerät zur Wiedergabe eines auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten digitalen unipolaren Signals und zum Feststellen der Signalamplitude des wiedergegebenen unipolaren Signals, um ein gewünschtes unipolares digitales Signal zu erzeugen, wobei das aufgezeichnete unipolare Signal dadurch gebildet wird, daß das gewünschte unipolare digitale Signal über einen Umsetzer (12) und eine Verzögerungseinrichtung (13) geleitet, das verzögerte Ausgangssignal der Verzögerungseinrichtung zum Umsetzer zurückgeführt und in dem Umsetzer eine Modulo-2-Addition durchgeführt wird, wobei das Wiedergabegerät eine Wiedergabeeinrichtung (17) zum Wiedergeben des aufgezeichneten unipolaren Signals von dem Aufzeichnungsträger, einen Entzerrer (19) zum Entzerren des Kurvenverlaufs des wiedergegebenen Ausgangssignals der Wiedergäbeeinrichtung, eine Taktkomponentenextrahierschaltung (24) zum Extrahieren einer Taktkomponente, deren Periode gleich einer Bitübertragungsperiode des aufgezeichneten unipolaren Signals ist, aus dem Ausgangssignal des Entzerrers, einen Taktsignalgenerator (25), dem die Taktkomponente aus der Taktkomponentenextrahierschaltung zugeführt wird, um ein oder mehrere Taktsignale zu erzeugen, die phasensynchron mit der Taktkomponente sind, und einen Steuersignalgenerator (26), dem die Taktkom-

ponente zurr, Erzeugen eines oder mehrerer Steuersignale augeführt wird, aufweist, gekennzeichnet durch: eine Abtast- und Halteschaltung (SW₁-SVZ₄, C₁, C₂, 66-70), der das Ausgangssignal des Entzerrers

(19) und das eine oder die Steuersignale zum Abtasten und Festhalten eines Spitzenwertes des Ausgangssignals des Entzerrers in jeder Bitübertragungsperiode in Abhängigkeit von dem oder den Steuersignalen zugeführt wird; einen veränderbaren Widerstand (VR ) zur Spannungsteilung des Ausgangssignals der Abtast- und Halteschaltung und zum Erzeugen eines Bezugssignals; eine Verzögerungsschaltung (28) zum Verzögern des Ausgangssignals des Entzerrers in dem Maße, daß das Ausgangssignal des Entzerrers und das Bezugssignal zeitlich zusammenfallen; eine Vergleichsschaltung (29, 30) zum Vergleichen der Amplitude des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung mit der Amplitude des Bezugssignals und zum Erzeugen eines unipolaren Impulssignals; und eine das wiedergegebene digitale Signal erzeugende Schaltung (31 - 33) zum Steuern der Impulsbreite und der Impulsposition des durch die Vergleichsschaltung erzeugten unipolaren Impulssignals durch das eine oder die Taktsignale und zum Erzeugen eines wiedergegebenen unipolaren digitalen Signals.
2. Gerät nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß es eine Amplitudenregelschaltung (35) zum Konstanthalten des Spitzenwertes oder eines Mittelwertes des Ausgangssignals des Zerrers und zum Abgeben eines Ausgangssignals an die Taktkomponentenextrahierschaltung, die Abtast- und Halteschaltung und die Verzögerungsschaltung als das Ausgangssignal des Entzerrers aufweist.
3. Gerät nach Anspruch 2,

dadurch gekennzeichnet, daß die das wiedergegebene digitale Signal erzeugende Schaltung aufweist: eine erste Impulssignalbildungsschaltung (29, 30) zum Vergleichen der Amplitude des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung der Amplitudenregelschaltung mit der Amplitude des Bezugssignals und zur Bildung eines ersten Impulssignals; eine Schwellenwerterzeugungsschaltung (R₃. R₄ > VR_) zum Erzeugen von

Schwellenwerten, die einen Bereich begrenzen, in

·*"** dem die Amplitude des Ausgangssignals der Verzö

gerungsschaltung wechselstrommäßig als null angesehen wird; eine zweite Impulssignalbildungsschaltung (40, 41) zum Vergleichen des einen der von der Schwellenwerterzeugungsschaltung erzeugten Schwellenwerte mit der Amplitude des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung und zum Vergleichen des anderen der von der Schwellenwerterzeugungsschaltung erzeugten Schwellenwertes mit der Amplitude des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung und zur Bildung eines zweiten Impulssignals; und eine Schaltungsanordnung (31, 32, 33) zum Steuern der Impulsbreite und der Impulsposition des ersten Impulssignals durch das eine oder die Taktsignale und das zweite Impulssignal und zum Erzeugen des wiedergegebenen unipolaren digitalen Signals.
4. Gerät nach Anspruch 2,

dadurch gekennzeichnet,

daß die Amplitudenregelschaltung aufweist: eine Wechselstrom-Dämpfungsschaltung mit einem veränderbaren ohmschen Widerstand (R_?), dessen Widerstandswert durch ein äußeres Steuersignal verändert wird, einem ohmschen Widerstand (R₁) und einem Gleichspannungs-Sperrkondensator (C ); einen

Verstärker (36) zum Verstärken des Ausgangssignals der Dämpfungsschaltung; einen Detektor (37) zum Feststellen des Mittel- oder Spitzenwertes des Verstärkerausgangssignals; und eine Steuersignalerzeugungsschaltung (38) zum Erzeugen des externen Steuersignals, das den Widerstandswert des veränderbaren Widerstands in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Detektors so ändert, daß der Mitteloder Spitzenwert des Ausgangssignals der Dämpfungsschaltung einen konstanten Wert annimmt.
5. Gerät nach Anspruch 3,

dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung aufweist: ein erstes und ein zweites D-Flipflop (31, 32), denen das Impulssignal über ihren Löscheingang, das erste Impulssignal über ihren Dateneingang und das eine oder die Taktsignale des Taktsignalgenerators über ihren Takteingang zugeführt wird; und eine logisehe Schaltung (33) zur Bildung mindestens einer ODER-Verknüpfung der Ausgangssignale des ersten und zweiten Flipflop.
6. Gerät nach Anspruch 4,

dadurch gekennzeichnet, daß die das externe Steuersignal erzeugende Schaltung aufweist: einen ersten Transistor (Q₁) mit einer Basis, der das Ausgangssignal des Detektors zugeführt wird, wobei der erste Transistor eingeschaltet (durchgesteuert) wird, wenn der Mitteloder Spitzenwert des Ausgangssignals der Dämpfungsschaltung festgestellt wird; einen zweiten Transistor (Q„) mit einem Kollektor, der mit einem Anschluß einer Betriebsspannungsquelle und einem Emitter des ersten Transistors verbunden ist, wo-

bei der zweite Transistor eine Basis aufweist, die mit einem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist; und eine Parallelschaltung (C., R₅), die zwischen Masse und einem Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des ersten Transistors und der Basis des zweiten Transistors verbunden ist und einen Kondensator (C.) und einen ohmschen Widerstand (R₅) aufweist, wobei das externe Steuersignal über einen Emitter des zweiten Transistors erzeugt wird.