DE3225211A1

DE3225211A1 - Temperaturkompensationssystem fuer eine lichtmessschaltung

Info

Publication number: DE3225211A1
Application number: DE19823225211
Authority: DE
Inventors: Ryuji Tokyo Tokuda
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1981-07-07
Filing date: 1982-07-06
Publication date: 1983-01-27
Also published as: JPS587618A; US4479708A

Description

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Dipl.-Ing. R. Kinne -3- 322521 1 Dipl.-Ing. R Grupe

Dipl.-Ing. B. Pellmann Dipl.-Ing. K. Grams

Bavariaring 4, Postfach 20 2< 8000 München 2

Tel.:089-539653 Telex: 5-24 845 tipat cable: Germaniapatent Mund

6. Juli 19Ü2 DE 2286

Canon Kabushiki Kaisha Tokyo, Japan

Temperaturkompensationssystem für eine Lichtmeßschaltung

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf einen Lichtmeß-Schal turigsauf bau für eine Kamera; im einzelnen bezieht sich die Erfindung auf ein Temperaturkompensationssystem, das zum monolithischen Integrieren des Lichtmeß-Schaltungsaufbaus geeignet ist, bei dem der Photostrom eines photoelektrischen Wandlerelementes mittels eines Rechenverstärkers, der eine logarithmische Kompressions-Kennlinie hat, verstärkt und danach mittels eines Transistors und so weiter, exponentiell expandiert wird.

Der Stand der Technik auf diesem Gebiet wird anhand der Fig. 1 der Zeichnung erläutert. Die Fig. 1 zeigt ein Beispiel eines Lichtmeß-Schaltungsaufbaus einer Kamera. 1 ist ein Rechenverstärker mit hoher Eingangsimpedanz, wie beispielsweise ein solcher mit einem MOS-Feldeffekttransistor als Eingangsstufe; 2 ist ein photoelektrisches Wandlerelement wie eine Silizium-Photodiode, die zwischen den nicht invertierenden Eingang und den invertierenden Eingang des Rechenverstärkers 1 geschaltet ist und einen zur Helligkeit eines aufzunehmenden Objekts proportionalen Strom Igpr, erzeugt; j5 ist eine logarithmische Kompressions-Diode, die zwischen den Ausgang und den invertierenden Eingang des Rechenverstärkers 1 geschaltet ist, so daß sie einen üegenkopplungskreis bildet; 4 ist eine Bezugsapannungsquelle mit einer

A/25

Dresdner Bank (München) Kto. 3 939 844 Bayer. Vereinsbank (München) Kto. 508 941 Postscheck (München) Kto. 670-43-804

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Ausgangsspannung Vf zum Vorspannen des nicht invertierenden Eingangs des Rechenverstärkers Ij 5 ist ein Expansions-Transistor, dessen Basis mit dem Ausgang des Rechenverstärkers 1 verbunden ist und dessen Emitter mit Masse verbunden ist; 6 ist ein Zeitgeber-Kondensator, der eine Kapazität C hat und zwischen den Kollektor des Transistors 5 und eine Spannungsquelle 7 mit konstantem Potential geschaltet istj ö ist ein Zähl- bzw. Meßschalter, der normalerweise geschlossen ist und synchron mit einem Meß-Anfangszeitpunkt geöffnet wird, wenn eine zu dem auf das Lichtmeßelement 2 fallenden Licht umgekehrt proportionale Zeitdauer erzielt werden soll; y ist ein Vergleicher, dessen ein Eingang an ein temperaturunabhängiges, nahezu konstantes Potential Vmjj aus der Spannungsquelle 7 angeschlossen ist und dessen anderer Eingang an den Kollektor des Expansions-Transistors 5 angeschlossen ist. Bei dieser Schaltung ergibt sich die Ausgangsspannung OUT des Rechenverstärkers 1 aus der Kennlinie des idealen Rechenverstärkers und der Dioden-Strom/ Spannungs-Kennlinie folgendermaßen:

(OUT) = Vref + M in Jp ....(D

q io

Hierbei sind: q die Ladung je Elektron (C), 25

k die Boltgrnann-Konstante,

Is der Sättlgungs-Sperrstrom der Kompressions-Diode,

T die Umgebungstemperatur als absolute Tempe- · ratur (⁰K)

Vref die Bezugsspannung und

I_onr, der Photostrom des Lichtmeßelements.

or V

Es sei angenommen, daß der über den Transistor 5 fließende Strom gleich Ic ist und die Stromverstärkung H_pE des Transistors 5 so hoch ist,daß der Unterschied zwischen IC und dem Emitterstrom Ie vernachläßigt werden kann. Daraus ergibt sich

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ein Basispotential V_ß._SE von :

^VBASE ~ q "* Is

Hierbei iöt Is der Sättigungs-Sperrstrom an dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 5. Durch Herstellung der Kompressions-Diode J> und des Expansions-Transistors 5 auf die gleiche monolithische Weise ist zu erwarten, daß dieser Transistor-Strom Is den gleichen Wert und die gleiche Kennlinie wie der Dioden-Strom Is in der Gleichung (l) hat. D.h., Is in der Gleichung (1) wird gleich dem Is in der Gleichung (2). Da das Ausgangssignal OUT in der Gleichung

(1) gleich dem Basispotential Vn,_Sg in der Gleichung (2) ist, gilt

₊ f In % . ψ In ff daher gilt:
^Ic/ISPD ^{= EXP (q x Vr>}ef/kT)

Andererseits ist das Zeitintervall nach dem öffnen des geschlossenen Meßschalters 8 bis zum Aufladen des Zeltgeber-Kondensators 6 mit dem Expansions-Strom Ic auf das Potential V_TH folgendermaßen gegeben:

t-äjl^ä. ....(4)

Das Einsetzen der Gleichung (j5) in die Gleichung (4) ergibt: C χ ν_φΗ

_QDn χ EXP (q χ Vref/kT)
^SPD

Aus dem vorstehenden ist ersichtlich, daß zum Erzielen eines von der Temperatur unabhängigen und zu dem Photostrom It₃T_5n umgekehrt proportionalen Wert t die Bezugsspannung Vref zu der absoluten Temperatur proportional sein muß, um den Temperaturausdruck T ausschalten zu können,t ist auch dann von

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der Temperatur unabhängig und zu dem Photostrom Ι_οηΓ. umge-

olr L)

kehrt proportional, wenn in der Gleichung (5) Vref = 0 gilt. Im allgemeinen ist jedoch der Photostrom I_spD sehr klein, so daß es gewöhnlich notwendig iot, einen Strom Ic zu erzielen, der aus dem Photostrom Iop_D auf das looo bis 2ooo-fache verstärkt ist. Daher wird die Bezugsspannung Vref häufig auf ungefähr 2oo mV gewählt, um einen derart ]Q hohen Verstärkungsfaktor zu erzielen.

Bei der Schaltung, bei der die Lichtmessung oder die Belichtungssteuerung mit der Spannung erfolgt, die erzielt wird, wenn der Kurzschluß-Strom der Photodiode über die Kompressions-Diode fließt, ist es demzufolge notwendig, mancherlei Einrichtungen für die Temperaturkompensation vorzusehen, bei der eine zur absoluten Temperatur proportionale Spannung erforderlich ist. Hierbei kann beispielsweise ein Widerstand eingesetzt werden, dessen Widerstandswert nahezu proportional zur absoluten Temperatur ist. In diesem Fall sind jedoch im allgemeinen nicht nur die Kosten eines derartigen Widerstands hoch, sondern es hat auch der Widerstand geringe Gleichmäßigkeit bzw. Linearität, so daß keine hohe Genauigkeit gewährleistet ist, was nicht zweckdienlich lot. In diesem Fall ist häufig zusätzlich zu dem vorstehend genannten besonderen Widerstand ein weiterer Widerstand mit einem geringen Temperaturkoeffizienten notwendig, der für eine monolithisch integrierbare Halbleiterschaltung ungeeignet ist. Ferner wird gemäß der Beschreibung in der US-PS 4 072 962 eine Konstantstromquelle, deren Ausgangssignal zu der absoluten Temperatur proportional ist, in der Weise geschaltet, daß eine zu der absoluten Temperatur proportionale Spannung dadurch erzielt wird, daß der Strom über einen Widerstand geleitet wird. Auch in diesem Fall wird nicht nur die Schaltung kompliziert, sondern es werden auch als äußere Teile an der monolithischen inte-

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grierten Schaltung Widerstände benötigt, die theoretisch keinen Temperaturkoeffizienten haben, was gleichfalls nicht zweckmäßig ist.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Temperaturkompensationssystem für eine Lichtmeßschaltung zu schaffen/ mit dem die Unzulänglichkeiten der Einrichtungen nach IQ dem Stand der Technik ausgeschaltet sind und das einfach aufgebaut ist, keine Beachtung von Temperaturkoeffizienten von Widerständen erforderlich macht un<st gut für monolithische integrierte Schaltungen geeignet ist.

Ferner soll mit der Erfindung eine Temperaturkompensationsschaltung geschaffen werden, die größtenteils auch gemeinschaftlich für von der Lichtmeßung verschiedene Punktionen eingesetzt werden kann, was zur Verkleinerung der integrierten Schaltung beiträgt.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Beispiel einer Lichtmeßschaltung zur Erläuterung des Stands der Technik.

Fig. 2 ist ein schematisches Schaltbild der Schaltung einer Kamera mit einem Temperaturkompensatlons-System gemäß einem Ausfuhrungsbeispiel. 30

Fig. 3 ist ein Zeitdiagramm zu Erläuterung der Betriebsablauffolge in der in Fig. 2 gezeigten Schaltung.

Fig. 4 zeigt die Schaltung eines zweiten Ausführungsbei-. spiels des Temperaturkompensationssystems.

m m

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Die Pig. 2 zeigt die Schaltung einer Kamera mit dem Temperaturkompensationssystem gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel. Ein Block A in einem gestrichelten Rahmen ist ein photoelektrischer Wandlerteil; B ist ein elektrischer Meßschalterteil für das elektrische Ausführen der Punktion des in Fig. 1 mit ö bezeichneten Meßschalters; C ist ein Schaltungsten zum Erzeugen eines Belichtungsautomatik-]0 Abschlußsignals für das endgültige Festlegen der Verschlußzeit; D ist eine Stromquelle; E ist ein Reglerteil für die Erzeugung verschiedener Bezugsspannungen; F ist ein Puffer-Teil zum Verstärken einer zu der absoluten Temperatur proportionalen Spannung; G ist ein Batterieprüfteil; H ist ein Verschlußsteuerspulen-Antriebsteil; I ist ein logischer Steuerteil; J ist ein Oszillator; K ist ein Schaltungsteil zum Erzeugen eines Auslösesignals; L ist ein Schaltungsteil zum Erzeugen eines Einschaltlöschsignals PUC für das Rücksetzen von Flip-Flops usw. beim Einschalten der Strom-Versorgung. In den Blöcken bzw. Schaltungsteilen A und C stellen die mit den gleichen Bezugszeichen wie die Elemente in Pig. 1 bezeichneten Elemente die gleichen Elemente dar, so daß daher hier ihre Erläuterung weggelassen ist. 52 ist ein veränderbarer Widerstand für die automatische Belichtungspegeleinstellung, der an einem Ende mit Masse verbunden ist, an dem anderen Ende an dem Ausgang eines später erläuterten Rechenverstärkers 25 des Blocks P angeschlossen it>t und mit dem Schleiferanschluß an den nicht invertierenden Eingang des Rechenverstärkers 1 angeschlossen ist, so daß er die in Fig. 1 mit 4 bezeichnete Vorspannung Vref ergibt. Ii ist eine Sensorblende wie eine Hilfsblende, die vor dem Lichtmeßelement angeordnet ist, und 12 ist ein Filter für die Eingabe von ASA-Informationen und so water. Bei diesem Ausführungsbeispiel ibt der ZeItgeberkondensator C, der in Fig. 1 mit 6 bezeichnet ist und an die Spannungsquelle bzw. das Potential ¹J angeschlossen

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ist, an ein Potential Vc angeschlossen, das eine Ausgangsspannung des Reglerteils E ist; der in Fig. 1 mit 8 bezeichnete mechanische Schalter 1st durch einen PNP-Transistor 13 gebildet, dessen Emitter an das Potential Vc angeschlossen ist und dessen Kollektor an den Verbindungspunkt zwischen dem Zeltgeberkondensator 6, dem Kollektor des Transistors 5 und dem nicht invertierenden Eingang des Vergleichen 9 angeschlossen ist, während die Basis des Transistors 13 an ein NAND-Glied 49 in dem logischen Steuerteil I angeschlossen ist. Der invertierende Eingang des Vergleichers 9 ist an eine Spannung KVc angeschlossen, die eine mit Widerständen 23 und 24 aus dem Potential Vc gebildete Teilspannung ist; das Ausgangssignal des Vergleichers 9 ist an einen Eingang eines NAND-Glieds 51 als Signal AEEND angelegt, dessen Pegel von dem hohen Pegel "H" auf den niedrigen Pegel "L" wechselt, wenn die automatische Belichtung beendet ist. 14 ist eine Stromquelle mit einer Spannung VBAT₇ die über einen Schalter SWl bzw. 15, der in betriebliche Kopplung mit dem ersten Bewegungshub eines (in den Pig. nicht gezeigten) Verschlußauslöseknopfs geschlossen wird, eine Spannung Voc ergibt, die an alle Schaltungselemente angelegt wird, deren Stromversorgung in der Fig. 2 nicht im einzelnen gezeigt ist. In dem Reglerteil E ist 16 eine zwischen den Spannungen Vco und Vc liegende Stromquelle zur Stromversorgung einer Schaltung aus Elementen 17 bis 24. Ein Widerstand 17 ist mit einem Ende an die Spannung Vc angeschlossen und mit dem anderen Ende an den Verbindungspunkt zwischen der Basis eines Transistors 2o und dem Kollektor eines Transistors 18 angeschlossen, dessen Basis mit dem gleichen Verbindungspunku verbunden ist. Der Emitter des Transistors 18 ist mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors 2o ist mit der Basis eines Transistors 22 sowie über einen Widerstand Iy mit der Spannung Vc verbunden. Der Emitter des Transistors

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2ο ist mit dem nicht invertierenden Eingang des Rechenverstärkers 25 sowie über einen Widerstand 21 mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors 22 1st an die Spannung Vc angeschlossen, während sein Emitter mit Masse verbunden ist. Der invertierende Eingang des Rechenverstärkers 25 ist über einen Gegenkopplungs-Widerstand 27 mit dem Ausgang sowie über einen Widerstand 26 mit Masse verbunden, wodurch der Rechenverstärker ein Potential piT an dem Widerstand 21 mit der folgenden Verstärkung verstärkt:

(Widerstandswert von 26 + Widerstandswert von 2-7) ~~ (Widerstandswert von 26)

Der Ausgang des Rechenverstärkers ist nicht nur mit dem einen Ende des veränderbaren Widerstands 52, sondern auch mit dem nicht invertierenden Eingang eines Rechenverstärkers 28 verbunden. Der Rechenverstärker 28 1st mit einem Transistor 32 zur Steuerung eines verhältnismäßig starken Stroms versehen. D.h., die Basis des Transistors 32 1st an den Ausgang des Rechenverstärkers 2Ö angeschlossen, der Kollektor ist an die Spannung VBAT angeschlossen und der Emitter ist an eine Spule 33 für den Antrieb von Verschlußflügeln angeschlossen, wobei das andere Ende der Spule mit Masse verbunden istj ferner ist der Emitter mit einem veränderbaren Widerstand 3o verbunden, dessen anderes Ende mit dem Invertierenden Eingang des Rechenverstärkers 28 verbunden ist, so daß ein Gegenkopplungs-Kreis gebildet ist. Der invertierende Eingang des Rechenverstärkers 28 1st über einen Widerstand 29 mit Masse verbunden. Hierdurch wird eine Spannung an der Spule 33 auf einen Konstantwert gesteuert, wenn ein Transistor 31 im Sperrzustand ist, dessen Kollektor mit der Basis des Transistors 32 verbunden ist. D.h., die Spannung an der Spule 33 wird zu:

(Ausgangsspannung des Rechenverstärkers 25) χ 35

(Widerstandswert von 2b).+ Widerstandswert von 3o)

(Widerstandswert von 29)

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Der Emitter des Transistors J51 ist mit Masse verbunden, während die Basis' von einem Ausgangssignal CLOSE des NAND-Glieds 51 gesteuert wird. An dem nicht invertierenden Eingang eines Vergleichers 34 liegt die Spannung KVc an, während an dem invertierenden Eingang eine mit Widerständen 35 und 36 gebildete Teilspannung aus der Spannung Vco anliegt, so daß der Vergleicher eine Batterieprüfschaltung bildet, mit der beim Schließen eines Batterieprüfschalters BCSW bzw. 37 eine Leuchtdiode 38 eingeschaltet wird, wenn die Stromversorgungsspannung über einem vorbestimmten Wert liegt. Obgleich dies in der Zeichnung nicht dargestellt ist, ist es anzustreben, den Schalter BCSW derart zu gestalten, daß bei seinem Schließen auch der Schalter

SWl geschlossen wird. 4o ist ein nachstehend als SW2 bezeichneter Schalter, der mit dem zweiten Bewegungshub des (in der Zeichnung nicht gezeigten) Verschlußauslöseknopfs geschlossen wird, um der Schaltung den Befehl "Auslösen" vom Photografen zuzuführen; ein Anschluß des Schalters SW2 ist mit Masse verbunden, während der andere Anschluß mit einem Vorspannungs-Widerstand 3y verbunden ist, wobei dieser Verbindungspunkt mit dem Eingang eines NAND-Glieds 46 verbunden ist. Ein Widerstand 41 ist mit einem Ende an die

„.. Spannung Vcc angeschlossen und mit dem anderen Ende an einen

Kondensator 42 angeschlossen, dessen zweiter Anschluß mit Masse verbunden ist, während der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 41 und dem Kondensator 42 mit dem Eingang eines Inverters 43 verbunden ist. Der Ausgang eines Oszil-

O₀ lators OSC in dem Schaltüngsteil J ist mit einem Eingang T eines Frequenzteilers 47 verbunden. Das Ausgangssignal des Inverters 43 wird in einen Inverter 44 eingegeben, dessen Ausgangssignal an den Eingang von NAND-Gliedern 45 und 50 als Signal PÜC abgegeben wird, das für eine vorbestimmte Zeitdauer nach dem Scnließen des Schalter SWl den Pegel "L" hat. Der Ausgang des NAND-Glieds 46 ist mit dem zweiten

• · · «VW

• · · tow www«

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Eingang des NAND-Glieds 4ü> verbunden, dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des NAND-Glieds 4b verbunden ist, so daß ein RS-Flip-Flop gebildet ist, wobei das Ausgangssignal des NAND-Glieds 46 auch an einem Löscheingang CL des Frequenzteilers 47, einem Eingang eines NAND-Glieds und einem Eingang des NAND-Glieds 51 als Startsignal zum ' Aufrechterhalten des Pegels "H" bei einmal erfolgtem Schließen des Schalters SW2 anliegt. Ferner ist der zweite Eingang des NAND-Glieds 48 mit einem den Ausgang des Frequenzteilers 47 darstellenden Anschluß Q verbunden, während der Ausgang des NAND-Glieds 48 mit einem Eingang des NAND-Glieds 49 verbunden ist. Der Ausgang des NAND-Glieds

, _c 4y ist mit einem Eingang eines NAND-Glieds 50 verbunden, 10

dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des NAND-Glieds 4y verbunden ist, so daß ein RS-Flip-Flop gebildet ist.

Es wird nun die Funktionsweise der vorstehend beschriebenen Schaltung erläutert. Wenn der Schalter SWl geschlossen wird, werden alle Schaltungsteile mit Strom versorgt. Zunäohst wird das Prinzip erläutert, nach welchem der Reglerteil E die zu der absoluten Temperatur proportionale Spannung ο« T und die von der Temperatur unabhängigen Spannungen Vc und KVc erzeugt. Es sei angenommen, daß die Widerstandswerte der Widerstände 17, 19 bzw. 21 Jeweils Rl, R2 bzw. Rj5 sind. Ferner wird angenommen, daß die Transistoren l8, 2o und 22 gleiche Kennlinien bzw. Eigenschaften haben. Da der Kollektor des Transistors l8 mit dessen Basis verbunden ist, ist das Potential des Kollektors gleich der Basis-Emitter-Spannung V_ßg . Da der Kollektor« des Transistors 2o auch mit der Basis des Transistors 22 verbunden ist, ist sein Potential gleichfalls V_BE, so daß die jeweiligen Potentiale der Kollektoren der Transistoren l8 und 2o nahezu gleich sind. Die Widerstände 17 und 19 sind Jeweils mit einem Ende an das gemeinsame Potential bzw.

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die gemeinsame Spannung Vc angeschlossen, so daß das Verhältnis des über den Widerstand 17 zu dem Transistor 18 fließenden Strom Il zu dem über den Widerstand 19 zu dem Transistor 2o fließenden Strom 12 gleich R2 : Rl ist. Dadurch ergibt sich das Potential an dem Widerstand 21 folgendermaßen:

<*T = OVre ^^es Transistors 18) - (Vg_E des Transistors 2o)

; -si. S -ftn Jf

⁼ ~ ^to Rl

Hierbei sind q, k, T und Is die bei der Gleichung (l) erläuterten Größen. Es ist zu erwarten, daß der Wert R2/R1 nicht von der Temperatur beeinflußt wird, so daß die Spannung <*T zu der absoluten Temperatur proportional ist. Wenn R2/R1 zu "lo" gewählt wird, sind bei 25 ⁰C ungefähr 6o mV erzielbar. Obzwar im Prinzip der Absolutwert der Spannung <xT vergrößert wenden kann, wenn der Wert R2/R1 vergrößert wird, ist dies nicht vorteilhaft, da sowohl die Genauigkeit des Verhältnisses als auch die Temperatureigenschaften der Widerstände schlechter werden, wenn in einer monolithischen integrierten Schaltung das Widerstandsverhältnis groß gewählt wird. Ferner wird diese Schaltung allgemein als Bandabstand-Regelschaltung eingesetzt, um von

Schwankungen der Stromversorgungsspannung und der Temperatur unabhängige stabilisierte Spannungen zu erzielen. Die Ursache für die Stabilisierung der Spannung Vc hinsichtlich der Temperatur sowie der otromversorgungsspannung bei

dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird nachstehend er-35

läutert. Die Bezugsspannung Vc des Reglerteils E ist fol-

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gendermaßen gegeben:

Vc » (V_ßE des Transistors 22) + (Spannung am Widerstand 19).

Wenn die Stromverstärkung H_pE des Transistors 2o als aus reichend groß anzusehen ist, ergibt sich die Spannung an dem Widerstand 19 zu:

«T (= Spannung an dem Widerstand 21) χ R2/R3. Daher gilt:

Vc - (V_BE des Transistors 22) + || ψ- in. ||

Die Basis-Emitter-Spannung V„g des Transistors 22 in dem ersten Gleichungsausdruck beträgt allgemein βοο mV bis 7oo mV mit einem negativen Temperaturkoeffizienten von ungefähr - 2mV/°C.

Falls demnach die Widerstandswerte Rl, R2 und Rj5 derart gewählt werden, daß der Absolutwert des zweiten Ausdrucks bei der Raumtemperatur (25°C) der gleiche wie derjenige des ersten Ausdrucks 1st, nämlich 6oo mV bis 700 mV ist, kann aus dem (später erläuterten) Temperaturkoeffizienten _nc von + 3356 ' 10" /⁰C der Proportionalität zu der absoluten Temperatur ein positiver Temperaturkoeffizient von + 2mV/ C folgendermaßen erzielt werden:

+ 3556 χ lo"⁶/°C χ 600 mV m + 2 mV/°C.

Auf diese Weise wird der negative Temperaturkoeffizient bei dem ersten Ausdruck durch den positiven Temperaturkoeffizienten bei dem zweiten Ausdruck kompensiert, so daß eine von der Temperatur unabhängige Bezugsspannung von ungefähr

1,2 bis 1,3 V erzielbar ist.
35

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Im folgenden wird der Zusammenhang zwischen der zu der absoluten Temperatur proportionalen Spannung und dem Temperaturkoeffizienten erläutert.
5

Der Temperaturkoeffizient ist allgemein folgendermaßen definiert:

(Wert bei Raumtemperatur t = 25°C)-(Wert bei t = tkoeffizient = (Wert bei Raumtemperatur t = 25⁰C)

(25°C U)

Wenn daher .X als Proportionalitäts-Koeffizient gewählt wird und T zu (273 °C + t°C) angesetzt wird, ist der Temperaturkoeffizient der zu der absoluten Temperatur proportionalen 15

Spannung der folgende:

(Temperaturkoeffizient für die Proportionalität zur absoluten

Temperatur)

CXx (25 + T) -αχ (tj + T)
= oi x (25 + T)

oix (25 + 273) -wx Ct₁ + 273)
o(x (25 + 273)

25 - t,
^l

= 598 - 32>6·1ο-⁶Λ

Polglich hat die zu der absoluten Temperatur proportionale Spannung Λ T den Temperaturkoeffizienten 3356 χ lo" /⁰C.

D.h., die Spannung Vc hat einen von der Temperatur unabhängigen absoluten Wert von· ungefähr 1,2 bis 1,3 V (Bandabstand-Spannung von Silizium). Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel ist der Zeitgeberkondensator 6 an die

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Spannung Vc angeschlossen, während der invertierende Eingang des Vergleicuers 9 an die Spannung KVc angeschlossen

ist, die sich durch die Teilung der Spannung Vc mittels 5

der Widerstände 2j5 und 24 ergibt und von der zu erwarten ist, daß sie gegenüber Temperatur- und Stromversorgungsschwankungen gleichfalls stabil ist. Ferner wird die ,'Spannung KVc als Bezugseingangssignal für die Batterieprüfung verwendet, so daß eine stabilisierte Batterie-

prüfung erzielbar ist. D.h., in dem Batterieprüfteil G wird die mit den Widerständen 35 und 36 geteilte Stromversorgungsspannung an den einen Eingang des Vergleichers 34 angelegt, während an den anderen Eingang als Bezugseingangssignal die Spannung KVc angelegt wird, die gegen-5

über Temperaturänderungen stabilisiert ist; auf diese Weise kann durch den Vergleich der beiden Spannungen beurteilt werden, ob die Stromversorgungsspannung ausreichend hoch für das Betreiben der anderen Schaltungsteile ist. Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird als Bezugseingangssignal die Spannung KVc verwendet, jedoch kann selbstverständlich auch die Spannung Vc herangezogen werden. Falls die Spannung Vcc größer als (Widerstandswert von 35 + Widerstandswert von 3t>) χ KVc/(Widerstandswert von 36) ist, gibt der Vergleicher 34 ein Signal mit dem niedrigen Pegel "L" ab, wodurch die Leuchtdiode 3Ö anzeigt bzw. aufleuchtet, wenn der Schalter BCSW geschlossen ist. Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel ist die Batterieprüffunktion als Beispiel dafür dargestellt, daß eine derartige stabilisierte Bezugsspannung wie Vc oder KVc sehr nützlich ist. Bekanntermaßen wird durch das Vorliegen einer derartigen Bezugsspannung der Aufbau eines elektrischen Kamerasystems erleichtert, so daß selbstverständlich die Anwendung nicht auf diejenige bei dem beschriebenen AusfUhrungsbelspiel beschränkt ist.

• ·

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Die zu der absoluten Temperatur proportionale Spannung wird in dem Pufferteil P ohne Verlust der Proportionalität zu der absoluten Temperatur auf eine geeignete Spannung verstärkt, wobei das Ausgangssignal des Verstärkerteils P als Vorspannung Vref für die Temperaturkompensation und für die Verstärkung des Photostroms in dem photoelektrischen Wandierteil bzw. Lichtmeßteil A herangezogen wird. Hierbei ist zu sagen, daß der Wert des veränderbaren Widerstands 52 derart klein gewählu werden sollte, daß der durch das Lichtmeß el em ent" 2 fließende photoelektrische Strom im Vergleich zu dem normalerweise über den Widerstand 52 fließende Strom ausreichend gering ist, um vernachlässigbar zu sein.

Andererseits wird das Ausgangssignal des Pufferteils F auch an den Verschlußantriebsspulen-Ansteuerungsteil II abgegeben, um die Spule j5j5 in einem Magnetfeld durch Anlegen einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung an die Spule zu betreiben. Durch die zwischen dem Magnetfeld und dem Spulenstrom erzeugte Kraft werden die (nicht gezeigten) Verschlußflügel auf - bzw. zugesteuert. Die Vorteile dieser Anwendung wurden in einer (auf der japanischen Patentanmeldung SHO 56-82670 beruhenden) Patentanmeldung des gleichen Anmelders beschrieben. Der Vorteil in dem Fall, daß in dem Wandlerteil bzw. Lichtmeßteil A die Bezugsspannung Vref zu der absoluten Temperatur proportional ist, wurde anhand der Fig. 1 erläutert, so daß die Erläuterung hier weggelassen ist.

Der Betriebsablauf bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird anhand des AbIauf-Zeitdiagramms in Fig. 3 beschrieben. Wenn der Schalter SWl geschlossen wird, werden alle Schaltungen eingeschaltet. Zugleich beginnt die Ladung des Kondensators 42 über den Widerstand hl, so daß von dem Inverter 43 ein positiver Impuls mit einer vorbestimmten

■ · · 4

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Breite abgegeben wird. Die Impulsbreite ist durch die Zeitkonstante aus dem Widerstand 4l und dem Kondensator sowie durch die Schwellenspannung des Inverters k3 bestimmt. Dieser Impuls wird von dem Inverter 44 invertiert, der einen Impuls PUC abgibt, dessen Vorzeichen für eine vorbestimmte Zeitdauer von dem Einschalten der Stromversorgung an negativ ist, so daß die RS-Flip-Flops rückgesetzt werden.

Ai- Ergebnis werden nämlich die Ausgangssignale der NAND-Glieder 4b und 4y rückgesetzt und auf dem Pegel "L" gehalten. Ein Signal START am Ausgang des NAND-Glieds 46 setzt den Frequenzteiler 47 außer Betrieb, so daß an dessen Ausgang Q der Pegel "L" auftritt, der einen Ausgangspegel ¹¹H" des NAND-Glieds 48 ergibt. Durch den Pegel "L" an dem Ausgang des NAND-Glieds 49 wird der Transistor Ij5 eingeschaltet, so daß er den Zeitgeberkondensator 6 zur Vorbereitung deis Dellchtungüi3t<!U(irvorgangs kurzschließt. Zu diesem Zeitpunkt liegt an dem nicht invertierenden Eingang des Vergleichers 9 ungefähr die Spannung Vc an, während an dem invertierenden Eingang die Spannung KVc anliegt, so daß das Signal AEEND mit dem Pegel ¹¹H" abgegeben wird, während das NAND-Glied 51 ein Ausgangssignal mit dem Pegel ¹¹H" abgibt, da das eine Eingangssignal START den Pegel ¹¹L" hat.

²^ Daher wird der Transistor 31 durchgeschaltet, so daß der Transistor j>2 abgeschaltet wird und die Stromversorgung der Spule 33 verhindert wird. Wenn dann mit dem zweiten Bewegungshub des Verschlußausloseknopfs der Schalter SW2 geschlossen wird, wird dem NAND-Glied 46 der Pegel "L" einge-

geben, so daß das Ausgangssignal START des NAND-Glieds auf den Pegel ¹¹H" wechselt und auf diesem Pegel festgehalten wird. Bei dem Wechsel des Signals START auf den Pegel ¹¹H" beginnt der mit dem Ausgangssignal des Oszillators OSC gespeiste Frequenzteiler 47 den Frequenzzählvorgang. Zu diesem Zeitpunkt behält trotz des Wechsels eines Eingangssignals

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des NAND-Glieds 48 von dem Pegel "L" auf den Pegel ¹¹H" das Ausgangssignal des NAND-Glieds 4ö den Pegel "H" bei, da das an den anderen Eingang des NAND-Glieds 48 angelegte Ausgangssignal Q des Frequenzteilers 47 für eine vorbestimmte Zeitdauer T2 nach dem Frequenzteilungs-Anfangszeitpunkt den Pegel "L" beibehält. Andererseits wird das Ausgangssignal des NAND-Glieds 51 von dem Pegel "H" auf den Pegel "L" umgeschaltet, so daß die Stromversorgung der Spule y$ beginnt und die VerschlußflUgel geöffnet werden, da das eine Eingangssignal START des NAND-Glieds 51 auf den Pegel "H" wechselt, während das andere Eingangssignal AEEND den Pegel "H" beibehält. Der Frequenzteiler 47 ist derart ausgebildet, daß sein Q-Ausgangssignal zu einem vorbestimmten Zeitpunkt während des öffnens der Verschlußflügel auf den Pegel "H" wechselt, wie beispielsweise dann, wenn die Hilfsblende aus einem Vor-Öffnungszustand in den Vollschließzustand gebracht ist. Da zu diesem Zeitpunkt die beiden Eingangssignale des NAND-Glieds 4ö den Pegel "H" erhalten, gibt das NAND-Glied 48 den Pegel "L" ab, wodurch das Ausgangssignal des NAND-Glieds 49 auf den Pegel "H" geschaltet und auf diesem Pegel gehalten wird. Auf diese Weise wird der Transistor 13 gesperrt, so daß das Laden des Zeitgeberkondensators 6 mit dem zu dem auf das Lichtmeßelement fallenden Licht proportionalen Expansions-Strom beginnt, wodurch die Verschlußzeit für die Steuerung der automatischen Belichtung bestimmt wird. Wie vorangehend ausführlich erläutert wurde, erreicht die Spannung an dem Zeiugeberkondensator

einen Pegel (Vc - KVc) nach einer Zeit, die zu dem Expansions-Strom umgekehrt proportional ist, welcher zu dem auf das Lichtmeßelement fallenden Licht proportional ist; nach dieser Zeit wechselt das Ausgangssignal AEEND des Vergleichers 9 von dem Pegel "H" auf den Pegel "L". Auf diese

Weise wird das Ausgangssignal des NAND-Glieds 51 wieder auf

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den Pegel "H" geschaltet, so daß der Transistor 31 durchgeschaltet wird, der Transistor 32 gesperrt wird und die Strom Versorgung der Spule unterbrochen wird, wodurch die Verschlußflügel zu schließen beginnen.

Auf diese Weise kann bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiei eine Verschlußzelt erreicht werden, die unabhängig von einer Änderung der Versorgungsspannung und der Temperatur zu dem auf das Lichtmeßelement fallenden Licht umgekehrt proportional ist. In dieser Beschreibung ist ferner der Betriebsvorgang der Verschlußflügel durch die elektromagnetische Kraft bzw. der automatische Belichtungssteuervorgang mit der Hilfsblende nicht in Einzelheiten erläutert. Hinsichtlich dieses technischen Gebiets gibt es jedoch mancherlei Veröffentlichungen bzw. verschiedene Einrichtungen nach dem Stand der Technik; wobei es in den meisten Fällen gefordert wird, daß die Lichtmeßschaltung immer eine zu dem auf das Llchtmeßeleinent fallenden Licht umgekehrt propor-' tionale genaue Zeit, ergibt; das Weglassen der Erläuterung dieser Betriebsvorgänge ist daher hinsichtlich der Merkmale des Temperaturkompensationssystems unwesentlich.

Das heißt, das Merkmal des Temperaturkompensationssystems liegt in der Verbesserung des Systems zur Steuerung der Bewegung der Verschlußflügel über ein elektromagnetisches Glied wie ein Solenoid unter Verwendung eines photoelektrischen Elements wie einer Silizium-Photodiode zur Bestimmung der Belichtungszeit durch Komprimieren und Expandieren; diese Gestaltung ist nicht durch einen konkreten Antriebsmechanismus für die Verschlußflügel oder ein Verfahren zur Regelung des auf das Lichtmeßelement fallenden Lichts bzw.

der erfaßten Lichtmenge beschränkt.
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Ferner wird bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel der Meßschalter zu einem vorbestimmten Zeitpunkt nach dem Auslöse-Bedienungsvorgang auf elektrische Weise ausgeschaltet, da angenommen wird, daß die elektromagnetische Kraft für den Antrieb der Verschlußflügel so gering ist, daß es schwierig ist, einen mechanischen Meßschalter zu betätigen. Der Meßschalter kann jedoch auch durch das Erfassen der Bewegung der Hilfsblende mit einer Änderung der über die Blende einfallenden Lichtmenge geöffnet werden, so daß damit die Zeitsteuerung des Meßschalters auf elektrische Weise bestimmt wird.

Es ist ferner möglich, den Reglerteil E nach Fig. 2 im Rahmen der Gestaltung des Temperaturkompensationssystems folgendermaßen zu verändern: Die Fig. 4 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel des Temperaturkompensationssystems.

In der Fig. 4 ist lol eine Stromquelle, die mit einem Anschluß an die Spannung Vcc und mit dem anderen Anschluß an die Basis eines Transistors Io2 angeschlossen ist. Ein Widerstand 115 ist mit einem Ende an die Basis des Transistors Io2 und mit dem anderen Ende an die Kollektoren von Transistoren lo^ und Io4 sowie an einen Anschluß eines Kondensators Io5 angeschlossen. Der Emitter des Transistors Io4 ist mit der Basis des Transistors io.3 verbunden, die über einen Widerstand Io6 mit Masse verbunden ist. Der Emitter des Transistors Ioj5 ist mit Masse verbunden. An die

Basis des Transistors Io4 sind der zweite Anschluß des Kondensators Io5, der Kollektor eines Transistors Ho und ein Anschluß eines Widerstands Io7 angeschlossen. Der andere Anschluß des Widerstands Io7 ist mit dem Emitter des Transistors Io2 verbunden, wobei dieser Verbindungspunkt einen Ausgang für eine Spannung Vc¹ darstellt, an die der KoIlek-

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tor eines Transistors 116, ein Anschluß eines Widerstands Io8 und ein Anschluß eines Widerstands 113 angeschlossen sind.. Falls diese Schaltung anstelle des Reglerteils E nach Fig. 2 eingesetzt wird, kann die Spannung Vc¹ an diejenigen Punkte angelegt werden, an die in Fig. 2 die Spannung Vc angelegt ist. Der Kollektor des Transistors Io2 ist an die Speisespannung Vco angeschlossen. Der Emitter des Transis-

-,Q tors lio ist über einen Widerstand Io9 mit Masse verbunden, während die Basis mit dem Emitter des Transistors 116 sowie der Basis eines Transistors 111 verbunden ist und über einen Widerstand 112 mit Masse verbunden ist. Der Emitter des Transistors 111 ist mit Masse verbunden, während der Kollektor mit der Basis des Transistors 116 und dem zweiten Anschluß des Widerstands Io8 verbunden ist. Der zweite Anschluß des Widerstands 113 ist über einen Widerstand 114 mit Masse verbunden, wobei der Verbindungspunkt zwischen diesen beiden Widerständen den Ausgang für eine Spannung KVc' darstellt.

Die Spannung KVc' kann an diejenigen Punkte angelegt werden, *an die nach Fig. 2 die Spannung KVc angelegt ist. Im folgenden wird die Funktionsweise beschrieben. Der Unterschied gegenüber dem Reglerteil E nach Fig. 2 besteht darin, daß die Spannung Ve' nach Fig. 4 doppelt so hoch wie die Spannung Vc nach-Fig. 2 ist, falls Transistoren mit gleichen Eigen-

. .schäften eingesetzt werden, nämlich doppelt so hoch wie die Bandabstand-Spannung von Silizium ist. Der Grundsatz, der eine derartige Spannung gemäß der vorstehenden Beschreibung ermöglicht, kann folgendermaßen dargestellt werden:

_f ³⁰ Vc' = (V_BE des Transistors lo.3) + (V_ßE des Transistors \o\) * + (Spannung am Widerstand Io7).

In der vorstehenden Gleichung ist die Summe aus dem ersten und *dem zweiten Ausdruck doppelt so hoch wie V_nP, , nämlich _t 1,2 Bis 1,3 V bei Raumtemperatur, wobei die Summe eine Spannungsänderung von ungefähr - 4mV/°C hat, so daß die

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Spannung an dem Widerstand Io7 einen Absolutwert von ungefähr 1,2 bis"1,3 V-und einen zur absoluten Temperatur proportionalen Temperaturgang haben soll, um die Temperaturänderung bei der Summe aus dem ersten und dem zweiten Ausdruck aufzuheben. Im einzelnen ist das Potential an dem Kollektor des Transistors Ho auf ungefähr 2 V_ßE durch das Aufstocken der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Io3 und Io4 festgelegt. Die Widerstände 115 und Io6 bestimmen fast ausschließlich die jeweils über die Transistoren Io3 bzw. Io4 fließenden Ströme. Andererseits ist durch das Aufstocken der Basls-Emitter-Spannungen der Transistoren 111 und 116 das Potential an dem Kollektor des Transistors 111 auf ungefähr 2 V„_E festgelegt. Die über die Transistoren Il6 und 111 fließenden Ströme sind fast ausschließlich durch die Widerstände 112 bzw. Io8 bestimmt. Auf diese Weise können die jeweiligen Kollektorpotentiale 2 V_BE der Transistoren Ho und 111 sowie ihre Temperaturänderungen nahezu gleich gemacht werden. Der Widerstand Io7 (mit dem Widerstandswert RA) und der Widerstand Io8 (mit dem Widerstandswert RB) sind jeweils mit einem Anschluß an die Spannung Vc' angeschlossen, während die anderen Anschlüsse jeweils mit den Kollektoren der Transistoren Ho bzw. 111 verbunden sind, so daß das Verhältnis des über den Widerstand Io7 fließenden Stroms zu dem über den Widerstand Io8 fließenden Strom gleich RB/RA ist. Auf diese Weise ergibt sich eine nachstehend als «xT^? bezeichnete Spannung an dem Widerstand Io9 (mit dem Widerstandswert RC) wie gemaß der Erläuterung des Reglerteils E in Pig. 2 folgendermaßen:

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Nimmt man an, daß die jeweilige Stromverstärkung H_FE der Transistoren Io9 und Io4 groß ist, so ist auf diese Weise

_ die Spannung an dem Widerstand lo? gleich RA . kT .tn RB RU ~ TO?

wobei RA/RC und RB/RA von der Temperatur unabhängig gewählt werden können, so daß die Spannung zu der absoluten Temperatur proportional ist. Falls die Widerstandswerte RA, RB und RC in der Weise gewählt werden, daß die durch die Temperatur bedingte Änderung der Spannung an dem Widerstand Io7 ungefähr + 4 mV/⁰C beträgt, so kann, wie es aus der vorstehenden Gleichung ersichtlich ist, die Spannung Vc' zu einer gegenüber Temperaturänderungen stabilisierten Bezugsspannung mit einem absoluten Wert von 2,4 bis 2,6 V

gemacht werden. Vergleicht man ferner die Schaltung nach Flg. 4 mit derjenigen nach Fig. 2, so wird als Spannung

exT nach Fig. 2 das Emitter-Potential des Transistors Ho herangezogen. Ferner sind nach Fig. 4 die Kollektoren der Transistoren lo^ und Io4 nicht an die Spannung Vc', sondern

an die Basis des Transistors Io2 angeschlossen. Dies bedeutet, daß die Stromversorgung aus der Stromquelle ΐβ nach Fig. 2 durch Gegenkopplung stabilisiert ist und die Gtromabgabekapazltät bei der¹ Spannung Vc' verbessert ist, wobei der Kondensator lo'Ji aur Phasenkompensation verwendet wird.

Von dem vorstehend beschriebenen Aufbau der AusfUhrungsbeispiele sind die folgenden Vorteile zu erwarten.

1) Es kann ohne Beachtung von Temperaturkoeffizienten von Widerständen eine stabile Temperaturkompensation der Lichtmeßschaltung erzielt werden.

2) Die zur absoluten Temperatur proportionale Bezugsspannung kann auch zur Temperaturkompensation an Spulen oder dergleichen herangezogen werden.

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3) Zur Erzeugung der zu der absoluten Temperatur proportionalen Bezugsspannung wird ein Teil der gegenüber Temperaturänderungen stabilisierten Reglerschaltung verwendet, so daß eine Vergrößerung bzw. Erweiterung der Schaltung vermieden werden kann usw.

Auf diese Weise ist der Schaltungsaufbau des Temperaturkompensationssystems gut für monolithische integrierte Schaltungen geeignet, während für das ganze Belichtungssteuersystem eine überlegene Temperaturbeständigkeit gewährleistet werden kann.

Es wird ein Temperaturkompensationssystem für eine Lichtmeßschaltung angegeben, bei dem eine durch Temperaturänderungen bedingte Änderung des Ausgangssignals der Lichtmeßschaltung dadurch kompensiert wird, daß eine Vorspannung mit einem vorbestimmten Temperaturkoeffizienten angelegt wird; das Temperaturkompensationssystem ist derart gestaltet, daß die Vorspannung eine Spannung ist, die aus einer zwischen einem Paar von Transistoren entstehenden Differenz der Basis-Emitter-Spannungen abgeleitet ist, welche von einer Differenz der Stromdichten an den Übergängen der Transistoren hervorgerufen wird, wobei die Stromdichten jeweils durch Ströme mit einem von der Temperatur unabhängigen konstanten Verhältnis erzielt werden.

Leerseite

Claims

Patentansprüche

l^Temperaturkompensationssysuem zum Kompensieren von Änderungen einer in Abhängigkeit von Temperaturänderungen schwankenden Ausgangsspannung einer Lichtmeßschaltung, gekennzeichnet durch eine auf die Temperaturänderungen ansprechende Vorspannungsquelle (E, F,l6 - 27; lol bis 124), bei der jeweils Ströme in einem von der Temperatur unabhängigen konstanten Verhältnis über ein Paar von Transistoren (18, 2o; Ioj5, llo) geleitet werden, so daß zwischen einer Basis und einem Emitter der Transistoren aus der Differenz zwischen Stromdichten an den Übergangsflächen der Transistoren eine Differenzspannung (aT; cxT') entsteht, die für die Temperaturkompensation direkt oder in einem angepaßton Verhältnis verstärkt bzw. abgeschwächt als Vorspannung (Vref) an die Lichtmeßschaltung (A) angelegt wird.
2. Temperaturkompensationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Lichtmeßschaltung (A) eine Schaltung eines Kompressions/Expansions-Systems ist, bei dem die Spannung der Vorspannungsquelle (E, F, l6 bis 27; lol bis 124·) einem zur Helligkeit an einem Lichtmeßelement (2) proportionaler Strom (l_spD) beigefügt wird, de*. zu einem Ausgangssignal der Lichtmeßschaltung

komprimiert und danach expandiert wird.
3. Temperaturkompensationssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsquelle (E, F, 16 bis 27; lol bis 124) in der Lichtmeßschaltung (A) an ein

β * ■

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Lichtmeßelement (2) sowie an den nicht invertierenden Eingangsanschluß eines Rechenverstärkers (1) angeschlossen 5 ist, der eine Kompressions-Diode (3) hat.
4. Temperaturkompensationssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3* dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzspannung («Τ; <*T' ) der Vorspannungsquelle (E, F, 13 bis 2J; 10 lol bis 124) als Bezugsspannung für die Steuerung einer Verschlußantriebsschaltung (H) eingesetzt ist.