DE3151194A1

DE3151194A1 - Matrixschaltung

Info

Publication number: DE3151194A1
Application number: DE19813151194
Authority: DE
Inventors: Yoshitaka Fukaya Saitama Kasagi
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1980-12-25
Filing date: 1981-12-23
Publication date: 1982-08-05
Also published as: KR830008614A; JPS57118491A; DE3151194C2; US4491801A; GB2091516B; GB2091516A; JPS6057273B2

Description

BLUMBACH · WESER · BEfHSEN^:-KRAM&&- ZWIRNER - HOFFMANN

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN -3151194

-W-

Patentconsult Radeckestraße 43 8000 München 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Patentconsult Patentconsult Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121) 562943/561998 Telex 04-186237 Telegramme Patentconsult

MATRIXSCHALTUNG

Die Erfindung bezieht sich auf eine Matrixschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine derartige Matrixschaltung eignet sich insbesondere zur Verwendung als Farbmatrixschaltung eines PAL/SECAM-kompatiblen Farbfernsehempfängers.

Bekanntlich gibt es drei genormte Farbfernsehsysteme, nämlich das NTSC-, das PAL- und das SECAM-System. Alle Staaten,, bei denen ein Farbfernseh-Rundfunk eingeführt ist, benutzen eines dieser drei genormten Farbfernsehsysteme. Die PAL- und SECAM-Norm wird dabei hauptsächlich in europäischen und afrikanischen Staaten verwendet, d.h., in benachbarten Ländern. Diese unterschiedlichen Farbfernsehsysteme besitzen gemeinsame Teile mit Ausnahme des Teils für die Verarbeitung eines Chrominanzsignals. Aus diesen Gründen wächst der Wunsch nach einem speziellen, für PAL- und SECAM-kompatiblen Farbfernsehempfänger mit zunehmender Verbreitung von Farbfernsehempfängern in europäischen und afrikanischen Staaten.

Das beim PAL-System verwendete Chrominanzsignal des Farbfernsehsignal s wird auf folgende Weise zusammengesetzt.

München: R. Kramer Dipl.-Ing. · W. Weser Dipl.-Phys. Dr. rer. nat. * E. Hoffmann Dipl.-Ing. Wiesbaden: P.G. Blumbach Dipl.-Ing. · P. Bergen Prof.Dr.Jur.Dipl.-Ing., Pat.-Ass., Pat.-Anw.bis 1979 · G.Zwirner Dipl.-ing. Dipl.-W.-Ing.

Die aus einer Farbfernsehkamera gewonnenen drei Farbsignale R, G und B werden mittels einer Farbmatrixschaltung in ein Luminanzsignal Y und die beiden Farbdifferenzsignale CR - Y) und CB — Y) umgewandelt. Die Farbdifferenzsignale werden einer Frequenzbandbegrenzung unterzogen. Anschließend werden die bandbegrenzten Farbdifferenzsignale in einem 2-Phasen-Quadratui—AM-Modulator zum Modulieren eines Chrominanz-Hi1fsträgers verwendet, um ein Trägerchrominanzsignal zu erzeugen. In dem Modulator wird die Phase der CR - Y)-Modulationsachse bei jeder Hörizontalabtastperiode um 180 gedreht. Der Vorteil des PAL-Systems, daß das demodulierte Chrominanzsignal durch eine Phasenverzerrung des·Hi1fsträgers kaum beeinflußt wird, ergibt sich aufgrund der folgenden Verarbeitungsvorgänge. Zunächst werden aus dem Träger— Chrominanzsignal ein Signal mit einer Verzögerung von einer Hörizontalabtastperiode Cnachstehend als "1H" bezeichnet), d.h., ein eine 1H-Verzögerungsleitung durchlaufendes, verzögertes Signal, sowie ein an der 1H-Verzögerungsleitung vorbeigeführtes, unverzögertes Signal erzeugt. Anschließend werden das verzögerte und das unverzögerte Signal in einer PAL-Matrixschaltung kombiniert, um CB - Y)- und CR - Y)-Trägerchrominanzsignale zu erzeugen. Den vorstehend erwähnten Vorteil erhält man durch Ausmitteln der Signale zweier Hörizontalabtastperiöden C2H).

Bei dem SECAM-System werden aus einem Chrominanzsignal der Farbfernsehsignale ebenfalls Farbdifferenzsignale CB - Y) und (R - Y) erzeugt. Während der Übertragung des CR - Y)-Trägerchrominanzsignals über eine 1H-Verzögerungsleitung wird das CB - Y)-Trägerchrominanzsignal als Ausgangssignal erzeugt. Anschließend werden die alternativ übertragenen Trägerchrominanzsignale gleichzeitig erzeugt.

Bei einem bekannten PAL/SECAM-kompatIblen Farbfernsehempfänger ist jede der PAL- und SECAM-Schaltungen mit einer eigenen 1H-Verzögerungsleitung für das betreffende System ausgestattet. Mit immer großflächigerer Schaltkreis integrat ion der Farbschaltung aufgrund des Fortschritts der Halbleitei—IC-Technologie steigen die Kosten einer 1H-Verzögerungsleitung im Verhältnis an. Dadurch könnte man bei Verwendung einer gemeinsamen 1H-Verzögerungsleitung für die PAL- und die SECAM-Schaltung die Kosten eines PAL/SECAM-kompatiblen Farbfernsehempfängers effektiv verringern.

Die Nachteile des Standes der Technik sollen anhand der Fign. 1 und 2 näher erläutert werden. Fig. 1 zeigt das Schaltbildeiner PAL-Matrixschaltung. Bei dieser Schaltung ist ein Eingang 1A über eine aus einem Widerstand 2 und einer Spule 3 bestehende Impedanzanpassungsschaltung geerdet. Der andere Eingang 1B ist unmittelbar auf Masse gelegt. Die beiden Anschlüsse der Spule 3 sind mit den Eingängen einer 1H-Verzögerungsleitung k verbunden. Die Ausgänge der 1H-Verzögerungsleitung A führen zu einer Impedanzanpassungsspule 5 sowie zu den Eingängen 6A und 6B einer Widerstandsmatrixschaltung 6. Ein weiterer Eingang 6C der Widerstandsmatrixschaltung 6 ist über einen Trimmwiderstand 7 mit dem Eingang 1A verbunden. Auf diese Weise wird ein Eingangssignal am Eingang 1A ohne Signalverzögerung zu dem Eingang 6C übertragen. Die Matrixschaltung 6 enthält einen zwischen dem Eingang 6C und Schaltungsmasse angeordneten Widerstand 8 sowie einen parallel zu dem Widerstand 8 angeordneten Widerstand 9. Der Mittelabgrtff des Widerstandes 8 ist mit dem Eingang 6A und einem Ausgang 6D der Matrixschaltung 6 verbunden. In ähnlicher Weise ist der Mittelabgriff des Widerstandes

9 mit dem Eingang 6B und einem Ausgang 6E der Matrixschaltung 6 verbunden.

Die Schaltung nach Fig. 1 arbeitet wie folgt:

Am Eingang 1A wird ein PAL-Trägerchrominanzsignal F(P)n angelegt, welches um eine bestimmte Zeitdauer, die einer Hörizontalabtastperiode 1H entspricht, voraus eilt. Das Signal F(P)n wird in der 1H-Verzögerungsleitung h in ein erstes Trägerchrominanzsignal F(P) mit einer Zeitverzögerung von 1H umgewandelt. Anschließend werden das erste Trägerchrominanzsignal FCP)'n und ein an den Eingang 1A angelegtes zweites Trägerchrominanzsignal F(P)n+1 gleichzeitig der Matrixschaltung 6 zugeführt. In der Matrixschaltung 6 fließen das erste Trägerchrominanzsignal FCP)'η und das zweite Trägerchrominanzsignal F(P)n+1 in den Widerstand 8 des Additionsteils unter Erzeugung eines Ausgangssummensignals F(P)A, wobei das Signal F(P)'n mit dem Signal F(N)n+1 gleichphasig ist. Ferner fließen das Signal F(P)n+1 und das bezüglich des Signals F(P)n+1 gegenphasige Signal -F(P)'n in den Widerstand 9 des Subtraktionsteils unter Erzeugung eines Ausgangsdifferenzsignals F(P)S.

Fig. 2 zeigt das Schaltbild eines SECAM-Farbsignalschaltkreises. Zur Vermeidung unnötiger Wiederholungen sind in Fign. 1 und 2 gleiche Teile mit den gleichen Bezugszeichen versehen. In Fig. 2 ist ein Ausgang einer 1H-Verzögerungs · leitung 4 mit einem Eingang 1OA eines SECAM-Schaltkreises

10 verbunden, während der andere Ausgang der 1H-Verzögerungsleitung k geerdet ist. Ein Eingang 1A ist über einen Trimmwiderstand 7 mit einem Eingang 10B des Schaltkreises 10 verbunden. An den Ausgängen 10C und 10D des Schaltkrei-

ses 10 werden Trägerchrominanzsignale gebildet. Der Schaltkreis 10 besteht aus zwei miteinander starr gekoppelten elektronischen Umschaltern 11 und 12. Der Eingang 10A ist mit Festkontakten 11a und 12b der Umschalter 11 und 12 verbunden. Der Eingang 10B ist mit Festkontakten 11b und 12a der Umschalter 11 und 12 verbunden. Die beweglichen Kontaktstücke 11c und 12c sind mit den Ausgängen 10C bzw. 10D verbunden.

Sobald bei einer derartigen Schaltungsanordnung ein SECAM-Trägerchrominanzsignal F(S)n mit einem Vorlauf von einer Horizontalabtastperiode 1H dem Eingang 1A zugeführt wird, erzeugt die IH-Verzögerungsleitung *f für den Eingang des Schaltkreises 10 ein erstes Chrominanzsignal FCS)'n. Ein anschließend an den Eingang 1A angelegtes Trägerchrominanzsignal FCS)n+1 wird dem Eingang lOBdes Schaltkreises 10 als zweites Trägerchrominanzsignal zugeführt. Die Umschalter 11 und 12 werden in Intervallen von einer Horizontalabtastperiode 1H umgeschaltet. Dementsprechend treten am Ausgang 10C das CR - Y)-Signal und am Ausgang 10D das CB - Y)-Signal auf.

Die Schaltungsanordnungen gemäß Fign. 1 und 2 arbeiten in der vorstehend erwähnten Weise. Aus diesen Figuren geht hervor, daß für die 1H-Verzögerungsl ei tung *f der PAL-Schaltung CFig. 1) symmetrierte Ausgänge erforderlich sind, während für dielH-Verzögerungsleitung 4 der SECAM-Schaltung CFig. 2) ein unsymmetrierter Ausgang erforderlich ist. Wenn daher in einem Farbfernsehempfänger nur eine 1H-Verzögerungsleitung k sowohl für die PAL- als auch die SECAM-Schaltung verwendet werden soll, läßt sich die Verwendung eines speziellen Umschalters für den Ausgangskreis der Verzögerungsleitung 4 nicht vermeiden. Ein derartiger

spezieller Umschalter erhöht jedoch die Herstellungskosten und hebt auf diese Weise den kostensenkenden Voi— teil aufgrund der Verringerung zweier Verzögerungsleitungen auf eine einzige Verzögerungsleitung weitgehend auf.

Die Aufgabe der Erfindung besteht demgemäß darin, eine Matrixschaltung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, welche auf einfache, kostengünstige Weise mehrere Signale verarbeiten kann und insbesondere die Verwendung einer einzigen 1H-Verzögerungsleitung in PAL- und SECAM-Farbdemodulat ionsschaltungen ermöglicht. Ein weiteres Ziel besteht darin, mit einer solchen Matrixschaltung ein FM-Stereosignal zu demodulieren.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß 'durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der et— findungsgemäßen Matrixschaltung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Bei Verwendung der erfindungsgemäßen Matrixschaltung für einen PAL-Farbdemodulator ist ein Ausgang des Addiergliedes mit einem ersten Demodulator zur Demodulation beispielsweise eines CB - Y)-Farbdifferenzsignals verbunden, während ein Ausgang des Subtrahiergliedes mit einem zweiten Demodulator zur Demodulation des CR - Y)~ Farbdifferenzsignals verbunden ist. Ferner ist ein Eingang des Pufferkreises mit einem um eine Hörizontalabtastperiode 1H verzögerten Chrominanzsignal FCP)'n beaufschlagt, während am anderen Eingang des Pufferkreises ein unverzögertes Chrominanzsignal FCPDn+1 liegt. Bei einer derartigen Schaltungsanordnung ist der Eingangs-

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kreis des Pufferkreises unsymmetriert, wie dies für den Eingangskreis des SECAM-Schaltkreises CFig. 2) der FaH ist. Auf diese Weise kann eine 1H-Verzögerungsleitung mit einem unsymmetrierten Ausgang sowohl für PAL- als auch für SECAM-Farbdemodulatoren ohne einen speziellen Umschalter zur Selektion der PAL- oder der SECAM-Schaltung verwendet werden, welcher die Kosten und die Baugröße des Farbdemodulator steigern würde.

Desweiteren läßt sich die erfindungsgemäße Matrixschaltung auch auf einen FM-Stereodemodulator anwenden. In diesem Falle werden dem einen Eingang des Pufferkreises ein Summensignals CL + R) und dem anderen Eingang des Pufferkreises ein Differenzsignal CL - R) zugeführt. Das Addierglied liefert die Summe C2L) der Summen- und D ifferenzsignale, während das Subtrahierglied die Differenz C2R) zwischen dem Summensignal und dem Differenzs i gnal 1i efert.

Obwohl bei der erfindungsgemäßen Matrixschaltung die Eingangsklemmen unsymmetriert sind, kann der innere Schalst tungsaufbau der Matrix symmetriert sein. Dadurch läßt

sich die Matrixschaltung in Form eines gleichstromgekoppelten Differenzverstärkers ausbilden, welcher sich für eine Schaltkreisintegration eignet. Eine derartige schaltkreisintegrierte Matrix eines Differenzverstärkers wird durch eine Temperaturdrift wenig beeinflußt und er— fordert nur eine geringe äußere Beschaltung.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Schaltbild einer herkömmlichen PAL-Matrixschaltung;

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Fig. 2 ein Schaltbild eines herkömmlichen SECAM-Schaltkre i ses;

Fig. 3 ein Schaltbild eines Pufferkreises mit einem Paar unsymmetrierter Eingänge und einem Paar symmetrierter Ausgänge sowie eines Widerstandsaddiergliedes mite inem Paar symmetrierter Eingänge und einem unsymmetrierten Ausgang;

Fig. h ein Schaltbild eines Subtrahiergliedes mit einem Paar symmetrierter Eingänge und einem Paar symmetrierter Ausgänge;

Fig. 5 ein Schaltbild eines PAL-Farbdemodulators mit einer erfindungsgemäßen Matrixschaltung, und

Fig. 6 ein Schaltbild einer Abwandlung des Schaltkreises nach Fig. 5.

Bei der nachstehenden Erläuterung verschiedener Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Matrixschaltung sind zur Vermeidung unnötiger Wiederholungen in sämtlichen Zeichnungen für gleiche Teile die gleichen Bezugszeichen benutzt.

Wie aus Fig. 3 hervorgeht, ist der Emitter eines npn-Transistors Q1 über einen Widerstand RE1 mit einer Referenzpotentialklemme 100 verbunden. Der Emitter eines nph-Transistors Q2 ist über einen Widerstand RE2 mit der Referenzpotentialklemme 100 verbunden. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q1 und Q2 sind mit einer Leistungsversorgungsklemme 101 verbunden. Die Basis des Transistors Q1 ist sowohl mit einem Eingang P1 als auch über einen Widerstand RB1 mit einer·Vorspannungsversorgungskiemme 102 verbunden. Die Basis des Transistors Q2 ist sowohl mit einem Eingang P2 als auch über einen Widerstand RB2 mit der Vorspannungs-

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versorgungskiemme 102 verbunden.

Die Bauteile Q1, RE1 und RBI bilden einen ersten Emittei— folger, während die Bauteile Q2, RE2 und RB2 einen zweiten Emitterfolger bilden. Diese Emitterfolger werden als Pufferkreis mit einem Paar unsymmetrierter Eingänge CP1, P2) und einem Paar symmetrierter Ausgänge CP10, P20) verwendet .

Der Emitter des Transistors Q1 und der Emitter des Transistors Q2 sind über Widerstände R12 bzw. R21 mit einem Ausgang P12 verbunden. Die Widerstände R1 2 und R21 werden als Addierglied mit einem Paar symmetrierter Eingänge CP10, P20) und einem unsymmetrierten Ausgang CP12) verwendet.

Da die Ausgangs impedanz des zweiten Emitterfolgers CQ2) praktisch gleich 0 Ohm ist, wird ein dem Eingang P1 des ersten Emitterfölgers CQO zugeführtes erstes Signal F1 durch die Widerstände R12 und R21 spannungsgeteilt, so daß am Ausgang P12 ein Signal F1/2 auftritt. Gleichzeitig wird ein dem Eingang P2 des zweiten Emitterfölgers CQ2> zugeführtes zweites Signal F2 durch die Widerstände R12 und R21 bei einer 0 Ohm-Ausgangs impedanz des ersten Emitterfölgers CQO geteilt, so daß am Ausgang P12 ein Signal F2/2 auftritt. Führt man die Signale F1 und F2 gleichzeitig den betreffenden Eingängen P1 bzw. P2 zu, so werden die am Ausgang P12 auftretenden Signale F1/2 und F2/2 unter Bildung eines Summensignals CF1 + F2)/2 gemäß dem Überlagerungsprinzip miteinander kombiniert.

Gelegentlich kann eine Signalstreuung vom Eingang P1 in den Eingang P2 und umgekehrt über die Widerstände RB1 und' BR 2 auftreten. Eine derartige Signalst reuung ist jedoch praktisch vernachlässigbar, wenn die Vorspannungsversorgungsimpedanz an der Klemme 102 wesentlich kleiner

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als die Widerstände RB1 und RB-2 gewählt wird.

Fig. 4 zeigt den Grundaufbau eines symmetrierten Subtrahiergliedes. Der Emitter eines npn-Transistors QA ist über einen Widerstand REA mit einem Anschluß einer Konstantstromquelle IO verbunden. Das andere Ende der Konstantstromquelle IO ist geerdet. Das eine Ende der Konstantstromquelle IO ist über einen Widerstand REB mit dem Emitter eines npn-Transistors QB verbunden. Die Basiselektroden der Transistoren QA und QB sind mit den Eingängen PA bzw. PB verbunden, während die Kollektorelektroden der Transistoren QA und QB mit den Ausgängen TA bzw. TB verbunden sind. Die Bauteile QA, QB, REA, REB und IO bilden einen Differenzverstärker.

Sobald ein erstes Signal FA einem Eingang PA oder der Basis des Transistors QA zugeführt wird, tritt ein phaseninvertiertes Signal -FAO am Ausgang TA oder am Kollektor des Transistors QA auf, während ein gleichphasiges Signal FAO am Ausgang TB oder am Kollektor des Transistors QB auftritt. Wird dem Eingang PB oder der Basis des Transistors QB ein zweites Signal FB zugeführt, tritt am Kollektor des Transistors QB ein phaseninvertiertes Signal -FBO und am Kollektor des Transistors QA ein gleichphasiges Signal FBO auf. Es sei angenommen, daß der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers gleich G ist. Damit ergeben sich folgende Beziehungen zwischen den Absolutwerten von /FA/ und /FAO/ einerseits und /FB/ und /FBO/ andererseits zu:

/FAO/ = G/FA/, und
/FBO/ = G/FB/.

Werden die Signale FA und FB gleichzeitig den Eingängen PA bzw. PB zugeführt, so treten dementsprechend am Kollektor des Transistors QA das Ausgangssignal -FAO + FBO = -GCFA-FB) und am Kollektor des Tranistors QB das Ausgangs-.signal FAO - FBO = GCFA - FB) auf. Damit wird im Differenzverstärker ein Subtraktionsvorgang durchgeführt.

Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines PAL-Farbdemodulators mit einer erfindungsgemäßen Matrixschaltung. Wie hieraus hervorgeht, wird ein einem Eingang 1A zugeführtes PAL-Trägerchrominanzsignal Fn durch eine 1H-Verzögerungsleitung 4 um eine Hörizontalabtastperiode 1H verzögert, wobei die Eingangs- und Ausgangspreise der 1H-Verzögerungsleitung 4 unsymmetriert sind. Bei einem PAL/SECAM-kompatiblem Farbfernsehgerät ist der Ausgangskreis der Verzögerungsleitung 4 mit. einem SECAM-Schal tkrei s CFig. 2) vei— bunden. Das.von dem Ausgangskreis der Verzögerungsleitung 4 gelieferte, verzögerte Signal oder erste Eingangssignal Fn¹ wird über einen Kondensator C1 einem Eingang P11 eines Pufferkreises 21 zugeführt. Ein nachfolgendes Trägei— Chrominanzsignal, welches dem Eingang 1A zum Zeitpunkt zugeführt wird, wenn das erste Eingangssignal Fn¹ gerade dem Eingang P11 zugeführt wird, wird mittels eines variablen Widerstandes 7 gepegelt. Der variable Widerstand 7 liefert ein zweites Eingangssignal Fn+1 mit dem gleichen Pegel wie das erste Eingangssignal Fn¹ und führt das Signal Fn+1 über einen Kondensator C2 dem Eingang P21 des Pufferkreises 21 zu.

Der Pufferkreis 21 umfaßt ein Paar Emitterfolger, welche durch npn-Transistoren Q11 und Q21 gebildet werden. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q11 und Q21 sind mit einer Leistungsversorgungsklemme 101 verbunden. Der Emitter

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des Transistors Q11 bzw. der Ausgang P1Q liegt über einem Widerstand RE1 1 auf Schaltungsmasse, die an eine Masseklemme 100 angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors Q21 bzw. der Ausgang P20 ist über einen Widerstand RE 21 mit der Klemme 100 verbunden. Die Basiselektroden der Transistoren Q11 und Q21 sind über Widerstände RB11 bzw. RB12 mit einer Vorspannungsversorgungskiemme 102 verbunden. Die Basis des Transistors Q11 empfängt das erste Eingangssignal Fn¹, so daß der Transistor Q11 an seinem Emitter ein erstes Signal Fn' erzeugt. Die Basis des Transistors Q21 empfängt das zweite Eingangssignal Fn+1, so daß der Transistor Q21 an seinem Emitter ein zweites Signal Fn+1 er— zeugt. Da die Verstärkung des Emitterfölgers praktisch 0 dB ist, ist das erste Signal Fn¹ im wesentlichen gleich dem am Eingang P11 auftretenden Signal, während das zweite Signal Fn+1 im wesentlichen gleich dem Signal am Eingang P21 ist.

Der Pufferkreis 21 weist ein Paar unsymmetrierter Puffereingänge P11 und P21 sowie ein Paar symmetrierter Pufferausgänge P10 und P20 auf. Der Pufferkreis 21 überträgt einseitig Eingangssignale an den Puffereingängen P11 und P21 zu den Pufferausgängen P10 und P20, welche das erste und zweite Signal Fn¹ bzw. Fn+1 liefern.

Die Pufferausgänge P10 und P20 sind mit einem Addierglied gekoppelt, welches aus seriengeschalteten Widerständen R121 und R211 besteht. Werden das erste Signal Fn' bzw. das zweite Signal Fn+1 den beiden Anschlüssen der Serienwiderstände R121 und R211 zugeführt, so erhält man an einem Verbindungspunkt P121 der beiden Widerstände RT21 und R211 das Summensignal der beiden Signale Fn¹ und Fn+1. Es sei angenommen, daß die Ausgangs impedanz jedes Emitterfolgertransistors Q11 und Q21 gleich Null ist - was eine praktische Annahme darstellt - und daß der Widerstandswert des Widerstandes R121 gleich dem Widerstandswert des

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Widerstandes R211 ist. Unter dieser Annahme wird das Summensignal zu CFn'+Fn+1)/2, da die Widerstände R121 und R211 ein -6 dB-Dämpfungsglied bilden.

Der Pufferausgang P10 ist über Widerstände RX11 und RX12 mit dem Emitter eines npn-Transistors Q12 verbunden. Der Pufferausgang P20 ist über' Widerstände RY21 und RY22 mit dem Emitter eines npn-Transistors Q22 verbunden. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q12 und Q22 sind jeweils mit der Leistungsversorgungsklemme 101 "verbunden. Die Basiselektroden der Transistoren Q12 und Q22 sind über jeweils einen Widerstand RB12 bzw. RB22 mit der Vorspannungsversorgungski emme 102 verbunden. Die Emttterelektorden der Transistoren Q12 und Q22 sind jeweils über einen Widerstand RE12 bzw. RE22 mit der Masseklemme 100 verbunden. Der Emitter des Transistors Q12 ist über die Serienschaltung von Widei— ständen R122 und R212 mit dem'Emitterdes Tranistors Q22 verbunden. Die Emitterfolger der Transistoren Q12 und Q22 bilden eine Referenzpotentialquel1e 22. Der Emitter des Transistors Q12 bildet eine erste Referenzpotential klemme PZ12 der Quelle 22, während der Emitter des Transistors Q22 eine zweite Referenzpotentialklemme PZ22 der Quelle 22 bildet. Die Verbindung der Widerstände R122 und R212 bildet eine dritte Referenzpotential klemme P122 der Quelle 22. An der Klemme P122 liegt ein bestimmtes Referenzpotential an.

Der Verbindungsknoten P121 des Addiergliedes CR121, R21O ist mit der Basis eines npn-Transistors QA1 verbunden. Die dritte Referenzpotential klemme P122 der Potentialquel1e ist mit der Basis eines npn-Transistors QB1 verbunden. Der Emitter des Transistors QA1 ist über seriengeschaltete Widerstände REA1 und REB1 mit dem Emitter des Transistors QB1 verbunden. Die Verbindung der Widerstände REA1 und REB1

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ist über eine Konstantstromquelle 101 mit der Masseklemme 100 verbunden.

Die Transistoren QA1 und QB1 bilden einen ersten Differenzverstärker -31. Die Bas i sei ektrodender Transistoren QA1 und QBI stellen die Eingänge PA1 und PB1 des Verstärkers 31 dar, während die Kollektorelektroden der Transistoren QA1 und QB1 die Ausgänge TA1 und TB1 des Verstärkers 31 bilden. Zur Offset-Symmetrierung des Vet— stärkers 31 muß der Paral1 el widerstand der Widerstände R122 und R212 im wesentlichen gleich dem Parallelwiderstand der Widerstände R121 und R211 sein.

Da an der Vorspannungsversorgungskiemme 102 nur ein geeignetes Vorspannungspotential C&leichspannung) liegt, treten an den betreffenden Klemmen PZ12 und PZ22 der Referenzpotentialklemme 22 keine Wechselspannungssignale auf. Der Signalpegel an der dritten Referenzpotentialklemme P122 bzw. der Eingangsklemme PB1 ist daher gleich Null. Wie vorstehend bereits erwähnt wurde, liegt an dem Verbindungsknoten P121 bzw. dem Eingang PA1 ein Signalpegel CFn'+Fn+1)/2. Sofern die Verstärkung des Differenzverstärkers 31 gleich G1 ist, sind die Ausgangssignale an den jeweiligen Ausgängen TA1 und TB1 gleich -G1CFn'+Fn+1)/2 bzw. G1CFn'+Fn+1)/2. Der Verstärker 31 erzeugt eine Summenkomponente CFn'/2+Fn+1/2) der beiden Eingangssignale CFn¹, Fn+1).

Wie aus Fig. 5 ferner hervorgeht, ist ein Verbindungsknoten PX bzw. die Verbindung der Widerstände RX11 und RX12 mit der Basis eines npn-Transistors QA2 verbunden. Ferner ist ein Verbindungsknoten PY bzw. die Verbindung der Wider— stände RY21 und RY22 mit der Basis eines npn-Transistors QB2 verbunden. Der Emitter des Transistors QA2 ist über seriengeschaltete Widerstände REA2 und REB2 mit dem Emitter, des Transistors QB2 verbunden. Die Verbindung der Widerstände REA2 und REB2 ist über eine Konstantstromqueile 102 geerdet.

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Die Transistoren QA2 und QB2 bilden einen zweiten Differenzverstärker 32. Die Basiselektroden der Transistoren QA2 und QB2 bilden die Eingänge PA2 und PB2 des Verstärkers 32, während die Kollektorelektroden der Transistoren QA2 und QB2 die Ausgänge TA2 und TB2 des Verstärkers 32 bilden. Zur Offset-Symmetrierung des Verstär— kers 32 muß der Paral 1 e'lwiderstand der Widerstände RX11 und RX12 im wesentlichen gleich dem Parallelwiderstand der Widerstände RY21 und RY22 sein.

Wie vorstehend bereits erwähnt ist, sind die den Widet— ständen RX11 und RY21 von dem Pufferkreis 21 zugeführten Signale die Signale Fn¹ und Fn+1, während von der Quelle 22 den Widerständen RX12 und RY22 kein Signal zugeführt wird. Falls RX11 = RX12 und RY21 - RY22 ist, ist daher der Signal pegel am Knoten PX bzw. dem Eingang PA2 gleich Fn'/2, während der Signal pegel am Knoten PY bzw. dem Eingang PB2 gleich Fn+1/2 ist. Sofern die Verstärkung des Differenzverstärkers 32 gleich G2 ist, sind die Ausgangssignale an den betreffenden Ausgängen TA2 und TB2 gleich -G2CFn'-Fn+O/2 bzw. G2CFn'-Fn+O/2. Der Verstärker 32 erzeugt eine Differenzkomponente CFn'/2-Fn+1/2) der beiden Eingangssignale CFn¹, Fn+1).

Falls R121 = R211, RX11 = RX12 und RY21 = RY22 und das Dämpfungsmaß der Widerstände R121 und R211 gleich 6 dB sind, beträgt das Dämpfungsmaß der Widerstände.RX11 und RX12 6 dB und das Dämpfungsmaß der Widerstände RY21 und RY22 ebenfalls 6 dB. In diesem Falle ist die Amplitude der Summenkomponente CFn'/2+Fn+1/2) des Verstärkers 31 generell gleich der Amplitude der Differenzkomponente CFn*/2-Fn+1/2) des Verstärkers 32. Diese Bemessung ist für eine symmetrische Schaltungskonstruktion der Vei—

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stärker 31, 32 und der nachfolgenden Schaltungen besonders günstig.

Das Matrixelement gemäß FIg. 5 läßt sich wie folgt ausdrucken:

Fn+1

\ G2(Fn' - Fn+1/2|

/₂\	/

/2

G1

G2 - G2

Fn+1

CO

Jeder der Transistoren Q11, Q12, Q21 und Q22 erzeugt an seiner Basis-Emitterstrecke einen Spannungsabfall V_ßE in Durchlaßrichtung. Der Spannungsabfall V_DC besitzt einen

Dt

negativen Temperaturkoeffizienten 6V_DC-/dT. wobei mit T

Dt

die Temperatur bezeichnet ist. Dies bedeutet ist, daß die Emitterpotentiale CGleichspannungen) der betreffenden Transistoren bei steigender Temperatur absinken. Wenn diese Temperaturkoeffizienten <SV_ni_/ <fT der Transistoren

Dt

Q11, Q12, Q21 und Q22 gleichförmig sind, wird die Gleichspannungs-Potential d i ff erenz zwischen den Eingängen PA1 und PB1 sowie die Gleichspannungs-Potentialdifferenz zwischen den Eingängen PA2 und PB2 temperaturunabhängig. Und zwar sind die statischen Betriebsbedingungen für den ersten und zweiten Differenzverstärker 31 und 32 praktisch innerhalb eines weiten Temperaturbereiches mit den gleichförmigen Temperaturkoeffizienten fixiert. Dies kann durch eine Schaltkreisintegration auf einem einzigen Halbleiterchip realisiert werden.

Der Ausgang TA1 des Verstärkers 31 ist mit den Emitterelektroden von npn-Transistören Q41 und Q42 verbunden. Der Ausgang TB1 des Verstärkers 31 ist mit den Emitterelektroden von npn-Trans i stören Q43 und Q¹+^ verbunden. Die Basiselektroden der Transistoren Q41 und Q42 sind mit einem ersten Hi 1 f strägere i ngang *+3 verbunden, während

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die Basiselektroden der Transistoren Q42 und Q43 mit einem zweiten Hi1fsträgereingang 44 verbunden sind. Die Kollektot— elektroden der Transistoren Q41 und Q42 sind mit einem ei— sten Demodulationsausgang 45 verbunden und über einen ersten Lastwiderstand R45 an die Leistungsversorgungsklemme 101 angeschlossen. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q42 und Q44 sind mit einem zweiten Demodulationsausgang 46 vet— bunden und über einen zweiten Lastwiderstand R46 an die Klemme 101 angeschlossen. Dem Eingang 43 werden die ίCB ■- Y)-Farbhi1fsträger und dem Eingang 44 eine bestimmte Vorspannung zugeführt, so daß die Transistoren Q41 bis Q44 einen Traget— frequenzüberlagerungsdetektor b ί1 den.

Der Ausgang TA2 des Verstärkers 32 ist mit den Emitterelektroden von npn-Transistören Q45 und Q46 verbunden. Der Ausgang TB2 des Verstärkers 32 ist mit den Emitterelektroden von npn-Transistören Q47 und Q48 verbunden. Die Basiselektroden der Transistoren Q45 und Q48 sind mit einem dritten Hilfsträgereingang 49 verbunden, während die Basiselektroden der Transistoren Q46 und Q47 mit einem vierten Hi1fsträgereingang 50 verbunden sind. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q45 und Q47 sind mit einem dritten Demodulationsausgang 51 verbunden und über einen dritten Lastwiderstand R51 an die Leistungsversorgungsklemme 101 angeschlossen. Die Kollektorelektroden der Widerstände Q46 und Q48 sind mit einem vierten Demodulationsausgang 52 verbunden und über einen vierten Lastwiderstand R52 an die Klemme 101 angeschlossen. Dem Eingang 49werdendie +_CR - Y) Farbh i 1 f sträger und dem Eingang 50 die gleiche Vorspannung wie dem Eingang 44 zugeführt. Die Transistoren Q45 bis Q48 bilden dann einen symmetrierten Trägerfrequenzüberlagerungsdetektor.

Die Transistoren Q41 bis Q44 bilden einen ersten doppelt symmetrierten Differenzverstärker zum Erzeugen eines CB - Y)-Farbdifferenzsignals. Die Transistoren Q45 bis Q48 bilden

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einen zweiten doppelt symmetrierten Differenzverstärker zum Erzeugen eines (R - Y)-Farbdifferenzsignals. Die Transistoren Q41 bis QA8 bilden einen Chrominanzdemodulator 40 zum Zusammensetzen von Farbdifferenzsignalen (B -Y, R- Y) aus den Farbträgern und den Trägerchrominanzsignalen (Fn¹, Fn+O.

In Fig. 2 ist eine Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 dargestellt. Der Kernpunkt der Abwandlung ist ein npn-Transistör Q12. Bei der Schaltung nach Fig. 5 besitzt der Transistor Q12 die gleiche Funktion wie der Transistor Q22. Aufgrund dieses Umstandes wird bei der Abwandlung nach Fig. 6 ein einziger Transistor Q12 für die Transistoren Q12 und Q22 gemäß Fig. 5 verwendet. Der Emitter des Transistors Q12 bildet eine Referenzpotential klemme PZ, welche den Klemmen PZ12, PZ22 und PZ122 gemäß Fig. 5 entspricht. Die Klemme PZ ist über seriengeschaltete Widerstände RX12 und RX11 mit dem Emitter eines npn-Transistors Q11 und über seriengeschaltete Widerstände RY22 und RY21 mit dem Emitter eines npn-Transistors Q21 verbunden. Die Klemme PZ ist fei— ner über einen Widerstand R300 mit der Basis eines npn-Transistors QB1 verbunden, wobei der Widerstandswert des Widerstandes R300 dem Paral1 el widerstand der Widerstände R121 und R212 g.emäß Fig. 5 entspricht. Bei einer derartigen Schaltungsausbildung versorgt der Transistor Q12 den Transistor QB1 mit einem bestimmten Referenzsignal und liefert die gleichen Vorspannungspotentiale an die betreffenden Vet— bindungsknoten PX und PY zwischen den Widerständen RX11 und RX12 bzw. den Widerständen RY21 und RY22. Desweiteren kompensiert der Temperaturkoeffizient <5V_D1_/ Sl des Transistors

Dt

Q12 die Temperaturänderung der Basis-Emitter—Spannungen Vp der Transistoren Q11 und Q12.

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Obwohl die vorstehende Erläuterung der Ausführungsform nach Fig. 5 unter der Voraussetzung erfolgt ist, daß die Eingangsund Ausgangssignale der IH-Verzögerungsleitung k zueinander gleichphasig sind, lassen sich durch Austausch der Vei— bindungen der Ausgänge der Verzögerungsleitung ^ auch gegen- · phasige Ausgänge erzielen. In diesem Falle wird das Vorzeichen der Ausgangssignale der Matrixschaltung umgekehrt, d.h., daß der Verstärker 31 eine Differenzkomponente und der Vet— stärker 32 eine Summenkomponente erzeugt, wenn der CB - Y}-Demodulator 31 und der CR - Y)-Demodulator 32 gegeneinander ausgetauscht werden, wobei der Gesamtbetrieb der Matrixschaltung unverändert bleibt.

Die vorliegende Erfindung läßt sich in gleicher Weise auch auf einen FM-Stereodemodulator anwenden. Beispielsweise et— zeugen bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 das dämpfende Addierglied CR121 + R211) und der erste Differenzverstärker 31 ein Linkskanalsignal L aus der Summe eines ersten Eingangs signals Fn¹ = L + R und eines zweiten Eingangssignals Fn+1 = L-R. Das Dämpfungsglied CRX11, RX12, RY21, RY22) und der zweite Differenzverstärker 32 erzeugen ein Rechtskanalsignal R aus der Differenz des Signals Fn¹ = L + R und des Signals Fn+1 = L - R. Und zwar ergibt sich aus Gleichung CO folgende Beziehung:

/1

-1/

C2)

Die erfindungsgemäße Matrixschaltung läßt sich mit einem vollständig symmetrierter Schaltkreis realisieren, welcher keine Gleichstrom-Trennkondensatoren zur Signalkopplung benötigt. Die Erfindung ist daher für die in integrierter Schaltkreistechnik ausgeführte Matrixschaltung beispiels—

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weise eines PAL/SECAM-kompatiblen Systems,besonders geeignet .

Es versteht sich, daß hinsichtlich der vorstehend erläuterten Ausführungsbeispiele zahlreiche Abwandlungen und Änderungen möglich sind, ohne von dem Schutzumfang der beanspruchten Erfindung abzuweichen.

Claims

PATENTANSPRÜCHE

' 1 ) Matrixschaltung zum Verarbeiten mehrerer Signale, mit folgenden Merkmalen:

- ein Pufferkreis zum einseitigen Übertragen von Eingangssignalen unter Erzeugung eines ersten und zweiten Signals;

- ein Addierglied zum Addieren des ersten und zweiten Signals unter Erzeugung eines dritten Signals;

- ein erstes Subtrahierglied zum Subtrahieren des dritten Signals von einem vorgegebenen Referenzpotential unter Erzeugung eines vierten Signals, und

- ein zweites Subtrahierglied zum Subtrahieren des zweiten Signals von dem ersten Signal unter Er— zeugung eines fünften Signals,

wobei das vierte und fünfte Signal Ausgangssignale der Matrixschaltung darstellen,

*"*"3*Τ51194

dadurch gekennzeichnet, daß der Pufferkreis C2O unsymmetrierte Eingänge CP11, P21) zum Aufnehmen der Eingangssignale sowie symmetrierte Ausgänge (P10, P20) zum Abgeben des ersten und zweiten Signals aufweist, daß das Addierglied CR121, R21O symmetrierte Eingänge CP1O, P20) zum. Aufnehmen des ersten und zweiten Signals sowie einen unsymmetrierten Ausgang CP121) zum Abgeben des dritten Signals aufweist, daß das erste Subtrahierglied C31) symmetrierte Eingänge CPA1, PBO zum Aufnehmen des dritten Signals und des vorgegebenen Referenzpotentials aufweist, und

daß das zweite Subtrahierglied C32) symmetrierte Eingänge CPA2, PB2) zum Aufnehmen des ersten und zweiten Signals aufweist.
2. Matrixschaltung nach Anspruch 1, wobei das Adclierglied bei seinem Addierbetrieb das erste und zweite Signal dämpft, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Subtrahierglied C32) ein Dämpfungsglied CRX11, RX12, RY21, RY22) zum Dämpfen des ersten und zweiten Signals um ein vorgegebenes Dämpfungsmaß aufweist, welches im wesentlichen gleich dem Dämpfungsmaß des Addiergliedes CR121, R211) ist.
3. Matrixschaltung nach Anspruch 2, wobei das Dämpfungsglied einen ersten, einen ersten Widerstand aufweisenden Teiler zum Spannungsteilen des ersten Signals und einen zweiten, einen zweiten Widerstand aufweisenden Teiler zum Spannungsteilen des zweiten Signals aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert des ersten Widerstandes CRX11/RX12) im · wesentlichen gleich dem Wert des zweiten Widerstandes (RY21/RY22) ist, derart, daß ein Versatz des ersten

'"*3Ί'51194

Widerstandes durch einen Versatz des zweiten Widerstandes kompensiert wird.

Matrixschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Subtrahierglied (31) eine Referenzpotentialquelle (22) zum Erzeugen des vorgegebenen Referenzpotentials aufweist, welche im wesentlichen den gleichen Temperaturgang wie der Pufferkreis (21) aufweist, derart, daß eine durch eine Temperaturänderung ( cfT) hervorgerufene Gleichspannungspegeldrift (dP121/(iT) des dritten Signals durch eine Gleichspannungspegeldrift ( <f P1 22/-<fT) des vorgegebenen Referenzpotentials kompensiert wird.