DE3135351A1

DE3135351A1 - Schaltungsanordnung zum erzeugen eines periodischen sagezahnfoermigen signals

Info

Publication number: DE3135351A1
Application number: DE19813135351
Authority: DE
Inventors: Godefridus Henricus 5621 Eindhoven Haenen; Gerrit Wolf
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1980-09-08
Filing date: 1981-09-07
Publication date: 1982-04-08
Also published as: GB2083721A; NL8005054A; ES505202A0; DE3135351C2; FR2490041A1; AU7498081A; FR2490041B1; JPS5778214A; BE890250A; GB2083721B; US4461999A; ES8207397A1

Description

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Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines periodischen sägezahnförmigen Signals.

Die Erfindung bezieht s:ich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines periodischen sägezahnförmigen Signals mit einem Hinlauf und einem Rücklauf, die einen Oszillator enthält, der dur ch einen Durchlassschalter zufuhr "bare Synchronimpulse mit nahezu konstanter Wiederholungsfrequenz direkt synchronisierbar ist und dessen Eigenfrequenz beim Fehlen eines Synchronsignals der genannten Wiederholungsfrequenz nahezu entspricht und beim Vorhandensein eines Synchronsignals auf einen Wert, der niedriger ist als die genannte Wiederholungsfrequenz, umschaltbar ist, wobei die direkte Synchronisation beim Auftritt eines Synchronimpulses in der Nähe eines maximalen Wertes des sägezahnförmigen Signals stattfindet.

Bei Synchronisationsschaltungen, beispielsweise zur Zeilensynchronisation in Fernsehempfängern, werden Phasenregelschleifen allgemein verwendet. Darin wird der Phasenunterschied zwischen dem von einem Oszillator erzeugten Bezugssignal und dem eintreffenden Synchronimpuls durch einen Phasendiskriminator ermittelt. Die Ausgangsspannung desselben wird geglättet, unddie erhaltene Spannung regelt die Frequenz und/oder die Phase des Oszillators ständig nach, und zwar derart, dass der Phasenunterschied im Laufe der Zeit, während der sogenannten Einfangzeit, sehr klein wird. Ein derartiges Verfahren ist unter dem Namen "in-

direkte Synchronisation" bekannt. Dabei bekommt der Oszillator ständig ein Regelsignal· zugeführt, während die Synchronimpulse den Oszillator niemals unmittelbar erreichen.

Bei niedrigen Frequenzen, beispielsweise bei der Teilbildfrequenz im Fernsehempfänger, wobei als die Wiederholungsfrequenz der Synchronimpulse 50 oder 6θ ITz beträgt, wird im allgemeinen keine Phasenregelung angewandt. Ein Grund dafür ist, dass eine derartige Regelschaltung

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sich schwer verwirklichen lässt. Bei einer Teilbildfre—■■·■■■ quenz von 50 Hz muss ja die Regelspanntang während mindestens 20 ms konstant bleiben. Ausserdem stellt es sich heraus, dass die für eine gute Störungsunempfindlichkeit erforderliche äusserst lange Zeitkonstante des Glättungsfilters zu vielen störenden langsamen Erscheinungen führt. In der Praxis werden daher sogenannte "direkte Synchronisationsschaltungen" bevorzugt, wobei die Synchronimpulse unmittelbar dem Oszillator zum Synchronisieren desselben zugeführt werden.

In der niederländischen Patentanmeldung 7811597 der Anmelderin ist ein Sägezahngenerator beschrieben worden, der unmittelbar synchroniserbar ist und dessen Eigenfrequenz beim Fehlen von Synchronimpulsen der Nennwiederholungsfrequenz dieser Impulse nahezu entspricht. Ein Vox"-^ teil dabei ist, dass das von der Schaltungsanordnung erzeugte Signal, beispielsweise zur Vertikalablenkung in einer Bildwiedergaberöhre in einem Fernsehempfänger, nominal eingestellt werden kann, d.h. auf die Frequenz der empfangenen Synchronimpulse, was beim Fehlen dieser Impulse ein einigermassen stabiles Bild ergibt.

Die bekannte Schaltungsanordnung ist symmetrisch synchronisierbar, was bedeutet, dass Synchronisation möglich ist, wenn die Eigenfrequenz etwas höher oder etwas niedriger ist als die der Synchronimpulse. Eine geringe Abweichung gegenüber dem Nennwert kann ja infolge von Toleranzen oder von Temperatüreffekten auftreten. Tritt also ein Synchronimpuls eine kurze Zeit vor oder nach dem Endzeitpunkt des Hinlaufes auf, der beim Fehlen von Synchronimpulsen erhalten worden war, so wird der Rücklauf unmittelbar eingeleitet. Dazu ist die Eigenfrequenz des Oszillators auf einen Wert schaltbar, der niedriger ist als die Nennfrequenz. Tritt jedoch der Synchronimpuls eine längere Zeit vor dem genannten Zeitpunkt auf, so ist die

Einfangzeit des Oszillators ziemlich lang, da die Phasenverschiebung des Impulses gegenüber der Flanke der zahnform infolge der fast gleichen Frequenzen sehr lang-

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sam variiert und da der Synchronimpuls wegen der gewünschten Störungsunempfindlichkeit auf den Oszillator keinen Einfluss hat, bevor der Impuls in der Nähe des Anfangszeit^ punkts des Rücklaufes der freien Schwingung auftritt. Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Schaltungsanordnung zum Erzeigen eines sägezahnförmigen Signals zu schaffen, wobei der Oszillator im Freilaufzustand eine Eigenfrequenz hat, die der Nennwiederholungsfrequenz der Synchronimpulse nahezu·entspricht und die durch diese Impul-

W se symmetrisch synchronisierbar ist, während die Einfangzeit unter allen Umständen wesentlich kürzer ist als die der bekannten Schaltungsanordnung. Dazu ist die Schaltungsanordnung nach der Erfindung gekennzeichnet durch eine Phasenvergleichsstufe zum Ermitteln des Phasenunterschiedes.

^ zwischen dem erzeugten sägezahnförmigen Signal und dem Synchronsignal und zum bei einem Phasenunterschied, der grosser ist als ein vorbestimmter ¥ert, Sperren des Durchlassschalters und zum Einschalten einer Frequenzkorrekturschaltung zum Ändern der Eigenfrequenz des Oszillators, welche Phasenvergleichsstufe bei einem Phasenunterschied, der kleiner ist als der genannte vorbestimmte "Wert, die Frequenzkorrektur ausschaltet und den Durchlassschalter leitend macht.' ·

Durch die erfindungsgemässe Massnahme wird zunächst

die Frequenz geändert, damit der Phasenunterschied kleiner gemacht wird, wonach die symmetrische Synchronisation auf bekannte ¥eise erfolgt. Tritt in den eintreffenden Synchronimpulsen eine Änderung auf, so tritt unmittelbar, d.h. ohne Schwungradwirkung, eine entsprechende Änderung in der Frequen zkorrektur auf. Es sei bemerkt, dass die DE-PS 973.223 einen Oszillator beschreibt, der bei Nichtkoinzidenz zwir sehen dem Oszillator- und dem Synchronsignal von einer modulierenden niederfrequenten Quelle frequenzmoduliert wird, und zwar mit einem Hub, der mindestens den ganzen Haltebereich umfasst. Diese Korrektur erfordert eine zusätzliche Quelle und weist den Nachteil auf, "dass die Frequenz des Oszillators beim Fehlen von Synchronimpulsen ständig schwankt, während der erfindungsgemässe Oszillator in die-

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sem Fall die Nennfrequenz hat.

Vorzugsweise ist die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung gekennzeichnet durch eine Verringerung der Eigenfrequenz des Oszillators beim Auftritt eines Synchronimpulses im ersten Teil der Hinlaufzeit und durch eine Erhöhung der genannten Eigenfrequenz beim Auftritt eines Synchronimpulses in dem übrigen, zweiten Teil der Hihlaufzeit.

Dazu ist die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung gekennzeichnet, durch eine Halbwertschwe11ensehaltung zum Erzeugen eines Signals mit einer Flanke zu dem Zeitpunkt in der Hinlaufzeit, wo das sägezahnförmige Signal den Wert annimmt, der der Hälfte der Amplitude desselben nahezu entspricht, wobei der erste Teil der Hinlaufzeit vor.dem genannten Zeitpunkt und der zweite Teil nach demselben liegt. In einer .bevorzugten Ausfuhrungsform weist die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, .dass die Phasenvergleichsstufe einen ersten Phasendiskriminator zum Ermitteln des Phasenunterschiedes zwischen dem erzeugten sägezahnförmigen Signal und dem Synchronsignal sowie zum Einschalten der Frequenzkorrekturschaltung und einen zweiten Phasendiskriminator zum Vergleichen des genannten Phasenunterschiedes mit dem vorbestimmten Wert und zum Ausschalten der Phasenkorrektur und zum in den leitenden Zustand Bringen des Durchlassschalters aufweist.

Ein Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung, Fig. 2 eine detaillierte Ausführungsform einer Phasenvergleichsstufe und einer Frequenzkorrekturschaltung, die einen Teil der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 bilden können,

Fig. 3 und h Wellenformen, die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 beim Fehlen einer Frequenzkorrektur auftreten könnten,

Fig. 5 und 6 Wellenformen, die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 beim Vorhandensein einer Frequenzkorrektur auftreten.

In Fig. 1 ist 1 ein Phasendiskriminator, der

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über einen nachher zu beschreibenden Schalter 10 an einer Eingangsklemme Vertikal-Synchronimpulse S, die von einem nicht dargestellten Amplitudensieb herrühren, zugeführt bekommt. Einer anderen Klemme des Diskriminators 1 wird eine Reihe von Impulsen I zugeführt, die von einetn Impulsgenerator 2 erzeugt werden. Durch 3 wird ein SägezahnosziL-lator bezeichnet. Der Oszillator 3 erzeugt eine periodische sägezahnförmige Spannung, die wenigstens in der Hinlaufzeit nahezu linear verläuft und in nicht dargestellten Stufen auf bekannte Weise zur Ablenkung in der Vertikal-Richtung eines oder mehrerer Elektronens trahlen in einer Bildwiedergaberöhre verarbeitet wird. Diese sägezahnförmige Spannung wird auch dem Generator 2 zugeführt, in dem die Säge zahnform in eine Impulsform umgewandelt wird, wo-

^⁵ bei eine der Flanken der Impulsform zu einem bestimmten Zeitpunkt der Periode der Sägezahnform auftritt, beispielsweise zu dem Zeitpunkt, dass der Rücklauf des Sägezahnes eingelqitet wird.

Die Frequenz des Sägezahnes und daher die der Impulse I weicht nur wenig von der Vertikal—Frequenz ab. An der Ausgangsklemme des Phasendiskriminators 1 gibt es einen Impuls Q, dessen Vorderflanke mit der Vorderflanke des Impulses I zusammenfällt, während die Rückflanke derselben mit der Vorderflanke des Impulses S zusammenfällt.

^ Dabei wird einfachheitshalber die Dauer der jeweiligen Flanken als unendlich kurz vorausgesetzt. Die Dauer des Impulses Q ist also ein Mass für den Phasenunterschied zwischen den Impulsen S und I.

Die von dem Oszillator 3 erzeugte sägezahnförmig Spannung wird auch einer HalbwertSchwellenschaltung 4 zugeführt; dadurch wird ein Signal A erzeugt, das eine Flanke aufweist, nahezu zu dem Mittenzeitpunkt der Hinlauf— zeit, d.h. etwa zu dem Zeitpunkt in der Hinlaufzeit, wo die sägezahnförmige Spannung den Wert annimmt, der die

•³⁵ Hälfte der Amplitude ist. Dies gilt für den Fall, dass der Oszillator 3 i^m Freilaufzustand ist und kein Frequenzkorrektursignal zugeführt bekommt. Das Signal A sowie der

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Impuls Q werden einem zweiten Phasendiskrxminator 5 zugeführt, dessen Ausgangssignal T einer Frequenzkorrektarschaltung 6 zugeführt wird.

Der Oszillator 3 ist derart eingestellt, dass die Eigenfrequenz desselben, d.h. in dem Freilaufznstund, in dem keine Synchronimpulse zugeführt werden, der Nennwiederholungsfrequenz der Synchronimpulse entspricht, in diesem Beispiel der Vertikal-Frequenz entsprechend der Fernsehnorm für die der Fernsehempfanger, von dem die

^ Schaltungsanordnung nach Fig. 1 einen Teil bildet, geeignet ist. Es kann jedoch passieren, beispielsweise durch Toleranzen oder durch Temperatureinflüsse, dass die beiden Frequenzen einigermassen ungleich sind. Ausserdem ist bei gleichen Frequenzen der Phasenunterschied zwischen

^ dem Sägezahn und den Synchronimpulsen im allgemeinen nicht Null, beispielsweise beim Einschalten des Empfängers oder beim'Umschalten von dem einen auf einen anderen Sender. Ist dieser Phasenunterschied wohl Null, so entsteht an der Ausgangsklemme des Phasendiskrxminators

1 kein Signal. Der Phasendiskrxminator 5 liefert ebenfalls kein Signal und die Eigenfrequenz des Oszillators wird nicht geändert. Beim Fehlen von Synchronimpulsen liefern die Phasendiskrimxnatoren 1 und 5 auch kein Signal, und der Oszillator 3 schwingt auf der Nennfrequenz frei.

Ist der genannte Phasenunterschied nicht Null, d.h. fällt der Anfang des Rücklaufes mit dem Synchronimpuls nicht zusammen, so bekommt die Frequenzkorrekturschaltung 6 einen Impuls T zugeführt, während Impulse S den Oszillator 3 nicht erreichen. Die Schaltung .6 beein-

flusst die Eigenfrequenz des Oszillators 3· Tritt der Impuls S in dem ersten Teil, vor der Flanke des Signals A, der Hinlaufzeit des Sägezahnes auf, so wird die Eigenfrequenz des Oszillatox'S 3 verringert. Dies bedeutet, dass die Periode länger wird, d.h., der nSchsto Rücklauf

tritt später auf als sonst der Fall wäre, so dass das Zeitintervall zwischen diesem Rücklauf und dem i'olyenden Synchronimpuls kürzer ist. Dadurch wird der von dem Pha-

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sendiskriminator 1 während der nachfolgenden Hinlaufzeit gemessene Phasenunterschied kleiner. Gegenüber dem Sägezahn wird der Synchronimpuls gleichsam nach vorne geschoben, während das wiedergegebene Bild nach oben verschiebt.

Tritt nun der Impuls S in dem zweiten Teil, nach der Flanke des Signals A, der Hinlaufzeit des Sägezahnes auf, so wird die Eigenfrequenz des Oszillators 3 durch die Schaltung 6 erhöht. Dies bedeutet, dass die Periode kürzer wird, d.h. der nächste Rücklauf tritt früher auf, als sonst der Fall wäre, so dass das Zeitintervall zwischen dem Synchronimpuls und diesem Rücklauf kürzer ist. Dadurch wird der von dem Phasendiskriminator 1 während der nachfolgenden Hinlaufzeit gemessene Phasenunterschied kleiner. Gegenüber dem Sägezahn wird der Synchronimpuls gleichsam nach hinten verschoben, während das wiedergegebene Bild sich nach unten verschiebt.

Aus dem Obenstehenden geht hervor, dass der Phasenunterschied zwischen dem Sägezahn und den Synchronimpulsen immer kleiner wird. Dabei wird über die kürzeste Strecke die Phase des Oszillators zu der Phase der Impulse schneller geschoben als in dem Fall, wo diese.-Verschiebung nur in einer Richtung stattfand. Die beschriebene Frequenzkorrektur bleibt wirksam, bis der Phasenunterschied zwischen dem Oszillator und den Impulsen kleiner

^⁵ wird als ein vorbestimmter Wert. Dazu werden Impulse. S • und Impulse I einer Koinzidenzstufe 7 zugeführt. Ist der genannte Phasenunterschied so klein geworden dass ein Impuls S und ein Impuls I wenigstens teilweise gleichzeitig auftreten, so entsteht an einer Ausgangsklemme der.Stufe 7 ein Signal, das einen steuerbaren Durchlassschalter 8 leitend macht. Unter diesen Umständen bietet der Schalter 8 den Impulsen S einen Weg, wodurch diese einer Triggers.chaltung 9 zugeführt werden, die jeweils dem Oszillator 3 einen Triggerimpuls zuführt. Das Ausgangs signal der Koinzidenzstufe 7 wird auch der Frequenzkorrekturschaltung 6 oder der Zufuhrleitung derselben zu dem Oszillator 3 zugeführt mit der Folge, dass die Frequenzkorrektur aus-

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geschaltet wird. Bevor Koinzidenz in der Stufe 7 stattfand, war die Eigenfrequenz des Oszillators 3 nahe bei der der Synchronimpulse und näherte dem Sollwert, entweder von oben oder von unten. Zu dem Zeitpunkt, wo der Schalter 8 ein Synchronsignal weiterleitet, wird die Frequenz des Oszillators 3 beispielsweise auf die in der niederländischen Patentanmeldung 7811597 beschriebene Art und ¥eise auf einen Wert umgeschaltet, der niedriger ist als die Nennfrequenz. Unmittelbare Synchronisation durch die Synchronimpulse erfolgt, d.h. der Rücklauf des Säge zahne s wird zu dem Zeitpunkt eingeleitet, wo ein Synchronimpuls auftritt. Nun sind die Frequenz und die Phase der erzeugten Sägezahnform der Frequenz und der Phase dieser Impulse nahezu identisch.

Es dürfte einleuchten, dass die Einfangs zeit des Oszillators noch kürzer sein wird, als es mit einer Koinzidenzstufe der Fall ist, wenn für, den Phasenunterschied, für den die Frequenzkorrektur ausgeschaltet wird, ein grösserer Wert gewählt wird, während direkte Synchro-, nisation stattfindet. Dazu wird die Koinzidenzstufe 7 durch einen Phasendiskriminator ersetzt, der ein Signal abgibt, wenn der darin ermittelte Phasenunterschied einen vorbestimmten Wert unterscheidet. Auch kann die Stui'e 7 fortfallen, wenn diese Aufgabe durch den Phasendiskrimina-

tor 1 erfüllt wird.

Die detaillierte Schaltungsanordnung nach Fig. ist zu einem grossen Teil mit Hilfe logischer Schaltungen und Operationsverstärker ausgebildet und eignet sich deswegen zur Integration. Fig. 3a und ka. zeigen den Verlauf

als Funktion der Zeit der von dem Oszillator 3 erzeugten Sägezahnform. Dabei ist die Rücklaufzeit als unendlich kurz vorausgesetzt. Der Impulsgenerator 2 weist einen Differenzverstärker 21 an der nicht umkehrenden Eingangsklemme auf, der die Sägezahnform zugeführt wird, während die umkehrende Eingangsklemme an einer Gleichspannung liegt. Das Ausgangs signal des Verstärkers 21 .tat dor Impuls I. Die Vorderflanke fällt mit dem Rtlcklaul' der Säf■;<-'-

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zahnform zusammen, und die Rückflanke tritt zu einem Zeitpunkt auf, der von der genannten Gleichspannung abhängig ist. Gewünschtenfalls kann der Impuls I nicht von der von dem Oszillator 3 erzeugten Sägezahnform abgeleitet werden, Jedoch von einer der nicht dargestellten Stufen herrühren, beispielsweise von dem Teilbildausgangsverstärker, an den eine Vertikal-Ablenkspule angeschlossen ist, die mit dem Oszillators 3 gekoppelt sind.

Die Halbwertschwellenschaltung 4 enthält ebenso falls einen Differenzverstärker 4i, dessen nicht- umkehrender Eingangsklemme die Sägezahnform des Oszillators 3 zugeführt wird, während die umkehrende Eingangsklemme an einer Gleichspannung liegt. Diese Gleichspannung wird mit Hilfe eines Fiderstandsspannnungsteilers 42, 43 auf einen Wert eingestellt, der der Hälfte der Amplitude des Sägezahnes in dem nicht synchronisierten und nicht korrigierten Zustand des Oszillators 3 nahezu entspricht. Herrscht dieser Zustand, so ist das Ausgangssignal A des Verstär~ kers 41 eine in Fig. 3b und Fig. 4b angegebene symmetrisehe blockfSrmige Spannung mit einer Flanke zu dem Mittenzeitpunkt der Hinlaufzeit. Herrscht dieser Zustand nicht, so tritt diese Flanke vor oder nach diesem Zeitpunkt auf. Das Signal A wird einer, durch ein NXCHT-UMD-Tor ausgebildeten Umkehrstufe 44 zugeführt, deren Aus gangs signal A ' einer JK-Flip-Flop-Schaltung 45 zugeführt wird, die ein blockförmiges Signal P mit der halben Teilbildfrequenz (siehe Fig. 3e und 4e) liefert.

Fig. 3c zeigt die Synchronimpulse S in dem Fall, wo der Auftritt derselben in dem ersten Teil der Hinlaufzeit erfolgt, während Fig. 4c für den Fall des zweiten Teils der Hinlaufzeit gilt. Der Phasendiskriminator 1 enthält zwei als NICHT-HND-Tore ausgebildete Umkehrstufen 11 und 12 zum Zuführen von Impulsen S zu der Rücklaufeingangsklemme C_n einer JK-Flip-Flop-Schaltung 13 und zwei ebenfalls als NICHT -UND-Tor e ausgebildete Umkehr stuf en i4 und 15 zum Zuführen von Impulsen I zu der Taktimpuls— eingangsklemme CP der Flip-Flop-Schaltung 13. Die JIC- und

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K-Eingangsklemmen der Flip-Flop-Schaltung 14 liegen an der positives. Speisespannung, während die Stelleingangsklemme S derselben an Masse liegt. Unter diesen Umständen hat das Ausgangssignal Q der Flip-Flop-Schaltung I3 eine abfallende Flanke jeweils wenn die Vorderflanke des Impulses S auftritt, während eine ansteigende Flanke mit dem Rücklauf zusammenfällt. Fig. 3d zeigt das Signal Q in dem Fall, wo der Impuls S in dem ersten Teil der Hinlaufzeit auftritt, während Fig. 4d das Signal Q zeigt in dem Fall des

W zweiten Teils der Hinlaufzeit.

Der Phasendiskriminator 5 enthält ein NICHT-UND-Tor 51, das das Signal Q der Flip-Flop-Schaltung 13, das Ausgangssignal A des Tores 44 und das Signal P aus Fig. 3e und 4e zugeführt bekommt, während eine vierte Aus-

^ gangsklemme an der Speisespannung liegt. Der Phasen.diskr.iminator 5 enthält ein weiteres NICHT-UND-Tor 52, das das Signal Q, das Signal A, das andere Ausgangs signal P der Flip-Flop-Schaltung 45 und das Ausgangssignal I des Tores 14 zugeführt bekommt. Die Ausgangsklemmen der Tore 51 und 52 sind mit zwei NICHT-UND-Tor en 53 und 54 verbunden, die eine Flip-Flop-Schaltung bilden. Es ist ersichtlich, dass das Ausgangssignal T des Tores 53 in dem Fall, wo der Impuls S in dem ersten Teil der Hinlaufzeit auftritt, eine ansteigende Flanke hat (siehe Fig. 3f), die mit der ab-

fallende Flanke des Signals Q zusammenfällt. Im anderen Fall hat das Signal T eine abfallende Flanke (siehe Fig. 4f) in der Mitte einer Hinlaufzeit.

Die Frequenzkorrekturschaltung 6 enthält ein NICHT-UND-Tor 61, das Signale T und Q sowie das Signal A zugeführt bekommt, und ein weiteres NICHT-UND-Tor 62, das das Ausgangssignal T des Tores $h und das Signal Q sowie das Signal A zugeführt bekommt. Ausserdem liegt eine vierte Ausgangsklemme des Tores 6i bzw. 62 an der Speisespannung. Die Ausgangsklemme des Tores 61 ist mit der Basis eines pnp-Transis tors 63 und die Aiisfjan/?skl011111113 des Tores 62 ist über eine als NTCIIT-UND-Tor aus ^ebild«' to Umkehrstufe 64 mit der Basis eines npn-Triuisis tors < > 5 vor-

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bunden. Der Emitter des Transistors 63 liegt über einen Widerstand GG an der positiven Speisespannung wahrend der Emitter des Transistors 65 über einen ¥iderstand 67 an einer negativen Spannung liegt. Die Kollektor elektroden der beiden Transistoren sind miteinander verbunden. Der Oszillator 3 ist auf bekannte ¥eise mittels einer auf schematische Weise dargestellten konstanten Stromquelle 31, die einen durch einen Widerstand 33 überbrückten Kondensator 32 während der Hinlaufzeit entlädt, gebildet. Der Verbindungspunkt der Elemente 31 j 3^ und 33 ist mit der nicht umkehrenden Eingangsklemme des Verstärkers 21 bzw. kl und über einen Schalter 68 mit dem Kollektor des Transistors 63 bzw. 65 verbunden.

Fällt der Synchronimpuls in den ersten Teil der Hinlauf zeit, so ist das Aus gangs signal des Tores Gk- eine logische 0. Das Ausgangssignal des Tores Gi ist eine logische 1 ausser während der Hinlaufzeiten, die nach dem Auftritt des ersten Impulses S stattfinden und zwar in dem Intervall, das in dem ersten Teil der Hinlaufzeit vor dem Auftritt des Impulses S liegt, wo das Ausgangs signal eine jiogische 0 ist (Fig. 3g) . Unter diesen Umständen bleibt der Transistor G5 gesperrt, wähSrend der Transistor 61 nur während der genannten Intervalle leitend ist, in den über den leitenden Schalter 68 dem Kondensator 3^ ein · konstanter Strom zugeführt wird. Das Entladen desselben erfolgt daher langsamer.

In Fig. 3 und k sind die Wellenformen beim Feh- ■ len einer Korrektur dargestellt. In Fig. ^a. zeigt die gestrichelte Linie die ungeänderte Sägezahnform des Oszillators 3, während die gezogene Linie die Säge zahnform bei Frequenzkorrektur durch die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 darstellt. Fig. 5b zeigt die als unendlich kurz vorausgesetzten Synchronimpulse und Fig. 5c die Stromstösse des Transistors 63. Fig. 5a zeigt, dass die Neigung der abfallenden Flanke des Sägezahnes infolge dos von dem Transistor 63 abgegebenen Stromes vor dem Auftritt des Synchronimpulses kleiner ist als nachher. Nach dem Impuls ist

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die Neigung der des gestrichelten Sägezahnes gleich. Aus Fig. 5a geht hervor, dass die Hinlaufzeit durch die Korrektur länger dauert, d.h. die Frequenz wird verringert. Weil der Phasenunterschied zwischen der in der Figur als unendlich kurz vorausgesetzten Rücklaufzeit und dem Synchronimpuls immer kleiner wird, ist die Dauer der Leitungszeit des Transistors 63 (siehe Fig. ^c) jeweils kürzer. Nachdem ein Minimum erreicht ist, nimmt die Frequenz wieder zu und nähert von unten dem Sollwert.

Nach einer Anzahl Perioden wird der Phasenunterschied sehr klein, während die Frequenz der Wiederholungsfrequenz der Synchronimpulse fast entsprechend geworden ist. Die in Fig. 2 nicht dargestellte Koinzidenzstufe 7 ist auf bekannte Weise, beispielsweise mittels eines UND-Tores, ausgebildet. Zu dem Zeitpunkt wo darin zwischen den Impulsen S und den Impulsen T Koinzidenz ermittelt wird, wird der in FigJ 2 nur auf schematische Weise dargestellte Schalter 68 durch die Stufe 7 gesperrt. Gleichzeitig werden die Stufen 8 und 9 eingeschaltet, und der Oszillator 3 wird symmetrisch synchronisiert. Dieser Teil der Schaltungeanordnung nach Fig. 1 kann auf bekannte Weise ausgebildet werden und ist in Fig. 2 daher nicht dargestellt.

In dem Fall, wo der Synchronimpuls in den zweiten Teil der Hinlauf zeit fällt, ist das Aus gangs signal des Tores 6i von der zweiten Hinlauf zeit an, die nach dem Au±"-tritt des ersten Impulses S stattfindet, eine logische 1. Das Ausgangssignal des Tores 64 ist dann eine logische O ausser in dem zweiten Teil der Hinlaufzeit nach dem Auf- " treten des Impulses S, wo es eine logische 1 ist (Fig.

4g). Unter diesen Umständen bleibt der Transistor 63 gesperrt, während der Transistor 65 nur während der genannten Intervalle leitend ist, in den ein konstanter Strom vom Kondensator 32 abgenommen wird. Das Entladen dcsselben erfolgt daher schneller.

Auf entsprechende Weise wie in Fig. 5a, b und c wird in Fig. 6a die Sägezahnform für den Fall des zweiten

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Teils der Hinlaufzeit dargestellt, während Fig. 6b die Synchronimpulse und Fig. 6c die Stromstösse des Transistors 65 darstellt. Die Neigung der abfallenden Flanke des Sägezahns aus Fig. 6a ist infolge des dem Transistor 65 zugefUhrten Stromes nach dem Auftritt eines Synchronimpulses grosser als vorher, wo die Neigung der des nicht korrigierten Sägezahnes entspricht. Durch die Korrektur wird die Hinlaufzeit kürzer, d.h. die Frequenz wird erhöht. Aus Fig. 6c geht hervor, dass d±e Dauer der Leitungszeit des Transistors 65 jeweils kürzer ist. Nachdem ein Maximum erreicht ist, nimmt die Frequenz wieder ab und näliert von oben dem Sollwert, wonach die symmetrische Synchronisation auf die obenstehend beschriebene Art und Weise erfolgt.

'5 Aus Fig. 3 und 4 geht hervor, dass die Frequenz—

korrektur nicht unmittelbar stattfindet. TJm zu vermeiden, dass StSreffekte in der Zwischenzeit auftreten, kann es vorteilhaft sein, in die Leitung zwischen dem Diskriminator 5 und der Schaltung 6 ein Verzögerungselement aufzu-

^ nehmen. Dadurch wird das Atis gangs signal des Diskriminators 5 erst nach mindestens anderhalb Periode, nachdem das Signal Q ungleich Null, geworden ist, der Schaltung 6 zugeführt. Diese Zeit entspricht der Zeit bis zu dem Auftritt der Flanke in Fig. 4b, die der nach Fig. 4f unmittelbar vorhergeht.

Bekommt die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 keinen Synchronimpuls S zugeführt, so wird das Signal Q der Flip-Flop-Schaltung 13~eine logische 1, während das Signal Q eine logische 0 wird. Dadurch bleiben die Transistoren 63 und 65 gesperrt, und der Oszillator 3 wird nicht korrigiert. "

Mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 erfolgt die Korrektur und zwar dadurch, dass einer der genannten Transistoren während eines Teils der Zeit leitend ist. Es dürfte einleuchten, dass die Schaltungsanordnung derart ausgebildet werden kann, dass der betreffende Transistor jeweils während eines längeren Zeitintorvalls oder sogar

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während der ganzen Hinlaufzeit leitend ist, wodurch das Einfangen etwas schneller erfolgt. Im letzteren Fall entsteht der in Fig. ^a. und 6a sichtbare Knick nicht und der Oszillator 3 hat während der ganzen Einfangzeit eine konstaute Frequenz mit einem Frequenzsprung von bzw. zu dor Nennfrequenz am Anfang und am Ende der genannten Zeit. Wegen des genannten Knicks kann es erwünscht sein, das Ausgangssignal des Oszillators 3 zum Synchronisieren eines zweiten Sägezahngenerators zu benutzen. Uebrigens entsteht ein Knick nicht, wenn die Frequenzkorrektur aiii* andere bekannte Art und Weise als durch Einschalten einer Stromquelle erfolgt. Alle beschriebenen Abwandlungen weisen in der Praxis Vor- und Nachteile auf.

Ein Nachteil der beschriebenen ScMtungsanordnung könnte liegen in der Tatsache, dass Synchronimpulse, die zu einem beliebigen Zeitpunkt während der Hinlavifzeit auftreten, auf die Eigenfrequenz des Oszillators einen Einfluss haben können. Dadurch wird die S to" rungs empfindlichkeit vergrössert. Dieser Nachteil tritt nicht auf, " wenn eine TonaustastSchaltung (muting circuit) benutzt wird. Mit einer derartigen Schaltungsanordnung wird erreicht, dass, wenn der Fernsehempfänger kein oder ein sehr schwaches Sendersignal empfängt, ein Austastsignal erzeugt wird, das den Tonkanal austastet. Dasselbe Austastsignal kann auch das Amplitudensieb, das dem Phasendiskriminator 1 in Fig. 1 hervorgeht, austasten. Es kann auch einem Durchlassschalter 10 zugeführt werden zum Sperren der Zuführungsleitung der Synchronimpulse S zu den Elementen 1, 7, 8 aus Fig. 1. In diesem Fall können in die Schaltungsanordnung keine Störungen eindringen und der Oszillator 3 schwingt mit der Nennfrequenz.

Wird ein gutes Fernsehsignal empfangen, so wird das Austastsignal nicht erzeugt. Der Tonkanal wird wirksam, während der Schalter 10 leitend gemacht wird. Eine noch bessere Störungsunempfindlichkeit wird erreicht, wenn die Impulse S wenigstens beim Einfangen nicht von einem Sender, sondern von einer Tellerschaltung herrühren,

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die die Teilbildfrequenz auf bekannte Weise von der Zeilenfrequenz ableitet.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 bzw. Z kann dadurch vereinfacht werden, dass auf die Schaltung 4 und den Diskriminator 5 verzichtet wird, so dass keine Messung der Phase gegenüber dem der Hälfte der Amplitude entsprechenden Zeitpunkten erfolgt. In diesem Fall gilt nur eine der Figure 5 und 6, d.h., die Eigenfrequenz " nähert beim Einfangen dem Nennwert jeweils in derselben Richtung, und zwar entweder von oben oder von unten. Diese Vereinfachung wird selbstverständlich auf Kosten einer Verlängerung der Einfangzeit - wenigstens unter bestimmten Umständen - erhalten.

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Claims

a * * & ♦ * * * ** PHN 9831»· ]> 5.5.81 SATENTANSPRUECHE:

1.j Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines periodischen ^-sragezahnförmigen Signals mit einem Hinlauf und einem Rücklauf, mit einem Oszillator, der durch über einen Durchlassschalter zuführbare Synchronimpulse mit nahezu konstanter Wiederholungsfrequenz direkt synchronisierbar ist und dessen Eigenfrequenz beim Fehlen eines Synchronsignals der genannten Wiederholungsfrequenz nahezu entspricht und beim Vorhandensein eines Synchronsignals auf einen Wert, der niedriger ist als die genannte Wiederholungsfrequenz, umschaltbar ist, wobei die direkte Synchronisation beim Auftritt einer Synchronimpulses in der Nähe eines maximalen Wertes des sägezahnförmigen Signals stattfindet, gekennzeichnet durch eine Phasenvergleichsstufe (i, 7) zum Ermitteln des Phasenunterschiedes zwischen dem erzeugten säge-

^ zahnförmigen Signal und dem Synchronsignal (s) und zum bei ■ einem Phasenunterschied, der grosser ist als ein vorbestimmter Wert, Sperren des Durchlassschalters (8) und zum Einschalten einer Frequenzkorrekturschaltung (6) zum Ändern der Eigenfrequenz des Oszillators (3)» welche Phasenver-" gleichsstufe (i, 7) bei einem Phasenunterschied, der kleiner ist als der genannte vorbestimmte Wert, die Frequenzkorrektur ausschaltet und den Durchlassschalter (8) leitend macht.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Verringerung der Eigenfrequenz des Oszillators (3) beim Auftritt eines .Synchronimpulses in einem ersten Teil der Hinlaufzeit und durch eine Erhöhung der genannten Eigenfrequenz beim Auftritt eines Synchronimpulses in dem übrigen, zweiten Teil der Hinlaufzeit.

3* Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine Halbwertschwellenschaltung (4) zum Erzeugen eines Signals (A) mit einer Flanke zu dem Zeitpunkt in der Hinlauf zeit, wo das sägezahn!'örmige Signal den Wert an-

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nimmt, der der Hälfte der Amplitude desselben nahezu entspricht, wobei der erste Teil der Hinlaufzeit vor dem genannten Zeitpunkt und der zweite Teil nach demselben liegt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenvergleichsstufe einen ersten Phasendiskriminator (i) zum Ermitteln des Phasenunterschiedes zwischen dem erzeugten sägezahnförmigen Signal und dem Synchronsignal sowie zum Einschtlaen der Frequenzkorrekturschaltung (6) und einen zweiten Phasendiskriminator (7) zum Vergleichen des genannten Phasenunterschiedes mit dem vorbestimmten Wert und zum Ausschalten der Frequenzkorrektur und zum in den leitenden Zustand Bringen des Durchlassschalters (8), aufweist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 und 4, gekennzeichnet durch einen dritten Phasendiskriminator (5) zum Ermitteln des Phasenunterschiedes zwischen dem Synchronsignal (s) und der Flanke des von der Halbwertschwellenschaltung (4) erzeugten Signals (a) und zum Einschalten der Frequenzkorrekturschaltung (6).

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5> dadurch gekennzeichnet, dass ein Eingangssignal des dritten Phasendiskriminator s (5) das Ausgangs signal des ersten Phasendiskriminator (i) ist, während das andere Eingangssignal des dritten Phasendiskriminators das von der HaIbwertschwellenschaltung (4) erzeugte Signal (a) ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Phasendiskriminator (7) eine Koinzidenzstufe ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Eigenfrequenz des Oszillators

(3) während der Zeit, wo die Frequenzkorrektur wirksam ist, konstant ist.

9. · Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzkorrekturschaltung (6) eine Signalquelle (63, 65) zum Aendern der Eigenfrequenz des Oszillators (3) aufweist, welche Signalquelle während eines Teils der Periode wirksam ist.

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10. Sclialtungsaiiordnung nach Anspruch. 1 , dadurch gekennzeichnet, dass zwischen die Phasenvergleichsstufe (1, 7) und die Frequenzkorrekturschaltung (6) ein Verzögerungselement aufgenommen ist,,

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Schalter (10) zum Unterbrechen der Zuführungsleitung des Synchronsignals (s) zu der Phasenvergleichsstufe (1, 7) und zu dem Durchlasschalter (δ), bei ungenügendem Empfang dieses Signals.