DE3134669C2 - Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung eines Signals - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung eines Signals.

Schaltungsanordnungen zur Rauschverminderung, die das ein Informationssignal begleitende Rauschen und die Verzerrung vermindern, sind generell bekannt. Derartige Schaltungsanordnungen sind so ausgestaltet, daß der Dynamikbereich des Signals, welches auf einem Aufzeichnungsträger, wie einem Magnetband, aufgezeichnet und von diesem wiedergegeben werden kann, vergrößert wird. Bei einer typischen Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung wird für die aufzuzeichnenden Signale eine Pegelkompressionsschaltung verwendet, und für die Wiedergabe wird eine komplementär dazu ausgelegte Pegeldehnungsschaltung verwendet. Die Pegelkompressionsschaltung weist im allgemeinen eine Schaltung zur Anhebung der höherfrequenten Signalanteile auf, und die Pegeldehnungsschaltung weist eine die höherfrequenten Signalanteile bei der Wiedergabe abschwächende Pegelabsenkungsschaltung auf.

Ein Problem, das bei herkömmlichen Schaltungsanordnungen zur Rauschverminderung auftritt, liegt darin, daß diese Schaltungsanordnungen einer sogenannten Rauschmodulation unterworfen sein können, bei der Rauschkomponenten abhängig von Eingangssignalpegelschwankungen verändert werden. Eine derartige Rauschmodulation ist stark wahrnehmbar und ziemlich störend, wenn sie ein wiedergegebenes Audiosignal begleitet. Die betreffende Erscheinung tritt auf, wenn sich die Frequenzkomponenten im Eingangssignal deutlich von den Rauschfrequenzkomponenten unterscheiden. Ist das Informationssignal beispielsweise ein Audiosignal, welches den Ton eines Klaviers oder Flügels wiedergibt, so ist die Rauschmodulation deutlich zu hören, und zwar selbst dann noch, wenn der Lautstärkepegel des Informationssignals erhöht wird.

Ein Vorschlag zum Verringern der Rauschmodulation bei einer Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung eines Signals ist in der US-PS 41 62 462 angegeben. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung werden höherfrequente Signalanteile des zu verarbeitenden Informationssignals vor dem Aufzeichnen auf einem magnetischen Aufzeichnungsträger im Pegel angehoben, wenn das betreffende Signal niedrige und mittlere Signalpegel aufweist, während eine relativ geringe Pegelanhebung in dem Fall erfolgt, daß das Signal mit höherem Pegel auftritt. Wenn das so verarbeitete Signal wiedergegeben wird, werden die höherfrequenten Signalanteile einer relativ starken Absenkung unterworfen, wenn das wiedergegebene Signal niedrige und mittlere Signalpegel aufweist, und die höherfrequenten Signalanteile erfahren eine relativ geringe Abschwächung, wenn das wiedergegebene Signal mit höherem Pegel auftritt. Obwohl durch diese bekannte Schaltungsanordnung die unerwünschten Wirkungen der Rauschmodulation verringert sind, tritt aufgrund eines Überschwingens im komprimierten Signal eine zuweilen störende Sättigung des magnetischen Aufzeichnungsträgers auf.

Um das vorstehend aufgezeigte Problem zu überwinden, sind bereits Schaltungsanordnungen zur Rauschverminderung eines Signals entwickelt worden, durch die sowohl die Rauschmodulation vermindert als auch eine transiente Sättigung des für die Signalaufzeichnung verwendeten Aufzeichnungsträgers verhindert ist (US-PS 44 71 318, US-PS 43 37 445). So werden beispielsweise bei der aus der US-PS 44 71 318 bekannten Schaltungsanordnung die höherfrequenten Signalkomponenten eines Audiosignals niedrigen Pegels angehoben, während Signale höheren Pegels mit im wesentlichen flacher Frequenzcharakteristik verarbeitet werden. Dies bedeutet, daß die Eingangs-/Ausgangspegelcharakteristik der betreffenden Schaltungsanordnung sich frequenzabhängig ändert, wenn der Eingangssignalpegel niedrig ist. Aufgrund von Unterschieden in der Empfindlichkeit der verschiedenen Magnetbänder und/oder der verschiedenen Aufzeichnungs- und Wiedergabevorrichtungen, bei denen ein Magnetband verwendet werden kann, kann bei Schaltungsanordnungen zur Rauschverminderung, bei denen sich die Eingangs-/Ausgangspegelcharakteristiken frequenzabhängig ändern, zwischen dem Pegel eines komprimierten Signals, welches auf einem Magnetband mittels eines Aufzeichnungsgerätes aufgezeichnet ist, und dem Pegel des vom Band wiedergegebenen Signals eine Pegelabweichung auftreten. Diese Änderung kann eine unbefriedigende Wiedergabe des Audiosignals zur Folge haben, wenn es mit Hilfe einer entsprechenden Pegeldehnungsschaltung verarbeitet wird. In der Praxis bedeutet dies, daß der Dynamikbereich, innerhalb dessen das Audiosignal verarbeitet werden kann, verringert werden muß.

Es sind zwar auch schon Rauschverminderungsschaltungen mit variablen Bandpaßfiltern und Schaltungen zum Steuern der variablen Bandpaßfilter bekannt (GB-PS 1 393 690), die indessen keine Hilfe für die vorstehend aufgezeigten Probleme liefern.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung eines Signals anzugeben, welche unter Vermeidung der vorstehend aufgezeigten Schwierigkeiten eine befriedigende Pegelkompression bzw. Pegeldehnung eines Eingangssignals über den gesamten Audiofrequenzbereich für Signale niedrigen Pegels erreicht, um dadurch den dynamischen Arbeitsbereich eines Aufzeichnungs- und Wiedergabesystems zu erhöhen.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Maßnahmen.

Die Erfindung zeichnet sich durch den Vorteil aus, daß mit insgesamt relativ geringem Schaltungsaufwand und durch einfachen und kostengünstigen Schaltungsaufbau eine Rauschverminderung eines Signals vorgenommen werden kann, bei der die Rauschmodulation deutlich verringert ist.

Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in einem Blockschaltbild eine herkömmliche Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung eines Signals.

Fig. 2 zeigt eine grafische Darstellung einer Eingangs-/ Ausgangspegelcharakteristik der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 für verschiedene Frequenzen.

Fig. 3 zeigt in einem Blockschaltbild eine Schaltungsanordnung gemäß einem grundsätzlichen Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 4A bis 4C zeigen schematische Kurvenverläufe zur Erläuterung der Frequenzcharakteristik der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 für verschiedene Pegel eines Eingangssignals.

Fig. 5 zeigt eine grafische Darstellung einer Eingangs-/ Ausgangspegelcharakteristik der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 für verschiedene Frequenzen.

Fig. 6 zeigt in einem Blockschaltbild eine als Pegeldehnungsschaltung eingesetzte Schaltungsanordnung gemäß einem grundsätzlichen Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 7 zeigt in einem Blockschaltbild eine als Pegelkompressionsschaltung eingesetzte Schaltungsanordnung gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 8 zeigt in einem Blockschaltbild eine als Pegeldehnungsschaltung eingesetzte Schaltungsanordnung gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 9 zeigt in einem Blockschaltbild den Einsatz einer Ausgestaltung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 8 als Pegelkompressions- oder Pegeldehnungsschaltung.

Fig. 10 zeigt eine grafische Darstellung der Ausgangspegel- Frequenz-Charakteristik der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 9 bei Verwendung als Pegelkompressionsschaltung für verschiedene Eingangssignalpegel.

Fig. 11 zeigt eine grafische Darstellung der Eingangs-/ Ausgangspegel-Charakteristik der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 9 bei Verwendung als Pegelkompressionsschaltung für verschiedene Frequenzen.

In Fig. 1 ist eine Schaltungsanordnung 10 herkömmlicher Bauart zur Rauschverminderung eines Signals veranschaulicht. Diese Schaltungsanordnung 10, die als Pegelkompressionsschaltung verwendet wird, weist einen Eingangsanschluß 1 auf, dem ein Informationssignal, wie ein Audiosignal, zugeführt wird, welches durch die Kompressionsschaltung 10 hindurchgeleitet und einem Ausgangsanschluß 2 zugeführt wird, von welchem aus das betreffende Signal mittels einer Aufzeichnungs- und Wiedergabevorrichtung aufgezeichnet wird, wie beispielsweise auf einem Magnetband. Die Schaltungsanordnung 10 enthält ein Hochpaßfilter 3 (HPF), das mit dem Audiosignal von dem Eingangsanschluß 1 versorgt ist und das zum Anheben von höherfrequenten Komponenten des zugeführten Audiosignals wirkt. Das angehobene (oder vorverzerrte) Ausgangssignal vom Hochpaßfilter 3 wird einem Verstärker 4 veränderbarer Verstärkung zugeführt, der das Ausgangssignal des Hochpaßfilters 3 mit veränderbarem Verstärkungsfaktor verstärkt. Wie erläutert wird, steht der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 4 in umgekehrter Beziehung zum Signalpegel des Audio-Eingangssignals, derart, daß dessen Verstärkungsfaktor relativ hoch ist, wenn der Eingangspegel relativ niedrig ist, und daß umgekehrt der Verstärkungsfaktor relativ niedrig ist, wenn das Eingangssignal relativ hoch ist. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 erfaßt eine Steuerschaltung 5 das Ausgangssignal des Verstärkers 4 veränderbarer Verstärkung und steuert dessen Verstärkungsfaktor mittels eines Verstärkungs-Steuersignals, das abhängig von einer solchen Erfassung erzeugt wird.

Insbesondere weist der Verstärker 4 veränderbarer Verstärkung einen Operationsverstärker 6 auf, der an seinem invertierenden Eingang mit dem angehobenen Signal vom Hochpaßfilter 3 über einen Widerstand 7 versorgt ist. Ein Gegenkopplungsweg zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers 6 und dessen invertierenden Eingang besteht aus einem Gegenkopplungswiderstand 8 mit festem Widerstandswert und einem veränderbaren Widerstandselement 9, das zum Gegenkopplungswiderstand 8 parallel geschaltet ist.

Der Widerstandswert des veränderbaren Widerstandselements 9 wird abhängig vom Ausgangssignal der Steuerschaltung 5 gesteuert, die ihrerseits mit dem Ausgangssignal des Verstärkers 4 versorgt ist, wie dies bereits erläutert ist. Es zeigt sich, daß jede geeignete Anordnung für das variable oder veränderbare Widerstandselement 9 verwendet werden kann. Beispielsweise kann das veränderbare Widerstandselement 9 aus einem lichtempfindlichen Element, wie einer CdS-Fotoleitzelle, bestehen, das zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 6 angeschlossen ist und das eine Impedanz oder einen Widerstand aufweist, der abhängig von der Lichtintensität des Lichtes veränderbar ist, welches darauf auftrifft. Das photo- bzw. lichtempfindliche Element kann mit einem lichtemittierenden Element (nicht dargestellt) gekoppelt sein, wie mit einer Leuchtdiode (LED), die lichtabhängig von einer Steuerspannung von der Steuerschaltung 5 emittiert, und zwar für das Bestrahlen des lichtempfindlichen Elements. Auf diese Weise wird abhängig vom Pegel des Steuersignals von der Steuerschaltung 5 der Widerstandswert des veränderbaren Widerstandselements 9 geändert, um den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 4 veränderbarer Verstärkung zu ändern.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 hat eine Zunahme im Eingangssignalpegel eine Abnahme im Widerstandswert des veränderbaren Widerstandselements 9 zur Folge, wodurch die Steuerschaltung 5 den Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers 6 verringert. Dadurch ist erreicht, daß der Verstärker 4 veränderbarer Verstärkung eine Kompressionscharakteristik annimmt, wobei der Betrag der Kompression mit zunehmenden Pegeln des Eingangssignals zunimmt. Andererseits wird für niedrige Pegel des Eingangssignals der Widerstandswert des veränderbaren Widerstandselements 9 erhöht, um so den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 4 veränderbarer Verstärkung zu erhöhen. Der Gegenkoppelungswiderstand 8, der parallel zum veränderbaren Widerstandselement 9 geschaltet ist, dient zum Steuern des maximalen Verstärkungsfaktors des Verstärkers 4 veränderbarer Verstärkung, und zwar durch Begrenzen des Gegenkoppelungswiderstandes des Operationsverstärkers 6, wenn der Widerstandswert des veränderbaren Widerstandselements 9 sehr stark bei sehr niedrigen Eingangssignalpegeln erhöht wird.

Es zeigt sich, daß der Pegel des dem Verstärker 4 veränderbarer Verstärkung zugeführten Eingangssignals, von der Frequenz des Audiosignals abhängt, das dem Hochpaßfilter 3 über den Eingangsanschluß 1 zugeführt ist. Für relativ hohe Pegel des durch das Hochpaßfilter 3 getretenen Audiosignals ist der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 4 veränderbarer Verstärkung relativ niedrig und ändert sich mit dem Pegel des zugeführten Signals. Wegen der Verstärkungscharakteristik, die der Verstärker 4 veränderbarer Verstärkung in einem solchen Fall annimmt, hängt die Eingangs-/ Ausgangs-Pegelcharakteristik für hochpegelige Signale im wesentlichen nur von dem Pegel der Signale ab und ist nicht frequenzabhängig.

Wenn jedoch das dem Eingangsanschluß 1 zugeführte Audiosignal auf niedrigem Pegel ist, ist der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 4 veränderbarer Verstärkung auch relativ hoch; er kann sogar als Folge des Gegenkoppelungswiderstandes 8 konstant sein. Das heißt, daß das am Ausgangsanschluß 2 erzeugte Signal sowohl pegel- als auch frequenzabhängig ist, und zwar als Ergebnis der Frequenzcharakteristik, die durch das Hochpaßfilter 3 erreicht ist. Dies ist durch die Kurven in Fig. 2 dargestellt, die die Pegelkompressionscharakteristik des Codierers 10 für Eingangssignale mit Frequenzen von 100 Hz, 1 kHz bzw. 10 kHz wiedergeben. Aus Fig. 2 ergibt sich, daß für dem Eingangsanschluß 1 zugeführte niederpegelige Signale, der Pegel des Ausgangssignals am Ausgangsanschluß 2 sowohl pegel- als auch frequenzabhängig ist, während für höherpegelige Eingangssignale der Pegel des Ausgangssignals im wesentlichen frequenzunabhängig ist. Die Strichpunktlinie in Fig. 2 gibt das übliche flache Baß- oder Einheitsverstärkungs-Ansprechverhalten wieder. Im wesentlichen identische Ergebnisse werden erreicht, wenn das Hochpaßfilter 3 mit dem Ausgangsanschluß 2 statt mit dem Eingangsanschluß 1 verbunden ist. Weiter wird eine Eingangs-/Ausgangspegelcharakteristik, die invers zu der in Fig. 2 dargestellten ist, für eine komplementäre Schaltungsanordnung erreicht, der einen Pegeldehnungs- und Ablenkungsbetrieb erreicht.

Wenn bei der Art der Rauschverminderungsschaltung gemäß Fig. 1 der Ausgangs- oder Aufzeichnungspegel etwas von dem Eingangs- oder Wiedergabepegel einer komplementären Schaltungsanordnung abweicht, beispielsweise wegen unterschiedlicher Empfindlichkeit verschiedener Magnetbänder und/oder verschiedener Aufzeichnungs- und Wiedergabevorrichtungen, bei denen ein Magnetband verwendet werden kann, kann eine Schwankung oder eine Abweichung im Pegel des Ausgangssignals der Pegeldehnungs-Schaltungsanordnung als Funktion der Frequenz auftreten. Eine derartige Abweichung hat selbstverständlich eine unbefriedigende Wiedergabe zur Folge. Wenn beispielsweise wie gemäß Fig. 2 das Eingangssignal, das der Schaltungsanordnung 10 zugeführt ist, einen Pegel a aufweist, weist das Ausgangssignal der Schaltungsanordnung 10 einen Pegel b für eine Signalfrequenz von 10 kHz auf, d. h., das Kompressionsverhältnis zwischen dem Ausgangs- und dem Eingangssignalpegel beträgt 2. Für den gleichen Eingangssignalpegel jedoch mit einer Signalfrequenz von 100 Hz weist das Ausgangssignal vom Codierer 10 einen Pegel c auf, weshalb in einem solchen Fall der Verstärker 4 veränderbarer Verstärkung der Schaltungsanordnung 10 eine Einheitsverstärkung (Verstärkungsfaktor Eins) aufweist. Wenn eine Pegelverringerung Δl beispielsweise durch das verwendete Magnetband und/oder durch die mit dem Ausgangsanschluß 2 der Schaltungsanordnung 10 verbundene Aufzeichnungs- und Wiedergabevorrichtung erzeugt wird, werden die Pegel b und c des der komplementären Schaltungsanordnung zugeführten Signals auf Pegel b′ bzw. c′ geändert.

Die Pegeldehnungs-Schaltungsanordnung weist wie erwähnt eine Eingangs-/Ausgangspegelcharakteristik auf, die umgekehrt bzw. komplementär zu der der Schaltungsanordnung 10 für die in Fig. 2 dargestellten Kurven ist. Auf diese Weise wird das Eingangssignal zu der Pegeldehnungs-Schaltungsanordnung, das einen Pegel b′ aufweist, zur Erzeugung eines Ausgangssignals mit einem Pegel b für eine Signalfrequenz von 10 kHz verarbeitet, und das Eingangssignal zum Dehnen mit einem Pegel c′ wird in ein Ausgangssignal mit einem Pegel e für eine Signalfrequenz von 100 Hz transformiert. Es zeigt sich, daß, da das Kompressionsverhältnis des 10-kHz-Signals gleich 2 ist und da das Kompressionsverhältnis des 100-Hz-Signals gleich 1 ist, die bewirkte Pegeländerung für das ursprüngliche 10-kHz- Signal, das durch die Pegeldifferenz zwischen den Punkten a und d wiedergegeben ist, das Doppelte der Differenz im Pegel ist, die für das ursprüngliche 100-Hz-Signal erreicht ist, d. h. der Pegeldifferenz zwischen den Punkten a und d, bei Bewertung in Decibel. In anderen Worten erzeugt die komplementäre Pegeldehnungs- Schaltungsanordnung eine Schwankung oder Abweichung im Pegel des verarbeiteten Ausgangssignals, die frequenzabhängig ist, selbst wenn die ursprüngliche Schwankung oder Abweichung Δl, die durch das Band und/oder die Bandaufzeichnungs- und Wiedergabevorrichtung ausgeübt ist, keine Frequenzabhängigkeit zeigt. Diese Schwankung im Pegel des verarbeiteten Ausgangssignals kann noch deutlicher werden, wenn beispielsweise die Unterschiede in der Bandempfindlichkeit zwischen verschiedenen Magnetbändern sich frequenzabhängig ändern. So kann z. B. ein Band allein für hohe Frequenzkomponenten empfindlicher sein als ein anderes Band. Weiter unterliegt in dem Fall, daß der Pegel des Eingangssignals, das der Pegelkompressions-Schaltungsanordnung zugeführt ist, schwankt oder abweicht, beispielsweise nahe des Pegels a, das Ausgangssignal der komplementären Pegeldehnungs-Schaltungsanordnung einer Pegeländerung, die in der gleichen Weise, wie dies erläutert worden ist, frequenzabhängig ist. Dies kann selbstverständlich eine unbefriedigende Wiedergabe zur Folge haben. Folglich muß der Pegel des Eingangssignals, das bei herkömmlichen Rauschverminderungssystemen verwendet werden kann, größer als ein vorgegebener Pegel 1 sein, der in Fig. 2 dargestellt ist, damit die Eingangs-/ Ausgangspegelcharakteristik (Fig. 2) im wesentlichen frequenzunabhängig ist. Dies hat selbstverständlich eine Verringerung des Dynamikbereiches zur Folge, innerhalb dessen das Aufzeichnungs- und Wiedergabesystem arbeiten kann.

Folglich wird gemäß Fig. 3 eine Schaltungsanordnung 20 zur Rauschverminderung gemäß einem grundsätzlichen Ausführungsbeispiel der Erfindung angegeben, die als Kompressionsschaltung auf der Eingangsseite beispielsweise eines Audiobandgerätes verwendet wird. Ein eingangsseitiges Informationssignal, wie ein Audiosignal, wird einem Eingangsanschluß 11 der Schaltungsanordnung 20 zugeführt und in dieser einer Anhebung des höherfrequenten Signalanteils sowie einer Pegelkompression unterworfen. Das Ausgangssignal wird von einem Ausgangsanschluß 12 dem Aufzeichnungseingang beispielsweise eines Audiobandgerätes zugeführt. Die Schaltungsanordnung 20 weist ein erstes Hochpaßfilter 13 auf, dem das Audiosignal vom Eingangsanschluß 11 zum Anheben der höherfrequenten Signalkomponenten zugeführt wird, wobei das angehobene Ausgangssignal vom Hochpaßfilter 13 (HPF) einem addierenden oder positiven Eingang eines Subtrahierers bzw. einer Subtrahiereinrichtung 17 zugeführt wird. Das Ausgangssignal vom Subtrahierer 17 wird dem Ausgangsanschluß 12 über einen ersten Signalweg zugeführt, der aus der Reihenschaltung eines Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung und eines zweiten Hochpaßfilters 14 (HPF) besteht. Dies bedenkt, daß der erste Signalweg mit dem Hochpaßfilter 13 über den Subtrahierer 17 in Reihe geschaltet ist. Der Verstärker 15 veränderbarer Verstärkung kann ein spannungsgesteuerter Verstärker (VCA) sein, der in der gleichen Weise arbeitet wie der Verstärker 4 veränderbarer Verstärkung gemäß Fig. 1; er erreicht einen hohen Verstärkungsfaktor für niederpegelige Eingangssignale und einen niedrigen Verstärkungsfaktor für hochpegelige Eingangssignale, um so eine Pegelkompressionscharakteristik zu erreichen. Das Ausgangssignal des Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung wird dem Hochpaßfilter 14 zugeführt, der eine Hochfrequenz- Anhebungscharakteristik darauf ausübt und der seinerseits das codierte Ausgangssignal am Ausgangsanschluß 12 erzeugt.

Das Ausgangssignal des Hochpaßfilters 14 wird ferner einem Steuerweg zugeführt, der aus der Reihenschaltung eines dritten Hochpaßfilters 19 (HPF) und einer Steuerschaltung 18 besteht, wobei letztere Schaltung 18 eine Steuerspannung dem spannungsgesteuerten Verstärker 15 zum Steuern des Verstärkungsfaktors zuführt. Das Hochpaßfilter 19 arbeitet insbesondere als Gewichtungsschaltung zum Gewichten des zugeführten Signals abhängig von dessen Frequenz; die Steuerschaltung 18 kann aus einem Pegeldetektor bestehen, der den Pegel des Signals des Hochpaßfilters 19 erfaßt. Wie bei der Anordnung gemäß Fig. 1 steuert die Steuerschaltung 18 den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung so, daß dessen Verstärkungsfaktor für niederpegelige Eingangssignale erhöht wird und für hochpegelige Eingangssignale verringert wird. Zusätzlich ist ein zweiter Signalweg oder Rückkopplungsweg 16 mit im wesentlichen flacher oder ebener Frequenzcharakteristik parallel zum ersten Signalweg über den Subtrahierer 17 geschaltet. Das heißt, der Rückkopplungsweg 16 erreicht im wesentlichen keine Verstärkungssteuerung für zugeführte Signale und kann beispielsweise lediglich durch einen Widerstand gebildet sein. Dem Rückkopplungsweg 16 wird das Ausgangssignal des Hochpaßfilters 14 zugeführt, und er liefert ein Ausgangssignal zum subtrahierenden oder negativen Eingang des Subtrahierers 17, wo es vom Ausgangssignal des ersten Hochpaßfilters 13 subtrahiert wird. Das sich ergebende, vom Subtrahierer 17 erzeugte Signal wird dem Eingang des Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung zugeführt.

Die Schaltungsanordnung 20 gemäß Fig. 3 arbeitet zum Anheben (Vorverzerren) und Komprimieren des Pegels des dem Eingangsanschluß 11 zugeführten Eingangssignals mit veränderbarer Frequenzcharakteristik, die vom Pegel des Eingangssignals abhängt. Insbesondere weist das erste Hochpaßfilter 13 eine höherfrequente Signalanteile anhebende Anhebungscharakteristik auf, wie gemäß Fig. 4A, was eine annähernd 10 dB große Differenz im Pegel zwischen Signalkomponenten bzw. -anteilen niederer und höherer Frequenz des Eingangssignals zur Folge hat.

Diese Pegel- oder Verstärkungsabweichung tritt in einem Frequenzbereich auf, der bei einer Frequenz nahe 1 kHz beginnt und der mit einer Rate von 6 dB/ Oktave zunimmt, bis die angenäherte 10-dB- Abweichung im Pegel bei einer Frequenz nahe 3,18 kHz erreicht ist. Das zweite Hochpaßfilter 14 im ersten Signalweg weist eine höherfrequente Signalanteile anhebende Anhebungscharakteristik wie gemäß Fig. 4B auf, die eine annähernd 10-dB-Differenz im Pegel zwischen Signalkomponenten niederer und höherer Frequenz in einem zugeführten Signal zur Folge hat. Wie bei dem Hochpaßfilter 13 tritt diese Pegel- oder Verstärkungsabweichung in einem Frequenzbereich auf, beginnend mit einer Frequenz nahe 1,58 kHz und ansteigend mit einer Steigung von 6 dB/ Oktave bis die annähernd 10-dB-Pegelabweichung bei einer Frequenz nahe 5 kHz erreicht ist. Die kombinierte Anhebungscharakteristik für ein durch beide Hochpaßfilter 13 und 14 hindurchgelangendes Signal ist in Fig. 4C dargestellt; sie zeigt annähernd eine 20-dB-Pegelabweichung zwischen Signalkomponenten niederer und höherer Frequenz in dem hindurchgelangenden Signal. Die Pegel- oder Verstärkungsabweichung tritt in einem Frequenzbereich auf, der bei einer Frequenz nahe 1 kHz beginnt, definiert durch das Hochpaßfilter 13, und die mit einer Steigung von 12 dB/Oktave ansteigt, bis die 20-dB-Pegelabweichung bei einer Frequenz nahe 5 kHz erreicht ist, definiert durch das Hochpaßfilter 14.

Wenn der Pegel des dem addierenden Eingang des Subtrahierers 17 zugeführten Signals mit x bezeichnet ist, der Pegel des Ausgangssignals am Ausgangsanschluß 12 mit y bezeichnet ist, der Widerstandswert des Widerstands im Rückkoppelungsweg 16 mit R bezeichnet ist und der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung mit G bezeichnet ist, ergibt sich folgende Gleichung, die die Beziehung zwischen erstem und zweitem Signalweg wiedergibt:

(x-y · R) · G = y (1).

Die Gleichung (1) kann zur Bildung einer Gleichung für den Pegel y des Ausgangssignals abhängig vom Pegel x des Eingangssignals wie folgt vereinfacht werden:

Es zeigt sich, daß dann, wenn der Pegel x des Eingangssignals des Subtrahierers 17 niedrig ist, der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung hoch ist. Wenn angenommen wird, daß in einem solchen Fall für die Verstärkung G»1 gilt, kann die Gleichung (2) wie folgt vereinfacht werden:

Wenn daher der Verstärkungsfaktor G des Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung erhöht wird, nimmt der Betrag der Gegenkopplung, die durch den Rückkopplungsweg 16 bewirkt wird, zu, was zur Begrenzung jeder weiteren Erhöhung des Verstärkungsfaktors des Verstärkungsteils der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 führt, die durch den Verstärker 15 veränderbarer Verstärkung, das Hochpaßfilter 14 und den Rückkopplungsweg 16 gebildet ist. In einem solchen Fall ist der Verstärkungsfaktor des Verstärkerabschnittes der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 an einer oberen Grenze bei einem Wert festgelegt, der im wesentlichen gleich dem Inversen der Charakteristik des Rückkopplungsweges 16 ist. Das heißt, die Verstärkungscharakteristik des Verstärkungsabschnittes der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 ist eine im wesentlichen flache Frequenzcharakteristik, d. h., sie ist frequenzunabhängig. Daher wird für niederpegelige Eingangssignale die Frequenzcharakteristik der Schaltungsanordnung 20 auf das Eingangssignal nur durch das Hochpaßfilter 13 ausgeübt. Das heißt, der zweite Signalweg 16 verringert wirksam die Einwirkung der Frequenzanhebung (-Verzerrung) durch das Hochpaßfilter 14. Folglich ist die Frequenzcharakteristik des Hochpaßfilters 13 gemäß Fig. 4A die einzige Frequenzcharakteristik, die durch die Schaltungsanordnung 20 ausgeübt wird, um so einen ersten niedrigen Grad an Anhebung für das Eingangssignal zu erreichen. Die nur durch das Hochpaßfilter 13 ausgeübte Frequenzcharakteristik wird allgemein als Primärfiltercharakteristik bezeichnet. Wie erläutert, erreicht die Schaltungsanordnung 20 in einem solchen Fall eine Pegeldifferenz von annähernd 10 dB zwischen Signalkomponenten niedriger und höherer Frequenz des Eingangssignals, und sie weist eine Ansprechkurven-Steigung von etwa 6 dB/Oktave auf. Daher ist die Wirkung der Anhebung für niederpegelige Eingangssignale relativ niedrig. In einem solchen Fall liegen wegen des niedrigen Betrages der Anhebung höherfrequenter Signalkomponenten die Eingangs-/Ausgangspegelkurven für niederpegelige Eingangssignale mit Frequenzen von 10 kHz, 1 kHz und 100 Hz nahe beieinander, oder sie sind zusammengebündelt, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist. Dies bedeutet, daß Schwankungen oder Differenzen in der Empfindlichkeit verschiedener Bänder und/oder verschiedener Aufzeichnungs- und Wiedergabevorrichtungen das Audiosignal nicht so stark beeinflussen wie bei der herkömmlichen Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1. Daher ist für den Fall niederpegeliger Eingangssignale, bei dem der Verstärkungsfaktor der Schaltungsanordnung 20 durch die Gleichung (3) festgelegt ist, der Pegelbereich für das Eingangssignal, innerhalb dessen die Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung gemäß der Erfindung arbeiten kann, über den Bereich erweitert, der zuvor unter Bezugnahme auf Fig. 2 definiert worden ist. Das heißt, die untere Grenze für den Pegel des Eingangssignals kann auf einen Pegel L gemäß Fig. 5 erweitert werden, wodurch der dynamische Arbeitsbereich des Aufzeichnungs-/Wiedergabesystems erweitert bzw. erhöht wird.

Wenn der Pegel des Eingangssignals auf einen Zwischenpegel (mittelpegeliges Signal) oder auf einen hohen Pegel erhöht wird, wird der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung verringert, wodurch der Verstärkungsfaktor der Schaltungsanordnung 20 durch die Gleichung (2) bestimmt wird. Da der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung nicht mehr konstant ist, wird eine höherfrequente Signalkomponenten bzw. -anteile anhebende Anhebungscharakteristik durch das Hochpaßfilter 14 auf das Signal ausgeübt, das durch den Verstärker 15 veränderbarer Verstärkung hindurchgelangt. In einem solchen Fall ergibt sich die höherfrequente Signalanteile anhebende Anhebungscharakteristik der Schaltungsanordnung 20 aus der Kombination der Anhebungscharakteristiken der Hochpaßfilter 13 und 14 gemäß Fig. 4C, was allgemein mit sekundärer Filtercharakteristik bezeichnet ist. Wie zuvor erläutert, hat letztere Anhebungscharakteristik annähernd eine 20-dB-Pegeldifferenz zwischen Signalanteilen niederer und höherer Frequenz des Eingangssignals zur Folge, das dem Eingangsanschluß 11 zugeführt ist, und zwar mit einer Kurvensteigung von etwa 12 dB/Oktave. Auf diese Weise kann die Anhebung, die durch die Schaltungsanordnung 20 ausgeübt wird, erhöht werden, um eine verstärkte Trennung der Signalanteile niedriger und mittlerer Frequenzen von dem höherfrequenten Signalanteil zu erreichen, wodurch eine weitere Verringerung einer Rauschmodulation während der Wiedergabe von Signalkomponenten niedriger und mittlerer Frequenzen des Eingangssignals erreicht wird.

Es sei darauf hingewiesen, daß verschiedene Änderungen bezüglich der Anschlüsse der einzelnen Elemente der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 durchgeführt werden können, wobei die erwähnten erwünschten Charakteristiken beibehalten werden. So können beispielsweise die Lagen des Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung und des Hochpaßfilters 14 in dem ersten Signalweg ausgetauscht werden, d. h., daß es lediglich wesentlich ist, daß das Hochpaßfilter 14 die höherfrequenten Signalkomponenten des durch den Verstärker 15 veränderbarer Verstärkung hindurchgelangenden Signals anhebt. Darüber hinaus kann das Hochpaßfilter 13 auch zwischen dem Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Signalweges und dem Ausgangsanschluß 12 angeschlossen sein, wobei es weiterhin in Reihe mit dem ersten Signalweg geschaltet ist. Weiter kann das dem Steuerweg zugeführte Signal, der durch die Steuerschaltung 18 und das Hochpaßfilter 19 gebildet ist, von irgendeiner Stelle im ersten Signalweg abgeleitet werden. So kann das Hochpaßfilter 19 beispielsweise entweder mit dem Eingang oder dem Ausgang des Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung verbunden sein oder auch mit einem Signal versorgt sein, das der Summe oder der Differenz der Eingangs- und Ausgangssignale des Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung entspricht. Obwohl der Verstärker 15 veränderbarer Verstärkung als spannungsgesteuerter Verstärker erläutert worden ist, können verschiedene andere Arten von Verstärkern veränderbarer Verstärkung verwendet werden, bei denen der Verstärkungsfaktor für abnehmende Signalpegel erhöht und für zunehmende Signalpegel erniedrigt wird.

Fig. 6 zeigt eine Schaltungsanordnung 30 zur Rauschverminderung gemäß einem grundsätzlichen Ausführungsbeispiel der Erfindung, die als Dehnungsschaltung verwendet werden kann und die eine Eingangs-/Ausgangspegelcharakteristik aufweist, die komplementär zu der der Schaltungsanordnung 20 gemäß Fig. 3 ist. Das heißt, die Schaltungsanordnung 30 bewirkt eine Dehnungs- und Absenkungscharakteristik für das wiedergegebene und in einer Schaltungsanordnung, wie der Schaltungsanordnung 20 verarbeitete Signal, die umgekehrt zu der Charakteristik ist, welche die Schaltungsanordnung 20 gemäß Fig. 3 aufweist, um das komprimierte Signal in dessen ursprüngliche Form zurückzubringen.

Dabei wird ein komprimiertes Signal, das auf einem Aufzeichnungsträger, wie einem Magnetband, aufgezeichnet ist, durch Wandler oder dergleichen, einem Eingangsanschluß 21 der Schaltungsanordnung 30 zugeführt. Das komprimierte Eingangssignal wird durch die Schaltungsanordnung 30 in seine ursprüngliche Form zurückgeführt und dann zu einem Ausgangsanschluß 22 übertragen. Die Schaltungsanordnung 30 weist einen ersten Signalweg mit einem Tiefpaßfilter 24 (TPF), dem das komprimierte Eingangssignal vom Eingangsanschluß 21 her zugeführt wird, und einen Verstärker 25 veränderbarer Verstärkung auf, dem das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 24 zugeführt wird. Das Tiefpaßfilter 24 übt eine höherfrequente Signalanteile absenkende Absenkungscharakteristik (Entzerrungscharakteristik), d. h., eine niederfrequente Signalanteile anhebende Anhebungscharakteristik, auf das Eingangssignal vom Eingangsanschluß 21 aus, die komplementär zu der höherfrequente Signalanteile anhebenden Anhebungscharakteristik ist, die durch das Hochpaßfilter 14 der Schaltungsanordnung 20 gemäß Fig. 3 ausgeübt wird, d. h., eine Charakteristik, die umgekehrt oder invers zu der gemäß Fig. 4A ist. Der Verstärker 25 veränderbarer Verstärkung, der ein spannungsgesteuerter Verstärker oder eine andere geeignete Schaltung veränderbarer Verstärkung sein kann, übt eine Pegeldehnungscharakteristik auf das abgesenkte Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 24 mit einem Verstärkungsfaktor aus, der von dem Eingangssignalpegel abhängt. Insbesondere wird der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 25 veränderbarer Verstärkung so gesteuert, daß er für niedrige Eingangssignalpegel niedrig und für hohe Signalpegel hoch ist. Ein Steuerweg zum Steuern des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 25 veränderbarer Verstärkung weist ein Hochpaßfilter 29 (HPF), dem das Eingangssignal vom Eingangsanschluß 21 zugeführt ist, sowie eine Steuerschaltung 28 auf, der das Ausgangssignal des Hochpaßfilters 29 zugeführt ist und die ihrerseits ein Steuersignal erzeugt, das dem Verstärker 25 veränderbarer Verstärkung zum Steuern seines Verstärkungsfaktors zugeführt wird. Die Steuerschaltung 28 kann einen Pegeldetektor aufweisen, der das Ausgangssignal des Hochpaßfilters 29 erfaßt und glättet und ein entsprechendes Ausgangssignal in Abhängigkeit davon erzeugt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 25 veränderbarer Verstärkung wird einem addierenden oder positiven Eingang eines Addierers 27 zugeführt.

Ferner ist ein zweiter Signal- oder Mitkopplungsweg 26 mit flacher Frequenzcharakteristik, die frequenzunabhängig ist, über den Addierer 27 dem ersten Signalweg parallelgeschaltet, der durch das Tiefpaßfilter 24 und den Verstärker 25 veränderbarer Verstärkung gebildet ist. Der Mitkopplungsweg 26 bewirkt im wesentlichen keine Verstärkungssteuerung; er kann lediglich aus einem Widerstand bestehen, dem das Eingangssignal vom Eingangsanschluß 21 her zugeführt wird und dessen Ausgangssignal einem zweiten addierenden oder positiven Eingang des Addierers 27 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Addierers 27 wird einem Tiefpaßfilter 23 (TPF) zugeführt, das eine Absenkung höherfrequenter Signalanteile, d. h., eine Anhebung von Signalanteilen niedriger Frequenz, für das Ausgangssignal des Addierers 27 bewirkt, wobei das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 23 seinerseits das gedehnte Ausgangssignal dem Ausgangsanschluß 22 zuführt. Die Frequenzcharakteristik, die das Tiefpaßfilter 23 zeigt, ist komplementär zu der Charakteristik, die durch das Hochpaßfilter 13 der Schaltungsanordnung 20 gemäß Fig. 3 ausgeübt wird, und sie ist daher eine inverse oder umgekehrte Charakteristik zu jener gemäß Fig. 4B.

Wenn der Pegel des komprimierten Signals am Eingangsanschluß 21 mit y, der Pegel des Ausgangssignals vom Addierer 27 mit z, der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 25 veränderbarer Verstärkung mit G und der Widerstandswert des Widerstands des Mitkoppelungsweges 26 mit R bezeichnet sind, kann folgende Gleichung abgeleitet werden:

z = (G + R) y (4).

Für sehr niedrige Pegel des komprimierten Eingangssignals ist der Verstärkungsfaktor G des Verstärkers 25 veränderbarer Verstärkung extrem niedrig, wobei angenommen werden kann, daß R»G gilt. Folglich kann die Gleichung (4) wie folgt vereinfacht werden:

z = Ry (5).

Das heißt, für niedrige Pegel des komprimierten Eingangssignals verringert oder beseitigt der Mitkopplungsweg 26 wirksam die Wirkung der Anhebung von Signalanteilen niedriger Frequenz durch das Tiefpaßfilter 24, wodurch die durch die Schaltungsanordnung 30 erreichte Frequenzcharakteristik lediglich durch das Tiefpaßfilter 23 bestimmt ist, das, wie erwähnt, eine Charakteristik aufweist, die umgekehrt zu jener gemäß Fig. 4A ist, und die zwei Übergangsfrequenzen enthält. In einem solchen Fall wird irgendeine Differenz, die in der Eingangs/Ausgangspegelcharakteristik der Schaltungsanordnung 30 für Signalkomponenten höherer und niedriger Frequenz eines niederpegeligen Signals in genau der gleichen Weise verringert wie die mit Bezug auf Fig. 5 bereits erläutert worden ist. Dies bedeutet, daß Wiedergabefehler aufgrund von Unterschieden in der Bandempfindlichkeit und dergleichen verringert oder im wesentlichen beseitigt werden können.

Für mittlere und hohe Pegel des komprimierten Eingangssignals ist die Verstärkung des durch den ersten Signalweg hindurchgelangenden Signals nicht ausschließlich durch den zweiten Mitkopplungsweg bestimmt. Dies bedeutet, daß das durch die Schaltungsanordnung hindurchgelangende Signal eine höherfrequente Signalanteile ansenkende Absenkcharakteristik aufweist, die auf sie durch die beiden Tiefpaßfilter 23 und 24 ausgeübt wird, welche eine Frequenzcharakteristik erzeugen bzw. zeigen, die umgekehrt zu jener gemäß Fig. 4C ist, und zwar mit einer 20-dB-Pegeldifferenz zwischen Signalkomponenten hoher und niedriger Frequenz und mit einem maximalen Anstieg von annähernd 12 dB/Oktave. Auf diese Weise wird die Wirkung der Absenkung höherfrequenter Signalanteile (Anhebung von Signalanteilen niedriger Frequenz) verstärkt, so daß die Trennung zwischen Signalkomponenten niederiger und mittlerer Frequenz und Signalkomponenten höherer Frequenz verstärkt und eine Rauschmodulation verringert ist.

Es sei darauf hingewiesen, daß wie bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3, die Lage oder Anordnung des Tiefpaßfilters 24 und des Verstärkers 25 veränderbarer Verstärkung austauschbar sind und daß das Tiefpaßfilter 23 andererseits zwischen dem Eingangsanschluß 21 und dem Eingangsverbindungspunkt zwischen erstem und zweitem Signalweg angeschlossen sein kann. Ferner kann der Steuerweg und insbesondere dessen Hochpaßfilter 29 mit irgendeinem Signal von dem ersten Signalweg versorgt sein. So kann beispielsweise der Eingang des Hochpaßfilters 29 entweder mit dem Eingang oder mit dem Ausgang des Verstärkers 25 veränderbarer Verstärkung verbunden sein, oder ihm kann die Summe oder die Differenz der Eingangs- und Ausgangssignale des Verstärkers 25 veränderbarer Verstärkung zugeführt werden.

Fig. 7 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung 40 zur Rauschverminderung gemäß der Erfindung, die als Kompressionsschaltung verwendet werden kann und die eine Verbesserung gegenüber der Schaltung in der US-PS 44 71 318 darstellt. Solche Elemente in der Schaltungsanordnung 40 gemäß Fig. 7, die denjenigen entsprechen, die mit Bezug auf die Schaltungsanordnung 20 in Fig. 3 erläutert worden sind, sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Wie in Fig. 7 dargestellt, wird der Schaltungsanordnung 40 ein Audio-Eingangssignal an einem Eingangsanschluß 31 zugeführt. Das Eingangssignal wird dann über die Schaltungsanordnung 20, die mit Bezug auf Fig. 3 bereits ausführlich erläutert worden ist, einem addierenden oder positiven Eingang eines Addierers 34 zugeführt. Die Schaltungsanordnung 40 enthält einen dritten Signal- oder Rückkopplungsweg 33, dem das Eingangssignal vom Eingangsanschluß 31 her zugeführt wird und der ebenfalls ein Ausgangssignal an den Addierer 34 abgibt, in welchem es zum Ausgangssignal der Schaltungsanordnung 20 addiert wird. Das Ausgangssignal des Addierers 34 bildet das Ausgangssignal der Schaltungsanordnung 40 und wird dessen Ausgangsanschluß 32 zugeführt. Der Mitkopplungsweg 33 weist eine flache oder im wesentlichen flache Frequenzcharakteristik auf, die im wesentlichen frequenzunabhängig ist, und er ist im wesentlichen frei von einer Verstärkungssteuerung. So kann der Mitkopplungsweg 33 beispielsweise durch einen Widerstand oder durch ein Tiefpaßfilter (TPF) gebildet sein, das eine relativ geringere Absenkung (Entzerrung) für höherfrequente Signalkomponenten des Eingangssignals bewirkt.

Bei diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist für niederpegelige Eingangssignale, die dem Eingangsanschluß 31 zugeführt werden, der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung hoch. Dies bedeutet, daß für niederpegelige Eingangssignale die Eingangs/Ausgangscharakteristik der Schaltungsanordnung 40 primär durch die Schaltungsanordnung 20 bestimmt ist. D. h., der Weg, der durch die Schaltungsanordnung 20 gebildet ist, dominiert über den Mitkopplungsweg 33 für niederpegelige Eingangssignale, wodurch die Schaltungsanordnung 40 im wesentlichen in identischer Weise wie die Schaltungsanordnung 20 gemäß Fig. 3 arbeitet. Wenn der Eingangssignalpegel zunimmt, nimmt die Dominanz der Schaltungsanordnung 20 über den Mitkopplungsweg 33 bei der Bestimmung der Gesamtcharakteristik der Schaltungsanordnung 40 ab. Für relativ hochpegelige Eingangssignale dominiert, da der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung verringert wird, das Signal, das dem Addierer 34 über den Mikopplungsweg 33 zugeführt wird, über das Signal, das über die Schaltungsanordnung 20 zugeführt wird. Dies hat eine Verringerung des Betrags der Anhebung höherfrequenter Signalkomponenten zur Folge, die durch die Schaltungsanordnung 40 ausgeübt wird, was eine weitere Verringerung der Rauschmodulation bewirkt, die sich aus der Mischung von höherfrequenten Informationssignalen mit Rauschsignalen niedriger und mittlerer Frequenzen ergibt. Daher ist bei diesem Ausführungsbeispiel der Betrag der Anhebung höherfrequenter Signalanteile größer für mittelpegelige Signale als für nieder- und hochpegelige Signale.

Es sei darauf hingewiesen, daß die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7 in einer Weise geändert werden kann, die im wesentlichen identisch zu den Änderungen ist, welche mit Bezug auf die Schaltungsanordnung 20 gemäß Fig. 3 angegeben worden sind. Zusätzlich kann eine Begrenzerschaltung in dem ersten Signalweg, bestehend aus dem Verstärker 15 veränderbarer Verstärkung und dem Hochpaßfilter 14, beispielsweise an dessen Ausgangsseite, eingefügt werden, um transiente Überschwingungen aufgrund einer plötzlichen Zunahme des Pegels des dem Verstärkers 15 veränderbarer Verstärkung zugeführten Signals zu verhindern oder zu begrenzen. Verschiedene Ausführungsformen einer Begrenzerschaltung, die verwendbar ist, finden sich in der US-PS 43 69 509.

Fig. 8 zeigt eine Schaltungsanordnung 50 zur Rauschverminderung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung, die als Dehnungsschaltung verwendet werden kann und die eine Weiterbildung der Schaltungsanordnung 30 gemäß Fig. 6 und eine Verbesserung gegenüber der Schaltungsanordnung gemäß der eingangs erwähnten US-PS 43 37 445 darstellt. Solche Elemente in der Schaltungsanordnung 50, die denjenigen entsprechen, welche bereits mit Bezug auf die Schaltungsanordnung 30 gemäß Fig. 6 erläutert worden sind, sind mit gleichen Bezugszeichen versehen und werden nicht neuerlich erläutert. Die Schaltungsanordnung 50 enthält einen Eingangsanschluß 51, dem das wiedergegebene komprimierte Signal von einem Magnetband zugeführt wird und der das komprimierte Signal einem addierenden oder positiven Eingang eines Subtrahierers 44 zuführt. Das Ausgangssignal des Subtrahierers 44 gelangt über die Schaltungsanordnung 30 zu einem Ausgangsanschluß 42. Einem dritten Signal- oder Rückkopplungsweg 43 wird das Signal vom Ausgangsanschluß 42 zugeführt; er gibt seinerseits ein Subtrahiersignal an den negativen oder subtrahierenden Eingang des Subtrahierers 44 ab. Der Rückkopplungsweg 43 bewirkt eine Verringerung der höherfrequente Signalkomponenten absenkenden Absenkcharakteristik (niederfrequente Signalkomponenten anhebende Anhebungscharakteristik) für hochpegelige Eingangssignale in einer Weise, die komplementär zu der der Schaltungsanordnung 40 gemäß Fig. 7 ist. Diesbezüglich erreicht der Rückkopplungsweg 43 eine flache oder im wesentlichen flache Frequenzcharakteristik, die frei von einer Verstärkungssteuerung ist; er kann aus einem Widerstand oder einem Tiefpaßfilter (TPF) bestehen, das eine relativ geringfügige Absenkung von höherfrequenten Signalkomponenten des zugeführten Signals bewirkt.

Wenn daher ein niederpegeliges Eingangssignal dem Eingangsanschluß 41 zugeführt wird, ist der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 25 veränderbarer Verstärkung relativ niedrig. Wegen des relativ niedrigen Verstärkungsfaktor, der durch den Verstärker 25 veränderbarer Verstärkung erreicht ist, ist jedoch die Wirkung des Rückkopplungsweges 23, dessen Ausgangssignal von dem komprimierten Eingangssignal in dem Subtrahierer 44 subtrahiert wird, minimal, d. h., die Schaltungsanordnung 30 dominiert über den Rückkopplungsweg 43. Dies bedeutet, daß die Schaltungsanordnung 50 in einer im wesentlichen identischen Weise zu der Schaltungsanordnung 30 gemäß Fig. 6 für zugeführte niederpegelige Signale arbeitet und zwar derart, daß ein geringerer Betrag einer höherfrequente Signalkomponenten absenkenden Absenkung (Anhebung niederfrequenter Signalkomponenten erreicht wird.

Dieser geringe Betrag der Absenkung höherfrequenter Signalkomponenten nimmt für zunehmende Pegel des komprimierten Signals zu, das dem Eingangsanschluß 41 zugeführt wird. Wenn daher der Pegel des komprimierten Signals, das dem Eingangsanschluß 41 zugeführt ist, hoch ist, ist auch der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 25 veränderbarer Verstärkung hoch. In diesem Fall verringert der Rückkopplungsweg 26 wirksam den hohen Betrag der Absenkung höherfrequenter Signalkomponenten. D. h., zu diesem Zeitpunkt spielt, da der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 25 veränderbarer Verstärkung relativ hoch ist, der Rückkopplungsweg 23 eine dominierende Rolle bei der Bestimmung der Eingangs/Ausgangs-Charakteristik der Schaltungsanordnung 50 für zugeführte hochpegelige Signale. Dies hat eine Verringerung der Rauschmodulation zur Folge, die sich aus der Mischung von höherfrequenten Informationssignalen mit Rauschsignalen niedriger und mittlerer Frequenzen ergibt. Weiter ist wie bei der komplementären Schaltungsanordnung 40 gemäß Fig. 7 der Betrag der Absenkung höherfrequenter Signalkomponenten (Anhebung von Signalkomponenten niederer Frequenz) für mittelpegelige Signale höher als für nieder- undn hochpegelige Signale.

Ferner kann, wie die Schaltungsanordnung 40 gemäß Fig. 7, die Schaltungsanordnung 50 gemäß Fig. 8 eine Erweiterungs- oder Antibegrenzungsschaltung in dem ersten Signalweg aufweisen, wobei letztere aus dem Tiefpaßfilter 24 und dem Verstärker 25 veränderbarer Verstärkung besteht. In einem solchen Fall bewirkt die Antibegrenzungsschaltung eine komplementäre Charakteristik für die erwähnte Begrenzungsschaltung, die bei der Schaltungsanordnung 40 gemäß Fig. 7 erläutert worden ist, um transiente Überschwingungen des auf dem Magnetband aufgezeichneten Signals, dessen Überschwingungen eine Verzerrung des Signals aufgrund der Sättigung des Magnetbandes zur Folge haben können, zu verhindern oder zu begrenzen. Die Änderungen, die zuvor mit Bezug auf die Schaltungsanordnung 30 gemäß Fig. 7 erläutert worden sind, können auch bei der Schaltungsanordnung 50 gemäß Fig. 8 vorgesehen werden.

Obwohl die Schaltungsanordnung 50 zur Rauschverminderung als Dehnungsschaltung verwendet worden ist, um eine Pegeldehnung und eine Frequenzabsenkung für Informationssignale zu erreichen, die beispielsweise auf Magnetband aufgezeichnet worden sind, kann eine derartige Schaltungsanordnung zur Pegelkompression und Anhebung höherfrequenter Signalkomponenten verwendet werden, die komplementär zu den entsprechenden Charakteristiken der vorerwähnten Dehnungsschaltung 50 gemäß Fig. 8 sind. Wie insbesondere in Fig. 9 dargestellt, kann eine Schaltungsanordnung 150 zur Rauschverminderung, die eine Weiterbildung der Schaltungsanordnung 50 gemäß Fig. 8 ist, mit dem Gegenkopplungsweg eines Operationsverstärkers 103 verbunden sein bzw. in diesen liegen, um als Kompressionsschaltung zu wirken. In einem solchen Fall besitzt der Operationsverstärker 103 einen nichtinvertierenden Eingang, der mit einem Eingangsanschluß 101 zum Empfang eines aufzuzeichnenden Eingangssignals verbunden ist, und einen invertierenden Eingang, der mit dem Ausgangsanschluß 142 der Schaltungsanordnung 150 verbunden ist. Der Ausgang des Verstärkers 103 ist mit dem Eingangsanschluß 141 der Schaltungsanordnung 150 und mit einem Ausgangsanschluß 102 verbunden.

Vorteilhaft ist die Schaltungsanordnung 150 selektiv zum Betrieb als entweder Kompressionsschaltung oder als Dehnungsschaltung in einer Schaltung 100 angeordnet. Zu diesem Zweck ist der Verstärker 103 mit einem Schaltelement 104 versehen, das schematisch als mechanischer Schalter mit zwei Schaltstellungen dargestellt ist. Wenn das Schaltelement 104 am Kontakt e anliegt, ist die Schaltungsanordnung 150 als Gegenkopplungsschaltung zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Verstärkers 103 angeordnet. Wenn das Schaltelement 104 zum Kontakt d umgeschaltet ist, liegt ein Rückkopplungswiderstand 105 zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Verstärkers 103, wodurch der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 103 eingestellt ist; der Ausgang des Verstärkers 103 nimmt in einem solchen Fall weiter die Abgabe von verstärkten Informationssignalen an die Schaltungsanordnung 150 vor. Daher arbeitet, wenn das Schaltelement 104 zum Kontakt e umgelegt ist, die dargestellte Schaltung 104 als Kompressionsschaltung zum Erzeugen pegelkomprimierter Informationssignale am Ausgangsanschluß 102. Wenn jedoch das Schaltelement 104 mit dem Kontakt d verbunden ist, arbeitet die Schaltung 100 als Dehnungsschaltung zum Erzeugen von pegelgedehnten Signalen am Ausgangsanschluß 142. Insbesondere wird, wenn die Schaltung 100 in der Kompressionsbetriebsart verwendet wird, ein Eingangsinformationssignal, beispielsweise von einem Mikrophon oder einem Empfänger, über den Eingangsanschluß 101 zugeführt, komprimiert und dann dem Ausgangsanschluß 102 zur Aufzeichnung auf einem Aufzeichnungsträger mittels eines Aufzeichnungswandlers, wie eines Magnetaufzeichnungskopfes, zugeführt. Wenn andererseits die Schaltung 100 in ihrer Dehnungsbetriebsart verwendet wird, wird ein komprimiertes Informationssignal, das von einem Aufzeichnungsträger wiedergegeben ist und das dem Eingangsanschluß 101 zugeführt ist, gedehnt und am Ausgangsanschluß 142 wiedergegeben.

Die Schaltungsanordnung 150 gemäß Fig. 9, die innerhalb der Strichlinie dargestellt ist, weist im wesentlichen identischen Aufbau wie die Schaltungsanordnung 50 gemäß Fig. 8 auf. Insbesondere wird ein Eingangssignal von dem Eingangsanschluß 141 über einen addierenden oder positiven Eingang eines Subtrahierers 144 der Schaltungsanordnung 150 zugeführt, und dessen Ausgangssignal wird einem ersten Signalweg, bestehend aus einem Verstärker 125 veränderbarer Verstärkung, zu den ein Tiefpaßfilter 124 in Reihe liegt, zugeführt. Das Ausgangssignal der letzeren Schaltung wird einem addierenden Eingang eines Addierers 127 zugeführt. Einem ersten Mitkopplungsweg aus bzw. mit einem Widerstand 126 wird das Ausgangssignal des Subtrahierers 144 zugeführt; er gibt seinerseits ein Ausgangssignal an den anderen addierenden Eingang des Addierers 127 ab. Ein zweiter Mittkopplungsweg enthält ein Hochpaßfilter 130, dem das Ausgangssignal des Subtrahierers 144 zugeführt wird. Eine Antibegrenzungsschaltung 131, der das Ausgangssignal des Hochpaßfilters 130 zugeführt wird, liefert ein Ausgangssignal an einen anderen addierenden Eingang des Addierers 127. Das Ausgangssignal des Hochpaßfilters 130 wird ferner einem Steuerweg zum Steuern des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 125 veränderbarer Verstärkung in der gleichen Weise zugeführt, wie bei dem Steuerweg, der in der Schaltungsanordnung 50 gemäß Fig. 8 vorgesehen ist. Insbesondere enthält der Steuerweg der Schaltungsanordnung 150 ein Hochpaßfilter 129, dem das Ausgangssignal des Hochpaßfilters 130 zugeführt wird. Eine Steuerschaltung 128, der das Ausgangssignal des Hochpaßfilters 129 zugeführt wird, liefert ein Steuersignal an den Verstärker 125 veränderbarer Verstärkung zum Steuern seines Verstärkungsfaktor derart, daß der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 125 veränderbarer Verstärkung für hochpegelige Eingangssignale hoch ist, die dem Eingangsanschluß 141 zugeführt werden, und für zugeführte niederpegelige Eingangssignale niedrig ist. Das Ausgangssignal des Addierers 127 wird einem Tiefpaßfilter 123 zugeführt, und das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 124 bildet das Ausgangssignal der Schaltungsanordnung 150. Das Ausgangssignal vom Tiefpaßfilter 123 wird auch über einen Rückkopplungswiderstand 23 einem negativen oder subtrahierenden Eingang des Subtrahierers 144 zugeführt, in dem es von dem Eingangssignal, das dem Eingangsanschluß 141 zugeführt ist, subtrahiert wird.

Wenn die Übertragungsfunktionen F₁ und F₂ der Tiefpaßfilter 123 bzw. 124 wie folgt eingestellt sind:

mit s=jω, und wenn gilt g₁=g₂=10 dB, T₁=159 µs, T₂=50 µs, T₃=100 µs und T₄=31,8 µs, werden Frequenzcharakteristiken, die invers zu denen gemäß Fig. 4A und 4B sind, für die Tiefpaßfilter 123 bzw. 124 erhalten. In einem solchen Fall wird die Übertragungsfunktion H der Schaltungsanordnung 150 wie folgt erhalten:

mit G=Verstärkungsfaktor des Verstärkers 125 veränderbarer Verstärkung, H₁=Übertragungsfunktion des Mitkopplungssignalweges, der durch den Widerstand 126 gebildet ist, und H₂=Übertragungsfunktion des Rückkopplungsweges, der durch den Widerstand 143 gebildet ist.

Wenn der Schalter 104 am Kontakt e anliegt, wird die Übertragungscharakteristik H der Schaltungsanordnung 150 als Gegenkopplungsverstärkung der Schaltung 100 verwendet. Wenn der offene Schleifengewinn bzw. die Leerlaufverstärkung des Verstärkers 103 mit A bezeichnet ist, ergibt sich die Gesamtverstärkung oder Übertragungsfunktion U der Schaltung 100 zu:

Dies ist selbstverständlich die Verstärkung eines Verstärkers mit Gegenkopplung. Wenn nun der Verstärkungsfaktor A des Verstärkers 103 sehr hoch ist, d. h. das Produkt AH ausreichend groß ist, so daß AH»1 gilt, ist die Verstärkungs- oder Übertragungscharakteristik der Schaltung 100, wenn sie als Kompressionsschaltung betrieben ist, gleich 1/H. Daher ist, wenn die Schaltung 100 als Gegenkopplungsschaltung mit dem Verstärker 103 geschaltet ist, die Gesamtcharakteristik der Schaltung 100 umgekehrt oder komplementär zur Übertragungscharakteristik H für den Dehnungsbetrieb. Es ergibt sich daher, daß dann, wenn die Schaltung 100 als Kompressionsschaltung verwendet wird, ein pegelkomprimiertes angehobenes (vorverzerrtes) Signal mit einer Charakteristik, die komplementär zur Dehnungs-Charakteristik ist, zum Aufzeichnen auf dem Aufzeichnungsträger erzeugt wird.

Es sei darauf hingewiesen, daß durch Verwendung der Schaltungsanordnung bzw. Schaltung 100 in zwei umschaltbaren Betriebsarten die gleiche Schaltung als Komppressionsschaltung und als Dehnungsschaltung verwendet werden kann, wodurch sich eine erwünschte Einsparung an Teilen ergibt. Bei einer typischen Aufzeichnungs/Wiedergabe-Vorrichtung, wie bei einem Audiobandgerät, werden Informationsssignale nicht gleichzeitig aufgezeichnnet und wiedergegeben. Daher ist es, statt getrennte Kompressions- und Dehnungsschaltungen vorzusehen, vorteilhaft, die gleiche Schaltung 100 für die getrennt durchgeführten Kompressions- und Dehnungsbetriebsweisen zu verwenden. Darüber hinaus besteht durch die Verwendung der gleichen Schaltung in beiden Betriebsarten keine Schwierigkeit, die Charakteristiken des Komprimierend und des Dehnens aneinander anzupassen.

Fig. 10 zeigt die Ausgangspegel/Frequenzcharakteristik für die Schaltung 100 bei Verwendung in der Kompressionsbetriebsart. Die Kurve A wird erhalten, wenn der Pegel des Eingangssignals außerordentlich klein ist, die Kurve B wird erhalten bei einem Bezugssignal mit einem 0-dB-Pegel und einer Frequenz von 400 Hz zum Einstellen des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 125. Ein Wobbelsignal, das einen Frequenzbereich von 100 Hz bis 10 kHz überdeckt, wird verwendet, um die Kurve B zu erhalten. Für die Kurve C besitzt das Bezugssignal einen 10-dB-Pegel und eine Frequenz von 1 kHz. Fig. 11 zeigt die Eingangs/Ausgangspegelcharakteristik für Frequenzen von 10 kHz, 1 kHz und 100 Hz, wenn die Schaltung 100 in ihrer Kompressionsbetriebsart verwendet wird, in der das Schaltelement 104 mit dem Anschluß e verbunden ist. Es zeigt sich, daß die Kurven gemäß Fig. 11 nahe beieinander für niedrige Pegel des Eingangssignals gruppiert sind, derart, daß die Kurven gemäß Fig. 5 angenähert sind. Daher ist in Übereinstimmung mit allen Ausführungsbeispielen der Erfindung eine Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung angegeben, die im wesentlichen Rauschen verringert bzw. vermindert, das bis zu annähernd 30 dB über dem Bereich höherfrequenter Signalkomponenten der Eingangsinformationssignale auftritt, um so einen Dynamik-Betriebsbereich zu erreichen, der größer als 90 dB ist und der selbst dann erreicht werden kann, wenn ein kompaktes Audiokassettenbandgerät verwendet wird. Zusätzlich bewirkt die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung eine Verringerung der Verzerrung der Tonqualität des wiedergegebenen Schalls. Insbesondere ist die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung besonders zum Verringern von Rauschmodulation und von Bandempfindlichkeitsfehlern ausgebildet, indem eine veränderbare Anhebungs- bzw. Verzerrungscharakteristik vorgesehen ist, die für mittelpegelige Signale erhöht und für relativ niederpegelige Signale verringert ist. Ferner ist zum Verringern von Amplituden- und Frequenzspektrumsfehlern aufgrund von Schwankungen in der Bandempfindlichkeit die Eingangspegelabhängigkeit der eingangs erwähnten veränderbaren Anhebungssysteme in großem Ausmaß beseitigt, indem ein konstantes Kompressionsverhältnis von beispielsweise 2 vorgesehen ist, das im wesentlichen frequenzunabhängig ist, und zwar über einen weiten Bereich von Eingangspegeln, beispielsweise von 15 dB bis -50 dB.

Zusätzlich können transiente Überschwingungen des auf dem Magnetband aufzuzeichnenden Signals, die eine Verzerrung des Signals aufgrund einer Sättigung des Magnetbandes zur Folge haben und die beispielsweise durch plötzliche Erhöhung im Pegel des Eingangssignals verursacht sind, durch die Verwendung einer Begrenzungsschaltung in der Kompressionsschaltung verhindert werden, die nur im Bereich höherfrequenter Signalkomponenten des Eingangssignals arbeitet. Selbstverständlich kann eine komplementäre Antibegrenzungssschaltung, wie die Schaltung 131 gemäß Fig. 9 zum gleichen Zweck in der Dehnungsschaltung vorgesehen sein. Zusätzlich kann das Frequenzband des Filters im ersten Signalweg jeder Schaltung und des Filters, das in Reihe zu dem ersten Signalweg liegt, beispielsweise die Tiefpaßfilter 124 und 123 in Fig. 9, zur Verringerung der Empfindlichkeit der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung begrenzt werden, um eine Fehlfunktion eines Systems zu verhindern, das über einem breiten Frequenzband arbeitet.

Claims (27)

1. Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung eines Signals mit einer ersten Schaltungseinrichtung (13; 23; 123) zum Anheben eines Frequenzanteils des Signals,
mit einem in Reihe zu der ersten Schaltungseinrichtung (13; 23; 123) liegenden ersten Signalweg (14, 15, 17; 24, 25, 27; 124, 125, 127), der einen Verstärker (15; 25; 125) mit veränderbarer Verstärkung und eine mit diesem verbundene zweite Schaltungseinrichtung (14; 24; 124) zum Anheben eines Frequenzanteils des Signals umfaßt,
mit einer Steuerschaltung (18; 28; 128) zum Steuern der Verstärkung des Verstärkers (15; 25; 125) abhängig vom Signalpegel im ersten Signalweg (14, 15, 17; 24, 25, 27; 124, 125, 127) und mit einer eine weitgehend frequenzunabhängige Übertragungscharakteristik aufweisenden dritten Schaltungseinrichtung (16; 26; 126), die mit dem ersten Signalweg (14, 15, 17; 24, 25, 27; 124, 125, 127) verbunden ist und die die Auswirkung der Anhebung des betreffenden Frequenzanteils durch die zweite Schaltungseinrichtung (14; 24; 124) in dem Fall herabsetzt, daß der Pegel des den Verstärker (15; 25; 125) durchlaufenden Signals herabgesetzt ist,
wobei die Anhebung des betreffenden Frequenzanteils bezüglich mittlerer Signalpegel des zugeführten Signals mit einem ersten Wert und die Anhebung des betreffenden Frequenzanteils bezüglich niedriger Signalpegel des zugeführten Signals mit einem zweiten, niedrigeren Wert erfolgt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Schaltungseinrichtung (16) in einem Gegenkopplungsweg des ersten Signalweges (14, 15, 17) liegt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Schaltungseinrichtung (16) ein Widerstandselement aufweist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Subtrahiereinrichtung (17) vorgesehen ist, die von dem dem ersten Signalweg (14, 15, 17) zugeführten Signal das von der dritten Schaltungseinrichtung (16) abgegebene Signal subtrahiert.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Mitkopplungseinrichtung (33) mit dem ersten Signalweg (14, 15, 17) derart verbunden ist, daß die Wirkung der Anhebung des genannten Frequenzanteils durch die ersten und zweiten Schaltungseinrichtungen (13, 14) in dem Fall herabgesetzt ist, daß der Pegel des den Verstärker (15) durchlaufenden Signals hoch ist, wobei die Frequenzanhebung für hohe Signalpegel mit einem dritten Wert erfolgt, der niedriger ist als der genannte erste Wert.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittkopplungseinrichtung (33) eingangsseitig das der ersten Schaltungseinrichtung (13) zugeführte Signal zugeführt erhält und ausgangsseitig zusammen mit der Ausgangsseite des ersten Signalweges (14, 15, 17) an den Eingängen eines Addierers (34) angeschlossen ist, der ausgangsseitig ein abzugebendes Ausgangssignal liefert.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Schaltungseinrichtung (13, 14) jeweils die höherfrequenten Signalanteile des zugeführten Signals anhebt und daß der Mitkopplungsweg (33) die höherfrequenten Signalanteile des ihm eingangsseitig zugeführten Signals allenfalls geringfügig absenkt.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Schaltungseinrichtung (13, 14) jeweils ein Hochpaßfilter aufweist und daß der Mitkopplungsweg (33) ein Tiefpaßfilter aufweist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungseinrichtung (13) die höherfrequenten Signalanteile des Signals anhebt und daß die zweite Schaltungseinrichtung (14) die höherfrequenten Signalanteile des den Verstärker (15) durchlaufenden Signals anhebt.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Schaltungseinrichtung (13, 14) jeweils ein Hochpaßfilter aufweist.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Schaltungseinrichtung (26) einen Mitkopplungsweg umfaßt, dem ebenfalls das dem ersten Signalweg (24, 25, 27) zugeführte Signals zugeführt wird und dessen Ausgangssignal mit dem von dem ersten Signalweg (24, 25, 27) abgegebenen Signal zusammengefaßt ist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Mitkopplungsweg ein Widerstandselement (26) aufweist.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß eine Addiereinrichtung (27) das von der Mitkopplungseinrichtung (26) abgegebene Ausgangssignal mit dem von dem ersten Signalweg (24, 25, 27) abgegebene Signal zusammenfaßt.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem ersten Signalweg (24, 25, 27) ein Rückkopplungsweg (43) verbunden ist, durch den die Auswirkung der Frequenzanhebung durch die ersten und zweiten Schaltungseinrichtungen (23, 24) in dem Fall herabgesetzt ist, daß der Pegel des den Verstärker (25) durchlaufenden Signals hoch ist, und daß die Frequenzanhebung bei hohen Signalpegeln mit einem dritten Wert erfolgt, der niedriger ist als der genannte erste Wert.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungsweg (43) das von der ersten Schaltungseinrichtung (23) abgegebene Signal als Rückkopplungssignal für eine Zusammenfassung mit dem dem ersten Signalweg (24, 25, 27) und der Mitkopplungseinrichtung (26) eingangsseitig zugeführten Signal abgibt.

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß für die Zusammenfassung von Rückkopplungssignal und dem genannten Signal eine Subtrahiereinrichtung (44) vorgesehen ist.

17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungseinrichtung (23; 123) Signalanteile niedriger Frequenz des Signals anhebt,
daß die zweite Schaltungseinrichtung (24; 124) Signalanteile niedriger Frequenz des den Verstärker (25; 125) durchlaufenden Signals anhebt
und daß der Rückkopplungsweg (43; 143) höherfrequente Signalanteile des von der ersten Schaltungseinrichtung (23; 123) abgegebenen Signals allenfalls geringfügig absenkt.

18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Schaltungseinrichtung (23, 24) jeweils ein Tiefpaßfilter aufweist und daß der Rückkopplungsweg (43) ein weiteres Tiefpaßfilter (43) aufweist.

19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungseinrichtung (23; 123) die Signalanteile niedriger Frequenz des Signals anhebt und daß die zweite Schaltungseinrichtung (24; 124) die Signalanteile niedriger Frequenz des den Verstärker (25) durchlaufenden Signals anhebt.

20. Schaltungsanordnung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Schaltungseinrichtung (23, 24; 123, 124) jeweils ein Tiefpaßfilter aufweist.

21. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Verstärker (103) vorgesehen ist, der mit einem invertierenden Eingang (-) am Ausgang der ersten Schaltungseinrichtung (123) anschließbar ist und der ausgangsseitig mit den Eingangsseiten des ersten Signalweges (124, 125, 127) und der Mitkopplungseinrichtung (126) verbunden ist.

22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß eine in zwei Schaltstellungen einstellbare Schaltungseinrichtung (104) vorgesehen ist, in deren einer Schaltstellung der Ausgang der ersten Schalteinrichtung (123) mit dem invertierenden Eingang (-) des genannten weiteren Verstärkers (103) unter Bildung eines Gegenkopplungskreises für diesen weiteren Verstärker (103) verbunden ist und in deren anderer Schaltstellung der Ausggang des betreffenden weiteren Verstärkers (103) mit dessen invertierenden Eingang (-) verbunden ist.

23. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (15; 25; 125) mit veränderbarer Verstärkung und die zweite Schaltungseinrichtung (14; 24; 124) in Reihe geschaltet sind und daß die Steuerschaltung (18; 28; 128) einen Pegeldetektor umfaßt, welcher abhängig vom Signalpegel im ersten Signalweg (14, 15, 17; 24, 25, 27; 124, 125, 127) die Verstärkung des Verstärkers (15; 25; 125) steuert.

24. Schaltungsanordnung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (15; 25; 125) einen spannungsgesteuerten Verstärker aufweist, dessen Verstärkung durch ein von dem Pegeldetektor abgegebenes Verstärkungssteuersignal einstellbar ist.

25. Schaltungsanordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (18; 28; 128) eine Gewichtungseinrichtung (19; 29; 129) aufweist, durch die der Pegeldetektor ein gewichtetes Signal aus den höherfrequenten Signalanteilen des Signals im ersten Signalweg zuführbar ist.

26. Schaltungsanordnung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß der Pegeldetektor bei erhöhten Signalpegeln im ersten Signalweg eine Herabsetzung und bei verminderten Signalpegeln im ersten Signalweg eine Erhöhung der Verstärkung des Verstärkers (15; 25; 125) bewirkt.

27. Schaltungsanordnung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Pegeldetektor bei erhöhten Signalpegeln im ersten Signalweg eine Erhöhung und bei verminderten Signalpegeln im ersten Signalweg eine Herabsetzung der Verstärkung des Verstärkers (15; 25; 125) bewirkt.