DE3123504A1 - Leckstromausgleich fuer dynamische mos-logik - Google Patents
Leckstromausgleich fuer dynamische mos-logikInfo
- Publication number
- DE3123504A1 DE3123504A1 DE19813123504 DE3123504A DE3123504A1 DE 3123504 A1 DE3123504 A1 DE 3123504A1 DE 19813123504 DE19813123504 DE 19813123504 DE 3123504 A DE3123504 A DE 3123504A DE 3123504 A1 DE3123504 A1 DE 3123504A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- logic
- output
- clock signal
- electrode
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Ceased
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
- H03K19/08—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices
- H03K19/094—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors
- H03K19/096—Synchronous circuits, i.e. using clock signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Computing Systems (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Description
« · · ■ 9
Q*
α φ β β
9 * ο σ (9 ο
Γ"- ?ΐ * ο ο- ο« ν
«J j O β ΰ
PHH 9730 X2, 24.3.1981
Leckstromausgleich für dynamische MOS-Logik
Die Erfindung bezieht sich, auf eine logische Schaltung mit einem zwischen einer Anzahl von Eingängen
und einem Ausgang angeordneten logischen Netzwerk, das eine Anzahl von Feldeffekttransistoren mit isolierter
Steuerelektrode enthält und zur Durchführung einer logischen Bearbeitung den Eingängen zugeführte Signale von mindestens
einem Taktsignal gesteuert wirdf wobei während der Durchführung der logischen Bearbeitung ein unerwünschter
Ladungsverlust am Ausgang auftreten kann infolge endlicher Schaltzeiten der Transistoren und der sich daraus ergebenden
kurzzeitigen Leckströme innerhalb des logischen Netzwerks,
Dynamische MOS—Logikschaltungen werden dadurch gekennzeichnet j dass sich innerhalb der Schaltung keine Gleidi-
stromwege zwischen den Speisungsanschlüssen befinden und
dass Steuerung durch mindestens zwei Taktsignale stattfindet. Dies bietet den Vorteil einer geringen Verlustleistung.
Die ¥irkung von Schaltungen dieses Typs beruht auf
synchronisiertem Ladungstransport zwischen den verschiede-20
nen Punkten der Schaltung und auf der Tatsache f dass jeder
an der Informationsübertragung beteiligte Punkt eine Streukapazität aufweist, wodurch eine einmal einem derartige!
Punkt zugeführte Ladung während einiger Zeit erhalten
bleibt, vorausgesetzt 5 dass dieser Punkt nach dem Zuführen
25
der Ladung möglichst gegen seine Umgebung isoliert wird.
Die Durchführung einer logischen Bearbeitung einer Anzahl von EingangsSignalen erfolgt bei Schaltungen
dieses Typs mittels eines logischen Wetzwerks, das MOS-Transistoren
enthält und dessen Ausgang mit Hilfe eines "Aufladetransistors" zunächst auf ein erstes Potential
aufgeladen wird, das einer "logischen Eins" entspricht. Dann wird der Ausgang über das logische Netzwerk entladen,
wenn als Ergebnis der Bearbeitung eine logische Null er-
» · * Φ * * ». ι fi λ ty -^ m
PHN 9780 «f^ 23.3.1981
scheint, während das erste Potential ("logische Eins") erhalten bleibt, wenn als Ergebnis der Bearbeitung eine
"Eins" erscheint.
Vor allem bei etwas verwickeiteren logischen Bearbeitungen ergibt sich das Problem, dass verschiedene
Signalwege im Netzwerk auch verschiedene Verzögerungszeiten für die Signale ergeben, wodurch es vorkommen kann,
dass bestimmte mit dem Ausgang verbundene Transistoren zu unerwünschten Zeitpunkten leitend sind, wodurch der Ausgang
doch teilweise über das logische Netzwerk entladen wird, obgleich das endgültige Ergebnis der logischen Bearbeitüng
eine logische "Eins" sein müsste. Dieses unerwünschte Entladen des Ausgangs wird nachstehend stets als
"Leckstromeffekt" bezeichnet.
Ein Beispiel einer derartigen Schaltung ist auf Seiten 175 und I76 des Buches "MOS/LSI Design and
Application" in "Texas Instruments Electronics Series" von Mc Grawhill Publishing Corporation, beschrieben. Die darin
gezeigte und beschriebene Schaltung ist eine Volladdiererschaltung,
die in zweiphasiger dynamischer MOS-Logik ausgeführt ist und unter bestimmten Umständen den Leckstromeffekt
aufweist. Um den Leckstromeffekt zu vermeiden, kann die genannte Schaltung, wie im vorgenannten Buch erörtert
wird, in Vierphasen-MOS-Logik ausgeführt werden, wodurch /"->
25 die Volladdiererbearbeitung in zwei Schritten von zwei
gesonderten, an sich leckstromfreien logischen Netzwerken nacheinander durchgeführt wird.1 DeJ Nachteil ist, dass
dann vier gesonderte Taktsignale benötigt werden, wodurch die integrierte Schaltung erheblich verwickelter wird.
Die Erfindung hat zur Aufgabe, eine logische Schaltung zu schaffen, die ohne Vergrösserung der Anzahl
von Takt Signalen '. betrieben werden kann, ohne dass Gefahr von Ladungsverlust durch einen Leckstromeffekt auftritt.
Die Erfindung ist dazu dadurch gekennzeichnet, dass Mittel vorhanden sind, mit deren Hilfe während der
Durchführung der logischen Bearbeitung wenigstens während Zeitperioden, in denen Leckströme auftreten können, dem
Ausgang des logischen Netzwerkes eine Ausgleichsladung
BAD
( β 9
I» B β
PHN 9780 y*% 23.3.1981
zugeführt wird.
Diese Massnahzne nach der Erfindung bietet die Möglichkeit, mit sehr einfachen Mitteln den störenden
Einfluss des vorgenannten Leckstromeffekts zu beseitigen.
Insbesondere braucht dann die Anzahl von Taktsignalen nicht vergrössert zu n/erden, wodurch die integrierte Schaltung
möglichst einfach bleiben kann.
Eine bevorzugte Ausführungsform der Schaltung
nach der Erfindung ist dadurch gelcennaeichnet, dass die
Mittel eine Kapazität enthalten, deren eine Elektrode mit dem Ausgang und deren andere Elektrode mit einem von dem
(den) Taktsignal(en) abgeleiteten Steuersignal ansteuerbar <w ist;·
Diese Ausführungsform beruht auf der Erkenntnis,
dass die genannten Leckströme während sehr kurzer Zeit auftreten, so dass nicht kontinuierlich Ausgleichsladung
zugeführt zu werden braucht, was in bezug auf den Stromverbrauch der Schaltung vorteilhaft ist.
Die genannte Kapazität erfüllt die Funktion eines Spannungsüberhöhungskondensators, der zu dem gewünschten
Zeitpunkt (und zwar zti dem Zeitpunkt, zu dem
Leckströme auftreten können) eine Ausgleichsladung dem Ausgang zuführt, infolge der Tatsache, dass zu diesem
Zeitpunkt ein Spannungssprung an die·andere Elektrode
angelegt wird. Die Anwendung von Spannungsüberhöhungskondensatoren ist an sich z.B. aus dem Aufsatz "N-MOS-Circuits
for Digital Filters" von J.H. de Man et al in "I.E.E.E. Journal of "Solid State Circuits", Band SC-13,
Nr. 5 j Oktober 1978, bekannt; darin wird ein Spannungs-Überhöhungskondensator
zum Ausgleichen eines Signalverlusts durch Ladungsverteilung zwischen den Punkten zu beiden
Seiten eines Durchlassgatters verxvendet. Bisher wurde jedoch, nicht erkannt, dass es möglich ist, einen Leckstromausü'leich
mit Hilfe eines an den Ausgang eines logischen Netzwerks angeschlossenen Spannungsüberhöhungskondensators
zu bewirken.
Es kann weiter vorteilhaft sein, dass die Kapazität völlig oder, teilweise durch die Kapazität zwischen
to
9 t>
♦ **·«* η
β η β #■ ο «» ♦ ft« #·
PHN 9780 ^trjT 23.3.1981
der Steuerelektrode und dem Kanal eines Feldeffekttransistors
mit isolierter Steuerelektrode gebildet wird, wobei,
die Steuerelektrode mit dem Ausgang gekoppelt ist und
wenigstens eine der Hauptelektrode^ mit einem von dem (den) Taktsignal(en) abgeleiteten Steuersignal gesteuert wird.
Einige Ausführungsformen der Erfindung sind
in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1a das Schaltbild einer einfachen logischen Schaltung, die grösstenteils in Zweiphasen-MOS-Logik ausgeführt
ist und in der unter bestimmten Umständen Leckströme auftreten können;
Fig. 1b den Verlauf der zu der Schaltung nach
Fig. la gehörigen Taktsignale;
Fig. 2a das Schaltbild einer einfachen logischen Schaltung, die von der Schaltung nach Fig. 1 abgeleitet
ist-, aber die zur Vermeidung von Leckströmen in Vierphasen-MOS-Logik ausgeführt ist;
Fig. 2b den Verlauf der zu der Schaltung nach Fig. 2a gehörigen Taktsignale;
Fig. 3a eine Ausführungsform der Schaltung
nach der Erfindung, die auf der logischen Schaltung nach Fig. 1a basiert;
Fig. 3t> den Verlauf der zu der Schaltung nach
Fig. 3a gehörigen Taktsignale, und
Fig. K das Schaltbild einer Volladdiererschaltung nach der Erfindung.
Fig. 1a zeigt das Schaltbild einer einfachen
logischen Schaltung, die grösstenteils in Zweiphasen-MOS-Logik ausgeführt ist, für die Schaltfunktion F = A.B.
Die Eingangssignale A und B werden den Steuerelektroden der Transistoren T1 bzw. T_ zugeführt; das Taktsignal #L
wird den Steuerelektroden der Transistoren T1 und T_ und
das Taktsignal 0„ wird den Steuerelektroden der Transistoren
Tg und T- zugeführt.
In Fig. 1b ist der zeitliche Verlauf der Taktsignale 01 und 0p dargestellt.
Der Transistor T_ bildet zusammen mit dem
• fr · W ο ■* *«
ft « O « w»w
u « ο <i O
pen 9780 y& 23.3.1981
Aufladetransistor T. eine dynamische Umkehr schal tung, die
am Punkt P das invertierte Signal B erzeugt, das der Steuerelektrode des Transistors T„ zugeführt wird»
Die Transistoren T1, T und T bilden ein NICHT-UND~Gatter,
das die Funktion F = A.B realisiert.
Das Ergebnis der Bearbeitung nach dieser
Funktion wird in der Zeit, in der das Taktsignal 0p "hoch"
ist j über den Transistor T_ dem Eingang der statischen
Umkehrschaltung zugeführt, die aus den Transistoren T„ und
Tn besteht und den zuletzt bestimmten ¥ert der Funktion
y
F = A„B puffert.
In der Zeitperiode, in der das Taktsignal 0, "hoch" ist, werden die Punkte P und Q über den Transistor
T. bzw«, den Transistor T_ aufgeladen» Wenn das Taktsignal
0 xi'ieder "niedrig" wird, befinden sich die Punkte P und Q
also auf "hohem" Potential. Sobald das Taktsignal 0p "noch"
wird, kann, abhängig von den logischen Pegeln der Signale A und B, am Punkt Q eine unerwünschte Entladung auftreten,
während das Potential am Punkt Q "hoch" bleiben soll.
Es sei ζ „Β. angenommen, dass die Signale A und B und die
Punkte P und Q alle "hoch" sind. Wenn das Taktsignal 0?
"hoch" wird, muss der Punkt P über die Transistoren Tp
und T^ entladen werden. Dies beansprucht eine gewisse,
wenn auch nur kurze Zeit.
Dem Transistor T„ wird also während dieser kurzen Zeit noch immer ein hohes Steuerpotential angeboten,
wodurch der Transistor T_ leitend bleibt, während zu
gleicher Zeit die Transistoren T1 und T/ leitend werden,
wodurch dex- Punkt Q in mehr oder weniger grossem Masse
entladen wird. Es ist einleuchtend, dass die Zuverlässigkeit der Schaltung daduroli beeinträchtigt wird.
Eine bekannte Lösung für das angegebene Problem
ist in Fig. 2a dargestellt, und basiert auf einer Bedingung,
die man auf Seifceri ~'*7 und 2r48 des Buches "Switching and
Finite Automata Theory" von Zvi Kohavi (Mc. Grawhill)
finden kann. Nach dieser Bedingung ist es, wenn eine synchrone Schaltung (in diesem Falle also eine dynamische
MOS-Schaltung) rieh!ig wirken soll, erforderlich, dass
- \.~ .··. .: 3 1 2350A
PHN 9780 . ^f- 23.3.1981
die SignalVerzögerungen, die innerhalb eines bestimmten
elementaren Teiles dieser Schaltung- auftreten, nicht als solche ausserhalb dieses Teiles wahrnehmbar sein dürfen. Diese Bedingung dient dazu, sicherzustellen, dass die Eingangssignale eines anderen Teiles der Schaltung, dessen Eingang (Eingänge) mit dem Ausgang (den Ausgängen) des zuerst genannten elementaren Teiles gekoppelt ist (sind), sich während der Zeitperiode, in der dieser andere Teil an der Signalbearbeitung beteiligt ist, nicht ändern.
elementaren Teiles dieser Schaltung- auftreten, nicht als solche ausserhalb dieses Teiles wahrnehmbar sein dürfen. Diese Bedingung dient dazu, sicherzustellen, dass die Eingangssignale eines anderen Teiles der Schaltung, dessen Eingang (Eingänge) mit dem Ausgang (den Ausgängen) des zuerst genannten elementaren Teiles gekoppelt ist (sind), sich während der Zeitperiode, in der dieser andere Teil an der Signalbearbeitung beteiligt ist, nicht ändern.
^ Die vorgenannte Bedingung kann dadurch erfüllt
werden, dass, wie in Fig. 2a dargestellt ist, die Umkehrschaltung,
die aus den Transistoren T0 und Tl besteht,
und das NICHT-UND-Gatter, das aus den Transistoren T , T und Tj, besteht, mit gesonderten Abtasttransistoren T1n bzw.
und das NICHT-UND-Gatter, das aus den Transistoren T , T und Tj, besteht, mit gesonderten Abtasttransistoren T1n bzw.
T^ versehen werden, deren jeweiliger Steuerelektrode ein
gesondertes Taktsignal 0„ bzw. 0_ zugeführt wird. Die
Inverse von B und die NICHT-UND-Funktion werden dann nacheinander realisiert. (Der Verlauf der Taktsignale ist in Fig. 2b dargestellt). Dies erfordert also einen zusätzlichen Transistor, während die Taktlogik und das Layout der Schaltung verwickelter werden. Die Schaltung wirkt wie folgt: Venn das Taktsignal 0* "hoch" ist, wird der Punkt P aufgeladen. ¥enn dann das Taktsignal 0„ "hoch" wird, erscheint am Punkt P die Inverse des Eingangssignals B und diese
Inverse von B und die NICHT-UND-Funktion werden dann nacheinander realisiert. (Der Verlauf der Taktsignale ist in Fig. 2b dargestellt). Dies erfordert also einen zusätzlichen Transistor, während die Taktlogik und das Layout der Schaltung verwickelter werden. Die Schaltung wirkt wie folgt: Venn das Taktsignal 0* "hoch" ist, wird der Punkt P aufgeladen. ¥enn dann das Taktsignal 0„ "hoch" wird, erscheint am Punkt P die Inverse des Eingangssignals B und diese
Information bleibt über das "Niedrig"-Werden des Taktsignals 0~ an der Steuerelektrode des Transistors T„ erhalten.
Sobald das Taktsignal 0„ "hoch" wird, erscheint
am Punkt Q der logische Wert der Funktion F = A.B. Mit
Hilfe des TaktsignaLs 0,, das in diesem Falle gleich dem Taktsignal 0„ sein darf, wird diese Information über den Transistor T_ an die statische Umkeiirschal tung weiterpeleitet, die aus den Transistoren To und TQ besteht.
am Punkt Q der logische Wert der Funktion F = A.B. Mit
Hilfe des TaktsignaLs 0,, das in diesem Falle gleich dem Taktsignal 0„ sein darf, wird diese Information über den Transistor T_ an die statische Umkeiirschal tung weiterpeleitet, die aus den Transistoren To und TQ besteht.
Fig. 3a zeigt eine Ausführungsform der logischen
Schaltung nach der Erfindung und Fig. 3b die zuge-
hörigen Taktsignale. Die Schaltung nach Fig. 3a, die im
wesentlichen mit der nach Fig. 1a übereinstimmt, ist mit einem Kondensator versehen, der vorzugsweise aus der
Kapazität zwischen der Steuerelektrode und dem Kanal eines
Kapazität zwischen der Steuerelektrode und dem Kanal eines
W * . «I U rf «I - - «
PHN 9780 & S? 23.3=1981
MOS-Transistors, im vorliegenden Falle T11, besteht, der
zwischen dem Punkt Q und der das Taktsignal 0„ führenden
Leitung angebracht ist. Die Wirkung dieses Spannungsüberhöhungskonderisators
ist wie folgt:
Es sei angenommen, dass beim "Hoch"-¥erden
des Taktsignals 0„ eine unerwünschte Entladung des Punktes
Q infolge eines kurzzeitigen Stroms durch die Transistoren T„, T und T^ auftritt, wie oben bereits beschrieben wurde,
Während der ansteigenden Planke des Taktsignals 0„ wird dann über den Spamiungsüberhöhungskondensator Ladung dem
Punkt Q zugeführt j wodurch die infolge des genannten kurzzeitigen
Leckstrom.- von dem Punkt Q. abfliessende Ladung
ausgeglichen wird.
Wenn kein Leckstrom aui'tritt und als Ergebnis
der logischen Bearbeitung eine "1" am Punkt Q erscheint, wird der Spannungsilberhöliungskondensator ebenfalls für
eine zusätzliche Ladungszufuhr zu dem Punkt Q sorgen, aber dies schadet nicht, weil dadurch nur das Potential am
Punkt Q erhöht wird, was die Auswertung des logischen Pegels des Punktes Q nicht beeinflusst. Wenn als Ergebnis
der logischen Bearbeitung eine "Null" am Punkt Q erscheint, wird die vom Spannungsüberhölmngskondensator zusätzlich
zugeführte Ladung über die Transistoren T1, T und T abgefülu-t,
die dann ja leitend sind, so dass auch dadurch die Auswertung des genannten logischen Pegels nicht beeinflusst
wird. Wie das Zeitdiagramra der Taktsignale in Fig. 3b zeigt, dürfen die Taktsignale hier jeweils die
Invertierung des anderen sein, was in bezug auf die Takt— logik vorteilhaft ist.
Fig. 4 zeigt das Schaltbild einer sogenannten Volladdiererschaltung mit Leckstromausgleich nach der
Erfindung. In dieser Schaltung bilden die Transistoren T und T,, T und T, bzw. T und T Umkehrschaltungen für
die logischen Signale A, D bzw. B.
Die Transistoren Tg bis T1r bilden vier NICHT-UND-Gatter,
deren Ausgänge am Punkt 2 miteinander verbunden sind.
Sie real. Lsieren, ausgehend von den Eingangs-
f, f, Λ - · * Λ . „
PHN 9?8O ^Cf 23.3.1981
Signalen, A, B und D und deren Invertierungen Ä, B und D, die folgende Funktion:
S = ABD + ABD + ÄBD + ABD. Die Wirkung der Schaltung ist wie folgt:
In der Zeit, in der das Taktsignal 0 "hoch" ist, werden die Punkte 1,2,3» und 4 über die Aufladetransistoren T.,
T , Tg bzw. T aufgeladen. Wenn das Taktsignal $ "hoch"
wird, werden von den Umkehrschaltungen die Invertierungen
der Eingangssignale Ä, B und D erzeugt, während zu gleicher Zeit die NICHT-UND-Gatt er aus den Eingangssignalen und
ihren Invertierungen die logische Funktion bilden, deren Ergebnis S am Punkt 2 erscheint. An Hand des folgenden
Beispiels wird erläutert, dass dabei kurzzeitige Leckströme in den NICHT-UND-Gattern auftreten können.
^5 Es sei z.B. angenommen, dass das Eingangssignal
A "niedrig" ist, dass die Eingangssignale B und D "hoch"
sind und dass die Punkte 1,2,3 und 4 aufgeladen ("hoch") sind. Wenn das Taktsignal ^ "hoch" ist, muss endgültig
am Punkt 2 eine logische "1" erscheinen.
Während der Realisierung der genannten logischen Funktion wird der Punkt 1 "hoch" bleiben. Die Punkte
3 und 4 müssen über die Transistoren T~ bzw. T„ entladen
werden. Dies beansprucht Zeit, wobei es sehr wahrscheinlich,
ist, dass einer der beiden Punkte 3 und 4 infolge des Unterschiedes in Kapazität und/oder des Unterschiedes
zwischen den Transistoren Tp und T sich schneller als
der andere entlädt. Wenn z.B. der Punkt 4 sich schneller als der Punkt 3 entlädt, kann der Transistor 15 sehr kurzzeitig
leitend werden. Der Transistor T1- ist leitend,
weil in diesem Falle das Eingangssignal A "niedrig" und somit der Punkt 1 "hoch" ist. Der Punkt 2 könnte also
teilweise entladen werden, weil übez' die Transistoren T , ,
T und T ein kurzzeitiger Leckstrom fliesst. Der Spannungsüberhöhungskondensator
in Form von T..,- sorgt jedoch dafür,
dass dem Punkt 2 zusätzliche Ladung zu dem Zeitpunkt zugeführt wird, zu dem dieser kurzzeitige Leckstrom auftreten
kann, wodurch der logische Pegel an diesem Punkt doch mit Sicherheit eine logische "1" ergibt.
PHN 9780 Jf0 23.3.1981
Schliesslich wird das Signal am Punkt 2 in der Zeit, in der das Taktsignal $,, "hoch" ist, über den Transistor
T17 an die statische Umkehrstufe weitergeleitet,
die aus den Transistoren T1O und T1_ besteht und als
Puffer wirkt.
Lee
rseite
Claims (3)
- PUN 9780 •♦Ό 24. 3-1981PATENTANSPRÜCHE:Logische Schaltung mit einem zwischen einer Anzahl von Eingängen und einem Ausgang angeordneten logischen Netzwerk, das eine Anzahl von Feldeffekttransistoren mit isolierter Steuerelektrode enfcliäLl: und zur DurehfühiMuij»; ° einer logischuii Bearbeitung den Eingängen zugeführter Signale von mindestens einem Taktsignal gesteuert wird, wobei während der Durchführung der logischen Bearbeitung ein unerwünschter Ladungsverlust am Ausgang auftreten kann infolge endlicher Schaltzeiten der Transistoren und der sich daraus ergebenden kurzzeitiger Leckströme innerhalb des logischen Netzwerks, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel vorhanden sind, mit deren Hilfe während der Durchführung der logischen Bearbeitung wenigstens während Zeitperioden, in denen Leckströme auftreten können, dem Ausgang deslogischen Netzwerks eine Ausgleichsladung zugeführt wird.
- 2. Logische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel eine Kapazität enthalten, deren eine Elektrode mit dem ^usgan,1? ,",'«koppelt LyI; und deren andere Elektrode ml L einem von dc;ni (den) Taktsignal(en)abgeleiteten Steuersignal ansteuerbar ist.
- 3. Logische Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazität völlig oder teilweise durch die Kapazität zwischen der Steuerelektrode und demKanal eines Feldeffekttransistors mit isolierter Steuer-25elektrode gebildet wird, wobei die Steuerelektrode mit dem Ausgang gekoppelt ist und wenigstens eine der Hauptelektroden mit einem von dem (den) Taktsignal(en) abgeleiteten Steuersignal gesteuert wird.BAD ORIGINAL
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
NL8003519A NL8003519A (nl) | 1980-06-18 | 1980-06-18 | Lekstroomcompensatie voor dynamische mos logica. |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3123504A1 true DE3123504A1 (de) | 1982-03-25 |
Family
ID=19835480
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19813123504 Ceased DE3123504A1 (de) | 1980-06-18 | 1981-06-13 | Leckstromausgleich fuer dynamische mos-logik |
Country Status (11)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5730420A (de) |
AU (1) | AU538272B2 (de) |
CA (1) | CA1183224A (de) |
DE (1) | DE3123504A1 (de) |
FR (1) | FR2485300B1 (de) |
GB (1) | GB2078459B (de) |
HK (1) | HK40785A (de) |
IE (1) | IE51780B1 (de) |
IT (1) | IT1138401B (de) |
MX (1) | MX151878A (de) |
NL (1) | NL8003519A (de) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2007034384A2 (en) * | 2005-09-20 | 2007-03-29 | Nxp B.V. | Single threshold and single conductivity type logic |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2450882A1 (de) * | 1974-04-16 | 1975-10-23 | Hitachi Ltd | Komplementaere mos-logische schaltung |
DE2640731A1 (de) * | 1975-09-25 | 1977-04-07 | Ibm | Dynamische decoderstufe |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3480796A (en) * | 1966-12-14 | 1969-11-25 | North American Rockwell | Mos transistor driver using a control signal |
US3646369A (en) * | 1970-08-28 | 1972-02-29 | North American Rockwell | Multiphase field effect transistor dc driver |
US4035662A (en) * | 1970-11-02 | 1977-07-12 | Texas Instruments Incorporated | Capacitive means for controlling threshold voltages in insulated gate field effect transistor circuits |
US3743862A (en) * | 1971-08-19 | 1973-07-03 | Texas Instruments Inc | Capacitively coupled load control |
US3912948A (en) * | 1971-08-30 | 1975-10-14 | Nat Semiconductor Corp | Mos bootstrap inverter circuit |
JPS4941446A (de) * | 1972-08-29 | 1974-04-18 | ||
US3989955A (en) * | 1972-09-30 | 1976-11-02 | Tokyo Shibaura Electric Co., Ltd. | Logic circuit arrangements using insulated-gate field effect transistors |
JPS5236828B2 (de) * | 1973-03-20 | 1977-09-19 | ||
US3986044A (en) * | 1975-09-12 | 1976-10-12 | Motorola, Inc. | Clocked IGFET voltage level sustaining circuit |
US4045684A (en) * | 1976-01-19 | 1977-08-30 | Hewlett-Packard Company | Information transfer bus circuit with signal loss compensation |
GB1575741A (en) * | 1977-01-17 | 1980-09-24 | Philips Electronic Associated | Integrated circuits |
-
1980
- 1980-06-18 NL NL8003519A patent/NL8003519A/nl not_active Application Discontinuation
-
1981
- 1981-06-11 CA CA000379575A patent/CA1183224A/en not_active Expired
- 1981-06-13 DE DE19813123504 patent/DE3123504A1/de not_active Ceased
- 1981-06-15 AU AU71831/81A patent/AU538272B2/en not_active Ceased
- 1981-06-15 GB GB8118375A patent/GB2078459B/en not_active Expired
- 1981-06-15 MX MX187801A patent/MX151878A/es unknown
- 1981-06-15 IT IT22322/81A patent/IT1138401B/it active
- 1981-06-15 IE IE1315/81A patent/IE51780B1/en unknown
- 1981-06-16 FR FR8111827A patent/FR2485300B1/fr not_active Expired
- 1981-06-17 JP JP9241881A patent/JPS5730420A/ja active Pending
-
1985
- 1985-05-23 HK HK407/85A patent/HK40785A/xx unknown
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2450882A1 (de) * | 1974-04-16 | 1975-10-23 | Hitachi Ltd | Komplementaere mos-logische schaltung |
DE2640731A1 (de) * | 1975-09-25 | 1977-04-07 | Ibm | Dynamische decoderstufe |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
IE811315L (en) | 1981-12-18 |
FR2485300A1 (fr) | 1981-12-24 |
IT8122322A0 (it) | 1981-06-15 |
AU538272B2 (en) | 1984-08-09 |
GB2078459B (en) | 1984-01-04 |
JPS5730420A (en) | 1982-02-18 |
AU7183181A (en) | 1981-12-24 |
MX151878A (es) | 1985-04-17 |
NL8003519A (nl) | 1982-01-18 |
FR2485300B1 (fr) | 1986-05-09 |
HK40785A (en) | 1985-05-31 |
GB2078459A (en) | 1982-01-06 |
CA1183224A (en) | 1985-02-26 |
IE51780B1 (en) | 1987-04-01 |
IT1138401B (it) | 1986-09-17 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3888220T2 (de) | Datenausgabeschaltung. | |
DE69221109T2 (de) | Digital gesteuertes CMOS-Verzögerungsgatter | |
DE3879004T2 (de) | Empfaengerschaltung mit hysterese. | |
DE2233286C3 (de) | Datenübertragungsstufe | |
DE2555297A1 (de) | Digitalschaltung mit feldeffekttransistoren | |
DE2929450A1 (de) | Schnelle transistorschaltung mit geringer leistungsaufnahme | |
DE3708499A1 (de) | Digitale gegentakt-treiberschaltung | |
DE2657948B2 (de) | Logikschaltung | |
DE2514462C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines Spannungspegels | |
DE3237778A1 (de) | Dynamisches schieberegister | |
DE69209498T2 (de) | Referenzspannungsgenerator für dynamischen Specher mit wahlfreien Zugriff | |
DE68908280T2 (de) | Analogschalter. | |
DE69121175T2 (de) | Flipflop-Schaltung mit einem CMOS-Hysterese-Inverter | |
DE2919569C2 (de) | Inverter-Pufferschaltung | |
DE68922506T2 (de) | Frequenzteilerschaltung. | |
DE3511688C2 (de) | ||
DE2435454A1 (de) | Dynamischer binaerzaehler | |
DE2422123A1 (de) | Schaltverzoegerungsfreie bistabile schaltung | |
DE2851111B1 (de) | Zweidimensionale Analog-Speicheranordnung | |
DE2165160C2 (de) | CMOS-Schaltung als exklusives ODER-Glied | |
DE3123504A1 (de) | Leckstromausgleich fuer dynamische mos-logik | |
DE69114227T2 (de) | Differenzeingangsschaltung. | |
DE2552849A1 (de) | Logische schaltung | |
DE4004381A1 (de) | Eingangspuffer | |
DE69533604T2 (de) | Verriegelungsschaltung |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
8131 | Rejection |