DE3109279C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein automatisches Kopfnachführsystem für ein Schrägspur-Videobandgerät gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Derartige Kopfnachführsysteme sind aus der DE-OS 27 11 935 und der DE-OS 27 12 504 bekannt. Hierbei wird der Magnetkopf von einem elektromechanischen Wandlerelement getragen und in einer Richtung senkrecht zur Kopfabtastrichtung abgelenkt. Bei diesem Videobandgerät (VTR) tritt ein Nachführfehler zwischen der aufgezeichneten Spur auf einem Magnetband und dem tatsächlichen Abtastweg des Magnetkopfes auf. Dieser wird durch Korrektur hinsichtlich einer Winkelabweichung und hinsichtlich einer Phasenabweichung so korrigiert, daß eine Koinzidenz zwischen ihnen erreicht wird. Das wiedergegebene Bild kann daher mit hoher Qualität und ohne Schutzbandrauschen erhalten werden, selbst bei einer Sonder-Wiedergabefunktion, also einer die Geschwindigkeit ändernden Wiedergabebetriebsart wie Zeitlupe-, Stehbild-, Zeitraffer- oder Rückwärtslauf-Abspielbetriebsart.

Aus der DE-OS 27 22 977 ist ein Kopfnachführsystem bekannt, bei dem aus abgetasteten Synchronimpulsen ein Phasenkorrektursignal gewonnen wird, jedoch erfolgt keine Korrektur hinsichtlich einer Winkelabweichung. Aus der US-PS 41 89 758 ist ein Kopfnachführsystem bekannt, bei dem aus der Drehphase der Kopftrommel Phasenkorrektursignale abgeleitet werden. Auch hier wird eine Winkelabweichung nicht berücksichtigt.

Gemäß diesem bekannten Stand der Technik wird als elektromechanisches Wandelement beispielsweise ein bimorphes Blatt verwendet, das durch Zusammenkleben zweier piezo/keramischer Blätter über eine Elektrodenplatte erreicht wird. Der Bereich, innerhalb dem das so hergestellte bimorphe Blatt abhängig von der zugeführten Ansteuerspannung linear ablenkbar ist, ist jedoch so begrenzt, daß der Bereich der Bandgeschwindigkeit, der eine geschwindigkeitsveränderte Wiedergabe ermöglicht, stark eingeschränkt ist. Wenn beispielsweise der zulässige Bereich der dem bimorphen Blatt eingeprägten Ansteuerspannung etwa höchstens ±200 V beträgt, kann die geschwindigkeitsveränderte Wiedergabe nicht außerhalb eines Bereiches der Bandgeschwindigkeit von -0,5 (Zeitlupen-Rückwärtsabspiel- Betriebsart) bis +2,5 (Zeitraffer-Betriebsart) erreicht werden.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein automatisches Kopfnachführsystem der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß die Spurnachführung über einen größeren Bereich als bisher erfolgen kann.

Die Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung wird durch die Merkmale der Unteransprüche weitergebildet.

Es wird ein automatisches Kopfnachführsystem unter Verwendung eines bimorphen Blattes ermöglicht, dessen dynamischer Bereich durch Hinzufügen einer Offset-Steuerspannung zum Spurverfolgungs- Steuersignal für das bimorphe Blatt erweitert ist. Die Offset-Steuerung des bimorphen Blattes wird erreicht, wenn die Geschwindigkeit des Videobandes eine vorgegebene Geschwindigkeit überschreitet bzw. erreicht. Die Bandgeschwindigkeit kann durch Erfassen der Frequenz eines Kapstan-Frequenzgenerators (FG) erfaßt werden. Die Richtung der Offset-Steuerung hängt von der Bandförderrichtung ab und die Offset-Steuerspannung erreicht eine Kopfablenkung entsprechend einer Spur-Schrittweite.

Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Wiedergabesystems eines VTR, auf das die Erfindung anwendbar ist,

Fig. 2A-2C Blockschaltbilder eines beispielhaften Kopfnachführungssystems gemäß der Erfindung,

Fig. 3A-3B schematisch die Beziehung zwischen Spuren und einem Kopfabtastweg bei der Stehbildwiedergabebetriebsart, bzw. einem Ablenk-Signalverlauf als Darstellung der Kopfbewegung,

Fig. 4A-4B schematisch eine Ansicht und einen Ablenk-Signalverlauf ähnlich Fig. 3A bzw. 3B für eine +2-Zeitraffer-Wiedergabebetriebsart,

Fig. 5A-5C Signalverläufe des Bandgeschwindigkeits- erfassungssystems gemäß Fig. 2C,

Fig. 6A-6D graphische Darstellungen der Beziehungen zwischen dem Bandgeschwindigkeitsverhältnis und der Erfassungsspannung der jeweiligen entsprechenden Teile des Bandgeschwindigkeitserfassungssystems gemäß Fig. 2C,

Fig. 7A-7C Signalverläufe des Sägezahnsignal- Generatorsystems gemäß Fig. 2C,

Fig. 8 Eine Darstellung des Signalverlaufes einer Sägezahnspannung bei jeder Bandgeschwindigkeit,

Fig. 9A-9L Signalverläufe an entsprechenden Teilen des Phasenfehler-Korrektursystems gemäß Fig. 2B,

Fig. 10 Eine Darstellung des Signalverlaufes der Ansteuerspannung für ein bimorphes Blatt,

Fig. 11A-11E Signalverläufe zur Erläuterung der Betriebsweise des Offset- Spannungs-Erzeugungssystems gemäß Fig. 2C, wenn sich die Bandgeschwindigkeit vom zweifachen zum dreifachen ändert,

Fig. 12A-12E Signalverläufe, ähnlich denen gemäß Fig. 11A-11E bei Änderung der Wiedergabebetriebsart von der Stehbild- zur Rückwärts- Wiedergabebetriebsart.

Die Erfindung wird im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels mit Bezug auf die Zeichnungen erläutert. Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Wiedergabesystems eines Videobandgeräts (VTR), bei dem die Erfindung angewendet ist. In Fig. 1 wird erreicht, daß ein Magnetband 1 unter einem geeigneten Schrängwinkel über den Außenumfang einer oberen Drehtrommel 2 und einer unteren Drehtrommel 3 über einen Winkelbereich von etwa 180 Grad läuft.

Die obere Trommel 2 ist mit mindestens 2 Videoköpfen 4A und 4B versehen, die um 180 Grad gegeneinander versetzt sind und die an der Bodenseite der oberen Trommel 2 über bimorphe Blätter 5A und 5B befestigt sind. Als Ergebnis kann bei den Köpfen 4A und 4B deren Lage in einer Richtung senkrecht zur Spur T, die auf dem Band 1 gebildet ist, gesteuert werden, wodurch sowohl der Phasenfehler zwischen dem Kopfabtastweg und der Spur T als auch der Schrägheitsfehler kompensierbar sind, derart, daß ein in der Geschwindigkeit veränderbares abgespieltes bzw. wiedergegebenes Bild ohne irgendeinen Rauschbalken oder ein Rauschband erhalten werden kann.

Die obere Drehtrommel 2 wird mit einer Frequenz von 30 Hz mittels eines Trommelmotors 6 in Drehrichtung angetrieben. Andererseits wird das Band 1 mittels einer (nicht dargestellten) Andrückwalze und eines Kapstans 7 in Bewegung versetzt, der seinerseits mit vorgegebener Drehzahl mittels eines Kapstanmotors 8 angetrieben wird. Die Drehzahl des Kapstanmotors 8 wird mittels eines Frequenzgenerators 9 erfaßt, wobei das Erfassungsausgangssignal FG davon beispielsweise 1920 Hz bei einer Normal-Wiedergabebetriebsart beträgt, d. h. einem Bandgeschwindigkeitsverhältnis von plus 1. Bei laufendem bzw. sich bewegendem Band wird andererseits das Steuersignal CTL, das am Seitenrand des Bandes 1 aufgezeichnet ist, mittels einer Steuerkopfes wiedergegeben und über einen CTL-Verstärker 11 herausgeführt, so daß es als Steuersignal verwendbar ist, das die Spurlage wiedergibt, für die Spurverfolgungs- bzw. Nachführsteuerung der Köpfe 4A, 4B.

Die Drehphase des Trommelmotors 6 wird mittels eines Impulsgeneratorkopfes 12 (PG) erfaßt, wobei PG-Impulse des Erfassungsausgangssignals einer Kopf-Umschaltimpuls- Formerschaltung 13 zugeführt wird, in der Umschaltimpulse RF-SW für den A- und den B-Kopf 4A bzw. 4B gebildet werden. Diese Umschaltimpulse werden einem Hochfrequenz-Umschalter 14 so zugeführt, daß das wiedergegebene Hochfrequenzsignal der verschiedenen Abtastabschnitte der Köpfe 4A und 4B in ein aufeinanderfolgendes Signal umgesetzt wird und von dem Umschalter 14 erhalten wird. Die Umschaltimpulse nehmen hohen Pegel ein während der Abtastperiode des A-Kopfes 4A, nehmen dagegen niedrigen Pegel ein während der Abtastperiode des B-Kopfes 4B.

Da bei dem erläuterten Ausführungsbeispiel ein Farb- Video-Aufzeichnungssystem verwendet wird, wird das Ausgangssignal des Hochfrequenz-Umschalters 14 einem Hochpaßfilter 15 zum Ableiten einer frequenzmodulierten Luminanz- oder Leuchtdichtkomponente zugeführt und wird dann in das Luminanzsignal mittels eines FM-Demodulators 16 demoduliert. Andererseits wird das Ausgangssignal des Hochfrequenz- Umschalters 14 auch einem Tiefpaßfilter 17 zugeführt zum Ableiten der Chrominanz- oder Farbartkomponente und wird dann in ein höherbandiges Chrominanzsignal mittels eines abgeglichenen Modulators 18 auf der Grundlage eines Frequenz-Umsetzungsträgers mit einer Frequenz fc umgesetzt. Die so wiedergegebenen Luminanz- und Chrominanz-Signale werden in einem Mischer 19 gemischt. Die so gemischten Signale werden als wiedergegebenes Videosignal einem Kontroll-Fernsehempfänger zugeführt.

Das Ausgangssignal des Hochfrequenz-Umschalters 14 wird weiter einer Hüllen-Erfassungsschaltung 20 zugeführt, in der die Hülle bzw. Hüllkurve des wiedergegebenen Hochfrequenzsignals erfaßt wird.

Da das so erhaltene Hüllensignal e die Information bezüglich der Quantität und der Richtung des Nachführungsfehlers der Köpfe enthält, wird das Nachführsignal, das den bimorphen Blättern 5A und 5B zum Zweck der Kopfnachführung eingeprägt wird, auf der Grundlage dieses Hüllensignals erzeugt, wie es weiter unten erläutert werden wird.

Die Fig. 2A bis 2C sind Blockschaltbilder eines Kopfnachführsystems gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Andererseits sind die Fig. 3A und 3B schematische Ansichten der Beziehungen zwischen den Spuren und dem Kopfabtastweg bei einer Stehbild-Wiedergabebetriebsart bzw. eine Darstellung des Ablenkungs-Signalverlaufes für die Erläuterung der Kopfbewegung. In ähnlicher Weise sind die Fig. 4A und 4B eine schematische Ansicht bzw. eine Darstellung des Ablenkungs- Signalverlaufes ähnlich der Fig. 3A bzw. 3B, jedoch für eine +2-Zeitraffer-Wiedergabebetriebsart.

Da erreicht wird, daß das Band 1 mit einem vorgegebenen Schrägwinkel über die obere und die untere Drehtrommel 2, 3 läuft, wie in Fig. 1 dargestellt, sind Spuren T_A und T_B, deren Schrägwinkel um eine Spur- Schrittweise größer sind als der erwähnte Schrägwinkel, auf Grund der Bandförderung, auf dem Videoband 1 gebildet wie in Fig. 3A dargestellt. Bei der Stehbild-Wiedergabebetriebsart nimmt daher der Abtastweg des Kopfes den in Strichlinien in Fig. 3A dargestellten Verlauf ein. Folglich werden die bimorphen Blätter 5A und 5B in einer Richtung y senkrecht zur Kopfabtastrichtung gesteuert wie das durch Pfeile in Fig. 3A dargestellt ist, damit der Schrägheitsfehler zwischen den Spuren und dem Kopfabtastweg korrigiert wird.

Die Köpfe 4A und 4B werden in ihrer Lage zur Korrektur des Schrägheitsfehlers mittels einer sägezahnförmigen Ablenkung gesteuert mittels der bimorphen Blätter 5A und 5B wie das in Fig. 3B dargestellt ist.

In der +2-Zeitraffer-Wiedergabebetriebsart ist dagegen der Kopfabtastweg um eine Spur-Schrittweite in Richtung der Bandlaufweite (Pfeil D) verschoben, wie das durch Strichlinien in Fig. 4A dargestellt ist. Als Ergebnis wird die Schrägwinkel-Korrektur des Kopfabtastweges mittels der sägezahnförmigen Ablenkung in entgegengesetzter Richtung bzw. mit entgegengesetzter Polarität zu der der Stehbild-Wiedergabebetriebsart erreicht, wie das in Fig. 4B dargestellt ist.

Zum Durchführen der Schrägwinkel-Korrektur in Übereinstimmung mit der Bandgeschwindigkeit bei der Wiedergabe in dieser Weise werden die bimorphen Blätter 5A und 5B mit dem Sägezahnsignal entsprechend den Fig. 3B und 4B versorgt. Der Gradient des Sägezahnsignals wird abhängig von der Bandgeschwindigkeit bestimmt. Diese Bandgeschwindigkeit kann auf der Grundlage des Ausgangssignals des Frequenzgenerators 9 erfaßt werden, der an dem Kapstanmotor 8 angebracht ist. Bei der Bandgeschwindigkeit bei der Normal-Wiedergabebetriebsart, d. h., einem Bandgeschwindigkeitsverhältnis von +1, ist die FG-Frequenz, wie erwähnt, auf 1920 Hz.

Gemäß Fig. 2C wird das Ausgangssignal FG (gemäß Fig. 5A) des Frequenzgenerators 9 einem monostabilen Multivibrator 23 (MM) zugeführt, von dem ein solches Signal erhalten wird, das eine vorgegebene Impulsbreite wie gemäß Fig. 5B besitzt. Das so erhaltene Signal wird einem Integrator 24 zugeführt, so daß eine Gleichspannung a, d. h., die Bandgeschwindigkeitserfassungsspannung, gemäß der FG-Frequenz erzeugt wird, wie in Fig. 5C dargestellt. Die Darstellung des Pegels dieser Gleichspannung über einem Bandgeschwindigkeitsverhältnis n, das auf der Grundlage der Normal-Wiedergabebetriebsart bestimmt ist, ist in Fig. 6A dargestellt. Wenn das Band 1 stillsteht, d. h. in der Stehbild- Wiedergabebetriebsart, ist insbesondere die Bandgeschwindigkeitserfassungsspannung a auf Null Volt, so daß die Gleichspannung gemäß dem Absolutwert der Bandgeschwindigkeit erzeugt wird, wenn das Band 1 in der Vorwärts- und in der Rückwärtsrichtung gefördert wird.

Die Bandgeschwindigkeitserfassungsspannung a wird einem Polaritätsinverter 25 zugeführt, dessen Ausgangssignal in der Polarität invertiert ist, wie in Fig. 6B dargestellt. Diese Erfassungsspannungen a und werden einer Schalteinrichtung 26 zugeführt, in der eine davon abhängig von dem Vorwärts/Rückwärts-Steuersignal (FWD/REV) gewählt wird. Beispielsweise sei das Signal a gewählt, wenn das Signal FWD/REV auf dem Pegel "1" ist und wenn die Bandlaufrichtung in Vorwärtsrichtung ist, während das andere Signal für den Signalpegel "0" bei einer umgekehrten Bandlaufrichtung gewählt wird. Als Ergebnis wird von der Schalteinrichtung 26 ein Bandgeschwindigkeitserfassungssignal b erhalten, bei dem die Laufrichtung des Bandes berücksichtigt ist, wie in Fig. 6C dargestellt.

Das so erhaltene Signal b wird einem Operationsverstärker 27 zugeführt, in dem es verschoben wird (Offset) wie in Fig. 6D dargestellt, derart, daß die Erfassungsspannung in der Normal-Wiedergabebetriebsart auf Null verringert wird. Außerdem ist, da keine Schrägwinkel-Korrektur in der Normal-Wiedergabebetriebsart erforderlich ist, die Erfassungsspannung auf dem Null-Pegel. Daher wird eine Erfassungsspannung c, die die Geschwindigkeit und die Förderrichtung des Bandes 1 wiedergibt, von dem Verstärker 27 erhalten. Insbesondere ist wie in Fig. 6D dargestellt, wenn das Bandgeschwindigkeitsverhältnis gleich +1 ist, die Erfassungsspannung c auf dem Null-Pegel und wird in negativer Richtung erhöht, wenn die Bandgeschwindigkeit von der Normal-Bandgeschwindigkeit erhöht wird. Andererseits wird, wenn die Bandgeschwindigkeit von der Normal-Bandgeschwindigkeit verringert wird, die Erfassungsspannung c in positiver Richtung erhöht.

Die Bandgeschwindigkeitserfassungsspannung c auf dem Wert Vc wird über eine Schalteinrichtung 28 Integrierschaltungen 29A und 29B für den A- und den B-Kanal zugeführt. Die Schalteinrichtung 28 wird durch die Kopfumschaltimpulse RF-SW wie gemäß Fig. 7A gesteuert. Während der Abtastperiode des A-Kopfes 4A wird insbesondere die Integrierschaltung 29A mit der Bandgeschwindigkeitserfassungsspannung Vc versorgt. Während der Abtastperiode des B-Kopfes 4B wird andererseits die andere Integrierschaltung 29B mit der Geschwindigkeitserfassungsspannung Vc versorgt. Die jeweiligen Integrierschaltungen 29A und 29B sind mit Operationsverstärkern 30A bzw. 30B versehen, deren jeder einen Rückkopplungskondensator C1 zur Integration besitzt.

Die Integrationskonstante wird durch den erwähnten Rückkopplungskondensator C1, den Eingangswiderstand R1 des Operationsverstärkers und die Geschwindigkeitserfassungsspannung Vc bestimmt, wobei eine Sägezahnspannung Vl abwechselnd von den Integrierschaltungen 29A bzw. 29B erhalten wird, wie sie in den Fig. 7B (A) und 7C (B) dargestellt ist und zwar gemäß folgender Gleichung:

Der Gradient der Sägezahnspannung ist proportional der Bandgeschwindigkeitserfassungsspannung Vc.

Die Operationsverstärker 30a und 30b der jeweiligen Integrierschaltungen 29A und 29B sind beide mit Entladungswiderständen R2 und Schalteinrichtungen 31a bzw. 31b versehen, die parallel zu den Integrierkondensatoren C1 angeschlossen sind. Die jeweiligen Schalteinrichtungen 31a und 31b sind während der Periode geschlossen, während der die jeweiligen Integrierschaltungen 29A und 29B nicht in Betrieb sind, wodurch die Integrierschaltungen rückgesetzt werden. Insbesondere ist die Schalteinrichtung 31b für die Integrierschaltung 29B des B-Kanals abhängig von dem Kopfumschaltimpulsen RF-SW gemäß Fig. 7A geschlossen, die während der Abtastperiode des A- Kopfes 4A auf hohem Pegel sind. Andererseits ist die Schalteinrichtung 31a der Integrierschaltung 29A des A-Kanals abhängig von den invertierten Impulsen geschlossen, die während der Abtastperiode des B-Kopfes 4B auf hohem Pegel sind.

Als Ergebnis wird das Integrationsausgangssignal allmählich gedämpft, wie das durch Strichlinien in den Fig. 7B und 7C dargestellt ist, mit der Zeitkonstante, die durch den Widerstand R2 und den Kondensator C1 bestimmt ist. Andererseits wird, wenn die Rücksetzschaltung jeder Integrierschaltung 29A und 29B nicht mit dem Widerstand R2 versehen ist, das Integrationsausgangssignal plötzlich auf Null verringert, wie das durch Vollinien in den Fig. 7B und 7C dargestellt ist.

Als Ergebnis werden die bimorphen Blätter 5A und 5B in die Null-Abweichungsstellungen rückgesetzt, wodurch sie möglicherweise mit einer Resonanzfrequenz schwingen und so einen unbefriedigenden Einfluß auf die folgende Abtastperiode ausüben. Wenn im Gegensatz dazu die bimorphen Blätter 5A und 5B allmählich rückgesetzt oder rückgeführt werden, wie das durch die Strichlinien in Fig. 7B und 7C dargestellt ist, können sie in ihrem Ruhezustand verbleiben bis zur folgenden Spurverfolgung ohne irgendeiner der erwähnten Übergangsschwingungen.

Daher können von den Ausgängen der Integrierschaltungen 29A und 29B, wie in Fig. 8 dargestellt, die Sägezahnspannungen erhalten werden, deren Gradienten den Bandgeschwindigkeiten entsprechen, z. B. Vl (+2), Vl (+1), Vl (0) und Vl (-1), die ihrerseits entsprechen der +3-Zeitraffer-Bewegung, der +2-Zeitraffer- Bewegung, der Standard- bzw. Normal-Bewegung, der Stehbild-Bewegung bzw. der -1-Rückwärtsbewegung bei der jeweiligen Wiedergabebetriebsart. Diese erhaltenen Sägezahnspannungen werden über invertierende Verstärker 32a und 32b Ansteuerschaltungen 33a und 33b zugeführt, so daß die bimorphen Blätter 5A und 5B durch die Ausgangssignale V_A bzw. V_B dieser Ansteuerschaltungen 33a und 33b abgelenkt werden. Als Ergebnis werden die Schrägwinkel zwischen den Abtastwegen der Köpfe 4A und 4B und der Spuren T_A und T_B im wesentlichen übereinstimmend, so daß ein wiedergegebenes Bild ohne Rauschband bzw. -balken erhalten werden kann.

Wie das erläutert worden ist, werden die bimorphen Blätter 5A und 5B sowohl mit den Sägezahnspannungen Vl als auch mit der niederfrequenten Wobbelspannung versorgt, so daß die Köpfe 4A und 4B in einer Richtung senkrecht zur Abtastrichtung der Spuren gewobbelt werden. Daher wird die Information bezüglich der Richtung und der Quantität des Spurverfolgungsfehlers zwischen den Spuren und den Köpfen von der amplituden-modulierten Komponente des wiedergegebenen Ausgangssignals der Köpfe erhalten.

In Fig. 2A ist ein externes Bezugs-Vertikalsynchronsignal VD (von 60 Hz) als Triggerimpulse einem Injektions-Oszillator 36 zugeführt, von dem ein Oszillatorausgangssignal von 540×9 Hz erhalten wird. Dieses Oszillatorausgangssignal wird einer Frequenzteilung mittels eines 1/9-Frequenzteilers 37 unterworfen zum Erreichen einer Frequenz von 540 Hz und wird dann in ein Sinussignal mittels einer Sinusgeneratorschaltung 38 umgesetzt. Das Ausgangssignal der Sinusgeneratorschaltung 38 wird als Wobbelsignal w über Widerstände R3 und R4 den invertierenden Verstärkern 32a bzw. 32b zugeführt, derart, daß es zu den Sägezahnspannungen Vl addiert wird. Als Ergebnis werden die Köpfe 4A und 4B bei fo=540 Hz in einem Ausmaß von z. B. 10 µmp-p gewobbelt, wodurch die durch die Köpfe 4A und 4B erzeugten wiedergegebenen Hochfrequenzsignale (FM-Wellen) einer Amplitudenmodulation unterworfen werden. Da der amplitudenmodulierten Zustand durch das Ausmaß und die Richtung des Spurnachführfehlers (in der rechten oder der linken Richtung der Spuren) zwischen den Spuren und den Köpfen bestimmt ist, kann die den Nachführfehler betreffende Information von den Hüllensignalen der wiedergegebenen Hochfrequenzsignale herausgeführt werden.

Dieses Hüllensignal e wird wie in Fig. 2A dargestellt über einen Verstärker 39 einer Abtastspeicherschaltung 40 zugeführt. Diese Abtastspeicherschaltung 40 wird von einem Abtastimpulsgenerator 41 mit Abtastimpulsen SP (Sample) versorgt, die synchron zu einem wiedergegebenen Horizontalsynchronsignal PB · H erzeugt werden, so daß das Hüllensignal e in der Horizontalsynchron- Impulsperiode abgetastet und gehalten bzw. gespeichert wird. Weiter ist es, das Wiedergabesystem des Kopfausgangssignals in Form der FM-Wellen, häufig eine gewisse Amplituden/Frequenz-Charakteristik besitzt, möglich, das Hüllensignal ohne irgendeinen Einfluß von der Videokomponente zu erfassen, die in eine Frequenzabweichung des Hochfrequenzsignals umgesetzt ist, wenn die Abtastung während der Horizontalsynchronsignalperiode durchgeführt wird, wie das vorstehend erläutert worden ist.

Das Ausgangssignal der Abtastspeicherschaltung 40 wird über einen Verstärker 42 einem Multiplizierer 43 zugeführt. Dieser Multiplizierer 43 ist weiter mit dem Wobbelsignal w (fo) vom Ausgang der Sinusgeneratorschaltung 38 versorgt, so daß die Synchronerfassung des Hüllensignals auf der Grundlage dieses Wobbelsignals erreicht wird.

Als Ergebnis wird ein Nachführfehlersignal E von dem Multiplizierer 43 erzeugt. Die Information bezüglich des Nachführfehlers ist durch den Pegel und die Polarität dieses Fehlersignals E ausgedrückt. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 43 wird einem Verstärker 45 über einen Trennfilter 44 zugeführt, das so arbeitet, daß es die Frequenzkomponenten von 2 fo herausfiltert, die durch die Multiplikation erzeugt worden sind. Das Ausgangssignal des Verstärkers 45 wird über einen Widerstand R5 einer Schalteinrichtung 46 zugeführt, in der es auf den A-Kanal und den B-Kanal aufgezweigt bzw. aufgeteilt wird.

Die Schalteinrichtung 46 ist mit bewegbaren Kontakten 46A und 46B und mit festen Kontakten 46 A1, 46 A2, 46 B1 und 46 B2 versehen und ist mit Kopfumschaltimpulsen RF-SW als Steuersignale versorgt. Wenn die Umschaltimpulse RF-SW auf dem Pegel "1" sind, während der Abtastperiode des A-Kopfes 4A, ist der bewegbare Kontakt 46A der Schalteinrichtung 46 mit dem Kontakt 46 A2 verbunden, so daß das Nachführfehlersignal E über eine Spannungsfolgerschaltung 47a und einen Widerstand R7 auf der Seite des A-Kanals zur erwähnten Sägezahnspannung Vl addiert wird. Zu diesem Zeitpunkt ist der bewegbare Kontakt 46B der Schalteinrichtung 46 mit dem Kontakt 46 B2 verbunden, so daß die Phasenfehlerkorrekturspannung Vs (B) von einem weiter unten erläuterten Phasenfehlerkorrekturspannungs- Bildungssystem über einen Widerstand R10 und die Schalteinrichtung 46 der Spannungsfolgerschaltung 47b des B-Kanals zugeführt wird. Andererseits wird das Ausgangssignal der Spannungsfolgerschaltung 47b über einen Widerstand R8, den invertierenden Verstärker 32b und die Ansteuerschaltung 33b beim bimorphen Blatt 5B zugeführt, so daß der B-Kopf 4B auf eine vorgegebene Lage während der Abtastperiode des A-Kopfes 4A voreingestellt wird zur Korrektur des Phasenfehlers zwischen den Spuren und dem Kopf.

Wenn als nächstes die Umschaltimpulse RF-SW auf dem niedrigen Pegel "0", d. h., während der Abtastperiode des B-Kopfes sind, ist der bewegbare Kontakt 46B der Schalteinrichtung 46 mit dem Kontakt 46 B1 verbunden, so daß das Nachführfehlersignal E dem B-Kanal zugeführt wird. Andererseits ist der bewegbare Kontakt 46A mit dem Kontakt 46 A1 verbunden, so daß die Phasenfehlerkorrekturspannung Vs (A) dem A-Kanal zugeführt wird.

Kondensatoren C2, die mit den Eingängen jeder der Spannungsfolgerschaltungen 47a und 47b verbunden sind, sind Integrierkondensatoren derart, daß das Nachführfehlersignal E in der Fehlerspannung mit der Zeitkonstante integriert wird, die durch den Widerstand R5 und den Kondensator C2 bestimmt ist. Während der jeweiligen Nichtabtastperioden der A- und B-Köpfe wird daher verhindert, daß die bimorphen Blätter 5A und 5B plötzlich durch die Phasenfehlerkorrekturspannung abgelenkt werden, bei der die Köpfe in den vorgegebenen Lagen voreingestellt werden, derart, daß die Köpfe allmählich voreingestellt oder rückgestellt werden, um so zu verhindern, daß unnötige Resonanzschwingungen auftreten.

Es wird nun die die Phasenfehlerkorrekturspannung bildende Schaltung ausführlich mit Bezug auf die Fig. 2B und die Fig. 9A bis 9L erläutert. Es besteht ein maximaler Phasenfehler von einer halben Schrittweite zwischen dem Vorderende jeder der Spuren T_A und T_B, die auf dem Band 1 verlaufen, und dem Abtast-Beginn jedes der Köpfe 4A und 4B. Deshalb ist es notwendig den Phasenfehler vorher vorherzusagen, derart daß jeder Kopf in eine geeignete Stellung während seiner Nichtabtastperiode voreingestellt bzw. "gesprungen" wird, um die Phasendifferenz zwischen diesem jeweiligen Kopf und der entsprechenden Spur zu Beginn des Kopfabtastbetriebes zu verringern.

Fig. 9A zeigt die Spuren T_A und T_B, die auf dem Band 1 gebildet sind, und Fig. 9B zeigt das CTL-Signal, das von dem CTL-Kopf 10 gemäß Fig. 1 wiedergegeben wird. Wie dargestellt, sind der Vorderrand S der Spur T_A und die Lage des positiven Impulses des wiedergegebenen CTL-Signals in der Lage zueinander übereinstimmend. Wenn im Ergebnis ein sägezahnförmiges Signal, wie mit einer Periode einer Spur-Schrittweite und mit einem Neigungsabschnitt, der in seiner Mitte mit dem CTL-Signal in der Phase übereinstimmt, erzeugt wird, wie gemäß Fig. 9C, auf der Grundlage des wiedergegebenen CTL-Signals, kann dieses als Bezugsmaßstab verwendet werden, der seinen Ursprungspunkt an den Vorderrändern S der Spuren T_A und T_B besitzt. Insbesondere kann der Abstand, der innerhalb eines Bereiches von ± 1/2 Schrittweiten in Längsrichtung des Bandes 1 von dem vorderen Rand S jeder Spur genommen wird, in Form einer Spannung des sägezahnförmigen Signals ausgedrückt werden.

Die Periode des wiedergegebenen CTL-Signals ist durch die Bandgeschwindigkeit bestimmt, jedoch ist die Impulszahl der Kapstan FG während einer Periode des CTL-Signals stets konstant unabhängig von der Bandgeschwindigkeit. Da bei dem erläuterten Ausführungsbeispiel die FG- Frequenz auf 1920 Hz voreingestellt ist, d. h. auf die Standard- oder Normal-Bewegungsgeschwindigkeit, beträgt die Impulszahl 64 Impulse/CTL. Daher wird die Anzahl der Kapstan FG-Impulse durch einen Zähler gezählt und wird der Zählerstand digital/analog-umgesetzt, so daß die sägezahnförmigen Wellen bzw. Signalverläufe gemäß Fig. 9C erzeugt werden können.

Wie gemäß Fig. 2B ist ein Zweirichtungszähler 50 (U/D) mit vier Bit vorgesehen, dessen Takteingang CK mit den 1/2 FG-Impulsen wie gemäß Fig. 9D versorgt ist, die ihrerseits durch Teilen der Frequenz der Kapstan FG-Impulse mittels eines 1/2- Frequenzteilers 51 erhalten worden sind. Als Ergebnis erreicht der Zähler 50 seinen vollen Zählerstand mit 16×1/2 FG-Impulsen. Andererseits ist der Ladeeingang L des Zählers 50 mit den CTL-Signalen wie gemäß Fig. 9B versorgt, so daß er auf den Mittelwert 8 des vollen Zählwerts abhängig von jedem CTL-Signal angeordnet wird. Andererseits ist der U/D-Eingang des Zählers 50 auch mit dem Richtungssignal FWD/RBV versorgt, das die Bandförderrichtung wiedergibt, so daß er den Vorwärtszählbetrieb durchführt, wenn das Richtungssignal auf dem Pegel "1" ist (bei Förderung in Vorwärtsrichtung).

Als Ergebnis wird der Analogpegel des Zählerausgangssignals des Zählers 50 in der Periode einer Spur-Schrittweite erhöht wie das durch die sägezahnförmigen Signalverläufe in Fig. 9C dargestellt ist.

Wenn das Richtungssignal FWD/REV auf dem Pegel "0" bei der Förderung in Rückwärtsrichtung ist, nimmt das Zählerstandausgangssignal den sägezahnförmigen Verlauf mit zu dem gemäß Fig. 9C entgegengesetzten Gradienten ein. Wenn das Ausgangssignal des Zählers 50 digital/analog umgesetzt ist, derart, daß die sägezahnförmigen Signalverläufe bzw. Wellen abgetastet werden, wie das durch Kreismarkierungen in Fig. 9C dargestellt ist an den Vorderflanken der Kopfumschaltimpulse RF-SW gemäß Fig. 9F, wird die Phasendifferenz zwischen dem Abtastbeginnpunkt des A-Kopfes 4A und dem vorderen Ende S der A-Spur T_A in Form eines Spannungspegels erhalten. Wenn andererseits die sägezahnförmigen Wellen entsprechend den Stern-Markierungen in Fig. 9C an den Hinterflanken der Umschaltimpulse RF-SW abgetastet werden, wird die Phasendifferenz zwischen dem Abtastbeginn und des B-Kopfes 4B und dem Vorderende S der B-Spur T_B ebenfalls in Form eines Spannungspegels erhalten.

Da das Band mit der der 0,25-Zeitlupen-Wiedergabebetriebsart entsprechenden Geschwindigkeit bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 9A und 9B läuft, entspricht eine Schrittweite des CTL-Signals der Periode von vier Vollbildern.

Auf die bisher erläuterte Weise kann die Phasendifferenz zwischen den Spuren und dem Kopfabtastweg erhalten werden, wobei diese Phasendifferenz um ein Teilbild vorher vorhergesagt wird, d. h. während der Nichtabtastperiode jedes Kopfes, so daß der Kopf auf eine derartige geeignete Lage vor dem Start des Abtastbetriebes voreingestellt bzw. gebracht werden kann, derart, daß die Phasendifferenz zwischen den Köpfen und den Spuren auf den Null-Pegel verringert wird.

Zu diesem Zweck ist ein weiterer Zweirichtungszähler 52 (U/D) mit 4 Bit (d. h. 16 Zählstufen) vorgesehen.

Da der Takteingang CK dieses Zählers 52 mit den Kapstan FG-Impulsen versorgt wird, wird dessen Zählwert erhöht oder verringert mit einer Geschwindigkeit, die doppelt so groß ist wie die des Zählers 50 wie in Fig. 9E dargestellt. Darüber hinaus ist der Ladeeingang L des Zählers 52 mit Teilbildimpulsen g wie gemäß Fig. 9G versorgt, die durch Verdoppeln des Kopfumschaltimpulses RF-SW wie gemäß Fig. 9F erhalten werden, durch Verwendung eines Frequenzverdopplers 53. Als Ergebnis wird bei jedem dieser Teilbildimpulse g der Zählerstand des Zählers 50 durch den Zähler 52 voreingestellt.

Als Ergebnis nimmt der analogumgesetzte Wert des Zählerausgangssignals h des Zählers 52 eine solche Form ein wie das durch Addieren der sägezahnförmigen Wellen gemäß Fig. 9E und der sägezahnförmigen Wellen gemäß Fig. 9C erreicht wird, wie in Fig. 9H dargestellt.

Wie sich aus Fig. 9H ergibt, ist der Zählwert bzw. Zählerstand des Zählers 50 in Übereinstimmung mit dem Zählerstand des Zählers 52 um ein Teilbild vorher.

Als Ergebnis kann die Phasendifferenz zwischen der Spur und dem Kopfabtastweg vorhergesagt werden und um ein Teilbild vorher bekannt sein wegen des Zählerstand-Ausgangssignals h des Zählers 52.

Das Ausgangssignal h des Zählers 52 wird einem D/A-Umsetzer 54 (Digital/Analog-Umsetzer) zugeführt, durch den es in eine Sägezahnwelle i gemäß Fig. 9I umgesetzt wird.

Diese Sägezahnwelle i wird den Abtastspeicherschaltungen 55a bzw. 55b der A- bzw. B-Kanäle zugeführt. Andererseits werden die RF-SW-Impulse gemäß Fig. 9J über eine Verzögerungsschaltung 56a, z. B. einer Anstiegs-Triggerschaltung, einem Abtastimpulsgenerator 57a zugeführt, so daß Abtastimpulse k in einer Stellung von 1 V-α erzeugt werden, mit V ist gleich Vertikalabtastperiode und α ist gleich eine kleine Zeiteinheit, gegenüber dem Anstieg des RF-SW-Impulses, wie in Fig. 9K dargestellt. Wenn die Sägezahnwelle i gemäß Fig. 9I abgetastet wird, wie das durch die Kreismarkierungen wiedergegeben ist, in der Lage der abgetasteten Impulse k, kann die Phasendifferenz zwischen dem Kopf und der Spur zu Beginn des Abtastspeichers des A-Kopfes um ein Teilbild vorher vorhergesagt werden und als Spannungssignal von der Abtastspeicherschaltung 55a erhalten werden.

In gleicher Weise werden die invertierten Impulse von einem Inverter 58 über eine Verzögerungsschaltung 56b einer Abtastimpulsgeneratorschaltung 57b zugeführt, so daß Abtastimpulse 1 gemäß Fig. 9L in einer Lage von 1 V-α gegenüber dem Abfall der RF-SW-Impulse erzeugt werden. Wenn der Abtastbetrieb durchgeführt wird wie das durch Sternmarkierungen in Fig. 9I dargestellt ist, an der Lage dieser Abtastimpulse 1, kann die Phasendifferenz zwischen dem Kopf und der Spur zu Beginn des Abtastbetriebes des B-Kopfes um ein Teilbild vorher vorhergesagt werden.

Die Ausgangsspannung von der Abtastspeicherschaltung 55a des A-Kanals wird als Phasenfehlerkorrekturspannung V_S (A) über invertierende Verstärker 59a und 60a und über einen Widerstand R9 der Schalteinrichtung 46 zugeführt. Andererseits wird die Ausgangsspannung der Abtastspeicherschaltung 55b des B-Kanals als Phasenfehlerkorrekturspannung über invertierende Verstärker 59b und 60b und über einen Widerstand R10 der Schalteinrichtung 46 zugeführt. Da diese Schalteinrichtung 46 die Phasenfehlerkorrekturspannung V_S zu den bimorphen Blättern 5A und 5B des A- und B-Kanals während der Nichtabtastperioden der jeweiligen Köpfe überträgt wie das erläutert worden ist, werden die Lagen der jeweiligen Köpfe 4A und 4B so voreingestellt, daß die Phasendifferenzen von den jeweiligen Spuren T_A und T_B auf Null verringert werden, wodurch der Spurverfolgungs- oder Nachführungsbetrieb unter der Bedingung durchgeführt wird, in der die Spuren und die Kopfabtastwege in ihren Phasen übereinstimmend werden.

Wie das vorstehend erläutert worden ist, werden die Schrägwinkelkorrektur und die Phasenfehlerkorrektur der Spuren und der Kopfabtastwege und die Kompensation des Nachführfehlers, der durch das Wobbeln der Köpfe erfaßt wird, so durchgeführt, daß die Wiedergaben bei irgendeiner Bandgeschwindigkeit und ohne irgendeinem Rauschband oder Rauschbalken durchgeführt werden können.

Fig. 10 ist eine Signalverlauf-Darstellung der Signalverläufe der Ansteuerspannungen der bimorphen Blätter bei verschiedenen Bandgeschwindigkeiten. Bei der Wiedergabebetriebsart mit doppelter Vorwärtsgeschwindigkeit (+2; FWD) muß eine Spannung von höchstens 100 V eingeprägt werden, um eine Ablenkung um eine Spur-Schrittweite zu erreichen. In ähnlicher Weise muß bei der Stehbild- Wiedergabebetriebsart eine Spannung von etwa -100 V eingeprägt werden für eine Ablenkung von einer Spur-Schrittweite in entgegengesetzter Richtung. Bei der +3-Geschwindigkeits-Vorwärts-Wiedergabebetriebsart und der Rückwärts-Wiedergabebetriebsart (REV) müssen andererseits Spannungen von +200 V bzw. -200 V eingeprägt werden. Darüber hinaus wird die Phasenfehlerkorrekturspannung, entsprechend ±1/2 Schrittweiten, wie das innerhalb des Bereiches eines Pfeiles P in Fig. 10 dargestellt ist, den bimorphen Blättern 5A und 5B so zugeführt, daß die jeweiligen Köpfe voreingestellt werden, d. h. vor den Abtastbetrieben.

Wenn die zulässigen Pegel der auf die bimorphen Blätter 5A und 5B einprägbaren Spannungen auf ±200 V, als Beispiel, begrenzt sind, aufgrund von elektrischen Eigenschaften und der Formen der bimorphen Blätter, können diese überschritten werden, wenn die Phasenfehlerkorrekturspannungen berücksichtigt werden bei der Dreifachgeschwindigkeits- Vorwärts-Wiedergabebetriebsart und der Rückwärts-Wiedergabebetriebsart (REV). Als Ergebnis ist der variable Bereich der Bandwiedergabegeschwindigkeit auf einen Bereich von -0,5 bis +2,5 (Geschwindigkeitsverhältnis) eingeschenkt.

Wenn die Bandgeschwindigkeit die +2,5-Vorwärts- Geschwindigkeit und die 0,5-Rückwärts-Geschwindigkeit überschreitet, wird daher die voreingestellte Stellung des Kopfes zwangsweise um zuzüglich eine Spur-Schrittweite oder abzüglich eine Spur-Schrittweite verschoben (Offset) derart, daß die in der Geschwindigkeit geänderten Wiedergaben innerhalb des zulässigen Bereiches der Spannung durchgeführt werden können, die eingeprägt werden müssen, wobei der veränderbare Geschwindigkeitsbereich von -1 bis +3 reicht.

In Fig. 2C wird die Bandgeschwindigkeitserfassungsspannung Vc, die von dem Operationsverstärker 27 erhalten wird, wie gemäß Fig. 6D, Vergleichern 63 und 64 zugeführt. Der Vergleicher 63 bewirkt eine Erfassung des Zustandes bei dem das Bandgeschwindigkeitsverhältnis n innerhalb einer Grenze ist, die gegeben ist durch n-0,5 wobei der Minus- Eingang mit der Bezugsspannung d. h. +REF in Fig. 6D, versorgt ist. Als Ergebnis erreicht für n-0,5 das Ausgangssignal des Vergleichers 63 den hohen Pegel "1".

Andererseits wird der Vergleicher 64 zum Erfassen des Zustandes verwendet, bei dem das Bandgeschwindigkeitsverhältnis n durch die Ungleichung n+2,5 bestimmt ist, wobei dessen Plus-Eingang mit der Bezugsspannung, die in Fig. 6D mit -REF bezeichnet ist, versorgt ist. Als Ergebnis erreicht das Ausgangssignal des Vergleichers 54 für n+2,5 den hohen Pegel "1".

Die Ausgangssignale der erläuterten Vergleicher 63 und 64 werden den D-Eingängen von A-Kanal-Flipflops 65A bzw. 66A zur Wiedergabe des Laufzustandes des Bandes und weiter den D-Eingängen von B-Kanal- Flipflops 65B bzw. 66B zur Wiedergabe des Laufzustandes des Bandes zugeführt. Die jeweiligen Triggereingänge T der A-Kanal- Flipflops 65A und 66A werden mit den Kopfumschaltimpulsen RF-SW versorgt, während die jeweiligen Triggereingänge T der B-Kanal-Flipflops 65B und 66B mit den Impulsen versorgt werden, die durch einen Inverter 67 invertiert worden sind.

Die Fig. 11A bis 11E und die Fig. 12A bis 12E zeigen Signalverläufe zur Erläuterung des Betriebes der Schaltung gemäß Fig. 2, wobei die Bandgeschwindigkeit von der +2-Zeitraffer-Wiedergabe zur +3-Zeitraffer-Wiedergabe bzw. von der Stehbild-Wiedergabe zur -1-Rückwärtswiedergabe geändert wird.

Wenn die Bandgeschwindigkeit zu einem Zeitpunkt t₀ von der +2-Zeitraffer-Wiedergabe zur +3-Zeitraffer-Wiedergabe geändert wird, wie in Fig. 11A dargestellt, nimmt das Ausgangssignal des Vergleichers 64 hohen Pegel "1" ein, wie in Fig. 2C dargestellt, so daß das Flipflop 66a an den Hinterflanken der RF-SW-Impulse gemäß Fig. 11A gesetzt wird. Das hochpegelige Ausgangssignal A2 wie gemäß Fig. 11 des Flipflops 66A wird dem Minus- Eingang des invertierenden Verstärkers 60a des Phasenfehlerkorrektursystems zugeführt, in dem es mit einem festen Verhältnis zur Phasenfehlerkorrekturspannung addiert wird, so daß das Ausgangssignal des Verstärkers 60a um eine Spur-Schrittweite in negativer Richtung verschoben (Offset) wird. Da das Ausgangssignal dieses Verstärkers 60a durch den Kondensator C₂ integriert wird und dann dem bimorphen Blatt 5A über die Ansteuerschaltung 33a zugeführt wird, wird die dort einzuprägende Spannung V_A um eine Spur-Schrittweite in negativer Richtung während der Voreinstellperiode des A-Kopfes verschoben (Offset), wie in Fig. 11B dargestellt. Während der Voreinstellperiode des A-Kopfes d. h. der Abtastperiode des B-Kopfes nach dem Zeitpunkt t₀ wird der Kopf 4A um eine Spur-Schrittweite verschoben (Offset). Als Ergebnis überschreitet selbst in der +3-Zeitraffer- Wiedergabebetriebsart die Ansteuerspannung für das bimorphe Blatt nicht die zulässige Spannung (+200 V) wie das durch Strichlinien in Fig. 11B dargestellt ist.

In dem B-Kanal wird in ähnlicher Weise das Flipflop 66B an den Vorderflanken der RF-SW-Impulse gesetzt und wird dessen Ausgangssignal B2 wie gemäß Fig. 11E dem Minus-Eingang des invertierenden Verstärkers 60B des B-Kanals zugeführt. Folglich wird während der Voreinstellperiode des B-Kopfes die Ansteuerspannung V_B des bimorphen Blattes 5B um eine Spur-Schrittweite in Minus- Richtung verschoben (Offset) wie in Fig. 11D dargestellt. Als Ergebnis können selbst in der +3-Zeitraffer- Wiedergabebetriebsart die bimorphen Blätter 5A und 5B innerhalb des zulässigen Bereiches der einzuprägenden Spannung betrieben werden.

Die Fig. 12A bis 12E zeigen den Fall, in dem die Bandgeschwindigkeit zum Zeitpunkt t₀ von der Stehbild-Wiedergabebetriebsart zur -1-Rückwärts- Wiedergabebetriebsart geändert wird. In diesem Fall erreicht das Ausgangssignal des Vergleichers 63 gemäß Fig. 2C den hohen Pegel "1" und wird das Flipflop 65A gesetzt, wie in Fig. 12C dargestellt, durch die Hinterflanken RF-SW-Impulse gemäß Fig. 12A derart, daß das hochpegelige Ausgangssignal A1 (auf "1") dem Minus-Eingang des invertierenden Verstärkers 59a zugeführt wird. Als Ergebnis wird die Ansteuerspannung V_A für das bimorphe Blatt 5A um eine Spur-Schrittweite in positiver Richtung während der Voreinstellperiode des A-Kanals verschoben (Offset), wie in Fig. 12B dargestellt. Daher wird die Ansteuerspannung V_A für das bimorphe Blatt 5A nie niedriger als -200 V, wie das durch Strichlinien in Fig. 12B dargestellt ist.

In dem B-Kanal wird in ähnlicher Weise das Flipflop 65B mit der Anstiegsflanke der RF-SW-Impulse gesetzt, wie in Fig. 12E dargestellt, so daß das hochpegelige Ausgangssignal B1 dem Minus-Eingang des invertierenden Verstärkers 59B zugeführt wird. Folglich wird die Ansteuerspannung V_B des bimorphen Blattes 5B um eine Spur-Schrittweite in positiver Richtung während der Voreinstellperiode des B-Kopfes verschoben (Offset) wie das durch V_B in Fig. 12D dargestellt ist. Als Ergebnis können selbst in der -1-Rückwärts- Wiedergabebetriebsart die bimorphen Blätter 5A und 5B innerhalb des Bereiches der zulässigen Spannung, die einzuprägen ist, betrieben werden.

Wenn auch die vorstehende Erläuterung sich auf ein Schrägspur-VTR mit zwei Köpfen bezogen hat, so ist die Erfindung selbstverständlich auch auf ein Schrägspur-VTR mit einem Kopf anwendbar.

Wie das vorstehend erläutert worden ist, werden gemäß der Erfindung, da die Lagesteuereinrichtung der Drehmagnetköpe mit der Spannung mit entgegengesetzter Polarität zu der der Sägezahnspannung zum Korrigieren des Schrägwinkels versorgt ist, die Magnetköpfe um eine Spur-Schrittweite verschoben (Offset) so daß der Nachführbetrieb innerhalb des Arbeitsbereiches der Lagesteuereinrichtung durchgeführt werden kann, selbst wenn der Arbeitsbereich so begrenzt ist, daß der Nachführbetrieb der Magnetköpfe nicht bei einer Bandgeschwindigkeit durchgeführt werden kann, die höher als ein vorgegebener Pegel ist, wodurch der Geschwindigkeits-Änderungsbereich der Bandwiedergabegeschwindigkeit wesentlich erweitert werden kann.

Claims (4)

1. Automatisches Kopfnachführsystem für ein Schrägspur- Videobandgerät mit Sonder-Wiedergabefunktionen, mit einer Kopfpositioniereinrichtung zum Ablenken eines Signalwiedergabekopfes in einer Richtung senkrecht zu einer Kopfabtastrichtung,
einer Zuführeinrichtung zum Zuführen eines Schrägwinkel- Korrektursignals zur Kopfpositioniereinrichtung zwecks Korrektur hinsichtlich einer Winkelabweichung zwischen der abzutastenden Spur und der Kopfabtastrichtung,
einer Zuführeinrichtung zum Zuführen eines Phasenkorrektursignals zur Korrektur hinsichtlich der Phasenabweichung zwischen der abzutastenden Spur und der Kopfabtastlage zu Beginn der Abtastung einer Spur,
einer Führungseinrichtung zum Führen eines Videobandes in Übertragungsbeziehung zum Signalwiedergabekopf und einer Erfassungseinrichtung zum Erfassen der Geschwindigkeit des Videobandes, dadurch gekennzeichnet, daß das Videobandgerät eine Einrichtung (65A, 65B; 66A, 66B; 59A, 59B; 60a, 60b) zum Zuführen eines Offset- Steuersignals zur Kopfpositioniereinrichtung (5A, 5B) aufweist, wenn die Geschwindigkeitserfassungseinrichtung (9, 23-27, 63, 64) eine vorgegebene Bandgeschwindigkeit erfaßt.

2. Automatisches Kopfnachführsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zuführeinrichtung (65A, 65B, 66A, 66B) das Offset-Steuersignal abhängig von der Spurschrittweite der aufgezeichneten Videospuren (T) erzeugt und der Kopfpositioniereinrichtung (5A, 5B) zuführt.

3. Automatisches Kopfnachführsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarität des Offset-Steuersignals von der Laufrichtung des Videobandes (1) abhängt.

4. Automatisches Kopfnachführsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopfpositioniereinrichtung ein piezoelektrisches Blatt (5A, 5B) aufweist, auf dem der Signalwiedergabekopf (4A, 4B) befestigt ist, wobei das piezokeramische Blatt (5A, 5b) abhängig von daran angelegten Steuersignalen ablenkbar ist, derart, daß der Signalwiedergabekopf (4A, 4B) in der Richtung senkrecht zur Abtastrichtung ablenkbar ist.