DE3044921C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer Schaltung zum Erzeugen eines frequenzgeregelten Signals nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine derartige Schaltung ist aus der Zeitschrift "IEEE Transactions on Communications, Vol. (OM-27, No. 9, Sept. 1979, S. 1288 bis 1295 bekannt, s. dort die Fig. 1. In Zusammenhang mit einem Videobandaufzeichnungsgerät, bei dem das Farbträgersignal (Chrominanz- oder Chroma-Signal) in einem Farbvideosignal in ein Niederfrequenzsignal umgesetzt, dann einem Leuchtdichtesignal, das beispielsweise frequenzmoduliert ist, überlagert und danach aufgezeichnet wird, ist in dessen Wiedergabesystem ein Frequenzumsetzer vorgesehen, der das Farbträgersignal mit einem Trägersignal in das Signal mit der ursprünglichen Frequenz umsetzt.

Das Trägersignal für die Frequenzumsetzung wird durch die in Fig. 1 dargestellte automatische Phasenregelschaltung 10 erzeugt. Am Eingang 1 liegt ein Farbsynchronsignal bzw. ein Farb-Burstsignal S_B (3,58 MHz) an, das von einem wiedergewonnenen Farbträgersignal, welches frequenz-umgesetzt ist, abgetrennt wurde. Das Farbsynchronsignal S_B gelangt zusammen mit einem von einem Bezugsoszillator 2 bereitgestellten Bezugssignal S_R (3,58 MHz) zu einem Phasenvergleicher oder Phasenkomparator 3, der diese Signale phasenmäßig vergleicht. Das Ausgangssignal des Phasenvergleichers 3 gelangt zu einem Tiefpaßfilter 4, um eine Regelspannung V_C zu erhalten, die einen Oszillator 5 mit veränderbarer Frequenz speist, der im folgenden als VCO (= Voltage Controlled Oscillator = spannungssteuerbarer Oszillator) bezeichnet ist. Dieser VCO5 erzeugt in Abhängigkeit von der Regelspannung V_C ein Signal mit einer Frequenz (3,58 MHz + Jitter-Komponente). Der Ausdruck "Regelspannung" umfaßt dabei sowohl den Inhalt der reinen Steuerung als auch der Regelung im Sinne einer geschlossenen Regelschleife.

Das vom VCO5 kommende Signal und ein Signal von einer AFC- Schaltung 8 (Automatic Frequency Control Circuit = automatische Frequenznachsteuer-Schaltung) werden einem Frequenzumsetzer (Mischer) 6 zugeleitet, in dem ein Trägersignal F_C mit einer vorgebbaren Frequenz (4,27 MHz) erzeugt wird, das dann über den Anschluß 7 einer Frequenzumsetzerschaltung in einer Farbsignal-Verarbeitungsschaltung wiedergabeseitig als umsetzendes Trägersignal bereitgestellt wird.

In der in der zuvor beschriebenen Weise aufgebauten automatischer Phasenregelschaltung 10 werden Quarzschwinger 2a und 5a in Zusammenhang mit dem Bezugsoszillator 2 und dem VCO5 verwendet. Wenn der Quarzschwinger 5a als Frequenzbezugselement für den VCO5 benutzt wird, muß die Regelempfindlichkeit des VCO5 im allgemeinen niedrig gewählt werden. Daher ist es schwierig, den Farbwert bei großen Phasenschwankungen im wiedergewonnenen Farbsignal in einem sehr kurzen Zeitraum auf seinen ursprünglichen Farbwert zu korrigieren.

Dagegen weist ein Sägezahngenerator bzw. ein Kippschwinger (außer einem Quarzoszillator) normalerweise eine hohe Regel- bzw. Steuerempfindlichkeit auf, und kann seine Frequenz bis zu etwa einigen zehn kHz ändern. Daher sollte ein Kippschwinger als VCO5 verwendet werden. Dabei können sich jedoch Probleme aus einer möglichen Frequenzdrift ergeben, da die C- und R-Elemente, die die frequenzbestimmenden Elemente des Kippschwingers sind, in ihren Werten streuen, frequenzändernden Temperatureinflüssen unterliegen usw., schwankt die Schwingfrequenz stark (in der Größenordnung von einigen hundert kHz). Ein so stark in der Frequenz schwankender Oszillator kann daher nicht als VCO5 verwendet werden.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung zur Erzeugung eines frequenzgeregelten Signals bzw. eines Signals, dessen Frequenz synchron zur Frequenz eines Eingangssignals regelbar ist, zu schaffen, die die zuvor beschriebenen Schwierigkeiten nicht aufweist und die insbesondere eine Frequenzdrift in einem von einem Oszillator mit veränderlicher Frequenz bereitgestellten frequenzgeregelten Signal kompensieren bzw. vermeiden kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Blockschaltbild einer herkömmlichen automatischen Phasenregelschaltung,

Fig. 2 das Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen frequenzgeregelten Oszillatorschaltung,

Fig. 3 eine graphische Darstellung, die den Frequenzlauf des Ausgangssignals des Detektors wiedergibt, der bei dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel Verwendung findet,

Fig. 4 ein Blockschaltbild für eine Ausführungsform des Frequenzdifferenzdetektors, der bei der in Fig. 2 dargestellten Ausführungsform verwendet werden kann,

Fig. 5A bis 5J jeweils Signalformen, anhand denen die Funktionsweise des in Fig. 4 dargestellten Detektors erläutert wird,

Fig. 6 und 7 Blockschaltbilder von Ausführungsbeispielen für die Additions- oder Mischschaltung, wie sie in der in Fig. 5 dargestellten Detektorschaltung verwendet werden können,

Fig. 8A bis 8H jeweils Signalformen, anhand denen die in Fig. 4 dargestellte Detektor- bzw. Frequenzdifferenzschaltung erläutert wird,

Fig. 9 ein schematisches Blockschaltbild für eine weitere Ausführungsform des Frequenzdifferenzdetektors gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig. 10A bis 10I, 12A bis 12M und 13A bis 13L jeweils Signalformen, an denen die Funktionsweise des in Fig. 9 dargestellten Ausführungsbeispiels erläutert wird, und

Fig. 14 ein schematisches Blockschaltbild für eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen frequenzvariablen Oszillatorschaltung.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend beispielsweise für den Fall beschrieben, bei dem die Erfindung in Zusammenhang mit einem Videobandaufzeichnungsgerät eingesetzt wird, bei dem das zuvor beschriebene Aufzeichnungssystem Verwendung findet.

Fig. 2 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung zur Erzeugung eines frequenzgeregelten Signals bzw. einer frequenzvariablen Oszillatorschaltung. Bei der vorliegenden Ausführungsform wird als frequenzvariabler Oszillator bzw. als VCO5 außer einem Quarzschwinger ein veränderlicher Kipp- bzw. Sägezahnoszillator, beispielsweise ein emittergekoppelter Multivibrator und ein veränderlicher Oszillator mit einem Keramikfilter verwendet, wie dies zuvor beschrieben wurde, und die Regel- bzw. Steuerempfindlichkeit des VCO5 wird so gewählt, bzw. eingestellt, daß der Maximalwert der Schwingfrequenz des VCO5, die mit der dem VCO5 angelegten Regelspannung V_C veränderbar ist, ± 15 kHz nicht übersteigt und beispielsweise etwa ± 10 kHz ist. In Fig. 2 sind die Elemente, die denen von Fig. 1 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen versehen und sollen der Kürze halber nicht nochmals beschrieben werden.

Bei dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel ist ein Frequenzdifferenzdetektor 20 vorgesehen, der den Frequenzunterschied zwischen dem vom Bezugsoszillator 2 bereitgestellten Bezugsausgangssignal S_R und dem von VCO5 bereitgestellten Oszillatorausgangssignal S_O ermittelt. Dieser Detektor 20 liefert ein Detektorausgangssignal V_D, das proportional zur Frequenzdifferenz Δf ist, wie dies in der graphischen Darstellung gemäß Fig. 3 wiedergegeben ist. Das Detektorausgangssignal V_D wird zusammen mit der vom Tiefpaßfilter 4 bereitgestellten Regelspannung V_C einem Differenzverstärker 21 mit hohem Verstärkungsfaktor zugeleitet, dessen Differenz- Ausgangssignal V_Y über einen Tiefpaßfilter 22 an einen Verstärker 23 gelangt, der zur Einstellung der Empfindlichkeit verwendet wird. Die Verstärkerausgangsspannung V_X gelangt zu einem Addierer 24, der diese Ausgangsspannung V_X mit der zuvor erwähnten Regelspannung V_C addiert. Das Ausgangssignal des Addierers 24 wird dann dem VCO5 zugeleitet. Wenn die als automatische Phasenregelschaltung verwendete frequenzvariable Oszillatorschaltung 10 in der in Fig. 2 dargestellten Weise aufgebaut ist, hängt die Schwingfrequenz f_V des VCO5 gemäß der nachfolgend angegebenen Gleichung (1) von den Regelspannungen V_C und V_X ab, und das Detektorausgangssignal V_D des Detektors 20 hängt gemäß der nachfolgend angegebenen Gleichung (2) von dem Frequenzunterschied Δf ab:

f_V = f_R + K₁V_C + K₂V_X + f_e (1)

V_D = K₃ Δf = K₃ (f_V - f_R) (2)

hierbei ist

K₁ die Modulationsempfindlichkeit des VCO5, die an den Klemmen der Regelspannung V_C meßbar ist,
K₂ die Modulationsempfindlichkeit des VCO5, die an den Klemmen der Regelspannung V_X (K₂ < K₁) meßbar ist,
K₃ die Modulationsempfindlichkeit des Detektors 20,
f_e die durch eine Federkraft verursachte Fehlerfrequenz (Driftfrequenz) und
f_R die Bezugsfrequenz.

Aus der Gleichung (1) ergibt sich die Regelspannung V_C wie folgt:

Für das Differenzausgangssignal V_Y gilt folgende Gleichung:

V_Y = K₄ (V_C - V_D) (4)

Hierbei ist K₄ der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 21.

Durch Einsetzen der Gleichungen (2) und (3) in die Gleichung (4) ergibt sich die Gleichung (5):

Wenn das Produkt aus der Modulationsempfindlichkeit K₁ und der Demodulationsempfindlichkeit K₃ so gewählt ist, daß es die nachfolgend angegebene Gleichung (6)

K₁ · K₃ = 1 (6)

erfüllt, so erhält die Gleichung (5) die Form:

Da im Gleichspannungs- bzw. Gleichstrombereich V_X = V_Y ist, erhält man für die Regelspannung V_X folgende Gleichung (8):

Wenn der Verstärkungsfaktor K₄ des Differenzverstärkers 21 ausreichend groß ist, geht die Gleichung (8) in die Gleichung (9) über:

Durch Einsetzen der Gleichung (9) in die Gleichung (1) ergibt sich die Gleichung (10):

Die Gleichung (10) zeigt, daß die Schwingfrequenz f_V unabhängig von der Frequenzdrift ist.

Wenn die Gleichung (6) nicht vollständig befriedigt wird, oder wenn das Produkt aus der Modulationsempfindlichkeit K₁ und der Demodulationsempfindlichkeit K₃ etwas von 1 abweicht, so schwingt der VCO5 mit einer Frequenz, die etwas von der Mittenfrequenz 3,58 MHz abweicht.

Wenn der VCO5 so geregelt bzw. gesteuert wird, daß das Detektorausgangssignal V_D, das vom Frequenzunterschied Δf zwischen dem Oszillatorausgangssignal S_O des VCO5 und dem Bezugsausgangssignal S_R abhängt, gleich der Regelspannung V_C wird, können Schwankungen der Schwingfrequenz f_V, die durch eine Frequenzdrift des VCO5 hervorgerufen werden, vermieden bzw. eliminiert werden.

Bei konstanter Regelspannung V_C wird das Detektorausgangssignal V_D proportional zu Δf_V um ΔV_D größer, wenn sich die Schwingfrequenz f_V aufgrund der Frequenzdrift um Δf_V ändert. Infolgedessen nimmt das Differenzausgangssignal V_Y um - ΔV_Y ab. Gleichzeitig nimmt auch die Regel- bzw. Steuer-Ausgangsspannung V_X um - ΔV_X ab, so daß die Änderung Δf_V der Schwingfrequenz f_V Null wird. Wenn sich die Regelspannung V_C in diesem Falle ändert, wird die Schwingfrequenz f_V in Abhängigkeit von der Änderung der Regelspannung V_C gesteuert bzw. geregelt, wie dies aus Gleichung (10) ersichtlich ist.

Wenn die Regelspannung V_C dagegen Wechselspannungs-Komponenten enthält, die höher als die Ansprechzeit bzw. -geschwindigkeit des Detektors 20 sind, wird das Ausgangssignal V_Y des Differenzverstärkers 21 nicht Null. Wenn die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters 22 groß gewählt ist, gelangt in diesem Falle jedoch keine externe Störung an den VCO5. Dann wird die Regelspannung V_X so geregelt bzw. gesteuert, daß der Mittelwert der Regelspannung V_C mit dem Mittelwert des Detektorausgangssignals V_D in Übereinstimmung kommt, so daß die Schwingfrequenz f_C immer gleich der Bezugsfrequenz f_R wird.

Wenn der Detektor 20, der den zuvor beschriebenen Frequenzunterschied feststellt, in der in Fig. 4 dargestellten Weise ausgebildet ist, kann das Detektorausgangssignal V_D mit der in Fig. 3 dargestellten Kennlinie bzw. Charakteristik erzeugt werden.

Bei dem in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiel wird das Oszillatorausgangssignal S_O (vergleiche Fig. 5B) des VCO5 einem Setz-Eingang S eines Flipflops 30 und das Bezugsausgangssignal S_R (vergleiche Fig. 5A) dem Rücksetz- Eingang R des Flipflop 30 bereitgestellt. Der Flipflop 30 erzeugt ein in Fig. 5C dargestelltes Impulsausgangssignal P_a, das mit einem Tiefpaßfilter 31 geglättet wird. Das Ausgangssignal P_b (vgl. Fig. 5B) des Tiefpaßfilters 31 gelangt dann zu einer Differenzierstufe 32, in der das Ausgangssignal P_b des Tiefpaßfilters 31 differenziert wird, so daß sich ein differenziertes, in Fig. 5E dargestelltes Impulssignal P_c ergibt. Wie Fig. 5E zeigt, wird die Polarität der differenzierten Impulse des von der Differenzierstufe 32 erzeugten differenzierten Impulssignals P_c zwischen den Fällen unterschiedlich, bei denen die Schwingfrequenz f_V kleiner oder größer als die Bezugsfrequenz f_R ist.

Das differenzierte Impulssignal P_c gelangt an eine erste Pegelbewertungs- bzw. Begrenzungsstufe 33A, dessen Bewertungs- bzw. Begrenzungspegel als positiver Begrenzungspegel L₁ gewählt ist, sowie an eine zweite Pegelbewertungs- bzw. Begrenzungsstufe 33B, dessen Bewertungs- bzw. Begrenzungspegel als negativer Begrenzungspegel L₂ gewählt ist. Die erste Begrenzungsstufe 33A erzeugt daher ein erstes in Fig. 5F dargestelltes begrenztes Ausgangssignal P_d1, und die zweite Begrenzungsstufe 33B erzeugt ein zweites, in Fig. 5G dargestelltes, begrenztes Ausgangssignal P_d2. Das erste begrenzte Ausgangssignal P_d1 gelangt an einen monostabilen Multivibrator 34A und das zweite begrenzte Ausgangssignal P_d2 gelangt an einen monostabilen Multivibrator 34B, die Impulsausgangssignale P_e1 bzw. P_e2 mit vorgegebenen Impulsbreiten erzeugen (vgl. die Fig. 5H und 5I), die dann an einen Kombinierer 35 gelangen und dort addiert werden. Wenn die Bezugspegel der jeweiligen Impulsausgangssignale P_e1 und P_e2 die Impulspegel E_O sind (vgl. die Fig. 5H und 5I), so erzeugt der Kombinierer 55 ein addiertes Ausgangssignal P_f, das in Fig. 5J dargestellt ist. Wenn das addierte Ausgangssignal P_f des Addierers 35 mit einem Tiefpaßfilter 36 geglättet wird, ergibt sich ein Gleichspannungs-Ausgangssignal (Detektorausgangssignal V_D entsprechend dem Frequenzunterschied zwischen der Schwingfrequenz f_V und der Bezugsfrequenz f_R (vgl. Fig. 5J). Wenn der Detektor 20 gemäß Fig. 4 aufgebaut ist, läßt sich, wie zuvor beschrieben, ein Ausgangssignal erhalten, das eine in Fig. 3 dargestellte Kennlinie bzw. Charakteristik aufweist, bei der der Frequenzunterschied über dem Detektorausgangssignal bzw. der Detektorausgangsspannung aufgetragen ist.

In einem bestimmten Fall können die in Fig. 4 dargestellten Multivibratoren 34A und 34B auch weggelassen werden.

In den Fig. 6 und 7 sind praktische Ausführungsformen des Kombinierers 35 dargestellt.

Bei dem in Fig. 6 dargestellten Ausführungsbeispiel für den Kombinierer 35 ist der Kombinierer als Stromschaltung ausgebildet. In diesem Falle sind zwei Einheits-Stromquellen 40 und 41 parallel geschaltet, und eine Ausgangsklemme 35a ist mit einer von ihnen verbunden. Zwei Impulsausgangssignale P_e1 und P_e2 gelangen an einen Dekodierer 43 zur Steuerung der Stromquellen, und die dekodierten Ausgangssignale des Dekodierers 43 werden an die jeweilige Stromquelle 40 bzw. 41 geführt, um diese in der gewünschten Weise ein- und auszuschalten.

Damit das Detektorausgangssignal V_D bei f_R < f_V ein Maximum und bei f_R < f_V ein Minimum im Fall von Fig. 5 wird, reicht es beispielsweise aus, die Logikschaltung so auszubilden, daß dann, wenn f_R < f_V ist, beide Stromquellen 40 und 41 eingeschaltet sind, und daß dann, wenn f_R < f_V ist, beide Stromquellen 40 und 41 ausgeschaltet sind, und wenn f_R = f_V ist, nur eine der beiden Stromquellen 40 und 41 eingeschaltet sind.

Bei dem in Fig. 7 dargestellten Ausführungsbeispiel ist der Addierer 35 als Spannungsschaltung ausgebildet. In diesem Falle ist eine Bezugsspannungsquelle 50, die drei Spannungswerte, beispielsweise 4 V, 6 V und 8 V erzeugt, sowie ein Schalter 51 vorgesehen. Dieser Schalter 51 wird vom Ausgangssignal einer Steuerstufe 55 in der gewünschten Weise gesteuert, wobei diese Steuerstufe aus einem Flipflop 56, einem ODER-Glied 57 und einem Dekodierer 58 besteht, wie dies in Fig. 7 dargestellt ist. Ein Beispiel für den logischen bzw. binären Vorgang dieser Schaltung ist in der nachfolgend angegebenen Tabelle 1 wiedergegeben:

Tabelle 1

Es ist jedoch bei der in Fig. 4 dargestellten Schaltung bekannt, daß der Flipflop 30 unter einer bestimmten Voraussetzung fehlerhaft arbeiten bzw. betätigt werden kann. Das heißt, wenn, wie in Fig. 8A dargestellt ist, der Phasenunterschied eines Eingangssignals etwas von 360° abweicht, tritt ein Sägezahn-Ausgangssignal P_b mit umgekehrter Polarität auf. Wenn Instabilitäten bzw. ein Flackern, sogenannte Jitter- und Störsignale bei einem Phasenunterschied nahe 0° auftreten, ändert sich das Sägezahn-Ausgangssignal P_b bei einem kleinen Phasenunterschied stark, wie dies in Fig. 8B dargestellt ist. Wenn das Sägezahn-Ausgangssignal P_b mit den zuvor beschriebenen Störungen bzw. plötzlichen Änderungen verwendet wird, so arbeitet der VCO5 falsch bzw. fehlerhaft.

Fig. 9 zeigt eine weitere Ausführungsform des Frequenzdifferenz- Detektors 20, der das zuvor beschriebene Fehlverhalten vermeidet. Der Detektor 20 gemäß dieser Ausführungsform weist eine Phasensprungschaltung auf, die die aufgrund von Störsignalen oder Jittern hervorgerufene Wiederumkehr des Sägezahnsignals vermeidet, wenn der Phasenunterschied zwischen den Eingangssignalen S_V und S_R 0° oder 360° wird. Der Detektor 20 besitzt weiterhin einen verbesserten Spannungsvergleicher bzw. -komparator 70, der Unregelmäßigkeiten des differenzierten Signals P_c kompensiert, die durch den Phasensprung des Sägezahnsignals erzeugt werden.

Bei dieser Ausführungsform weist die Phasensprungschaltung einen Phasenschieber 61 für 90° und einen Schalter 62 auf. Das Bezugssignal S_R des Bezugsoszillators 2 gelangt zunächst zu der einen festliegenden Klemme a des Schalters 32 und danach zum Phasenschieber 61, von dem aus das dann um 90° phasenverschobene Bezugssignal S_R an eine weitere feste Klemme b des Schalters 62 gelangt. Ein beweglicher Schalterarm c des Schalters 62 ist mit dem Setz-Eingang S des Flipflops 30 verbunden. Wie nachfolgend im einzelnen beschrieben werden wird, wird der Schalter 62 durch das Signal des Spannungsvergleichers 70 gesteuert.

Der Spannungsvergleicher 70 besteht im wesentlichen aus einem Vergleicherpaar 68 und 69. Das von der Differenzierschaltung 32 (vgl. Fig. 10B) bereitgestellte differenzierte Signal P_c gelangt an den positiven Eingang des Vergleichers 68 und an den negativen Eingang des Vergleichers 69. Der hohe Bezugspegel L₁, der von den Gleichspannungsquellen E_A und E_B bereitgestellt wird, gelangt an den negativen Eingang des Vergleichers 68, und der niedere Bezugspegel L₂, der von der Gleichspannungsquelle E_B bereitgestellt wird, gelangt an den positiven Eingang des Vergleichers 69. Die Ausgangssignale S_c1 und S_c2 (vgl. die Fig. 10C) der Vergleicher 68 und 69 gelangen an den Rücksetz- bzw. an den Setzeingang R bzw. S des Flipflops 71 und weiterhin an das ODER-Glied 72, dessen Ausgangssignal S_OR dem nachtriggerbaren monostabilen Multivibrator 73 bereitgestellt wird. Es sei hierbei erwähnt, daß das Ausgangssignal S_F1 des Flipflops 71 angibt, welches der Signale S_V und S_R eine größere Frequenz aufweist, und das Ausgangssignal S_M des Multivibrators 73 gibt den Zeitpunkt an, zu dem die Signale S_C1 und S_C2 auftreten. Die Signale S_F1 und S_FM gelangen zu einer logischen bzw. Binärschaltung 74, in der das in Fig. 5J dargestellte Impulssignal P_f in Abhängigkeit von den Signalen S_F1 und S_M einer Signalverformung unterzogen wird. Darüber hinaus weist der Spannungsvergleicher 70 eine Bezugspegel-Änderungsstufe 80 auf, die einen mit dem Signal S_M angesteuerten T-Flipflop 63 und zwei Trapezsignalgeneratoren 64 und 65 besitzt, die das Ausgangssignal S_F2 bzw. S_F3 des Flipflops 3 umformen. Wie nachfolgend im einzelnen erläutert wird, gelangt das Ausgangssignal S_P1 des Trapezsignalgenerators 34 an den negativen Eingang des Vergleichers 68 und das Ausgangssignal S_P3 des Trapezsignalgenerators 65 an den positiven Eingang des Vergleichers 69, um die Bezugspegel L₁ und L₂ zu verändern.

Entsprechend dem in Fig. 9 dargestellten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird die Phase des Bezugsausgangssignals S_R im Phasenschieber 61 um 90° verschoben, der als Phasenverzögerungsschaltung ausgebildet ist, und eines der Bezugsausgangssignale S_R, das nicht verzögert ist, und das vom Phasenschieber 61 verzögert wurde, wird vom Schalter 62 ausgewählt. In diesem Falle wird das Impulssignal S_F3 (vgl. Fig. 10E), welches durch Anlegen des Ausgangssignals S_M an den T-Flipflop 63 erzeugt wurde, als Schaltimpulssignal verwendet.

Das das Ausgangssignal S_M des Multivibrators 73 (vgl. Fig. 10D) in Abhängigkeit von einer Änderung des in Fig. 10A dargestellten Sägezahnsignals P_b erhalten wird, wird also die Anstiegszeit des Ausgangssignals S_M vom Flipflop 63 festgestellt. Wenn die Phase des Bezugsausgangssignals F_R aufgrund des Impulssignals S_F3 um 90° phasenverschoben ist, wobei dieses Impulssignal die Anstiegszeit des Ausgangssignals S_M feststellt, wird also der Phasenunterschied ΔR zwischen dem Oszillatorausgangssignal S_V und dem Bezugsausgangssignal S_R zwangsläufig 270° oder 90° gemacht. Auch wenn Jitter- oder Störsignale auftreten, werden daher die in Fig. 8B dargestellten Änderungen vermieden, und der VCO5 arbeitet fehlerfrei.

Wenn das Impulssignal S_F3 den Wert "1" in dem in Fig. 9 dargestellten Ausführungsbeispiel aufweist, wird der Schalter 62 in die in der Fig. 9 dargestellte Schalterstellung umgeschaltet.

Wenn festgestellt wird, daß der Phasenunterschied 0° oder 360° wird, und dann die Phase des Bezugsausgangssignals S_R zwangsläufig um 90° phasenverschoben wird, wird der Phasenunterschied zwischen dem Oszillatorausgangssignal S_V und dem Bezugsausgangssignal S_R 270° oder 90° je nach dem Phasenzustand des Bezugsausgangssignals S_R. Auf diese Weise wird ein differenziertes Impulssignal S_D, wie es in Fig. 11B dargestellt ist, erhalten. Da in diesem Falle der positive differenzierte Impuls bei dem Phasenunterschied von 90° größer als bei dem Phasenunterschied von 270° ist, kann es in diesem Fall sein, daß der positive differenzierte Impuls den ersten Bezugs- bzw. Begrenzungspegel L₁ übersteigt. Wenn der positive differenzierte Impuls den ersten Bezugs- bzw. Begrenzungspegel L₁ übersteigt, erhält man das erste Vergleichsausgangssignal S_c1 (vgl. Fig. 11C). Durch das Ausgangssignal S_I1 des Flipflops 71 (vgl. Fig. 11E) und durch das Ausgangssignal S_M des Multivibrators 73 (vgl. Fig. 11F) ergibt sich also ein Impulsausgangssignal P_c, das in Fig. 11G dargestellt ist. Daher kann der VCO5 in entsprechender Weise wie bei dem zuvor beschriebenen Fall fehlerhaft arbeiten.

Wenn der positive differenzierte Impuls den ersten Bezugs- bzw. Begrenzungspegel L₁ nicht übersteigt, so ergibt sich das in Fig. 11H dargestellte Ausgangssignal S_F1 des Flipflops 71. In diesem Falle wird daher von dem in Fig. 11I dargestellten Impulsausgangssignal P_c der normale Steuer- bzw. Regelvorgang ausgeführt.

Aus diesem Grunde wird mit dem in Fig. 9 dargestellten Ausführungsbeispiel eine Verbesserung vorgenommen, um den aufgrund der Phasenverschiebung von 90° verursachten Fehler zu vermeiden. Bei diesem Ausführungsbeispiel gelangt ein positiv invertiertes Ausgangssignal S_F2 (vgl. Fig. 12G) vom Flipflop 63 zum ersten Trapezsignalgenerator 34, der ein Trapezausgangssignal S_P2 erzeugt, dessen schräge Flanke nur der Anstiegsflanke des Ausgangssignals S_F2 entspricht, wie dies in Fig. 12H dargestellt ist. Dieses Ausgangssignal S_P2 gelangt an die Differenzierstufe 66 und wird dort differenziert, so daß sich ein differenziertes Impulssignal P_d2 ergibt (vgl. Fig. 12I). Dieses differenzierte Impulssignal P_D2 wird mit dem ersten Detektor- bzw. Bezugs- oder Begrenzungspegel L₁ überlagert und dann dem Spannungsvergleicher 68 zugeleitet. Im differenzierten Impulssignal P_d2 ist der der Anstiegsflanke des Trapezausgangssignals S_P2 entsprechende Teil ein scharfer positiver Impuls und die anderen sich ändernden Impuls- bzw. Signalteile sind nur kleine negative Impulse. Diese Schaltung wirkt also als eine Differenzierschaltung, die die negativen Impulse unterdrückt.

Wie bereits zuvor beschrieben wurde, wird das differenzierte Impulssignal P_d2, das den Spitzenwert l_a aufweist, mit dem ersten Detektor- bzw. Bezugs- oder Abschneidpegel L₁ überlagert, und der Bezugspegelbereich in der Nähe des positiven differenzierten Impulssignals S_D, das dem ersten Spannungsvergleicher 68 zugeleitet wird, und einen relativ hohen Spitzenwert l_a aufweist, wird mit dem erwähnten differenzierten Impulssignal P_d2 angehoben (vgl. Fig. 12M), so daß das erste Vergleichsausgangssignal S_C1 nicht erzeugt wird. Infolgedessen erhält das Ausgangssignal S_F1 des Flipflops 71 die in Fig. 11H dargestellte Form, um eine Fehlfunktion des VCO5 zu vermeiden.

Das invertierte Ausgangssignal S_F3 des Flipflops 63 gelangt an den zweiten Trapezsignalgenerator 65, der dann ein Trapezausgangssignal S_P3 erzeugt, in dem eine Anstiegsflanke des Ausgangssignals S_F3 eine schräge Flanke auftritt, wie in Fig. 12K dargestellt ist. Dieses Trapezausgangssignal S_P3 gelangt dann an eine Differenzierschaltung 67, die ein differenziertes Impulssignal P_d3 erzeugt, in dem ein positiver Impuls unterdrückt wird (vgl. Fig. 12L). Das differenzierte Impulssignal P_d3 wird mit dem zweiten Bezugs- bzw. Detektor- oder Begrenzungspegel L₂ überlagert und dann dem zweiten Spannungsvergleicher 69 zugeleitet. Dementsprechend erhält der Bezugs- bzw. Begrenzungspegel nach dem Addiervorgang die in Fig. 12M dargestellte Form. Wenn das differenzierte Impulssignal P_d3 in diesem Falle überlagert wird, ist der Bezugs- bzw. Begrenzungspegel in der Nähe eines Teils der negativen differenzierten Impulse verändert, jedoch führt dies bei der Detektion des differenzierten Impulssignals S_D zu keinen Problemen.

Wenn f_R < f_V ist, ergeben sich die in Fig. 13 dargestellten Ausgangssignale. In diesem Falle kann die Erzeugung zweiter Vergleichsausgangssignale S_C2, die eine Fehlfunktion verursachen würden, durch das differenzierte Impulssignal P_d3, das dem zweiten Bezugs- bzw. Begrenzungspegel L₂ überlagert ist, unterdrückt werden.

Fig. 14 zeigt eine weitere Ausführungsform der in Fig. 4 dargestellten frequenzvariablen Oszillatorschaltung 10. Bei der in Fig. 14 dargestellten Schaltungsanordnung wird das vom VCO erzeugte Oszillatorsignal direkt mit dem Eingangssignal S_B verglichen. Diese Art der Oszillatorschaltung wird vorzugsweise in der automatischen Phasenregelschaltung eines Videobandaufzeichnungsgeräts verwendet. In diesem Falle gelangt das Farbsynchron- bzw. Burstsignal, das von der Farbart- bzw. Chrominanzkomponente getrennt ist, als Eingangssignal S_B an den Phasenvergleicher 3.

Claims (16)

1. Schaltung zum Erzeugen eines frequenzgeregelten Signals, dessen Frequenz synchron zur Frequenz eines Eingangssignals mittels einer automatischen Phasenregelschaltung regelbar ist,

• - welche einen das frequenzsynchrone Signal abgebenden frequenzvariablen Oszillator und einen Phasenkomparator (3) enthält, der in Abhängigkeit von Phasenverschiebungen des Eingangssignals eine dem frequenzvariablen Oszillator zur Steuerung dienende Regelspannung liefert,
• - und welche weiterhin einen Frequenzdifferenzdetektor (20) enthält, dessen einem Eingang das frequenzvariable Signal zugeführt wird und dessen Ausgangssignal über einen Tiefpaß (22) zusammen mit dem ebenfalls tiefpaßgefilterten Ausgangssignal des Phasenkomparators (3) einer Addierschaltung (24) zugeführt wird, die das den frequenzvariablen Oszillator (VCO) direkt beaufschlagende Regelsignal liefert,

gekennzeichnet durch

• - ein von einem Bezugsoszillator (2) geliefertes Bezugssignal (S_R), das dem Phasenkomparator (3) und dem anderen Eingang des Frequenzdifferenzdetektors zugeführt wird,
• - eine Vergleichsschaltung (21), welche das Ausgangssignal des Phasenkomparators (3) und das Ausgangssignal (V_D) der Frequenzdifferenzschaltung (20) vergleicht und ein der Frequenzdifferenz dieser Signale entsprechendes Ausgangssignal (V_Y) liefert, und durch
• - ein an die Vergleichsschaltung (21) angeschlossenes Tiefpaßfilter (22), das Störspannungskomponenten im Ausgangssignal der Vergleicherschaltung (21) unwirksam macht.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzdifferenzdetektor (20) folgende Schaltungsteile aufweist:

• - eine Differenzsignalerzeugerstufe (30, 31), die ein Differenzsignal (P_b) mit einer Frequenz entsprechend der Frequenzdifferenz erzeugt,
• - eine Differenzierschaltung (32), die aus dem Differenzsignal (P_b) ein differenziertes Ausgangssignal (P_c) bildet,
• - ein Pegelkomparator (33A, 33B; 70), der das differenzierte Ausgangssignal (P_c) gegen einen ersten und einen zweiten Bezugspegel (L₁ bzw. L₂) vergleicht, ein erstes Ausgangssignal (P_e1; S_c1) erzeugt, wenn das differenzierte Ausgangssignal (P_c) größer als der erste Bezugspegel (L₁) ist, und ein zweites Ausgangssignal (P_e2, S_c2) erzeugt, wenn das differenzierte Ausgangssignal (P_c) kleiner als der zweite Bezugspegel (L₂) ist, und
• - eine Schaltung (35; 74), die das erste und zweite Ausgangssignal (P_e1, S_c1) und das zweite Ausgangssignal (P_e2, S_c2) kombiniert und ein der Frequenzdifferenz proportionales Gleichspannungsausgangssignal (P_f) erzeugt (Fig. 4 und 9).

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzsignalerzeugerstufe (30, 31) einen Flipflop (30) mit einem mit dem frequenzgeregelten Signal (S_O) beaufschlagten Setz-Eingang und mit einem mit dem Bezugssignal (S_R) beaufschlagten Rücksetzeingang, sowie ein Tiefpaßfilter (31) aufweist, das das Ausgangssignal (P_a) des Flipflops (30) einer Signalumformung unterzieht und das zu differenzierende Signal (P_b) erzeugt (Fig. 4 und 9).

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzsignalerzeugerstufe (30, 31) eine Phasenschieberschaltung aufweist, die die Phase des Bezugssignals (S_R) um einen vorgebbaren Betrag verschiebt, wenn die Phasendifferenz zwischen dem frequenzgeregelten Oszillator (5 bzw. S_O) und dem Bezugssignal (S_R) 0° oder 360° wird (Fig. 9).

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschieberschaltung (61, 62) einen Phasenschieber (61) zur Phasenverschiebung des Bezugssignals (S_R) um 90° und einen Umschaltkreis (32) zum Umschalten der Ausgangssignale des Bezugsoszillators (2) und des Phasenschiebers (61) aufweist, wobei der Setzeingang des Flipflops (30) mit dem Ausgangssignal des Umschaltkreises (62) beaufschlagt ist (Fig. 9).

6. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Pegelkomparator (33A, 33B) eine erste Pegelbewertungsschaltung (33A), deren Bewertungspegel auf den ersten Bezugspegel (L₁) eingestellt ist, sowie eine zweite Pegelbewertungsschaltung (33B) aufweist, deren Bewertungspegel auf den zweiten Bezugspegel (L₂) eingestellt ist (Fig. 4).

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Pegelkomparator (70) einen ersten, ein erstes Ausgangssignal (S_C1) erzeugenden Differenzverstärker (68) und einen zweiten, ein zweites Ausgangssignal (S_C2) erzeugenden Differenzverstärker (69) aufweist, und daß das differenzierte Ausgangssignal (P_C) an einen positiven Eingang des ersten Differenzverstärkers (68) und an einen negativen Eingang des zweiten Differenzverstärkers (69), der erste Bezugspegel (1) an den negativen Eingang des ersten Differenzverstärkers (68) und der zweite Bezugspegel (L₂) an den positiven Eingang des zweiten Differenzverstärkers (69) gelegt ist (Fig. 9).

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Kombinierschaltung (35) einen mit dem ersten und zweiten Ausgangssignal (P_e1, P_e2) beaufschlagten Dekoder (55) und einen vom Dekoder (55) gesteuerten Spannungsgenerator (50) aufweist, der in Abhängigkeit vom Auftreten des ersten bzw. des zweiten Ausgangssignals (P_e1, P_e2) eine Gleichspannung mit drei unterschiedlichen Pegeln erzeugt (Fig. 7).

9. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsgenerator (50) zwei Konstantstromquellen (40, 41) aufweist, die vom Dekoder (43) so steuerbar sind, daß

• - beide Konstantstromquellen (40, 41) leiten, wenn der Dekoder (43) mit dem ersten Ausgangssignal (P_e1) beaufschlagt ist,
• - nur eine der Konstantstromquellen (40 oder 41) leitend ist, wenn der Codierer (43) von keinem der Ausgangssignale (P_e1, P_e2) beaufschlagt ist, und
• - keine der Konstantstromquellen (40, 41) auf Stromdurchlaß geschaltet ist, wenn der Dekoder (43) nur mit dem zweiten Ausgangssignal (P_e2) beaufschlagt ist (Fig. 6).

10. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsgenerator (50) Spannungsquellen, die eine Spannung mit drei Bewertungsstufen erzeugt, sowie einen von den drei Spannungsstufen beaufschlagten Schalter (31) aufweist, wobei

• - die hohe Spannung bei Auftreten des ersten Ausgangssignals (P_e1) am Dekoder (55) erzeugt wird,
• - die mittlere Spannung erzeugt wird, wenn weder das erste noch das zweite Ausgangssignal (P_e1, P_e2) am Dekoder (55) anliegt, und
• - die niedere Spannung erzeugt wird, wenn das zweite Ausgangssignal (P_e1) am Dekoder (55) anliegt Fig. 7).

11. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kombinierschaltung (74) eine mit dem ersten und zweiten Ausgangssignal (F_c1, F_c2) beaufschlagte Schaltungsstufe (71), die ein auf das Auftreten des ersten oder zweiten Ausgangssignals (F_c1, F_c2) hinweisendes erstes Hinweissignal (S_F1) erzeugt, sowie eine mit dem ersten und zweiten Ausgangssignal (SC₁, SC₂) beaufschlagte Schaltungsstufe (72) aufweist, die ein auf das Auftreten des ersten und zweiten Ausgangssignals (SC₁, SC₂) hinweisendes, zweites Hinweissignal (SM) erzeugt (Fig. 9).

12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die das erste Hinweissignal (S_F1) erzeugende Schaltungsstufe (71) aus einem zweiten Flipflop besteht, dessen Setz-Eingang mit dem zweiten Ausgangssignal (S_c2), und dessen Rücksetzeingang mit dem ersten Ausgangssignal (S_c1) beaufschlagt ist (Fig. 9).

13. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die das zweite Hinweissignal (S_M) erzeugende Schaltungsstufe (72) aus einem ODER-Glied (72) besteht, das mit dem ersten und zweiten Ausgangssignal (S_C1, S_C2) beaufschlagt ist (Fig. 9).

14. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Pegelkomparator (70) eine Pegeländerungsschaltung (80) aufweist, die den ersten und zweiten Bezugspegel (L₁, L₂) so ändert, daß der erste Bezugspegel (L₁) über einem vorgegebenen Intervall liegt, wenn das differenzierte Ausgangssignal (P_c) kleiner als der zweite Bezugspegel (L₂) ist, und der zweite Bezugspegel (L₂) kleiner als ein vorgebbares Intervall ist, wenn das differenzierte Ausgangssignal (P_c) höher als der erste Bezugspegel (L₁) ist (Fig. 9).

15. Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Pegeländerungsschaltung (80) folgende Schaltungsteile aufweist:

• - einen dritten Flipflop (63), der vom ersten und zweiten Ausgangssignal angesteuert wird und ein in Gegenphase auftretendes Paar von Rechtecksignalen (S_F2, S_F3) erzeugt,
• - ein Paar Trapezsignal-Generatoren (64, 65), denen das jeweilige Rechtecksignal (S_F2, S_F3) des Rechtecksignalpaars zugeleitet werden,
• - ein Paar Differenzierschaltungen (66, 67), die das jeweilige von dem Trapezsignalgeneratorpaar erzeugte Trapezsignal differenzieren, und
• - ein Addierer, der das jeweilige differenzierte Ausgangssignal des differenzierten Ausgangssignalpaars (S_P2, S_P3) mit dem ersten bzw. zweiten Bezugspegel (L₁, L₂) addiert.